JP2023028428A - 照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】消費エネルギーを低減できる照明装置を得ることを目的とする。【解決手段】本開示に係る照明装置は、光源部と、スイッチング素子と、電流検出抵抗とが直列に接続された直列回路と、交流電源から電力を供給され、前記直列回路の両端に前記交流電源に基づくリプル成分を含む出力電圧を発生させ、前記光源部を点灯させる電源回路と、動作モードとして第１モードと第２モードを有し、前記スイッチング素子と、前記電源回路を制御する制御部と、を備え、前記第１モードで前記制御部は、前記電流検出抵抗に発生する電圧が目標電圧と一致するように、前記スイッチング素子のインピーダンスを変更し、前記第２モードで前記制御部は、前記第１モードのときよりも前記スイッチング素子のインピーダンスを小さくし、前記電流検出抵抗に発生する電圧が目標電圧と一致するように前記電源回路を制御する。【選択図】図１

Description

本開示は、照明装置に関する。

特許文献１には、交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するＬＥＤ駆動装置が開示されている。ＬＥＤ駆動装置は、オンオフ制御されるスイッチング素子と、リプル電流低減部と、制御回路とを備える。リプル電流低減部は、ＬＥＤ負荷に直列に接続され、ＬＥＤ負荷に流れる電流リプルを低減する。制御回路は、ＬＥＤ負荷とリプル電流低減部との接続点におけるフィードバック電圧に基づきスイッチング素子をオンオフ制御することにより、直流出力電力を所定値に制御する。

特開２０１２－１６４６３３号公報

特許文献１のようなＬＥＤ駆動装置では、電力変換回路において、交流電源を整流して得られた電圧から交流電源の高調波電流を抑制するように力率改善動作が行われる。このとき、電力変換回路の出力電圧にリプル成分が含まれていても、リプル電流低減部によって、ＬＥＤ電流にリプル成分が重畳することを抑制できる。具体的にはリプル成分として、交流電源を全波整流することで得られる交流電源の２倍の周波数成分を抑制する。交流電源の２倍の周波数成分がＬＥＤ電流に重畳すると、監視カメラ等の撮像機器に光フリッカと呼ばれるちらつき現象が発生するおそれがあった。

ここで、特許文献１のような制御では、リプル電流低減部においてリプル電圧とＬＥＤ電流から求まる損失が発生する。この損失は、リプル成分を除去する上で必要な損失として考えられている。しかし、リプル成分による光フリッカは人の視覚では検知できない。このため、光フリッカが影響しない環境で照明装置が使用される場合、リプル電流低減部での損失は不要な損失となる。このため、ＬＥＤ照明を使用することによる消費エネルギー低減の効果が損なわれるおそれがある。

本開示は、上述の課題を解決するためになされたもので、消費エネルギーを低減できる照明装置を得ることを目的とする。

本開示に係る照明装置は、光源部と、スイッチング素子と、電流検出抵抗とが直列に接続された直列回路と、交流電源から電力を供給され、前記直列回路の両端に前記交流電源に基づくリプル成分を含む出力電圧を発生させ、前記光源部を点灯させる電源回路と、動作モードとして第１モードと第２モードを有し、前記スイッチング素子と、前記電源回路を制御する制御部と、を備え、前記第１モードで前記制御部は、前記電流検出抵抗に発生する電圧が目標電圧と一致するように、前記スイッチング素子のインピーダンスを変更し、前記第２モードで前記制御部は、前記第１モードのときよりも前記スイッチング素子のインピーダンスを小さくし、前記電流検出抵抗に発生する電圧が目標電圧と一致するように前記電源回路を制御することを特徴とする照明装置。

本開示に係る照明装置では、制御部が第２モードのとき、第１モードのときよりもスイッチング素子のインピーダンスが小さく設定される。従って、消費エネルギーを低減できる。

実施の形態１に係る照明装置の回路ブロック図である。 実施の形態に係る照明装置の電流電圧波形を示す図である。 実施の形態２に係る照明装置の回路ブロック図である。

各実施の形態に係る照明装置について図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る照明装置１００の回路ブロック図である。照明装置１００は点灯装置１０と光源部３０を備える。点灯装置１０は、交流電源である商用電源ＡＣを整流する整流器ＤＢと、整流された電圧が充電されるコンデンサＣ１を備える。コンデンサＣ１に発生する電圧は全波整流された脈流電圧である。さらに点灯装置１０は、この脈流電圧を電圧変換してコンデンサＣ２に充電するフライバック回路を備えている。フライバック回路は照明装置１００の電源回路に該当する。

次にフライバック回路の構成について説明する。コンデンサＣ１の正極には、トランスＴ１の１次巻き線が接続され、１次巻き線の他端にはスイッチング素子Ｑ１のドレインが接続される。スイッチング素子Ｑ１は例えばＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。スイッチング素子Ｑ１のソースにはコンデンサＣ１の負極が接続される。コンデンサＣ１の負極は整流器ＤＢのアノード極の回路基準電位ＧＮＤに接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のゲートには点灯制御ＩＣ１２のＰ１端子が接続される。点灯制御ＩＣ１２は、スイッチング素子Ｑ１にゲート信号を出力している。スイッチング素子Ｑ１はフライバック回路を駆動させるための素子である。点灯制御ＩＣ１２は、電源回路であるフライバック回路を制御する電源回路制御部に該当する。

トランスＴ１は、１次巻き線と磁気結合された２次巻き線を有する。２次巻き線の一端はダイオードＤ１のアノードに接続され、他端はＧＮＤに接続される。ダイオードＤ１のカソードはコンデンサＣ２の正極に接続され、コンデンサＣ２の負極はＧＮＤに接続されている。

コンデンサＣ２の正極は、光源部３０が備えるＬＥＤのアノード側に接続される。光源部３０は複数のＬＥＤで構成されている。図１では光源部３０は直列接続された４つのＬＥＤを有する。光源部３０はＬＥＤを１つ以上有すれば良い。また、光源部３０が有する複数のＬＥＤは、直列接続であっても並列接続であっても、直並列接続であっても良い。以下では光源部３０をＬＥＤと呼ぶことがある。

ＬＥＤのカソード側はスイッチング素子Ｑ２のドレインに接続される。また、スイッチング素子Ｑ２のドレインは、抵抗Ｒ４を介して点灯制御ＩＣ１２のＰ２端子に接続されている。点灯制御ＩＣ１２のＰ２端子はフライバック回路の電圧フィードバック検出端子である。抵抗Ｒ４は電流制限用抵抗である。スイッチング素子Ｑ２のソースには電流検出抵抗Ｒ１の一端が接続され、電流検出抵抗Ｒ１の他端はＧＮＤに接続される。

スイッチング素子Ｑ２のゲートは、抵抗Ｒ３を介して、比較器ＡＭＰ１の出力端子に接続される。比較器ＡＭＰ１の＋端子には、点灯制御ＩＣ１２のＰ３端子から生成される電圧Ｖ１が印加される。電圧Ｖ１は変更することができる。電圧Ｖ１は、例えばＰ３端子から出力されるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号のＤＵＴＹに基づき、図示しない抵抗及びコンデンサから成る積分回路によって生成することができる。

電流検出抵抗Ｒ１にはＬＥＤ電流が流れる。電流検出抵抗Ｒ１は、ＬＥＤ電流を電圧変換している。比較器ＡＭＰ１の－端子は、抵抗Ｒ２を介して、スイッチング素子Ｑ２のソースと電流検出抵抗Ｒ１の接続点に接続される。また、比較器ＡＭＰ１の－端子と出力端子間にはコンデンサＣ３が接続されている。コンデンサＣ３は位相補償用のコンデンサである。抵抗Ｒ２は、電流制限およびコンデンサＣ３との積分のために設けられる。スイッチング素子Ｑ２は、比較器ＡＭＰ１の比較結果に応じて駆動する。

また、抵抗Ｒ２は点灯制御ＩＣ１２のＰ４端子に接続されている。点灯制御ＩＣ１２のＰ４端子はフライバック回路の電流フィードバック検出端子である。

点灯制御ＩＣ１２のＰ５端子には、後述する第１モードと第２モードを切り替える動作モード切替部２０からの動作切り替え信号が入力される。動作モード切替部２０は、例えば照明装置１００の外郭に設けられたスライドスイッチまたは信号を受信する通信部である。動作切り替え信号は、例えばスライドスイッチの切り替え、または、赤外線リモコン信号の受信などによってＰ５端子に入力される。動作切り替え信号は、使用者が動作モードを切り替えるためのトリガ信号である。

スイッチング素子Ｑ２、比較器ＡＭＰ１、コンデンサＣ３および抵抗Ｒ３は後述する電流制限回路１４に該当する。電圧Ｖ１は電流制限回路１４の目標指令値となる。また、比較器ＡＭＰ１は後述するインピーダンス制御部に該当する。以降では点灯制御ＩＣ１２とインピーダンス制御部を合わせて制御部と呼ぶことがある。制御部は、動作モードとして第１モードと第２モードを有し、スイッチング素子Ｑ２と、フライバック回路を制御する。

図２は、実施の形態に係る照明装置１００の電流電圧波形を示す図である。照明装置１００の動作について、図２に示されるタイムチャートを用いて説明する。まずは時刻Ｔ０～Ｔ１の動作について説明する。この期間は、電流制限回路１４がオンであり、制御部の動作モードは第１モードである。

コンデンサＣ１には、商用電源ＡＣから整流器ＤＢを介して、脈流電圧が印加されている。脈流電圧は全波整流電圧とも呼ばれる。この電圧が、トランスＴ１の１次巻き線を介して、スイッチング素子Ｑ１に印加される。スイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作している。スイッチング素子Ｑ１がオンすることにより、トランスＴ１の１次巻き線にエネルギーが発生する。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、２次巻き線側には巻き数比に応じた電圧が発生する。

このようにスイッチング素子Ｑ１がオンオフすることで得られた高周波の２次巻き線電圧は、ダイオードＤ１で整流されてコンデンサＣ２に平滑電圧として充電される。コンデンサＣ２の電圧は、図２に示されるように、コンデンサＣ１に印加されている脈流電圧の周波数、即ち、商用電源ＡＣの２倍の周波数成分を含んでいる。

Ｐ２端子は、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧を検出する検出端子である。点灯制御ＩＣ１２は、Ｐ２端子の電圧に基づき、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧が一定になるよう制御する。スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧は、電流検出抵抗Ｒ１の電圧とスイッチング素子Ｑ２のドレイン－ソース間電圧の合計に等しい。また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧は、コンデンサＣ２の電圧からＬＥＤ電圧を引いた電圧に等しい。

点灯制御ＩＣ１２は、Ｐ２端子から検出した電圧に応じて、Ｐ１端子から出力する駆動電圧を制御して、スイッチング素子Ｑ１のオン時間を制御する。点灯制御ＩＣ１２は、Ｐ２端子の電圧が点灯制御ＩＣ１２の内部に記憶された基準電圧よりも小さければ、Ｐ１端子から出力する駆動電圧のオン時間を長くする。逆に点灯制御ＩＣ１２は、Ｐ２端子の電圧が基準電圧よりも大きければ、Ｐ１端子から出力する駆動電圧のオン時間を短くする。これらの動作が能動的に繰り返されることで、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧は定電圧を維持することができる。このように、点灯制御ＩＣ１２は第１モードにおいて、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧に基づき、フライバック回路を定電圧制御する。

点灯制御ＩＣ１２はスイッチング素子Ｑ１を商用周期においてオン幅一定の高力率制御している。このときコンデンサＣ１の静電容量は、コンデンサＣ１に発生する電圧が脈流電圧になるように設定される必要がある。この結果、コンデンサＣ２には商用電源ＡＣの２倍の周波数成分を含んだリプル電圧が発生する。しかしながら、オン幅を一定にしてフライバック回路をスイッチング制御することで、入力電流を入力電圧に対して追従制御して高力率制御が可能となる。

コンデンサＣ２と並列に、光源部３０と、スイッチング素子Ｑ２と、電流検出抵抗Ｒ１とが直列に接続された直列回路が接続される。フライバック回路は、商用電源ＡＣから電力を供給されて、この直列回路の両端に商用電源ＡＣに基づくリプル成分を含む出力電圧を発生させる。これにより、光源部３０が点灯する。

ここで、点灯制御ＩＣ１２は、コンデンサＣ２の電圧が一定になるように定電圧制御しても構わない。つまり、Ｐ２端子はコンデンサＣ２の電圧を検出しても良い。スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧はコンデンサＣ２の電圧からＬＥＤ電圧を引いた電圧に等しい。また、ＬＥＤ電圧は一般に設計事項である。このため、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧を定電圧制御することは、コンデンサＣ２の電圧を定電圧制御することと同等であるとも言える。

一方、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧を定電圧制御する方が、スイッチング素子Ｑ２による電流制御時の損失を低減できる。コンデンサＣ２の電圧を定電圧制御する場合は、温度特性および個体ばらつきを想定したＬＥＤ電圧の最大値を考慮して、コンデンサＣ２の電圧を設定する必要がある。このため、ＬＥＤ電圧が温度特性および個体ばらつきにより想定した値よりも小さかった場合に、スイッチング素子Ｑ２が受け持つ電圧が増える可能性がある。

次に、第１モードにおける電流制限回路１４の動作について説明する。コンデンサＣ２に充電された電圧は、ＬＥＤ、スイッチング素子Ｑ２および電流検出抵抗Ｒ１が形成する直列回路に供給される。スイッチング素子Ｑ２は比較器ＡＭＰ１に駆動される。比較器ＡＭＰ１は反転増幅回路を構成する。比較器ＡＭＰ１は、電圧Ｖ１と、電流検出抵抗Ｒ１に発生する電圧の比較結果に基づき、スイッチング素子Ｑ２をフィードバック制御する。つまり比較器ＡＭＰ１は、電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧が、電圧Ｖ１と一致して一定になるように、スイッチング素子Ｑ２を制御する。

電流検出抵抗Ｒ１に発生する電圧は、ＬＥＤ電流と電流検出抵抗Ｒ１の抵抗値の積である。点灯制御ＩＣ１２は、ＬＥＤ電流の目標値として電圧Ｖ１を生成してＰ３端子から出力する。つまり、第１モードで制御部は、電流検出抵抗Ｒ１に発生する電圧が目標電圧と一致するように、スイッチング素子Ｑ２のインピーダンスを変更する。このように、比較器ＡＭＰ１は、スイッチング素子Ｑ２のインピーダンスを制御するインピーダンス制御部となる。換言すると、比較器ＡＭＰ１は定電流レギュレータ動作により電流制限制御をしている。

スイッチング素子Ｑ２のドレイン－ソース間には、コンデンサＣ２に印加される電圧からＬＥＤ電圧と電流検出抵抗Ｒ１に印加される電圧を引いた電圧が印加される。図２に示されるように、スイッチング素子Ｑ２はコンデンサＣ２の電圧に含まれているリプル電圧を含めて、インピーダンスが調整されて電流制限される。これにより、ＬＥＤ電圧、即ちＬＥＤ電流からリプル成分を除去することができる。

このように電流制限回路１４によって、ＬＥＤ電流からリプル成分を除去できる。このとき、スイッチング素子Ｑ２にはドレイン－ソース間電圧とＬＥＤ電流の積に相当する損失が発生している。

次に、時刻Ｔ１以降の動作について説明する。この期間は、電流制限回路１４がオフであり、制御部の動作モードは第２モードである。このとき、スイッチング素子Ｑ２のインピーダンスによる電流制限を行わない。点灯制御ＩＣ１２は、電圧Ｖ１としてＬＥＤ電流の目標値よりも高い値を生成し、Ｐ３端子から出力する。

また時刻Ｔ１以降では、点灯制御ＩＣ１２は、電流検出抵抗Ｒ１に発生する電圧が目標電圧と一致するようにフライバック回路を制御する。Ｐ４端子は時刻Ｔ０～Ｔ１まではフィードバック制御に直接関連していなかった。時刻Ｔ１以降、点灯制御ＩＣ１２はＰ４端子から電流検出抵抗Ｒ１に発生する電圧を検出し、検出電圧に基づきＬＥＤ電流を定電流制御する。また、Ｐ２端子は、時刻Ｔ０～Ｔ１までは定電圧制御用の検出端子であったが、時刻Ｔ１以降ではフィードバック制御に直接関連しない。なお、スイッチング素子Ｑ１のオン幅が商用周期に対して一定となるように高力率制御されることは変わらない。

比較器ＡＭＰ１は、電圧Ｖ１と電流検出抵抗Ｒ１の電圧の比較結果に応じて、スイッチング素子Ｑ２を駆動する。第２モードでは、電圧Ｖ１が電流検出抵抗Ｒ１の電圧よりも高い電圧に設定されるため、スイッチング素子Ｑ２のゲートに高い電圧が印加される。時刻Ｔ０～Ｔ１においてスイッチング素子Ｑ２は、インピーダンスが調整されるような所謂半オン状態であった。しかし、時刻Ｔ１以降においてスイッチング素子Ｑ２は、インピーダンスが小さくなり、所謂完全オン状態になる。つまり、第２モードで制御部は、第１モードのときよりもスイッチング素子Ｑ２のインピーダンスを小さくする。このとき、ドレイン－ソース間の電圧は略ゼロとなる。

このときコンデンサＣ２電圧は、図２に示されるように、第１モードでスイッチング素子Ｑ２のドレイン－ソース間に発生していた電圧ΔＶと略等しい電圧だけ低下する。つまり、フライバック回路の出力電圧は、第１モードに比べて第２モードで小さい。

また、第２モードにおいて、スイッチング素子Ｑ２のインピーダンス調整は行われない。このためＬＥＤ電圧は、コンデンサＣ２に発生したリプル電圧が重畳した状態となる。即ちＬＥＤ電流にもリプル成分が発生する。このように電流制限回路１４がオフ状態の第２モードでは、ＬＥＤ電流にはリプル成分が発生する一方、スイッチング素子Ｑ２の損失は極小化される。

以上より、本実施の形態では照明装置１００の消費エネルギーを低減できる。さらに、光フリッカを抑制した照明と、リプル成分を除去せずに高効率で省エネ効果が高い照明を選択できる。動作モードの切り替えは、例えば使用者が動作モードを切り替えるためのトリガ信号を操作することで実施できる。

また、照明装置１００では、部品交換などを行わずに動作モードを切り替えることができる。従って、照明装置１００を使用用途によらず構成でき、部品の共通化および省資源化に貢献できる。

本実施の形態では、点灯制御ＩＣ１２とインピーダンス制御部を別の制御部として設けた。これに限らず、点灯制御ＩＣ１２とインピーダンス制御部は１つの制御部であっても良い。点灯制御ＩＣ１２は例えばマイコンである。点灯制御ＩＣ１２は、例えばプロセッサとメモリを有する。プロセッサがメモリに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、上述の制御が実現される。メモリには例えば上述の定電流制御、定電圧制御における目標電圧、基準電圧が記憶されている。

これらの変形は、以下の実施の形態に係る照明装置について適宜応用することができる。なお、以下の実施の形態に係る照明装置については実施の形態１との共通点が多いので、実施の形態１との相違点を中心に説明する。

実施の形態２．
図３は、実施の形態２に係る照明装置２００の回路ブロック図である。図１との違いは、点灯制御ＩＣ１２のＰ４端子が無いことである。実施の形態１では、第２モードにおいて点灯制御ＩＣ１２は、Ｐ４端子から検出した信号でフライバック回路からＬＥＤ電流を定電流制御した。本実施の形態では、第２モードにおいてフライバック回路からＬＥＤ電流を定電流制御することは同じであるが、点灯制御ＩＣ１２はＬＥＤ電流をＰ２端子から検出する。

つまり、点灯制御ＩＣ１２は、第１モードではＰ２端子から検出したドレイン電圧に基づきフライバック回路を定電圧制御し、第２モードではＰ２端子によって電流検出抵抗Ｒ１に発生する電圧を検出し、フライバック回路を定電流制御する。第２モードにおいて、スイッチング素子Ｑ２のインピーダンスは小さい。このため、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧によって電流検出抵抗Ｒ１の電圧を検出することが可能である。

スイッチング素子Ｑ２は、完全オン状態においてもドレイン－ソース間にオン抵抗を有する。しかし、この値は設計事項である。また、一般に電流検出抵抗Ｒ１はスイッチング素子Ｑ２のオン抵抗よりも十分大きい値に設定されることが多い。このため、ＬＥＤ電流の検出端子と、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧の検出端子を共通化できる。このように、本実施の形態では照明装置２００の構成を簡易化できる。

なお、各実施の形態で説明した技術的特徴は適宜に組み合わせて用いても良い。

１０ 点灯装置、１４ 電流制限回路、２０ 動作モード切替部、３０ 光源部、１００ 照明装置、２００ 照明装置、ＡＣ 商用電源、ＡＭＰ１ 比較器、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ、Ｄ１ ダイオード、ＤＢ 整流器、Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子、
Ｒ１ 電流検出抵抗、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４ 抵抗、Ｔ１ トランス

Claims (6)

1. 光源部と、スイッチング素子と、電流検出抵抗とが直列に接続された直列回路と、
   交流電源から電力を供給され、前記直列回路の両端に前記交流電源に基づくリプル成分を含む出力電圧を発生させ、前記光源部を点灯させる電源回路と、
   動作モードとして第１モードと第２モードを有し、前記スイッチング素子と、前記電源回路を制御する制御部と、
   を備え、
   前記第１モードで前記制御部は、前記電流検出抵抗に発生する電圧が目標電圧と一致するように、前記スイッチング素子のインピーダンスを変更し、
   前記第２モードで前記制御部は、前記第１モードのときよりも前記スイッチング素子のインピーダンスを小さくし、前記電流検出抵抗に発生する電圧が目標電圧と一致するように前記電源回路を制御することを特徴とする照明装置。
2. 前記電源回路の前記出力電圧は、前記第１モードに比べて前記第２モードで小さいことを特徴とする請求項１に記載の照明装置。
3. 前記第１モードと前記第２モードを切り替える動作モード切替部を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の照明装置。
4. 前記制御部は、前記スイッチング素子のインピーダンスを制御するインピーダンス制御部と、前記電源回路を制御する電源回路制御部を有することを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の照明装置。
5. 前記制御部は、前記スイッチング素子のドレイン電圧を検出する検出端子を有し、前記第１モードでは前記ドレイン電圧に基づき前記電源回路を定電圧制御することを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の照明装置。
6. 前記制御部は、前記第２モードでは前記検出端子によって前記電流検出抵抗に発生する電圧を検出し、前記電源回路を定電流制御することを特徴とする請求項５に記載の照明装置。

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