JP2020204524A - Current sensor and measuring device - Google Patents
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Abstract
【課題】電流センサにおける周波数特性の変動を抑制する。【解決手段】測定対象に生じる被測定電流を検出する電流センサ１１０は、複数に分割され測定対象が挿通される磁気コア１０と、磁気コア１０に巻き回される複数の導線２及び３と、を備える。さらに電流センサ１１０は、導線２及び３の各々に生じる電流を電圧に変換し増幅する複数の電流変換回路２２及び３２と、電流変換回路２２及び３２の各々から出力される電圧を合成した信号を被測定電流として出力する電圧合成回路４０と、を備える。【選択図】図１PROBLEM TO BE SOLVED: To suppress fluctuation of frequency characteristics in a current sensor. SOLUTION: A current sensor 110 for detecting a current to be measured generated in a measurement target is divided into a plurality of magnetic cores 10 through which the measurement target is inserted, and a plurality of conductors 2 and 3 wound around the magnetic core 10. To be equipped. Further, the current sensor 110 combines a plurality of current conversion circuits 22 and 32 that convert and amplify the current generated in each of the conductors 2 and 3 into a voltage and a voltage output from each of the current conversion circuits 22 and 32. It includes a voltage synthesis circuit 40 that outputs as a current to be measured. [Selection diagram] Fig. 1
Description
本発明は、測定対象に生じる被測定電流を検出する電流センサ及び測定装置に関する。 The present invention relates to a current sensor and a measuring device for detecting a current to be measured generated in a measurement target.
特許文献１には、分離可能なコアの各々にそれぞれ巻回した複数のコイルと、任意のコイル同士を半固定抵抗で直列接続し、さらに半固定抵抗を並列接続した複数の独立回路と、独立回路の各出力を加算して被測定電流に対応した電圧を得るクランプテスタが開示されている。 Patent Document 1 describes a plurality of coils wound around each separable core, and a plurality of independent circuits in which arbitrary coils are connected in series with semi-fixed resistors and semi-fixed resistors are connected in parallel. A clamp tester is disclosed that adds each output of a circuit to obtain a voltage corresponding to a current to be measured.
上記のクランプテスタのような電流センサでは、各コアに巻回された複数のコイルを構成する導線に対して複数の半固定抵抗が接続されているため、各導線の負荷抵抗が大きくなってしまう。その結果、被測定電流の周波数に応じて導線から出力される電流の振幅が変動しやすくなるという問題がある。 In a current sensor such as the clamp tester described above, since a plurality of semi-fixed resistors are connected to the conductors constituting the plurality of coils wound around each core, the load resistance of each conductor becomes large. .. As a result, there is a problem that the amplitude of the current output from the conducting wire tends to fluctuate according to the frequency of the current to be measured.
本発明は、このような問題点に着目してなされたものであり、電流センサにおける周波数特性の変動を抑制することを目的とする。 The present invention has been made focusing on such a problem, and an object of the present invention is to suppress fluctuations in frequency characteristics in a current sensor.
本発明のある態様によれば、測定対象に生じる被測定電流を検出する電流センサは、複数に分割され、前記測定対象が挿通されるコアと、前記コアに巻き回される複数の導線と、前記導線の各々に流れる電流を電圧に変換し増幅する複数の増幅回路と、前記増幅回路の各々から出力される電圧を合成した信号を前記被測定電流として出力する合成回路と、を備える。 According to an aspect of the present invention, the current sensor for detecting the current to be measured generated in the measurement target is divided into a plurality of cores through which the measurement target is inserted, and a plurality of conductors wound around the core. It includes a plurality of amplifier circuits that convert the current flowing through each of the conductors into a voltage and amplify it, and a synthesis circuit that outputs a signal obtained by combining the voltages output from each of the amplifier circuits as the current to be measured.
この態様によれば、増幅回路を用いて、導線に生じる電流を電圧に変換することにより、導線に接続される負荷抵抗が小さくなるので、電流センサにおける周波数特性の変動を抑制することができる。 According to this aspect, by converting the current generated in the conducting wire into a voltage by using the amplifier circuit, the load resistance connected to the conducting wire becomes small, so that the fluctuation of the frequency characteristic in the current sensor can be suppressed.
以下、添付図面を参照しながら本発明の各実施形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
（第１実施形態）
図１は、本実施形態における測定装置１００の基本構成を示す図である。
(First Embodiment)
FIG. 1 is a diagram showing a basic configuration of the
測定装置１００は、測定対象に生じる被測定電流を検出した検出信号に基づき測定対象についての物理量を測定する。被測定電流としては、例えば、電流線路を構成する一本の電線に流れる交流電流、又は電線に生じる漏洩電流などが挙げられる。漏洩電流を検出する場合は、電流が互いに逆方向に流れる一対の電線が測定対象となる。
The
本実施形態における測定装置１００は、電流センサ１１０及び測定部１２０を備える。測定装置１００は、電流センサ１１０及び測定部１２０を一体として構成されてもよく、別個に構成されてもよい。
The
電流センサ１１０は、活線状態の測定対象を挿通可能、すなわちクランプ可能に構成され、測定対象に生じる被測定電流を検出する。本実施形態における電流センサ１１０は、電流が互いに逆方向に流れる一対の電線が電流センサ１１０に挿通された状態において少なくとも一方の電線に生じる漏洩電流を検出する。このような電流センサ１１０は、漏洩電流センサ又はリーククランプメータと称される。
The
電流センサ１１０は、カレントトランス（ＣＴ）方式の電流センサとして構成される。しかしながら、電流センサ１１０は、ゼロフラックス方式（磁気平衡式）の電流センサとして構成されてもよい。
The
電流センサ１１０は、磁気コア１０と、複数の電流検出回路２０及び３０と、電圧合成回路４０と、出力端子５０と、を備える。
The
磁気コア１０には、測定対象として電流が互いに逆方向に流れる一対の電線が挿通される。磁気コア１０は、複数に分割されており、これにより開閉可能に構成される。本実施形態における磁気コア１０は、全体形状が環状に形成され、分割ライン９ａ及び９ｂに沿って二つに分割されている。
A pair of electric wires through which currents flow in opposite directions are inserted into the
以下では、分割された一方の磁気コア１０を分割コア１１と称し、他方の磁気コア１０を分割コア１２と称する。分割コア１１及び１２において分割ライン９ａ側を基端部とし、分割ライン９ｂ側を先端部とした場合は、分割コア１１及び１２の双方の先端部が互いに開閉可能に構成される。
In the following, one of the divided
電流検出回路２０及び３０は、磁気コア１０の分割によって生じる対称性のずれ、すなわち磁気コア１０の非対称性に起因する検出誤差が小さくなるよう、互いに対称的に構成される。電流検出回路２０及び３０の各々は、被測定電流によって生じる磁気コア１０の磁束密度の変動を利用して、被測定電流の大きさに応じた電圧を出力する。ここにいう被測定電流の大きさとは、被測定電流の振幅、平均値、実効値又は二乗平均値などが挙げられ、本実施形態では電流検出回路２０及び３０の出力電圧が、被測定電流の振幅に応じて変化する。
The
本実施形態では、測定対象からの漏洩電流によって磁気コア１０の磁束密度が変動することから、一対の電流検出回路２０及び３０は、その磁気コア１０の磁束密度の変動を利用して測定対象の漏洩電流の大きさに相関する電圧を出力する。
In the present embodiment, since the magnetic flux density of the
電流検出回路２０は、磁気コア１０に巻き回される導線２と、導線２に生じる電流を検出する電流変換回路２２と、を備える。
The
導線２は、分割コア１１に巻き回されたコイル２１ａと、分割コア１２に巻き回されたコイル２１ｂと、を構成する。例えば、コイル２１ａ及び２１ｂの一端は、それぞれ分割コア１１及び１２の基端部において接続され、コイル２１ａ及び２１ｂの他端は、それぞれ電流変換回路２２の入力端子に接続される。
The
電流変換回路２２は、導線２に生じる電流を電圧に変換し増幅する増幅回路を構成する。電流変換回路２２は、導線２の一端２ａと他端２ｂとの間に流れる電流の大きさに応じた電圧値を示す電圧を出力する。
The
電流検出回路３０は、磁気コア１０に巻き回される導線３と、導線３に生じる電流を検出する電流変換回路３２と、を備える。
The
導線３は、分割コア１１に巻き回されたコイル３１ａと、分割コア１２に巻き回されたコイル３１ｂと、を構成する。例えば、分割ライン９ｂ側を分割コア１１及び１２の先端部とした場合、コイル３１ａ及び３１ｂの一端は、共に分割コア１１及び１２の基端部にて接続され、コイル３１ａ及び３１ｂの他端は、それぞれ電流変換回路３２に接続される。
The lead wire 3 constitutes a
電流変換回路３２は、電流変換回路２２と同様の構成であり、導線３に生じる電流を電圧に変換し増幅する増幅回路を構成する。電流変換回路３２は、導線３の一端３ａと他端３ｂとの間に流れる電流の大きさに応じた電圧値を示す電圧を出力する。
The
電圧合成回路４０は、電流変換回路２２及び３２の各々から出力される電圧を合成する。電圧合成回路４０としては、例えば、加算回路又は減算回路（差動増幅回路）などによって構成される。電圧合成回路４０は、電流変換回路２２及び３２の各出力電圧を合成した値を示す合成信号を生成し、その合成信号を、被測定電流の大きさ（振幅）を示す検出信号として出力端子５０に供給する。これにより、本実施形態では、測定対象に生じる漏洩電流の大きさに応じた検出電圧が出力端子５０に生じることになる。
The
出力端子５０は、測定部１２０に電気的に接続される。例えば、電流センサ１１０及び測定部１２０が一体として構成された測定装置１００においては、出力端子５０は、測定部１２０の測定端子に直接接続される。一方、電流センサ１１０及び測定部１２０が別個に構成された測定装置１００においては、出力端子５０が測定部１２０の測定端子に接続されるよう、電流センサ１１０のケーブルの先端部は測定部１２０に脱着可能に構成される。
The
測定部１２０は、電流センサ１１０から出力される検出信号に基づいて測定対象についての物理量を測定する。測定される物理量としては、測定対象に流れる交流電流の値、交流電力の値、又は測定対象の周囲に生じる交流磁界の値などが挙げられる。測定部１２０は、例えば、オシロスコープ、電力計又は電流計などによって構成される。
The measuring
本実施形態では、測定部１２０は、電流センサ１１０の検出信号として出力端子５０から合成信号を受け付けると、その合成信号を用いて磁気コア１０に挿通された測定対象に生じる被測定電流を測定する。測定部１２０は、例えば、不図示のＡ／Ｄ変換部及びＣＰＵを備え、Ａ／Ｄ変換部が電流センサ１１０にて変換された合成信号をデジタル値に変換し、ＣＰＵがこのデジタル値に基づいて被測定電流の電流値を測定（算出）する。
In the present embodiment, when the measuring
また、測定部１２０は、不図示の外部インターフェース回路を介して被測定電流の電流値を外部装置に送信し、又は外部記憶装置に記憶することもできる。測定部１２０は、測定される他の物理量として、受け付けた合成信号に基づき、測定対象の交流電力又は磁界の強さなどを測定することもできる。
Further, the measuring
なお、本実施形態では一対の電流検出回路２０及び３０によって電流センサ１１０を構成したが、磁気コア１０の非対称性に起因する検出誤差が小さくなるよう同じ電流変換回路を対称的に三つ以上備えるようにしてもよい。
In the present embodiment, the
次に、電流センサ１１０の具体的な構成について図２を参照して説明する。
Next, a specific configuration of the
図２は、第１実施形態における電流センサ１１０の回路構成を示す図である。ここでは、主に、電流変換回路２２及び３２の構成と電圧合成回路４０の構成とについて詳細に説明する。
FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of the
まず、電流検出回路２０を構成する電流変換回路２２について説明する。
First, the
電流変換回路２２は、導線２の一端２ａから出力される電流を、その振幅に応じた電圧に変換するとともに増幅する。この電流変換回路２２は、反転増幅回路とも称される。
The
電流変換回路２２は、二つの入力端子間の電圧を増幅するオペアンプ２２１と、オペアンプ２２１の増幅率を調整するための固定抵抗素子２２２と、を備える。固定抵抗素子２２２は、電流変換回路２２から出力される信号を増幅する増幅率を調整するための帰還抵抗素子であり、固定抵抗素子２２２の抵抗値は、電流センサ１１０の試験結果又はシミュレーション結果に応じて適宜設定される。
The
オペアンプ２２１の反転入力端子（−）には、導線２の一端２ａと固定抵抗素子２２２の一端とが接続され、固定抵抗素子２２２の他端がオペアンプ２２１の出力端子に接続される。そして、非反転入力端子（＋）には、基準電位を供給するための接地線を示すグランドＧと導線２の他端２ｂとが共に接続される。
One
続いて、電流検出回路３０を構成する電流変換回路３２について説明する。
Subsequently, the
電流変換回路３２は、上記の電流変換回路２２と同じ構成であり、オペアンプ２２１に対応するオペアンプ３２１と、固定抵抗素子２２２に対応する固定抵抗素子３２２と、を備える。固定抵抗素子３２２は、電流変換回路３２から出力される信号を増幅する増幅率を調整するための帰還抵抗素子であり、固定抵抗素子３２２の抵抗値は、電流センサ１１０の試験結果又はシミュレーション結果に応じて適宜設定される。
The
オペアンプ３２１の反転入力端子（−）には、導線３の一端３ａと固定抵抗素子３２２の一端とが共に接続され、固定抵抗素子３２２の他端がオペアンプ３２１の出力端子に接続される。そして非反転入力端子（＋）には、導線３の他端３ｂと接地線（Ｇ）とが共に接続される。
One
最後に、電流変換回路２２及び３２の双方から出力される電圧を合成する電圧合成回路４０について説明する。
Finally, the
電圧合成回路４０は、電流変換回路２２及び３２の各々の出力電圧を加算する加算回路によって構成されている。これにより、電圧合成回路４０が減算回路によって構成される場合に比べて電圧合成回路４０の構成を簡素にすることができる。
The
電圧合成回路４０は、二つの入力端子間の電位差を増幅するオペアンプ４０１と、オペアンプ４０１の増幅率を調整するための固定抵抗素子４０２と、合成対象である電流変換回路２２及び３２の出力電圧の増幅率を調整するための調整抵抗素子４１１ａ及び４１２と、を備える。固定抵抗素子４０２は、帰還抵抗素子とも称される。
The
調整抵抗素子４１１ａは、電流変換回路２２及び３２の出力電圧のアンバランスを調整するための可変抵抗器である。ここにいう可変抵抗器は、一般的な可変抵抗器だけでなく半固定抵抗器を包含する。可変抵抗器としては、例えばトリマー抵抗器が用いられる。
The
調整抵抗素子４１２は、電流変換回路２２の出力電圧と電流変換回路３２の出力電圧との差分が小さくなるよう、あらかじめ抵抗値が定められた固定抵抗器である。調整抵抗素子４１２を固定抵抗器で構成することにより、可変抵抗器で構成する場合に比べて電圧合成回路４０の全体構成を簡素にすることができる。
The adjusting
調整抵抗素子４１２及び固定抵抗素子４０２の各抵抗値は、電流センサ１１０の試験結果又はシミュレーション結果に応じて、電流変換回路２２及び３２の各々の出力電圧が加算されるように適宜設定される。
Each resistance value of the adjusting
調整抵抗素子４１１ａの抵抗値は、電流変換回路２２及び３２の出力電圧のアンバランスが調整されるように設定される。例えば、調整抵抗素子４１１ａの抵抗値は、電流センサ１１０を外部磁界の発生する環境下に置いた状況で出力端子５０の電圧がゼロとなるように調整される。
The resistance value of the adjusting
続いて、電圧合成回路４０を構成する各電子部品の接続構成について説明する。
Subsequently, the connection configuration of each electronic component constituting the
電圧合成回路４０において、調整抵抗素子４１１ａの一端が電流変換回路２２の出力端子に接続されるとともに調整抵抗素子４１２の一端が電流変換回路３２の出力端子に接続される。そして調整抵抗素子４１１ａの他端と調整抵抗素子４１２の他端とが共にオペアンプ４０１の反転入力端子（−）に接続される。さらにオペアンプ４０１の反転入力端子（−）には固定抵抗素子４０２の一端が接続され、固定抵抗素子４０２の他端がオペアンプ４０１の出力端子に接続される。一方、オペアンプ４０１の非反転入力端子（＋）には接地線（Ｇ）が接続される。
In the
この接続構成により、電圧合成回路４０における調整抵抗素子４１１ａの抵抗値を調整することによって、磁気コア１０の非対称性に起因する電流検出回路２０及び３０の出力電圧のアンバランスが抑制される。
With this connection configuration, the imbalance of the output voltages of the
調整後の電圧合成回路４０は、電流検出回路２０及び３０の各々から出力される電圧を加算するとともに増幅した合成信号を検出信号として出力端子５０に供給する。これにより、本実施形態では、測定対象に生じる漏洩電流に応じた検出電圧が出力端子５０に生じることになる。
The adjusted
なお、本実施形態では調整抵抗素子４１１ａを可変抵抗器で構成するとともに調整抵抗素子４１２を固定抵抗器で構成したが、調整抵抗素子４１１ａを固定抵抗器で構成するとともに調整抵抗素子４１２を可変抵抗器で構成してもよい。その他の構成例について図３を参照して説明する。
In the present embodiment, the
図３は、本実施形態における電流センサ１１０の他の回路構成例を示す図である。この例では、電圧合成回路４０が、可変抵抗器で構成した調整抵抗素子４１１ａに加え、図２に示した調整抵抗素子４１２についても可変抵抗器で構成した調整抵抗素子４１２ａを備えている。これにより、調整抵抗素子４１１ａ及び４１２ａの双方の抵抗値を調整できるので、電流検出回路２０及び３０の双方の出力電圧のアンバランスをさらに抑制するとともに、電流検出回路２０及び３０の双方の出力電圧の増幅率を調整することができる。
FIG. 3 is a diagram showing another circuit configuration example of the
なお、上記実施形態では電流検出回路２０及び３０の双方の出力電圧を調整するために二つの調整抵抗素子４１１ａ及び４１２ａが設けられているが、これに限られるものではない。例えば、一つの抵抗素子のみを用いて電流検出回路２０及び３０の出力電圧のアンバランスが抑えられるようであれば、調整抵抗素子４１１ａ及び４１２ａのうち一方を省略してもよい。
In the above embodiment, two
次に、測定対象に生じる被測定電流を検出する電流センサ１１０の動作について説明する。
Next, the operation of the
図４は、本実施形態における被測定電流の検出方法の一例を示すフローチャートである。この例では、電流検出回路２０及び３０の出力電圧のアンバランスがあらかじめ調整された後の電流センサ１１０において測定対象が磁気コア１０に挿通されている。本実施形態の測定対象は、電流が互いに反対方向に流れる一対の電線である。
FIG. 4 is a flowchart showing an example of the method for detecting the measured current in the present embodiment. In this example, the measurement target is inserted into the
ステップＳ１において、磁気コア１０に巻き回された導線２は、コイル２１ａ及び２１ｂによって磁気コア１０の内部に発生する磁束を検出し、検出した磁束の密度に応じた電流を電流変換回路２２に出力する。同様に、磁気コア１０に巻き回された導線３についても、コイル３１ａ及び３１ｂによって磁気コア１０の内部に発生する磁束を検出し、検出した磁束の密度に応じた電流を電流変換回路３２に出力する。
In step S1, the
ステップＳ２において、増幅回路を構成する電流変換回路２２及び３２は、それぞれ導線２及び３に生じる電流を電圧に変換するとともに増幅する。
In step S2, the
ステップＳ３において、電圧合成回路４０は、電流変換回路２２及び３２の各々から出力される電圧を合成した合成信号を被測定電流の大きさを示す検出信号として出力端子５０に出力する。本実施形態では、電流変換回路２２及び３２の各出力電圧を加算した合成信号を漏洩電流の検出信号として出力端子５０に供給する。
In step S3, the
ステップＳ３の処理が完了すると、電流センサ１１０による被測定電流の検出方法についての一連の処理手順が終了する。
When the process of step S3 is completed, a series of processing procedures regarding the method of detecting the current to be measured by the
次に、本実施形態による作用効果について詳細に説明する。 Next, the action and effect of this embodiment will be described in detail.
本実施形態によれば、測定対象に生じる被測定電流を検出する電流センサ１１０は、複数に分割されて測定対象が挿通される磁気コア１０と、磁気コア１０に巻き回される複数の導線２及び３と、を備える。さらに電流センサ１１０は、導線２及び３の各々に生じる電流を電圧に変換し増幅する複数の増幅回路である電流変換回路２２及び３２と、電流変換回路２２及び３２から出力される電圧を合成した信号を被測定電流の検出信号として出力する電圧合成回路４０と、を備える。
According to the present embodiment, the
まず、理想的なカレントトランス（ＣＴ）方式の電流センサにおいては、測定対象である電線に流れる被測定電流ｉ1と、磁気コアに巻き回されたコイルから出力される検出電流ｉ2との関係は、コイルの巻数Ｎを用いて次式（１）のように表わされる。 First, in an ideal current transformer (CT) type current sensor, the relationship between the measured current i 1 flowing through the electric wire to be measured and the detected current i 2 output from the coil wound around the magnetic core. Is expressed by the following equation (1) using the number of turns N of the coil.
しかしながら、上記コイルに対してシャント抵抗である抵抗素子を並列接続してコイルの検出電流を電圧に変換する一般的な電流センサでは、コイルに接続される負荷抵抗が大きくなり、被測定電流ｉ1と検出電流ｉ2との関係は、次式（２）に示す関係となる。 However, in a general current sensor in which a resistance element which is a shunt resistance is connected in parallel to the coil to convert the detection current of the coil into a voltage, the load resistance connected to the coil becomes large and the measured current i 1 The relationship between the detection current i 2 and the detection current i 2 is as shown in the following equation (2).
ここで、Ｒ2はコイルの抵抗値であり、ＲSは電流検出のための抵抗素子の抵抗値であり、ωは被測定電流ｉ1の角速度であり、Ｌｐはコイルの励磁インダクタンスである。 Here, R 2 is the resistance value of the coil, R S is the resistance value of the resistance element for current detection, ω is the angular velocity of the current i 1 to be measured, and Lp is the exciting inductance of the coil.
式（２）に示したように、コイルの負荷抵抗（Ｒ2＋ＲS）が大きい電流センサでは、被測定電流ｉ1の角速度ωに応じて検出電流ｉ2の振幅が変化する。より詳細には、角速度ωが小さくなるにつれて検出電流ｉ2の振幅が小さくなるので、低周波数領域において振幅の減衰が大きくなり、電流センサの周波数特性が変動してしまう。すなわち、電流センサの周波数特性が悪くなる。 As shown in the equation (2), in the current sensor having a large coil load resistance (R 2 + RS ), the amplitude of the detected current i 2 changes according to the angular velocity ω of the measured current i 1 . More specifically, since the amplitude of the detection current i 2 decreases as the angular velocity ω decreases, the amplitude attenuation increases in the low frequency region, and the frequency characteristics of the current sensor fluctuate. That is, the frequency characteristics of the current sensor deteriorate.
これに対し、本実施形態によれば、電流を電圧に変換するＩＶ変換回路として、電流検出のための抵抗素子に代えて電気抵抗が無いに等しい電流変換回路２２及び３２が用いられる。これにより、電流センサ１１０における導線２及び３に接続される負荷抵抗が小さくなるので、電流センサ１１０における周波数特性の変動を抑制することができる。
On the other hand, according to the present embodiment, as the IV conversion circuit that converts the current into a voltage,
より詳細に説明すると、電流変換回路２２及び３２が用いられることにより、導線２及び３の負荷抵抗としては導線２及び３自身の抵抗値が支配的となるので、双方の負荷抵抗は、式（２）のωＬｐに対して十分小さくすることが可能になる。それゆえ、式（２）の分母を理想的な「１」に近づけることが可能となり、ωＬｐが変化しても検出電流ｉ2の大きさは殆ど変化しなくなるので、電流センサ１１０の周波数特性をフラットな特性に近づけることができる。
More specifically, since the
これに加え、導線２及び３の双方の負荷抵抗をωＬｐに対して十分小さくすると、式（２）の分母の虚数部が「０」に近づくことになるので、被測定電流ｉ1と検出電流ｉ2との位相差の変化が起こりにくくなる。それゆえ、別個の電流センサ１１０ごとの位相特性のばらつきを抑えることができる。
In addition to this, if the load resistance of both the conducting
このように、本実施形態によれば、電流センサ１１０における周波数特性の変動を抑制するとともに、被測定電流ｉ1に対する検出電流ｉ2の位相差の変動についても抑制することができる。したがって、電流センサ１１０によって検出される被測定電流についての検出精度を向上させることができる。
As described above, according to the present embodiment, it is possible to suppress the fluctuation of the frequency characteristic of the
また、本実施形態によれば、図２に示した電圧合成回路４０は、電流変換回路２２及び３２の各々から出力される電圧を増幅する増幅率を調整する調整抵抗素子４１１ａ及び４１２を備える。これらのうちの調整抵抗素子４１１ａの抵抗値は、電流変換回路２２及び３２の各々から出力される電圧のアンバランスが調整されるように設定される。これにより、電流センサ１１０の出力性能を試験する際に、調整抵抗素子４１１ａの抵抗値のみを調整する作業を行うことによって、磁気コア１０の分割に起因する電流変換回路２２及び３２の出力電圧のアンバランスを取り除くことができる。
Further, according to the present embodiment, the
また、本実施形態によれば、電圧合成回路４０は、電流変換回路２２及び３２の各々から出力される電圧を加算する加算回路によって構成される。このように電圧合成回路４０を加算回路によって構成することにより、電圧合成回路４０を減算回路によって構成する場合に比べて電圧合成回路４０の構成を簡素にすることができる。さらに電圧合成回路４０を減算回路で構成する場合に比べて電圧合成回路４０の増幅率を「１．０」よりも小さくすることが可能になる。
Further, according to the present embodiment, the
この場合において調整抵抗素子４１１ａを構成する可変抵抗器は、電流変換回路２２及び３２のうち少なくとも一方の出力端子に接続される。具体的には、電圧合成回路４０を構成する複数の抵抗素子のうち、電流変換回路２２及び３２の出力端子に接続される抵抗素子の少なくとも一方の抵抗素子が可変抵抗器によって構成される。
In this case, the variable resistor constituting the adjusting
この構成により、少なくとも一方の可変抵抗器の抵抗値を変更するだけで電流変換回路２２及び３２の出力電圧のアンバランスを抑制することができる。したがって、電流センサ１１０の回路構成をより簡素にするとともに、電流変換回路２２及び３２の出力電圧のアンバランスを容易に調整することができる。
With this configuration, the imbalance of the output voltage of the
また、本実施形態によれば、一対の導線２及び３の各々は、二つのコイルを有し、測定対象に生じる漏洩電流を検出する。全体として四つのコイルを磁気コア１０に形成することにより、磁気コア１０の分割に起因する非対称性を検出する精度が向上するとともに、電流センサ１１０に用いられる電流変換回路の個数を最小限にすることができる。
Further, according to the present embodiment, each of the pair of conducting
（第２実施形態）
第１実施形態では電流変換回路２２及び３２の各々を反転増幅回路によって構成したが、これに限られるものではなく、電流変換回路２２及び３２の各々を差動増幅回路によって構成してもよい。
(Second Embodiment)
In the first embodiment, each of the
図５は、第２実施形態における電流センサ１１０の回路構成を示す図である。
FIG. 5 is a diagram showing a circuit configuration of the
第２実施形態の電流センサ１１０は、第１実施形態の電流変換回路２２及び３２に代えて差動増幅回路２２ａ及び３２ａを備えている。第１実施形態と同様、差動増幅回路２２ａ及び３２ａは互いに同じ構成であるため、ここでは差動増幅回路２２ａについてのみ詳細に説明する。また、第１実施形態と同じ構成については同一符号を付して説明を省略する。
The
差動増幅回路２２ａは、導線２の一端２ａと他端２ｂとの間の電位差を増幅する。この差動増幅回路は、差動ＩＶ変換用演算器とも称される。
The
本実施形態では、差動増幅回路２２ａは、二つの入力端子間の電圧差を増幅するオペアンプ２２１と、オペアンプ２２１の増幅率を調整するための固定抵抗素子２２２及び２２３と、を備える。固定抵抗素子２２２及び２２３は、差動増幅回路２２ａから出力される信号の増幅率を調整する抵抗素子であり、固定抵抗素子２２２及び２２３の各抵抗値は、電流センサ１１０の試験結果又はシミュレーション結果に応じて適宜設定される。
In the present embodiment, the
オペアンプ２２１の反転入力端子（−）には、導線２の一端２ａと固定抵抗素子２２２の一端とが接続され、固定抵抗素子２２２の他端はオペアンプ２２１の出力端子に接続される。そして非反転入力端子（＋）には、導線２の他端２ｂと固定抵抗素子２２３の一端とが接続され、固定抵抗素子２２３の他端はグランドＧに接続される。
One
このように、差動増幅回路２２ａを用いることにより、導線２の一端２ａ及び他端２ｂの各々から差動増幅回路２２ａに混入するコモンモードノイズの一部又は全部を相殺することができる。したがって、導線２に混入したコモンモードノイズに起因する検出電流の誤差を低減することが可能になる。
In this way, by using the
差動増幅回路３２ａは、差動増幅回路２２ａと同じ構成であり、二つの入力端子間の電位差を増幅するオペアンプ３２１と、オペアンプ３２１の増幅率を調整するための固定抵抗素子３２２及び３２３と、を備える。これにより、導線３から出力される検出電流のうちコモンモードノイズを的確に低減することができる。
The
次に、第２実施形態による作用効果について簡単に説明する。 Next, the action and effect according to the second embodiment will be briefly described.
本実施形態によれば、差動増幅回路２２ａは、導線２の一端２ａ及び他端２ｂの両端間の電位差を増幅し、差動増幅回路３２ａについても、導線３の一端３ａ及び他端３ｂの両端間の電位差を増幅する。
According to the present embodiment, the
これにより、導線２及び３から出力される電流を電圧に変換するにあたり導線２及び３の負荷抵抗を低減しつつ、導線２及び３に混入したコモンモードノイズを低減することができる。
Thereby, when converting the current output from the
このように、導線２及び３の各々のコモンモードノイズを低減することによって、磁気コア１０の分割に起因する非対称性を精度よく検出することが可能となる。これに加え、差動増幅回路２２ａ及び３２ａの出力電圧のアンバランスを、例えば調整抵抗素子４１１ａによって抑えることによって、磁気コア１０の非対称性に起因する検出誤差をさらに低減することができる。
By reducing the common mode noise of each of the
したがって、本実施形態によれば、電流センサ１１０における周波数特性の変動を抑制しつつ、磁気コア１０の非対称性に起因する検出精度の低下を抑制することができる。
Therefore, according to the present embodiment, it is possible to suppress a decrease in detection accuracy due to the asymmetry of the
なお、本実施形態では図２に示した電流変換回路２２及び３２の双方を差動増幅回路２２ａ及び３２ａによって構成したが、いずれか一方の電流変換回路のみを差動増幅回路によって構成してもよい。例えば、一対の導線２及び３の一方のみに過大なコモンモードノイズが生じるような電流センサ１１０においては、コモンモードノイズが大きい導線に対して接続される電流変換回路のみを差動増幅回路によって構成してもよい。
In the present embodiment, both the
上記実施形態では電流検出回路２０及び３０の出力電圧のアンバランスを調整するために、電圧合成回路４０の調整抵抗素子４１１ａの抵抗値を変更したが、これに限られるものではない。
In the above embodiment, the resistance value of the
（第３実施形態）
例えば、オペアンプの増幅率を調整するための抵抗素子を利用して電流検出回路２０及び３０の各々の出力電圧のアンバランスを調整してもよい。そこで、第１実施形態における電流変換回路２２及び３２の抵抗素子の抵抗値を変更可能な構成とする実施形態を第３実施形態として説明する。
(Third Embodiment)
For example, the imbalance of the output voltage of each of the
図６は、第３実施形態における電流センサ１１０の構成を示す図である。
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of the
第３実施形態における電流センサ１１０は、図２に示した調整抵抗素子４１１ａを有する電圧合成回路４０に代えて、固定抵抗器で構成される調整抵抗素子４１１を有する電圧合成回路４０ａを備えている。さらに電流センサ１１０は、図２に示した電流変換回路２２及び３２に代えて電流変換回路２２ｂ及び３２ｂを備えている。
The
本実施形態においては、電流変換回路２２ｂ及び３２ｂが互いに同じ構成であるため、電流変換回路２２ｂについてのみ詳細に説明する。また、第１実施形態と同じ構成については同一符号を付して説明を省略する。
In the present embodiment, since the
電流変換回路２２ｂは、図２に示した固定抵抗素子２２２に代えて可変抵抗素子２２２ａを備え、同様に、電流変換回路３２ｂは、固定抵抗素子３２２に代えて可変抵抗素子３２２ａを備えている。可変抵抗素子２２２ａ及び３２２ａは、例えばトリマー抵抗器によって構成される可変抵抗器である。
The
この構成により、例えば試験又はシミュレーションなどにおいて作業者が可変抵抗素子２２２ａ及び３２２ａの少なくとも一方の抵抗値を調整することによって、電流検出回路２０及び３０の各々の出力電圧のアンバランスを抑制することが可能になる。
With this configuration, the operator can suppress the imbalance of the output voltage of each of the
なお、本実施形態では図２に示した電流変換回路２２の固定抵抗素子２２２及び電流変換回路３２の固定抵抗素子３２２の各々を可変抵抗素子に代えたが、これに限られるものではない。例えば、図５に示した電流変換回路２２の二つの固定抵抗素子２２２及び２２３と、電流変換回路３２の二つの固定抵抗素子３２２及び３２３と、のうち少なくとも一方の電流変換回路における二つの固定抵抗素子を共に可変抵抗素子に代えてもよい。このような構成であっても、同様に電流検出回路２０及び３０の各出力電圧のアンバランスを抑制することができる。
In the present embodiment, each of the fixed
次に、第３実施形態による作用効果について説明する。 Next, the action and effect according to the third embodiment will be described.
本実施形態によれば、電流変換回路２２ｂ及び３２ｂは、その電流変換回路２２ｂ及び３２ｂから出力される信号を増幅する増幅率を調整する可変抵抗素子２２２ａ及び３２２ａを含む。そして可変抵抗素子２２２ａ及び３２２ａの抵抗値は、それぞれ電流変換回路２２ｂ及び３２ｂから出力される電圧のアンバランスが調整されるように設定される。
According to the present embodiment, the
このように構成することによって、電流変換回路２２ｂ及び３２ｂの各々から出力される電圧のアンバランスを調整することができる。それゆえ、電流検出回路２０及び３０の各出力電圧のアンバランスが抑えられるので、磁気コア１０の非対称性に起因する電流センサ１１０の検出誤差を低減することができる。
With this configuration, the imbalance of the voltage output from each of the
これに加え、可変抵抗素子２２２ａ及び３２２ａの少なくとも一方の抵抗値を調整することによって、調整抵抗素子４１１及び４１２の抵抗値を調整しなくとも電流検出回路２０及び３０の双方の出力電圧のアンバランスを抑制することができる。
In addition to this, by adjusting the resistance value of at least one of the
したがって、電流センサ１１０の検出精度を向上させるとともに、電流センサ１１０を簡素に構成することができる。すなわち、検出精度の向上と簡素化との両立を図ることができる。
Therefore, the detection accuracy of the
（第４実施形態）
第１実施形態では図２に示したように電圧合成回路４０を加算回路によって構成したが、電圧合成回路４０を減算回路によって構成してもよい。そこで、電圧合成回路４０を減算回路によって構成した実施形態を第４実施形態として説明する。
(Fourth Embodiment)
In the first embodiment, the
図７は、第４実施形態における電流センサ１１０の構成を示す図である。
FIG. 7 is a diagram showing the configuration of the
第実施形態の電流センサ１１０は、図２に示した電圧合成回路４０に代えて電圧合成回路４０ｂを備えている。ここでは、電圧合成回路４０ｂについてのみ説明し、第１実施形態と同じ構成については同一符号を付して説明を省略する。
The
電圧合成回路４０ｂは、電流変換回路２２及び３２の各々から出力され電圧を減算する減算回路によって構成される。電圧合成回路４０ｂは、二つの入力端子間の電位差を増幅するオペアンプ４０１と、オペアンプ４０１の増幅率を調整するための固定抵抗素子４０２及び４０３と、電流変換回路２２及び３２の出力電圧の増幅率を調整するための調整抵抗素子４１１及び４１２ａと、を備える。
The
調整抵抗素子４１１は、電流変換回路２２の出力電圧と電流変換回路３２の出力電圧との差分が小さくなるよう、抵抗値があらかじめ定められた固定抵抗器である。調整抵抗素子４１２ａは、電流変換回路２２及び３２の双方の出力電圧のアンバランスを調整するための可変抵抗器である。可変抵抗器としては、例えばトリマー抵抗器が用いられる。
The adjusting
固定抵抗素子４０２及び調整抵抗素子４１１の各抵抗値は、電流センサ１１０の試験結果又はシミュレーション結果に応じて、電流変換回路２２及び３２の各々の出力電圧が減算されるように適宜設定される。
Each resistance value of the fixed
調整抵抗素子４１２ａの抵抗値は、電流変換回路２２及び３２の各々から出力される電圧のアンバランスが調整されるように設定される。例えば、調整抵抗素子４１２ａの抵抗値は電流センサ１１０を外部磁界の発生する環境下に置いた状況で出力端子５０の電圧がゼロとなるように調整される。
The resistance value of the adjusting
電圧合成回路４０においては、調整抵抗素子４１１の一端が電流変換回路２２の出力端子に接続され、調整抵抗素子４１１の他端がオペアンプ４０１の反転入力端子（−）に接続される。さらにオペアンプ４０１の反転入力端子（−）には固定抵抗素子４０２の一端が接続され、その固定抵抗素子４０２の他端がオペアンプ４０１の出力端子に接続される。
In the
そして、調整抵抗素子４１２ａの一端が電流変換回路３２の出力端子に接続され、調整抵抗素子４１２ａの他端がオペアンプ４０１の非反転入力端子（＋）に接続される。さらにオペアンプ４０１の非反転入力端子（＋）には接地線（Ｇ）が接続される。
Then, one end of the
このように、電圧合成回路４０ｂを減算回路によって構成しても、調整抵抗素子４１２ａの抵抗値を調整することにより、磁気コア１０の非対称性に起因する電流検出回路２０及び３０の出力電圧のアンバランスが抑制される。調整後の電圧合成回路４０ｂは、電流検出回路２０及び３０の各々から出力される電圧を減算するとともに増幅した合成信号を出力端子５０に供給する。これにより、本実施形態では、測定対象に生じる漏洩電流に応じた検出電圧が出力端子５０に生じることになる。
In this way, even if the
なお、本実施形態では調整抵抗素子４１２ａを可変抵抗器によって構成したが、調整抵抗素子４１２ａに代えて固定抵抗素子４０３を可変抵抗器によって構成してもよい。このように、電圧合成回路４０ｂを構成する複数の抵抗素子のうち、オペアンプ４０１の非反転入力端子（＋）に接続された一つの抵抗素子の抵抗値を変更することによって、電流検出回路２０及び３０の出力電圧のアンバランスを調整することが可能になる。
In the present embodiment, the adjusting
これに対し、調整抵抗素子４１１及び固定抵抗素子４０２の抵抗値を変更する場合には、電流検出回路２０及び３０の出力電圧のアンバランスを調整するにあたり両者の抵抗値を変更しなければならない。これに対し、本実施形態では調整抵抗素子４１２ａ及び固定抵抗素子４０３のうち少なくとも一つの抵抗素子の抵抗値を変更するだけで済むので、電流検出回路２０及び３０の出力電圧のアンバランスを容易に調整することができる。
On the other hand, when changing the resistance values of the adjusting
次に、第４実施形態による作用効果について説明する。 Next, the action and effect according to the fourth embodiment will be described.
本実施形態によれば、減算回路で構成された電圧合成回路４０ｂは、電圧合成回路４０ｂの非反転入力端子（＋）に接続される二つの抵抗素子のうち少なくとも一方を可変抵抗器によって構成する。
According to the present embodiment, in the
この構成により、電流検出回路２０及び３０の出力電圧のアンバランスを容易に調整するとともに一つの可変抵抗器でアンバランスが調整可能となるので、電圧合成回路４０ｂの構成を簡素にすることができる。すなわち、電流センサ１１０について検出精度の向上と回路の簡素化との両立を図ることができる。
With this configuration, the imbalance of the output voltages of the
なお、導線２及び３の構成については上記実施形態に示した構成に限られるものではなく、磁気コア１０の非対称性を検出可能となる構成であればよい。例えば、導線２及び３の構成は、図８Ａ乃至図８Ｃに示す構成であってもよい。
The configurations of the
図８Ａは、分割コア１１及び１２ごとに二つのコイルを形成する導線２及び３の構成を示す図である。図８Ｂは、二つのコイルが互いに対向するように二つのコイルを形成する導線２及び３の構成を示す図である。図８Ｃは、分割コア１１及び１２ごとに一つのコイルを形成する導線２及び３の構成を示す図である。
FIG. 8A is a diagram showing a configuration of
図８Ａ及び図８Ｂに示すように、導線２は、磁気コア１０上に一対のコイル２１ａ及び２１ｂを構成するとともに、導線３は、磁気コア１０上に一対のコイル３１ａ及び３１ｂを構成する。そして一対のコイルを構成する導線２及び３同士は互いに対称となるよう構成されている。
As shown in FIGS. 8A and 8B, the
このように、導線２及び３ごとに二つ以上のコイルを構成することにより、磁気コア１０の非対称性を検出する精度を高めることができる。このため、測定対象に生じる漏洩電流を精度よく検出することが可能となる。
By forming two or more coils for each of the
また、磁気コア１０の非対称性が比較的低い場合は、図８Ｃに示すように、導線２及び３の各々を一つのコイルによって形成してもよい。したがって、一又は複数のコイルを形成する二つの導線２及び３同士は、互いに一又は複数のコイルが対称に配置されるよう構成されていれば、上記実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
When the asymmetry of the
以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。 Although the embodiments of the present invention have been described above, the above embodiments are only a part of the application examples of the present invention, and the technical scope of the present invention is limited to the specific configurations of the above embodiments. Absent.
例えば、本実施形態では二つの導線２及び３を用いて磁気コア１０にコイルを形成したが、三つ以上の導線を用いて磁気コア１０にコイルを形成してもよい。この場合は、導線の個数によって磁気コア１０の領域を等分し、その領域ごとに一又は複数のコイルを構成する。そして、電流センサ１１０は、一本の導線ごとに、その導線に生じる電流を電圧に変換し増幅するとともに、増幅した電圧の各々を合成して出力端子５０に出力する。
For example, in the present embodiment, two
また、本実施形態では磁気コア１０を二つに等分したが、これに限られるものではなく、磁気コア１０を三つ以上に等分してもよい。
Further, in the present embodiment, the
２、３ 導線
１０ 磁気コア
１１、１２ 分割コア
２２、２２ｂ、３２、３２ｂ 電流変換回路（増幅回路）
２２ａ、３２ａ 差動増幅回路（増幅回路）
２３、３３ 調整抵抗素子
４０、４０ａ、４０ｂ 電圧合成回路（合成回路、加算回路、減算回路）
２２２、２２３、３２２、３２３、４０２ 固定抵抗素子（抵抗素子）
２２２ａ、３２２ａ、４０２ａ 可変抵抗素子（抵抗素子）
４１１、４１１ａ、４１２、４１２ａ 調整抵抗素子（抵抗素子）
１００ 測定装置
１１０ 電流センサ
１２０ 測定部
2, 3
22a, 32a differential amplifier circuit (amplifier circuit)
23, 33
222, 223, 322, 323, 402 Fixed resistance element (resistance element)
222a, 222a, 402a Variable resistance element (resistance element)
411, 411a, 412, 412a Adjustable resistance element (resistance element)
100
Claims (8)
複数に分割され前記測定対象が挿通されるコアと、
前記コアに巻き回される複数の導線と、
前記導線の各々に生じる電流を電圧に変換し増幅する複数の増幅回路と、
前記増幅回路の各々から出力される電圧を合成した信号を前記被測定電流として出力する合成回路と、
を備える電流センサ。 A current sensor that detects the current to be measured generated in the measurement target.
A core that is divided into a plurality of parts and through which the measurement target is inserted,
A plurality of wires wound around the core and
A plurality of amplifier circuits that convert the current generated in each of the conductors into a voltage and amplify it,
A synthesis circuit that outputs a signal obtained by combining the voltages output from each of the amplifier circuits as the measured current, and a synthesis circuit.
A current sensor.
前記増幅回路は、前記導線の両端間の電位差を増幅する差動増幅回路を含む、
電流センサ。 The current sensor according to claim 1.
The amplifier circuit includes a differential amplifier circuit that amplifies the potential difference between both ends of the lead wire.
Current sensor.
前記合成回路は、前記増幅回路から出力される電圧を増幅する増幅率を調整するための抵抗素子を含み、
前記抵抗素子の抵抗値は、前記増幅回路の各々から出力される電圧のアンバランスが調整されるように設定される、
電流センサ。 The current sensor according to claim 1 or 2.
The synthesis circuit includes a resistance element for adjusting an amplification factor for amplifying a voltage output from the amplifier circuit.
The resistance value of the resistance element is set so that the imbalance of the voltage output from each of the amplifier circuits is adjusted.
Current sensor.
前記合成回路は、前記増幅回路の各々から出力される電圧を加算する加算回路を含む、
電流センサ。 The current sensor according to claim 3.
The synthesis circuit includes an addition circuit that adds voltages output from each of the amplifier circuits.
Current sensor.
前記抵抗素子は、抵抗値を変更可能な可変抵抗器であり、前記複数の増幅回路のうち少なくとも一方の出力端子に接続される、
電流センサ。 The current sensor according to claim 4.
The resistance element is a variable resistor whose resistance value can be changed, and is connected to at least one output terminal of the plurality of amplifier circuits.
Current sensor.
前記増幅回路は、前記増幅回路から出力される信号を増幅する増幅率を調整するための抵抗素子を含み、
前記抵抗素子の抵抗値は、前記複数の増幅回路から出力される電圧のアンバランスが調整されるように設定される、
電流センサ。 The current sensor according to claim 2.
The amplifier circuit includes a resistance element for adjusting an amplification factor for amplifying a signal output from the amplifier circuit.
The resistance value of the resistance element is set so that the imbalance of the voltage output from the plurality of amplifier circuits is adjusted.
Current sensor.
前記複数の導線は、一対の導線であり、
前記導線の各々は、二つのコイルを有し、前記測定対象に生じる漏洩電流を検出する、
電流センサ。 The current sensor according to any one of claims 1 to 6.
The plurality of conducting wires are a pair of conducting wires, and are
Each of the leads has two coils to detect the leakage current generated in the measurement target.
Current sensor.
前記電流センサから出力される信号に基づいて前記測定対象についての物理量を測定する測定部と、
を備える測定装置。 The current sensor according to any one of claims 1 to 7.
A measuring unit that measures a physical quantity of the measurement target based on a signal output from the current sensor,
A measuring device provided with.
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