JP2020170658A - 点灯装置、照明器具、点灯装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、ドレイン-ソース間に発生する振動電圧のボトム電圧付近でスイッチング素子をターンオンし、スイッチング損失を低減する点灯装置、照明器具、及び点灯装置の制御方法を提供することを目的とする。【解決手段】スイッチング素子とインダクタによりエネルギの充放電を行い、直流電圧を生成する直流電源回路と、該スイッチング素子の駆動を制御する制御部と、該インダクタと磁気的に結合された検出巻線と、を備え、該制御部は、該スイッチング素子のあるスイッチング周期における、該スイッチング素子がオフしてから、該検出巻線に振動電圧が発生するまでのオフ期間に、予め定められた調整期間を加えた合計期間を、該スイッチング周期の後のスイッチング周期において該スイッチング素子をオフする期間とする。【選択図】図１

Description

本発明は、点灯装置、照明器具、及び点灯装置の制御方法に関する。

例えば発光ダイオード（LED）などの発光素子を点灯させるための各種の光源点灯装置が知られている。この種の光源点灯装置は商用交流電源を整流、平滑して直流電圧を生成するＡＣ−ＤＣ変換回路と、得られた直流電圧からＬＥＤに適した電流を供給するＤＣ−ＤＣコンバータを備える。多くの照明器具においては高力率を要求される。そのため、特許文献１に示すような、昇圧チョッパ形の力率改善回路がＡＣ−ＤＣ変換回路として用いられている。

昇圧チョッパ形の力率改善回路は、スイッチング素子がオンすると、スイッチング素子を介してインダクタに電流が流れ、エネルギを充電する。この時、インダクタ電流は直線的に増加する。次にスイッチング素子がオフすると、インダクタに蓄えられたエネルギを負荷側に放電し、インダクタ電流は直線的に減少する。そしてインダクタ電流がゼロまで低下すると、これを検出して次のスイッチングを開始する、所謂臨界モードで動作する。これにより各スイッチング周期における、インダクタ電流のピーク値が正弦波状となるようにスイッチング素子のオン時間を制御し、力率を改善するものである。

ところで、このような光源点灯装置には、従来、シリコン（Si）半導体を用いた、例えばＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子が用いられてきたが、ガリウムナイトライド（GaN）又はシリコンカーバイド（SiC）などのワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子が注目されている。これより高速なスイッチング動作が可能となり、例えば高周波駆動を行うことで、光源点灯装置の小型化が期待できる。

特開２０１０−４０４００号公報

臨界モードで動作する力率改善回路では、インダクタ電流がゼロまで低下すると、スイッチング素子のドレイン-ソース間の電圧が、インダクタのインダクタンス成分とスイッチング素子の寄生容量成分による共振周波数で振動する。スイッチング素子を駆動制御する制御部は、ドレイン−ソース間の振動電圧が一番低くなるボトム点に到達したタイミングでスイッチング素子をオンすることにより、ゼロ電圧スイッチングに近い状態となり、スイッチング損失を低減できる。ここで、制御部は例えばマイコン等で構成され、インダクタのゼロ電流を検出してから、次のスイッチングを開始するまでに、マイコンの処理時間を必要とするため、若干の遅れ時間を有する。この遅れ時間がドレイン−ソース間の共振電圧の周期に対して十分短い場合は、ドレイン−ソース間の共振電圧のボトム付近でターンオンすることが可能となる。

しかしながら、例えばワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子で高周波駆動を行う場合、インダクタのインダクタンスが小さくなり、スイッチング素子の寄生容量も小さいので、スイッチング素子のドレイン−ソース間に発生する振動電圧の共振周期も短くなる。したがって、インダクタのゼロ電流を検出してから次のスイッチングを開始するまでの制御部の遅れ時間の影響が無視できなくなり、ドレイン−ソース間の振動電圧がボトムを過ぎてからターンオンしてしまい、スイッチング損失が増加するという課題がある。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、ドレイン-ソース間に発生する振動電圧のボトム電圧付近でスイッチング素子をターンオンし、スイッチング損失を低減する点灯装置、照明器具、及び点灯装置の制御方法を提供することを目的とする。

本願の発明に係る点灯装置は、スイッチング素子とインダクタによりエネルギの充放電を行い、直流電圧を生成する直流電源回路と、該スイッチング素子の駆動を制御する制御部と、該インダクタと磁気的に結合された検出巻線と、を備え、該制御部は、該スイッチング素子のあるスイッチング周期における、該スイッチング素子がオフしてから、該検出巻線に振動電圧が発生するまでのオフ期間に、予め定められた調整期間を加えた合計期間を、該スイッチング周期の後のスイッチング周期において該スイッチング素子をオフする期間とすることを特徴とする。

本願の発明に係る点灯装置の制御方法は、制御部によって駆動制御されるスイッチング素子とインダクタとによりエネルギの充放電を行い直流電圧を生成することと、該スイッチング素子のあるスイッチング周期において、該スイッチング素子がオフしてから、該インダクタと磁気的に結合された検出巻線に振動電圧が発生するまでのオフ期間を測定することと、該スイッチング周期の後のスイッチング周期において、該スイッチング素子をオフする期間として、該オフ期間に予め定められた調整期間を加えた合計期間を用いることと、を備える。

本発明のその他の特徴は以下に明らかにする。

本発明によれば、スイッチング素子をターンオフしてから、インダクタ電流がゼロ又はゼロ付近となるまでの期間をカウントし、このカウント値は、次のスイッチング周期におけるスイッチング素子をオンするタイミングを決定する要素として使用する。これにより、制御部の遅れ時間の影響を受けず、ドレイン-ソース間電圧の振動電圧がボトム付近でスイッチング素子をオンすることができる。このことは、例えばワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子のスイッチング損失の低減を可能とする。

実施の形態１にかかる点灯装置の回路構成図である。 実施の形態１にかかる点灯装置の動作波形図である。 実施の形態２にかかる点灯装置の回路構成図である。 実施の形態２にかかる点灯装置の動作波形図である。 実施の形態３における照明器具の断面図である。

実施の形態に係る点灯装置、照明器具、及び点灯装置の制御方法について図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる点灯装置１００の回路構成図である。点灯装置１００は、交流電源１から電力の供給を受けて光源９を点灯させるものである。光源９としては例えばＬＥＤ（Light Emitting Diode）を用いることができる。点灯装置１００は、力率改善回路２、ＤＣ−ＤＣコンバータ３、力率改善回路の制御部４、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御部５を備えている。力率改善回路２は整流回路ＤＢを含む。整流回路ＤＢは交流電源を全波整流する。この全波整流電圧は、力率改善回路２の動作中は平滑されず、交流電源１の２倍の周波数を含むリプル電圧となる。

力率改善回路２は昇圧チョッパ型であり、フィルタコンデンサＣ１、インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ２を備えている。スイッチング素子ＳＷ１は、例えばＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体で形成される。力率改善回路２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３を介して光源９に直流電流を供給するために、スイッチング素子ＳＷ１とインダクタＬ１でエネルギの充放電を行い、所望の直流電圧に変換する。インダクタＬ１には検出巻線Ｌ２が磁気的に結合されている。また、力率改善回路２は出力電圧を検出する出力電圧検出抵抗Ｒ１を備えている。力率改善回路２の出力には、光源９に電流を供給するためのＤＣ−ＤＣコンバータ３が接続されている。

力率改善回路２は制御部４の制御を受けて動作する。具体的には、制御部４がスイッチング素子ＳＷ１の駆動を制御する。力率改善回路２は、整流回路ＤＢが全波整流した電圧を昇圧して直流平滑する。さらに、力率改善回路２は、制御部４の制御により入力電流波形が正弦波状で且つ交流電源１の電圧と同位相となるように動作し、力率改善を行う。

制御部４は、電圧比較部４ａ、ゼロ電流検出部４ｂ、時間計測部４ｃ、駆動信号生成部４ｄ及びゲート駆動部４ｅを備えている。制御部４は少なくとも一部をマイクロコンピュータで構成し得る。制御部４は、力率改善回路２の出力電圧が予め設定された電圧値となり、且つ入力電流波形が交流電源１の電圧とほぼ同位相で正弦波となるように、スイッチング素子ＳＷ１を制御する。

電圧比較部４ａは、出力電圧検出抵抗Ｒ１に発生する出力電圧信号と、力率改善回路２の目標出力電圧に相当する目標信号Ｅ１とを比較し、両者の差に応じた信号を出力する。駆動信号生成部４ｄは、電圧比較部４ａの出力信号を受けて、スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング１周期におけるオン時間を決定し、スイッチング素子ＳＷ１の駆動信号を生成する。駆動信号は例えばＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号である。

ゲート駆動部４ｅは、スイッチング素子ＳＷ１のゲート端子に接続され、駆動信号生成部４ｄから出力されたゲート信号の電圧をスイッチング素子ＳＷ１の駆動に適した電圧に増幅してスイッチング素子ＳＷ１のゲート端子に出力する。ゲート駆動部４ｅは、例えば、駆動信号生成部４ｄから出力された５Ｖのゲート信号を、スイッチング素子ＳＷ１の駆動に適した１０Ｖに増幅する。スイッチング素子ＳＷ１は、ゲート駆動部４ｅから出力されたゲート駆動信号によりオンオフ動作を行う。なお、スイッチング素子ＳＷ１のゲート端子に例えばゲート抵抗等を接続してもよい。

ゼロ電流検出部４ｂは、検出巻線Ｌ２に発生する電圧を受けて、インダクタＬ１に流れる電流がゼロになるタイミングを検出し、ゼロ電流検出信号を時間計測部４ｃに出力する。時間計測部４ｃは、駆動信号生成部４ｄからスイッチング素子ＳＷ１がターンオフしたタイミングでターンオフ信号を受け取り、ターンオフしたタイミングからゼロ電流検出信号を受け取るまでの時間（以後、オフ期間と呼ぶことがある）を計測し、オフ期間を駆動信号生成部４ｄに出力する。駆動信号生成部４ｄは時間計測部４ｃより受け取ったオフ期間を基に、次のスイッチング周期における、スイッチング素子ＳＷ１のターンオンタイミングを決定する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３は制御部５により駆動及び制御される。ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、光源９に流れる電流が目標電流値となるように定電流フィードバック制御される。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、例えば降圧チョッパ回路又はフライバックコンバータなどの既知の回路で構成され得る。

次に、実施の形態１にかかる点灯装置１００の動作を説明する。点灯装置１００に交流電源１が印加されると、整流回路ＤＢは入力された交流電圧を全波整流し、整流された電圧がフィルタコンデンサＣ１の両端に印加される。フィルタコンデンサＣ１は、スイッチングリプルを除去する目的で設けられたものであり、ここでは交流電源1の周波数成分を平滑するためのものではない。したがって力率改善回路２の動作中は、フィルタコンデンサＣ１の両端電圧は、交流電源周波数の２倍周波数で正弦波状に脈動する全波整流電圧となる。

定常動作状態における力率改善回路２の動作を説明する。まず、ゲート駆動部４ｅから出力される信号により、スイッチング素子ＳＷ１がオンしている状態とする。スイッチング素子ＳＷ１がオンすると、全波整流電圧はインダクタＬ１に印加され、インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１の経路で電流が流れ、インダクタＬ１にエネルギが蓄えられる。このとき、インダクタＬ１の電流は、図２の最上段に示されるように、直線的に増加していく。

駆動信号生成部４ｄにより設定されたスイッチング素子のオン時間が経過すると、駆動信号生成部４ｄはオフ信号を出力しスイッチング素子ＳＷ１をオフする。スイッチング素子ＳＷ１がオフするとインダクタＬ１に蓄えられたエネルギが放出され、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ２の順に電流が流れる。これにより、平滑コンデンサＣ２を充電する。このようにエネルギを伝達して、ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、平滑コンデンサＣ２に充電された電圧を入力として、光源９に電流を供給する。

図２は、実施の形態１にかかる点灯装置１００の動作を示す波形図である。図２の波形図を用いて、制御部４の動作を説明する。

（期間ｔ０〜ｔ１）
ここでは、力率改善回路２の動作が定常動作状態で、ゲート駆動部４ｅによってスイッチング素子ＳＷ１がオンするタイミングから説明する。スイッチング素子ＳＷ１がオンしたとき、スイッチング素子ＳＷ１にはインダクタＬ１からの電流が流れる。インダクタＬ１の電流は増加していくため、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流も増加していく。このとき、インダクタＬ１には図１の矢印の方向に電圧ＶＬ１が印加されるため、検出巻線Ｌ２には矢印の方向に電圧ＶＬ２が発生し、ゼロ電流検出部４ｂには検出巻線Ｌ２から負電圧が入力される。

（時刻ｔ１）
所定時間が経過し、時刻ｔ１になると、ゲート駆動部４ｅはスイッチング素子ＳＷ１をオフし、スイッチング素子ＳＷ１の電流を遮断する。スイッチング素子ＳＷ１のオン時間は電圧比較部４ａの比較結果によって決定する。すなわち、目標信号Ｅ１に対して、出力電圧検出信号が小さければオン時間は長くなる方向に制御され、目標信号Ｅ１に対して、出力電圧検出信号が大きければオン時間は短くなる方向に制御される。

（期間ｔ１〜ｔ２）
スイッチング素子ＳＷ１がオフすると、時間計測部４ｃはこれを受けてカウントを開始し、スイッチング素子ＳＷ１がオフしたタイミングからの時間を計測する。スイッチング素子ＳＷ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギは、ダイオードＤ１を介して、平滑コンデンサＣ２に放出される。このとき、インダクタＬ１に発生する電圧は、スイッチング素子ＳＷ１がオンの時とは逆向きの電圧となる。すなわち図１中の矢印とは逆方向の電圧が発生する。これにより検出巻線Ｌ２に発生する電圧ＶＬ２も、図１中の矢印とは逆方向となり、ゼロ電流検出部４ｂには正電圧が入力される。スイッチング素子ＳＷ１がオフになると、インダクタＬ１がエネルギを放出するため、ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ２に流れる電流は減少していく。

（期間ｔ２〜ｔ３）
インダクタＬ１がエネルギを放出し終えると、インダクタＬ１の電流がゼロになる。インダクタＬ１の電流がゼロになると、インダクタＬ１とスイッチング素子等の寄生容量に起因する共振現象が発生する。そのため、図２に示すように、検出巻線Ｌ２の電圧ＶＬ２は急速に低下する。

（時刻ｔ３〜ｔ４）
ゼロ電流検出部４ｂは検出巻線Ｌ２の電圧ＶＬ２が低下し、予めプログラム等で設定した閾値電圧を下回るとこれを検出してゼロ電流検出信号Ｓｚを時間計測部４ｃへ出力する。時間計測部４ｃはゼロ電流検出信号Ｓｚを受けると、スイッチング素子ＳＷ１がターンオフしてからゼロ電流検出信号Ｓｚが出力されるまでの時間をオフ期間として駆動信号生成部４ｄに送り、駆動信号生成部４ｄはこれを記憶する。ここで測定されたオフ期間は図２において「オフ期間Ｔ２」と記載された期間である。「オフ期間Ｔ２」は、時間計測部４ｃが、時刻ｔ１からｔ３までの期間を計測して得られた期間である。

（時刻ｔ４）
一方で、駆動信号生成部４ｄは、図示しない時刻ｔ０以前における１つ前のスイッチング周期において時間計測部４ｃが計測したオフ期間を用いてスイッチング素子ＳＷ１をオンするタイミングを決定する。１つ前のスイッチング周期で得られたオフ期間は図２において「オフ期間Ｔ１」と記載されている。時刻ｔ１からの時間計測部４ｃのカウント値が、１つ前のスイッチング周期において計測したオフ期間である「オフ期間Ｔ１」に、予め定められた調整期間ΔＴを加えた合計時間に到達した時点で、スイッチング素子ＳＷ１が再びオンする。図２における時刻ｔ４は、時刻ｔ１から計測して、「オフ期間Ｔ１」と「調整期間ΔＴ」の合計時間に到達した時点である。

ここで、予め定められた調整期間ΔＴとは、検出巻線Ｌ２の電圧ＶＬ２がゼロ電流検出部４ｂの閾値電圧に到達してから、スイッチング素子のドレイン-ソース間の共振現象に伴う振動電圧がボトム付近に到達するまでの時間であり、図２では時刻ｔ３〜ｔ４間に相当する。両端電圧Ｖｓｄの振動電圧がボトム付近でスイッチング素子ＳＷ１をオンするように予めマイコン等に調整期間ΔＴを記憶しておくことができる。これにより、スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧Ｖｓｄが低い状態でスイッチング素子ＳＷ１をターンオンできるため、ゼロ電圧スイッチングに近い動作となり、スイッチング損失を低減できる。

時刻ｔ４にてスイッチング素子ＳＷ１がオンすると、再び、時刻ｔ０の条件に戻り、同様の動作を繰り返す。時刻ｔ１から時刻ｔ３の期間において時間計測部４ｃでカウントした時間である「オフ期間Ｔ２」は次の時刻ｔ８におけるターンオンのタイミングを決定する要素となる。具体的には、時刻ｔ５から、オフ期間Ｔ２と調整期間ΔＴの合計期間が経過した時点で、スイッチング素子ＳＷ１が再びオンする。時刻ｔ５から時刻ｔ７までの期間は時間計測部４ｃによってオフ期間Ｔ３として計測される。しかしながら、時刻ｔ５に達した時点で、オフ期間Ｔ２と調整期間ΔＴの合計期間は確定しているので、時刻ｔ８にてスイッチング素子ＳＷ１をターンオンするために演算処理は必要ない。

このように、１つ前のスイッチング周期における、スイッチング素子ＳＷ１がターンオフしてからインダクタ電流がゼロになるまでの時間であるオフ期間を、次のスイッチング周期におけるターンオンタイミングの決定に用いるので、ゼロ電流検出信号を受けてからスイッチング素子をターンオンする場合と比較して、検出遅れがなくスイッチング素子をターンオンすることができる。なお、オフ期間の終期はインダクタ電流がゼロになる時点又はインダクタ電流がゼロに十分近い値となった時点とすることができる。

従来では、ゼロ電流検出信号を受けてから、ターンオンするまでに制御部４での処理時間を要し、ドレイン-ソース間の振動電圧がボトムを過ぎてからスイッチング素子をターンオンしてしまう可能性があった。これに対し本実施形態では、予め１つ前のスイッチング周期において、ゼロ電流検出タイミングが判明しているため、次のスイッチング周期にてそのタイミングを使用することにより、スイッチング素子の振動電圧のボトム付近で遅れなくスイッチング素子をターンオンすることができる。

因みに、交流電源１は商用周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流電圧なので、力率改善回路２に印加される電圧の瞬時値は交流電源の位相角によって異なる。例えば交流電源１の位相角が０°、すなわちゼロクロス時点の場合、交流電源１の瞬時電圧値はゼロなので、位相角が９０°までは時間経過とともに位相角が進むと電源電圧は上昇していく。この場合、各スイッチング周期におけるオン時間が一定と仮定すると、インダクタ電流のピーク値は電源電圧の瞬時値に比例する。すなわち、交流電源１の瞬時電圧が上昇するほど、インダクタ電流のピーク値も上昇する。従って、スイッチング素子ＳＷ１がオフし、インダクタ電流がエネルギを放出してゼロになるまでの時間、すなわちオフ期間は増加する。よって、厳密には１つ前のスイッチング周期で測定したオフ期間に対して、次のスイッチング周期におけるオフ期間は若干長くなる。この場合、オフ時間が経過した時点で、直ちにスイッチング素子ＳＷ１をオンすると、インダクタＬ１電流がゼロに到達していないため、その次のスイッチング周期で使用するためのオフ期間が計測できない。

しかしながら、交流電源１の周波数は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであり、これに対して、スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング周波数は一般的に数十ｋＨｚから数百ｋＨｚであるため、隣り合うスイッチング周期での交流電源１の位相による変動はほぼ無視できるレベルである。すなわち、隣り合うスイッチング周期における交流電源１の電圧はほぼ同一とみなすことができる。更に、スイッチング素子の両端に発生する振動電圧（Ｖｓｄ）のボトム付近でオンするように調整期間ΔＴを有するので、実質的にインダクタＬ１電流がゼロに到達する前にスイッチング素子ＳＷ１がオンしてしまうことはなく、オフ期間を問題なく測定することができる。

また、例えば調光動作等により光源９の明るさを絞った状態、すなわち消費電力が小さい状態から、光源９を明るくなる方向に設定して消費電力が増えた場合もスイッチング素子のオン時間が増加するため、オフ期間も増加する。しかし、オン時間の変動幅は、隣り合うスイッチング周期においては、ほぼ無視できるほど小さく、スイッチング素子ＳＷ１の振動電圧がボトム付近でオンするための調整期間ΔＴも有するので、インダクタＬ１電流がゼロになる前にスイッチング素子ＳＷ１がオンすることはない。よって、確実に次のスイッチングのためのオフ期間を計測することができる。

なお、交流電源１の瞬時電圧値が位相角９０°から１８０°の、時間経過とともに電圧値が低下する範囲、又は光源９が明るい状態から調光動作により消費電力を小さくする方向では、オフ期間は１つ前のスイッチング周期と比較して、原理的には短くなる。しかし、上述のとおり、実使用上はその時間差は無視できるレベルであり、スイッチング素子のオンタイミングがずれることによる影響はない。

以上のように、臨界モードで動作する力率改善回路において、インダクタ電流がゼロになってからスイッチング素子ＳＷ１をオンするタイミングを、１つ前のスイッチング周期におけるオフ期間を用いて決めるので、検出遅れが発生しない。これにより、スイッチング素子ＳＷ１に印加される電圧が低い状態でスイッチング素子ＳＷ１をオンできるので、ゼロ電圧スイッチングに近い動作が可能となり、スイッチング損失を抑制できる。したがって、より高効率な点灯装置を提供することができる。

また、スイッチング素子ＳＷ１として炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を用いて、シリコンなどを材料とするスイッチング素子を用いた場合より高周波で駆動することとしてもよい。この場合でも、実施の形態１に係る点灯装置ではあるスイッチング周期においてスイッチング素子をオフすべき期間は、そのスイッチング周期が始まる前に確定しているので、処理速度が高速でない安価なマイコンが使用でき低コスト化ができる。

なお、本実施の形態では、１つ前のスイッチング周期におけるオフ期間を用いて次のスイッチング周期におけるスイッチング素子ＳＷ１のオンタイミングを決定した。具体的には、制御部４は、スイッチング周期の度にオフ期間を測定し、測定したオフ期間は、オフ期間が測定されたスイッチング周期の直後のスイッチング周期において使用される。しかしながら、１つ前のスイッチング周期におけるオフ期間を、その直後のスイッチング周期で用いることは必須ではない。スイッチング素子のオンタイミングのずれに影響がない範囲であれば、例えば２つ前のスイッチング周期におけるオフ期間を用いてもよい。言い換えると、測定したオフ期間を、次のスイッチング周期におけるオンタイミングのみならず、更にその次のスイッチング周期のオンタイミングの決定に用いるなど、連続する複数周期に渡って用いてもよい。一例によれば、制御部４は、上述の合計期間を、オフ期間が測定されたスイッチング周期の後の連続する２回以上のスイッチング周期において、スイッチング素子をオフする期間として使用することができる。これにより、全てのスイッチング周期においてオフ期間を測定する必要がなくなるので、マイコンの処理負荷を軽減することができる。例えば、制御部４は、複数のスイッチング周期のうち、オフ期間を測定するスイッチング周期と、オフ期間を測定しないスイッチング周期を定めることができる。

したがって、制御部４は、スイッチング素子のあるスイッチング周期における「オフ期間」に、予め定められた「調整期間」を加えた「合計期間」を、そのスイッチング周期の後のスイッチング周期においてスイッチング素子をオフする期間とすることができる。

本実施の形態では、力率改善回路２を臨界モードで駆動する例について説明したが、これに限定するものではない。スイッチング素子とインダクタによりエネルギの充放電を行い、直流電圧を生成する様々な直流電源回路において、上述した本実施形態の動作を採用し得る。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ３を臨界モードで駆動する際にも上述の動作を適用することができる。

本実施の形態においては定常状態の動作についてのみ説明したが、例えば交流電源１を投入した起動直後で１つ前のスイッチング周期におけるオフ期間が存在しない場合と、起動直後における過渡的な状態でオフ期間が正確に測定できない場合が想定される。これらの起動直後においては通常の臨界モード動作としてゼロ電流検出信号を受けてスイッチング素子ＳＷ１をターンオンし、動作が安定してオフ期間が測定可能となった段階で、本実施の形態で述べた動作に切り替えてもよい。「動作が安定してオフ期間が測定可能となった段階」というのは、例えば検出巻線Ｌ２の電圧ＶＬ２の波形が安定した段階のことをいう。

このような起動直後の事情を考慮し、制御部４は、直流電源回路に電源投入した直後の予め定められた期間はスイッチング素子のスイッチング周期で得られたオフ期間をそのスイッチング周期のオフ期間を決めるために用い、予め定められた期間が経過すると前述の合計期間を用いた制御に移行し得る。

以下の実施の形態に係る点灯装置、照明器具、点灯装置の制御方法については、実施の形態１との相違点を中心に説明する。実施の形態１において説明した変形は以下の実施の形態に係る点灯装置、照明器具、点灯装置の制御方法にも応用し得る。

実施の形態２．
図３は、実施の形態２に係る点灯装置１１０の回路構成図である。実施の形態１と同様の構成部分は同一の符号を付して説明を省略する。本実施の形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ３の構成及び調光時における動作について述べる。本実施形態では、直流電源回路を構成するＤＣ−ＤＣコンバータ３は光源の点灯に用いられる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３は例えば降圧チョッパ型であり、インダクタＬ３、例えばＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体で構成されるスイッチング素子ＳＷ２、ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ３を備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３は力率改善回路２から直流電圧を受けて、スイッチング素子ＳＷ２とインダクタＬ３でエネルギの充放電を行い、光源９の点灯に適した直流電圧及び直流電流を出力する。これにより光源９は点灯する。インダクタＬ３には検出巻線Ｌ４が磁気的に結合されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、出力電流を検出する出力電流検出抵抗Ｒ２を備えている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３の制御部５は、電流比較部５ａ、ゼロ電流検出部５ｂ、時間計測部５ｃ、駆動信号生成部５ｄ及びゲート駆動部５ｅを備えている。制御部５は少なくとも一部をマイクロコンピュータで構成してもよい。また、制御部４と制御部５を共通のマイクロコンピュータとしてもよい。制御部５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流、すなわち光源９に流れる電流が予め定められた電流値となるように、スイッチング素子ＳＷ２を制御する。予め定められた電流値は、例えば、室内の壁面に取り付けられた調光器又はリモコン等で設定する明るさの設定値で決まる。すなわち、調光器又はリモコン等から出力される調光信号を制御部５が受けて、それに対応した電流値となるようにスイッチング素子ＳＷ２を制御する。

ゲート駆動部５ｅは駆動信号生成部５ｄから出力されたゲート信号を受けて、スイッチング素子ＳＷ２のオンオフ動作を行う。ゼロ電流検出部５ｂは、検出巻線Ｌ４に発生する電圧を受けて、インダクタＬ３に流れる電流がゼロ又はゼロに近い値となるタイミングを検出し、時間計測部５ｃに出力する。駆動信号生成部５ｄは時間計測部５ｃから受け取ったオフ期間を基に、次のスイッチング周期におけるスイッチング素子ＳＷ２のターンオンタイミングを決定する。

次に、図４の動作波形を用いて、外部から入力される調光信号により光源９の明るさを絞った調光状態、すなわち点灯装置１１０の消費電力が全光時より小さい軽負荷で動作する場合について説明する。

（期間ｔ０〜ｔ１）
ここでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作が定常動作状態で、ゲート駆動部５ｅによってスイッチング素子ＳＷ２がターンオンするタイミングから説明する。スイッチング素子ＳＷ２がオンすると、インダクタＬ３に電流が流れ、電流が直線的に増加していく。このとき、インダクタＬ３には図３の矢印の方向に電圧ＶＬ３が印加され、検出巻線Ｌ４には矢印の方向に電圧ＶＬ４が発生し、ゼロ電流検出部５ｂには負電圧が入力される。

（時刻ｔ１）
予め定められた時間が経過すると、ゲート駆動部５ｅはスイッチング素子ＳＷ２をオフし、スイッチング素子ＳＷ２の電流を遮断する。スイッチング素子ＳＷ２のオン時間は電流比較部５ａの比較結果によって決定する。すなわち、目標電流値信号Ｅ２と比較して、出力電流検出抵抗Ｒ２の発生電圧が小さければオン時間は長くなる方向に制御され、出力電流検出抵抗Ｒ２の発生電圧が大きければオン時間は短くなる方向に制御される。

（期間ｔ１〜ｔ２）
スイッチング素子ＳＷ２がオフすると、時間計測部５ｃはカウントを開始し、スイッチング素子ＳＷ２がオフしたタイミングからの時間を計測する。スイッチング素子ＳＷ２がオフすると、インダクタＬ３に蓄えられたエネルギは、ダイオードＤ２を介して、平滑コンデンサＣ３に放出される。このとき、インダクタＬ３に発生する電圧は、スイッチング素子ＳＷ２オン時とは逆向きの電圧となる。すなわち、図３に示す矢印とは逆方向の電圧が発生する。これにより検出巻線Ｌ４に発生する電圧も、図３に示す矢印とは逆方向となり、ゼロ電流検出部５ｂには正電圧が入力される。インダクタＬ３がエネルギを放出するため、ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ２に流入する電流は減少していく。

（時刻ｔ２〜ｔ３）
インダクタＬ３がエネルギを放出し終えると、インダクタＬ３電流がゼロになり、共振現象を伴う振動電圧がインダクタＬ３に発生する。これに伴って検出巻線Ｌ４の電圧は急速に低下する。ゼロ電流検出部５ｂは、検出巻線Ｌ４の立下り電圧が、予めプログラム等で設定した閾値電圧を下回るとこれを１回目の立下りとしてカウントする。図４において１回目の立ち下がりのカウントのタイミングはＸで示されている。その後、駆動信号生成部５ｄはこのままスイッチング素子ＳＷ２をオフ状態に維持する。すると、スイッチング素子ＳＷ２の両端電圧Ｖｓｄは共振動作を継続するため、再び電圧の上昇と下降を繰り返す振動電圧が生じる。本実施の形態においては、ゼロ電流検出部５ｂは振動電圧の２回目の立下りを検出すると、時間計測部５ｃに対しゼロ電流検出信号Ｓｚを出力する。図４において２回目の立ち下がりのカウントのタイミングはＹで示されている。時間計測部５ｃはゼロ電流検出信号Ｓｚを受けると、ここまでの経過時間をオフ期間として駆動信号生成部５ｄに送り、駆動信号生成部５ｄはこれを記憶する。このように計測されたオフ期間は、図４のオフ期間Ｔｂである。

(時刻ｔ３〜ｔ４）
駆動信号生成部５ｄは、スイッチング素子ＳＷ２のターンオフ後の経過時間が、時刻ｔ０以前の１つ前のスイッチング周期においてオフ期間Ｔｂの測定と同じ測定方法で時間計測部５ｃが計測したオフ時間に、予め定められた調整期間を加えた合計時間に到達すると、スイッチング素子ＳＷ２を再びオンする。図４では、時刻ｔ１からの経過時間が、時刻ｔ０より前に測定されたオフ期間であるオフ期間Ｔａと調整期間Δｔの合計時間となると、スイッチング素子ＳＷ２をオンすることが示されている。すなわち、スイッチング素子ＳＷ２の両端の共振電圧の立下りが２回目を経過した後の、スイッチング素子ＳＷ２の両端電圧が低い状態においてスイッチング素子ＳＷ２をターンオンする。これにより、スイッチング素子ＳＷ２に印加する電圧が低い状態でスイッチング素子をスイッチングできるため、スイッチング損失を低減できる。

（時刻ｔ４〜ｔ５）
スイッチング素子ＳＷ２がオンすると再び時刻ｔ０の条件に戻り、同様の動作を繰り返す。時刻ｔ１から時刻ｔ３の期間において時間計測部５ｃでカウントしたオフ期間Ｔｂは、次の時刻ｔ８におけるターンオンのタイミングを決定する要素となる。具体的には、オフ期間Ｔｂに調整期間Δｔを加えた合計時間に到達した時点である時刻ｔ８において、スイッチング素子ＳＷ２が再びオンする。時刻ｔ５から時刻ｔ７までの期間にはオフ期間Ｔｃが測定され、そのオフ期間Ｔｃが、次のスイッチング周期におけるオフ期間として利用される。

以上のように、調光点灯時は、インダクタＬ３のゼロ電流がゼロになっても直ちにスイッチング素子ＳＷ２をオンせずに、スイッチング素子ＳＷ２の両端電圧Ｖｓｄの振動電圧の立下りが予め定められた回数経過するまで、ターンオンを遅延する。ここで、振動電圧の極性を反転させたり、振動電圧の信号を反転させて処理したりすることがあることを考慮すると、振動電圧の立下りの検出は、振動電圧の立ち上がりの検出に置きかえ得る。

制御部５は、光源の調光時には、スイッチング素子ＳＷ２がオフしてから、検出巻線Ｌ４に発生する振動電圧の振動が２周期以上となるまでの期間を、オフ期間として測定する。そして、そのオフ期間を、次回以降のスイッチング周期におけるスイッチング素子ＳＷ２のオフ期間として用いる。こうすることで、スイッチング素子ＳＷ２のターンオンが遅延するので、スイッチング周波数の上昇が抑制される。例えば、調光時においてスイッチング素子ＳＷ２の振動電圧の立下りが１回目のタイミングでターンオンする臨界モードで動作させると、軽負荷のため、オン時間が短く、且つインダクタＬ３のエネルギを放出する期間すなわち時刻ｔ１からｔ２までの期間も非常に短くなる。これにより、全光時と比較して著しく駆動周波数が上昇し、スイッチング損失が増加してしまう。

これに対し本実施の形態では、スイッチング素子ＳＷ２の振動電圧の立下りをカウントし、そのカウントが予め定められた回数に達するまでの時間をオフ期間として計測し、そのオフ期間に応じて次のスイッチング周期におけるスイッチング素子ＳＷ２のオンタイミングを決める。これは、スイッチング素子ＳＷ２のオフ状態を維持し、スイッチング周波数の上昇を抑えることに貢献する。よって、スイッチング損失を低減することができる。また、１つ前のスイッチング周期にてオフ期間を計測して、その次のスイッチング周期にてそのオフ期間を基にオンタイミングを決定するのでマイコンの演算に伴う時間遅れがなく、スイッチング素子に印加される振動電圧のボトム付近でスイッチングすることが可能となり、スイッチング損失を抑制できる。

また、点灯中に調光動作等により光源の明るさを変更しても、隣り合うスイッチング周期においては、スイッチング素子ＳＷ２のオン時間変動は無視できるほど微小であるため、スイッチング素子ＳＷ２のオンタイミングが振動電圧のボトム付近から大幅にずれることはない。例えば、調光器により光源の明るさが暗い状態から明るい状態に変化し、１つ前のスイッチング周期のオン時間と比較して今回のスイッチング周期のオン時間が増加しても、オン時間の増加量はわずかである。さらに、予め定めた調整期間Δｔを経過してからスイッチング素子ＳＷ２をターンオンするため、そのスイッチング周期において、振動電圧が予め定められた回数だけ立ち下がる前にスイッチング素子がオンしてしまうことはない。

なお、ここでは、調光時の動作について説明したが、全光時は振動電圧の立下り回数が１回の臨界モードで動作させてもよい。その場合、制御部５は、光源の全光時には、スイッチング素子ＳＷ２がオフしてから検出巻線Ｌ４に発生する振動電圧の振動が１周期目となるまでの期間を、オフ期間として測定する。別の例では、全光時においても振動電圧の複数回の立下りを検知する不連続モードで動作させてもよい。また、調光率に応じて、オフ期間を定義する振動電圧の立下り回数を変更してもよい。この場合、光源の消費電力が小さくなるほど検出する立下り回数を増加させてもよい。例えば、制御部５は、光源の調光時には、光源の調光率が低いほど、オフ期間の終期とする振動電圧の振動回数を増加させることができる。これにより、駆動周波数の上昇を抑制できる。

また、本実施形態では軽負荷時の動作の説明として、ＤＣ−ＤＣコンバータ３を例に説明したが、本実施形態で説明した動作は、スイッチング素子とインダクタによりエネルギの充放電を行い直流電圧を生成する様々な直流電源回路において実現し得る。例えば、力率改善回路２においても同様の動作を実現することができる。例えば、力率改善回路２の軽負荷時は不連続モードとして、振動電圧の立下りが予め定められた回数に達するまでの時間をオフ期間として計測して、次のスイッチング周期にてそのオフ期間を基にオンタイミングを決定することで、駆動周波数の上昇抑制を実現でき、且つスイッチング素子に印加される振動電圧のボトム付近でスイッチング素子をスイッチングすることによるスイッチング損失の抑制ができる。

実施の形態１、２のどちらにおいても、計測するオフ期間の終期は「検出巻線に振動電圧が発生する」任意の時点とすることができる。実施の形態１、２のどちらにおいても、合計期間を用いたことで、スイッチング素子をオンするタイミングとスイッチング素子のソースドレイン間電圧が最小になるタイミングが一致し得る。しかしながら、スイッチング素子をオンするタイミングとスイッチング素子のソースドレイン間電圧が最小になるタイミングが概ね一致すれば多少のずれがあってもスイッチング損失が抑制され得る。

実施の形態３．
図５は、実施の形態３に係る照明器具２００の断面図である。照明器具２００は、照明器具本体４０、コネクタ４１、光源基板４２、及び点灯装置４３を備えている。照明器具本体４０は、点灯装置４３などを取り付けるための筺体である。コネクタ４１は、商用電源などの交流電源から電力の供給を受けるための接続部である。光源基板４２は、ＬＥＤ又は有機ＥＬなどの光源４２ａを実装した基板である。

点灯装置４３の回路構成は、上述した点灯装置のいずれかと同じ回路構成である。点灯装置４３は、コネクタ４１と配線４４を介して交流電源からの電力供給を受ける。点灯装置４３は、入力した電力を変換し、変換された電力を配線４５を介して光源基板４２に供給する。点灯装置４３から供給された電力により、光源基板４２に実装された光源４２ａが点灯する。

これにより、実施の形態１、２のいずれかにかかる点灯装置の利点を備えた照明器具２００が提供される。照明器具２００によれば、実施の形態１、２で述べた点灯装置のいずれか１つを備えることで、例えば炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子を用いて高周波スイッチングを行っても、スイッチング素子に印加される振動電圧のボトム付近でスイッチングが可能となるため、スイッチング損失を低減することができる。

なお、ここまでに説明した変形例は、その変形例が記載された実施の形態以外の実施の形態にも応用できる。

１ 交流電源、 ２ 力率改善回路、 ３ ＤＣ−ＤＣコンバータ、 ４，５ 制御部、 ９ 光源、 １００，１１０ 点灯装置、 ２００ 照明器具

Claims (13)

1. スイッチング素子とインダクタによりエネルギの充放電を行い、直流電圧を生成する直流電源回路と、
   前記スイッチング素子の駆動を制御する制御部と、
   前記インダクタと磁気的に結合された検出巻線と、を備え、
   前記制御部は、前記スイッチング素子のあるスイッチング周期における、前記スイッチング素子がオフしてから、前記検出巻線に振動電圧が発生するまでのオフ期間に、予め定められた調整期間を加えた合計期間を、前記スイッチング周期の後のスイッチング周期において前記スイッチング素子をオフする期間とすることを特徴とする点灯装置。
2. 前記制御部は、前記スイッチング周期の度に前記オフ期間を測定し、前記オフ期間は、前記オフ期間が測定されたスイッチング周期の直後のスイッチング周期において使用されることを特徴とする請求項１に記載の点灯装置。
3. 前記制御部は、前記合計期間を、前記オフ期間が測定されたスイッチング周期の後の連続する２回以上のスイッチング周期において、前記スイッチング素子をオフする期間として使用することを特徴とする請求項１に記載の点灯装置。
4. 前記制御部は、複数のスイッチング周期のうち、前記オフ期間を測定するスイッチング周期と、前記オフ期間を測定しないスイッチング周期を定めることを特徴とする請求項３に記載の点灯装置。
5. 前記制御部は、前記直流電源回路に電源投入した直後の予め定められた期間は、前記スイッチング素子のスイッチング周期で得られたオフ期間をそのスイッチング周期のオフ期間を決めるために用い、前記予め定められた期間が経過すると前記合計期間を用いた制御に移行することを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の点灯装置。
6. 前記直流電源回路は光源の点灯に用いられ、前記制御部は、前記光源の調光時には、前記スイッチング素子がオフしてから、前記検出巻線に発生する振動電圧の振動が２周期以上となるまでの期間を、前記オフ期間として測定することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の点灯装置。
7. 前記制御部は、前記光源の調光時には、前記光源の調光率が低いほど、前記オフ期間の終期とする前記振動電圧の振動回数を増加させることを特徴とする請求項６に記載の点灯装置。
8. 前記制御部は、前記光源の全光時には、前記スイッチング素子がオフしてから、前記検出巻線に発生する振動電圧の振動が１周期目となるまでの期間を、前記オフ期間として測定することを特徴とする請求項６又は７に記載の点灯装置。
9. 前記スイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の点灯装置。
10. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項９に記載の点灯装置。
11. 請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の点灯装置と、前記点灯装置が点灯させる光源と、を備えたことを特徴とする照明器具。
12. 制御部によって駆動制御されるスイッチング素子とインダクタとによりエネルギの充放電を行い直流電圧を生成することと、
    前記スイッチング素子のあるスイッチング周期において、前記スイッチング素子がオフしてから、前記インダクタと磁気的に結合された検出巻線に振動電圧が発生するまでのオフ期間を測定することと、
    前記スイッチング周期の後のスイッチング周期において、前記スイッチング素子をオフする期間として、前記オフ期間に予め定められた調整期間を加えた合計期間を用いることと、を備えた点灯装置の制御方法。
13. 前記合計期間を用いたことで、前記スイッチング素子をオンするタイミングと前記スイッチング素子のソースドレイン間電圧が最小になるタイミングが一致することを特徴とする請求項１２に記載の点灯装置の制御方法。

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