JP2018146320A - デシメーションフィルター、測定装置および物理量センサー - Google Patents

Abstract

【課題】回路規模を小さくすることができ、消費電力を低減することができるデシメーションフィルター、測定装置および物理量センサーを提供すること。【解決手段】入力される測定値を示す信号をダウンサンプリングして出力するデシメーションフィルターであって、測定タイミングに基づいてサンプリングタイミングまでの時間を求める時間算出部と、前記サンプリングタイミングまでの時間に基づいて、前記サンプリングタイミングにおけるインパルス応答を求めるインパルス応答算出部と、前記測定値と前記インパルス応答の値との積を求める乗算部と、前記積を積算して積算値を求める積算部と、を備えることを特徴とするデシメーションフィルター。【選択図】図２

Description

本発明は、デシメーションフィルター、測定装置および物理量センサーに関するものである。

基準信号（基準クロック）の周波数と被測定信号の周波数との比に対応する信号であるデルタシグマ変調信号を生成する周波数カウンターが知られている。
この周波数カウンターは、周波数デルタシグマ変調部（以下、「ＦＤＳＭ（Frequency Delta Sigma Modulator）」と言う）を有し、そのＦＤＳＭにより、基準信号と被測定信号との一方を用いて他方を周波数デルタシグマ変調し、デルタシグマ変調信号を生成し、出力する。
また、ＦＤＳＭの出力側には、ローパスフィルターが設けられている。このような構成により、ＦＤＳＭの特徴の１つであるノイズシェープ機能が発揮されること（ノイズシェープ効果）により、ノイズを高周波側にシフトすることができ、ローパスフィルターにより、ノイズ成分を低減することができ、精度を向上させることができる。

また、特許文献１には、カウンター部と、カウンター部の出力側に設けられ、複数段の移動平均フィルターを有するローパスフィルター部とを備える周波数測定装置が開示されている。ローパスフィルター部では、少なくとも１つの移動平均フィルターの出力がダウンサンプリングされている。これにより、ダウンサンプリングを行わない場合に比べて、ローパスフィルター部の構成を簡素化することができ、また、回路動作の周波数を減少させることができ、消費電力を低減することができる。

特開２０１１−８０８３６号公報

特許文献１に記載の装置では、最終的に必要となるサンプリング周波数よりも高い周波数で駆動する部分が回路の大半を占めているので、ローパスフィルター部の構成をさらに簡素化すること、および消費電力をさらに低減することは困難である。

本発明の目的は、回路規模を小さくすることができ、消費電力を低減することができるデシメーションフィルター、測定装置および物理量センサーを提供することにある。

本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態または適用例として実現することが可能である。
本発明のデシメーションフィルターは、入力される測定値を示す信号をダウンサンプリングして出力するデシメーションフィルターであって、
測定タイミングに基づいてサンプリングタイミングまでの時間を求める時間算出部と、
前記サンプリングタイミングまでの時間に基づいて、前記サンプリングタイミングにおけるインパルス応答を求めるインパルス応答算出部と、
前記測定値と前記インパルス応答の値との積を求める乗算部と、
前記積を積算して積算値を求める積算部と、を備えることを特徴とする。
この発明によれば、測定値を示す信号に含まれるノイズ成分を除去または低減することができ、測定精度を向上させることができる。
また、最終的に必要となるサンプリング周波数で畳み込み積分を実行すればよいので、演算量を減少させることができ、これにより、回路規模を小さくすることができ、消費電力を低減することができる。

本発明のデシメーションフィルターでは、前記測定タイミングの間隔は、一定であることが好ましい。
これにより、さらに測定精度を向上させることができる。

本発明のデシメーションフィルターでは、前記測定タイミングは、タイムスタンプとして入力されることが好ましい。
これにより、適確に絶対時間の情報を得ることができる。

本発明のデシメーションフィルターでは、前記積算部は、前記タイムスタンプが前記サンプリングタイミングと一致した時または前記タイムスタンプが前記サンプリングタイミングを超えた後で、前記積算値を出力し、前記積算値をリセットすることが好ましい。
これにより、測定タイミングがサンプリングタイミングを超える１つ前の測定タイミングまで積算を行うことが可能になる。

本発明のデシメーションフィルターでは、前記積算部は、前記測定タイミングが前記サンプリングタイミングを超える１つ前の前記測定タイミングまで前記積算を行うことが好ましい。
これにより、漏れや重複なく前記積算を行うことが可能となり、測定精度を向上させることができる。

本発明のデシメーションフィルターでは、前記インパルス応答は、有限であり、関数で表現されることが好ましい。
これにより、容易かつ適確に所望のインパルス応答を表現することができ、そのインパルス応答の値を求めることができる。

本発明のデシメーションフィルターでは、前記関数は、時間の１次関数または時間の２次関数であることが好ましい。
これにより、容易かつ適確に所望のインパルス応答を表現することができ、そのインパルス応答の値を求めることができる。

本発明のデシメーションフィルターでは、前記測定値は、被測定信号であるパルス信号のカウント値であり、
前記カウント値を得るために用いるゲート時間は、基準信号で規定されることが好ましい。
これにより、直接カウント方式を採用することが可能である。

本発明のデシメーションフィルターでは、前記測定値は、基準信号であるパルス信号のカウント値であり、
前記カウント値を得るために用いるゲート時間は、被測定信号で規定されることが好ましい。
これにより、レシプロカルカウント方式を採用することが可能である。

本発明のデシメーションフィルターでは、前記時間算出部は、前記基準信号または前記被測定信号をカウントしたカウント値をタイムスタンプとして用いることが好ましい。
これにより、別途、タイムスタンプを生成する回路を用意する必要がなく、回路構成を簡素化することができる。

本発明の測定装置は、本発明のデシメーションフィルターを備え、
前記デシメーションフィルターを用いて測定を行うことを特徴とする。
この発明によれば、測定値を示す信号に含まれるノイズ成分を除去または低減することができ、測定精度を向上させることができる。
また、最終的に必要となるサンプリング周波数で畳み込み積分を実行すればよいので、演算量を減少させることができ、これにより、回路規模を小さくすることができ、消費電力を低減することができる。

本発明の測定装置は、本発明のデシメーションフィルターを備え、
前記デシメーションフィルターを用いて前記被測定信号と前記基準信号との周波数比を測定することを特徴とする。
この発明によれば、測定値を示す信号に含まれるノイズ成分を除去または低減することができ、測定精度を向上させることができる。
また、最終的に必要となるサンプリング周波数で畳み込み積分を実行すればよいので、演算量を減少させることができ、これにより、回路規模を小さくすることができ、消費電力を低減することができる。

本発明の物理量センサーは、物理量を検出する検出部と、
前記検出部から出力された被測定信号が入力される本発明の測定装置と、を備えることを特徴とする。
この発明によれば、測定値を示す信号に含まれるノイズ成分を除去または低減することができ、測定精度を向上させることができる。
また、最終的に必要となるサンプリング周波数で畳み込み積分を実行すればよいので、演算量を減少させることができ、これにより、回路規模を小さくすることができ、消費電力を低減することができる。

本発明の測定装置の１例である周波数比測定装置の実施形態を示すブロック図である。 図１に示す周波数比測定装置のデシメーションフィルターを示すブロック図である。 図１に示す周波数比測定装置の周波数デルタシグマ変調部の構成例を示すブロック図である。 図１に示す周波数比測定装置の周波数デルタシグマ変調部の構成例を示すブロック図である。 インパルス応答を示すグラフである。 図１に示す周波数比測定装置のデシメーションフィルターの動作を説明するためのタイミングチャートである。 図１に示す周波数比測定装置のデシメーションフィルターの動作の流れを示すフローチャートである。 本発明の物理量センサーの１例である加速度センサーの実施形態における検出部の内部構造を示す図である。 図８中のＡ−Ａ線での断面図である。

以下、本発明のデシメーションフィルター、測定装置および物理量センサーを添付図面に示す実施形態に基づいて詳細に説明する。

＜第１実施形態＞
図１は、本発明の測定装置の１例である周波数比測定装置の実施形態を示すブロック図である。図２は、図１に示す周波数比測定装置のデシメーションフィルターを示すブロック図である。図３は、図１に示す周波数比測定装置の周波数デルタシグマ変調部の構成例を示すブロック図である。図４は、図１に示す周波数比測定装置の周波数デルタシグマ変調部の構成例を示すブロック図である。図５は、インパルス応答を示すグラフである。図６は、図１に示す周波数比測定装置のデシメーションフィルターの動作を説明するためのタイミングチャートである。図７は、図１に示す周波数比測定装置のデシメーションフィルターの動作の流れを示すフローチャートである。
なお、以下の説明では、信号のレベルが「ロー（Ｌｏｗ）」の場合を「０」、信号のレベルが「ハイ（Ｈｉｇｈ）」の場合を「１」とも言う。

本発明の測定装置の１例である図１に示す周波数比測定装置１は、デシメーションフィルター４を備え、デシメーションフィルター４を用いて測定を行う、すなわち、被測定信号と前記基準信号との周波数比を測定する。
この周波数比測定装置１によれば、測定値を示す信号に含まれるノイズ成分を除去または低減することができ、測定精度を向上させることができる。また、デシメーションフィルター４により、最終的に必要となるサンプリング周波数で畳み込み積分を実行すればよいので、演算量を減少させることができ、これにより、回路規模を小さくすることができ、消費電力を低減することができる。以下、具体的に説明する。

図１に示す周波数比測定装置１（測定装置）は、周波数が既知である基準信号（基準クロック）の周波数と被測定信号の周波数との比（周波数比）に対応する値（または前記値を生成するために用いられる値）であるカウント値（カウント値を示す信号）を生成する装置（回路）である。すなわち、周波数比測定装置１の測定値（出力）が前記カウント値である。
また、周波数比測定装置１では、直接カウント方式とレシプロカルカウント方式とのいずれも採用することが可能である。

すなわち、直接カウント方式を採用する場合は、測定値は、被測定信号であるパルス信号のカウント値であり、カウント値を得るために用いるゲート時間は、基準信号で規定される。このようにして直接カウント方式を採用することが可能である。

また、レシプロカルカウント方式を採用する場合は、測定値は、基準信号であるパルス信号のカウント値であり、カウント値を得るために用いるゲート時間は、被測定信号で規定される。このようにしてレシプロカルカウント方式を採用することが可能である。以下では、代表的に、直接カウント方式を例に挙げて説明する。なお、レシプロカルカウント方式では、直接カウント方式において、基準信号と被測定信号とを逆にすればよい。

図１に示すように、周波数比測定装置１は、周波数デルタシグマ変調部２（以下、「ＦＤＳＭ（Frequency Delta Sigma Modulator）」と言う）と、アップカウンター３（カウンター）と、デシメーションフィルター４とを備えている。ＦＤＳＭ２は、基準信号と被測定信号との周波数比を計測する周波数比計測部の１例であり、周波数比計測部は、他の構成であってもよい。
また、周波数比測定装置１では、ＦＤＳＭ２およびアップカウンター３の出力側（後段）に、デシメーションフィルター４が接続されている。
また、被測定信号は、ＦＤＳＭ２に入力され、周波数が既知である基準信号（基準クロック）は、ＦＤＳＭ２およびアップカウンター３に入力される。

また、ＦＤＳＭ２は、基準信号に基づいて（基準信号を用いて）、被測定信号を周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する機能を有している（直接カウント方式）。なお、被測定信号に基づいて（被測定信号を用いて）、基準信号を周波数デルタシグマ変調してもよい（レシプロカルカウント方式）。
ＦＤＳＭ２としては、例えば、出力信号をビットストリーム形式で出力するＦＤＳＭ（以下、「ビットストリーム構成のＦＤＳＭ（ビットストリーム型ＦＤＳＭ）」とも言う）、出力信号をデータストリーム形式で出力するＦＤＳＭ（以下、「データストリーム構成のＦＤＳＭ（データストリーム型ＦＤＳＭ）」とも言う）等を用いることができる。
ビットストリーム構成のＦＤＳＭを用いる場合は、他の信号処理回路を簡素化することができる。また、データストリーム構成のＦＤＳＭを用いる場合は、周波数変動が大きい場合にも対応することができる。

次に、データストリーム構成のＦＤＳＭ２と、ビットストリーム構成のＦＤＳＭ２とを説明するが、まずは、データストリーム構成のＦＤＳＭ２について説明する。
図３に示すように、データストリーム構成のＦＤＳＭ２は、被測定信号の立ち上がりエッジをカウントしてカウント値を示すカウントデータＤｃを出力するアップカウンター２１と、基準信号の立ち上がりエッジに同期してカウントデータＤｃをラッチして第１データＤ１を出力する第１ラッチ２２と、基準信号の立ち上がりエッジに同期して第１データＤ１をラッチして第２データＤ２を出力する第２ラッチ２３と、第１データＤ１から第２データＤ２を減算して出力データＯＵＴを生成する減算器２４とを備える。なお、第１ラッチ２２および第２ラッチ２３は、例えばＤフリップフロップ回路等で構成される。

この例のＦＤＳＭ２は、１次の周波数デルタシグマ変調器とも呼ばれ、被測定信号のカウント値を基準信号により２回ラッチしており、基準信号の立ち上がりエッジをトリガーとして被測定信号のカウント値を順次保持する。この例では、立ち上がりエッジでラッチ動作を行う場合を想定しているが、立ち下りエッジもしくは立ち上がり立ち下りエッジの両方でラッチ動作を行ってもよい。また減算器２４は保持されている２つのカウント値の差分を演算することで基準信号が１周期推移する間に観測される被測定信号のカウント値の増分を時間経過と共に不感期間無く出力する。被測定信号の周波数をｆｘ、基準信号の周波数をｆｃとしたとき、周波数の比はｆｘ／ｆｃとなる。ＦＤＳＭ２は、周波数の比を示す周波数デルタシグマ変調信号（図１に示す測定値Ｓｉを示す信号）をデジタル信号列として出力するものである。
このデジタル信号列は、データ列・データストリームと呼ばれる。また、後述する１ビットで表されるデジタル信号列は、ビット列・ビットストリームと呼ばれる。

次に、ビットストリーム構成のＦＤＳＭ２について説明する。
図４に示すように、ビットストリーム構成のＦＤＳＭ２は、基準信号の立ち上がりエッジに同期して被測定信号をラッチして第１データｄ１を出力する第１ラッチ２２と、基準信号の立ち上がりエッジに同期して第１データｄ１をラッチして第２データｄ２を出力する第２ラッチ２３と、第１データｄ１と第２データｄ２の排他的論理和を演算して出力データＯＵＴを生成する排他的論理和回路２５とを備える。なお、第１ラッチ２２および第２ラッチ２３は、例えばＤフリップフロップ回路等で構成される。

このＦＤＳＭ２が前記データストリーム構成のＦＤＳＭ２と相違するのは、前記データストリーム構成のＦＤＳＭ２では、第１ラッチ２２によってカウントデータＤｃを保持し、基準信号が１周期推移する間に観測される被測定信号の立ち上がりエッジをカウントして得たカウントデータＤｃの増分を出力データＯＵＴとして出力するのに対し、このＦＤＳＭ２では、第１ラッチ２２によって被測定信号のＨｉｇｈもしくはＬｏｗの状態を保持し、基準信号が１周期推移する間の反転回数の偶奇を出力データＯＵＴとして出力する点である（反転回数が偶数であれば０、奇数であれば１を出力する）。

ところで、被測定信号の１周期はＨｉｇｈとＬｏｗの反転遷移２回で構成されることから、基準信号に対する被測定信号の変動が、出力データＯＵＴに及ぼす変化の度合いは、前記データストリーム構成のＦＤＳＭ２においてカウント値を保持する場合に比べ２倍となる。従って、ビットストリーム構成のＦＤＳＭ２におけるアイドルトーンの振る舞いは、前記データストリーム構成のＦＤＳＭ２において、２倍の周波数の被測定信号がＦＤＳＭ２に入力された場合の振る舞いと一致する。ビットストリーム構成のＦＤＳＭ２の動作については、上記の性質を考慮し、必要に応じて被測定信号の周波数ｆｘを周波数２ｆｘに置き換えて考えればよい。

次に、デシメーションフィルター４について説明する。
図２に示すデシメーションフィルター４は、入力される測定値を示す信号をダウンサンプリングして出力する回路（装置）である。
図２に示すように、デシメーションフィルター４は、測定タイミング（タイムスタンプｔｉ）に基づいてサンプリングタイミングまでの時間（ｒｉ）を求める時間算出部４１と、サンプリングタイミングまでの時間（ｒｉ）に基づいて、サンプリングタイミングにおけるインパルス応答（インパルス応答の値）を求めるインパルス応答算出部４２と、測定値（Ｓｉ）とインパルス応答の値Ｆ（ｒｉ）との積を求める乗算部４３と、測定値（Ｓｉ）とインパルス応答の値Ｆ（ｒｉ）との積を積算して積算値を求める積算部４４とを備えている。デシメーションフィルター４では、時間算出部４１の出力側にインパルス応答算出部４２が接続され、インパルス応答算出部４２の出力側に乗算部４３が接続され、乗算部４３の出力側に積算部４４が接続されている。なお、乗算部４３と積算部４４とが統合されていてもよい。

このような構成のデシメーションフィルター４により、ＦＤＳＭ２から出力される信号に含まれるノイズ成分を除去または低減することができる。詳細に説明すると、まず、ＦＤＳＭ２の特徴の１つであるノイズシェープ機能が発揮されること（ノイズシェープ効果）により、ノイズを高周波側にシフトすることができる。そして、デシメーションフィルター４により、ノイズ成分を除去または低減することができ、測定精度を向上させることができる。
また、フィルターとしてデシメーションフィルター４を設けることにより、最終的に必要となるサンプリング周波数で畳み込み積分を実行すればよいので、演算量を減少させることができ、これにより、回路規模を小さくすることができ、消費電力を低減することができる。

時間算出部４１は、測定タイミングに基づいてサンプリングタイミングまでの時間を算出する（求める）機能を有している。本実施形態では、時間算出部４１は、サンプリングタイミングにおけるタイムスタンプから現在の測定タイミングのタイムスタンプｔｉを減算し、現在の測定タイミングからサンプリングタイミングまでの時間ｒｉを算出する。なお、図６には、時間ｒｉの１例として、ｒ１１、ｒ１２、ｒ２１、ｒ２２、ｒ２３、ｒ３１、ｒ３２を示す。

また、測定タイミングとは、測定を行うタイミングであり、本実施形態では、図４に示すように、測定タイミングを示すパルス信号の立ち上がりである。この測定タイミングは、タイムスタンプｔｉ（絶対時間）として入力される。なお、図６には、測定タイミングにおけるタイムスタンプｔｉの１例として、ｔ１、ｔ２、ｔ３を示す。
また、サンプリングタイミングとは、サンプリングを行うタイミングであり、本実施形態では、図６に示されている。なお、図６には、サンプリングタイミングの１例として、Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３を示す。

また、時間算出部４１は、基準信号または被測定信号をカウントしたカウント値をタイムスタンプｔｉとして用いる。本実施形態では、時間算出部４１は、基準信号をカウントしたカウント値をタイムスタンプｔｉとして用いる。これにより、別途、タイムスタンプを生成する回路を用意する必要がなく、回路構成を簡素化することができる。

インパルス応答算出部４２は、現在の測定タイミングからサンプリングタイミングまでの時間ｒｉに基づいて、サンプリングタイミングにおけるインパルス応答を算出する（求める）機能を有している。また、インパルス応答算出部４２としては、例えば、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルター等で構成することが可能である。

また、インパルス応答は、有限であり、関数で表現される。この関数は、特に限定されないが、時間の１次関数または時間の２次関数であることが好ましい。図５に示すように、本実施形態では、インパルス応答は、有限であり、時間の２次関数で表現されている。このインパルス応答の開始点は、「０」、終了点は、「ｄ３」である。また、ｄ１、ｄ２は、それぞれ、インパルス応答を表現する２次関数の変曲点である。このようにして、容易かつ適確に所望のインパルス応答を表現することができ、そのインパルス応答の値を求めることができる。
また、インパルス応答の波形は、本実施形態では、ローパスフィルターの出力の波形と同様であるので、前記のように、デシメーションフィルター４により、ＦＤＳＭ２から出力される信号に含まれるノイズ成分を除去または低減することができる。

具体的には、インパルス応答は、下記（１）式、（２）式、（３）式で表現され、その（１）式、（２）式、（３）式を用いて、インパルス応答の値を求める。０≦ｒｉ＜ｄ１の場合は、（１）式を用い、ｄ１≦ｒｉ≦ｄ２の場合は、（２）式を用い、ｄ２＜ｒｉ≦ｄ３の場合は、（３）式を用いる。なお、インパルス応答の開始点は、「０」、終了点は、「ｄ３」である。また、ｄ１、ｄ２は、それぞれ、インパルス応答を表現する２次関数の変曲点である。

Ｒ（ｒｉ）＝ａ１・ｒｉ^２＋ｂ１・ｒｉ＋ｃ１（０≦ｒｉ＜ｄ１） ・・・（１）
Ｒ（ｒｉ）＝ａ２・ｒｉ^２＋ｂ２・ｒｉ＋ｃ２（ｄ１≦ｒｉ≦ｄ２） ・・・（２）
Ｒ（ｒｉ）＝ａ３・ｒｉ^２＋ｂ３・ｒｉ＋ｃ３（ｄ２＜ｒｉ≦ｄ３） ・・・（３）
なお、ａ１、ａ２、ａ３、ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｃ１、ｃ２、ｃ３は、それぞれ、係数である。
また、インパルス応答の値を求めるための演算式（関数）、すなわち、（１）式、（２）式、（３）式は、予め、求め、インパルス応答算出部４２が有する図示しない記憶部に記憶しておく。

ここで、１例を挙げると、デシメーションフィルター４のカットオフ周波数が２００Ｈｚになるようインパルス応答の波形を２次関数を用いて設計したところ、インパルス応答の期間は、２．７ｍ秒であった。従って、デシメーションフィルター４の出力、すなわち、隣り合う２つのサンプリングタイミングの間隔Ｔ（図６参照）が１ｍ秒の場合、インパルス応答は、２点または３点しか計測に利用されない。これにより、演算量を減少させることができ、これによって、回路規模を小さくすることができ、消費電力を低減することができる。

乗算部４３は、ＦＤＳＭ２の出力値、すなわち測定値Ｓｉと、インパルス応答の値との積を算出する（求める）機能を有している。
積算部４４は、測定値とインパルス応答の値との積を積算する機能、すなわち、測定値とインパルス応答の値との積の積算値を算出する（求める）機能を有している。また、積算部４４は、積算値等の各種の情報を記憶する記憶部（図示せず）を有している。

次に、周波数比測定装置１の動作について説明する。
図１に示すように、ＦＤＳＭ２からは、基準信号と被測定信号の周波数比に対応する測定値を示す信号（以下、「測定値Ｓｉ」と言う）が出力される。測定値Ｓｉは、デシメーションフィルター４の乗算部４３に入力される。

また、アップカウンター３は、基準信号の立ち上がりエッジをカウントし、そのカウント値を、測定タイミング、すなわち、タイムスタンプｔｉとして出力する。タイムスタンプｔｉは、デシメーションフィルター４の時間算出部４１に入力される。なお、これに限らず、例えば、被測定信号の立ち上がりエッジをカウントし、そのカウント値をタイムスタンプｔｉとして出力してもよい。

このように、測定タイミングは、時間算出部４１に、タイムスタンプ（ｔｉ）として入力される。これにより、適確に絶対時間の情報を得ることができる。

また、測定タイミング（タイムスタンプｔｉ）の間隔は、一定である。これにより、さらに測定精度を向上させることができる。

次に、周波数比測定装置１のデシメーションフィルター４の動作について説明する。なお、ここでは、理解を容易にするため、タイムスタンプｔｉとして、タイムスタンプｔ１、ｔ２、ｔ３を例に挙げ、時間ｒｉとして、時間ｒ１１、ｒ１２、ｒ２１、ｒ２２、ｒ３１を例に挙げ、サンプリングタイミングとして、サンプリングタイミングＰ１、Ｐ２を例に挙げて説明する。

図２、図６に示すように、デシメーションフィルター４では、時間算出部４１は、図６中の最初の測定タイミング（タイムスタンプｔ１）において、サンプリングタイミングＰ１におけるタイムスタンプから現在の測定タイミングのタイムスタンプｔ１を減算し、現在の測定タイミングからサンプリングタイミングＰ１までの時間ｒ１１を算出する。また、時間算出部４１は、同様にして、現在の測定タイミングからサンプリングタイミングＰ２までの時間ｒ１２を算出する。時間ｒ１１、ｒ１２は、時間算出部４１から出力され、インパルス応答算出部４２に入力される。

また、時間算出部４１は、図６中の２番目の測定タイミング（タイムスタンプｔ２）において、サンプリングタイミングＰ１におけるタイムスタンプから現在の測定タイミングのタイムスタンプｔ２を減算し、現在の測定タイミングからサンプリングタイミングＰ１までの時間ｒ２１を算出する。また、時間算出部４１は、同様にして、現在の測定タイミングからサンプリングタイミングＰ２までの時間ｒ２２を算出する。また、時間算出部４１は、同様にして、現在の測定タイミングからサンプリングタイミングＰ３までの時間ｒ２３を算出する。時間ｒ２１、ｒ２２、ｒ２３は、時間算出部４１から出力され、インパルス応答算出部４２に入力される。

次に、インパルス応答算出部４２は、前記（１）式、（２）式、（３）式のうちから対応する式を用いてインパルス応答の値Ｆ（ｒ１１）、Ｆ（ｒ１２）、Ｆ（ｒ２１）、Ｆ（ｒ２２）、Ｆ（ｒ２２）を算出する。インパルス応答の値Ｆ（ｒ１１）、Ｆ（ｒ１２）、Ｆ（ｒ２１）、Ｆ（ｒ２２）、Ｆ（ｒ２３）は、インパルス応答算出部４２から出力され、乗算部４３に入力される。

次に、乗算部４３は、測定値Ｓｉとインパルス応答の値Ｆ（ｒｉ）との積、すなわち、Ｓｉ・Ｆ（ｒｉ）を算出する。測定値Ｓｉとしては、インパルス応答の値Ｆ（ｒ１１）、Ｆ（ｒ１２）については、図６中の最初の測定タイミング（タイムスタンプｔ１）における測定値を用い、インパルス応答の値Ｆ（ｒ２１）、Ｆ（ｒ２２）、Ｆ（ｒ２３）については、図６中の２番目の測定タイミング（タイムスタンプｔ２）における測定値を用いる。各Ｓｉ・Ｆ（ｒｉ）は、乗算部４３から出力され、積算部４４に入力される。

次に、積算部４４は、Ｓｉ・Ｆ（ｒ１１）と、Ｓｉ・Ｆ（ｒ２１）とを積算し、積算値Σ１を求める。この積算値Σ１は、タイムスタンプ（ｔｉ）がサンプリングタイミングＰ１と一致した時またはタイムスタンプ（ｔｉ）がサンプリングタイミングＰ１を超えた後、所定のタイミングで、積算部４４から出力される。そして、積算値Σ１は、タイムスタンプ（ｔｉ）がサンプリングタイミングＰ１と一致した時またはその後、リセットされる。なお、前記積算は、測定タイミングがサンプリングタイミングＰ１を超える１つ前の測定タイミングまで行う。

また、積算部４４は、同様に、Ｓｉ・Ｆ（ｒ１２）と、Ｓｉ・Ｆ（ｒ２２）と、Ｓｉ・Ｆ（ｒ３１）とを積算し、積算値Σ２を求める。この積算値Σ２は、タイムスタンプ（ｔｉ）がサンプリングタイミングＰ２と一致した時またはタイムスタンプ（ｔｉ）がサンプリングタイミングＰ２を超えた後、所定のタイミングで、積算部４４から出力される。そして、積算値Σ２は、タイムスタンプ（ｔｉ）がサンプリングタイミングＰ２と一致した時またはその後、リセットされる。なお、前記積算は、測定タイミングがサンプリングタイミングＰ２を超える１つ前の測定タイミングまで行う。

このように、積算部４４は、タイムスタンプ（ｔｉ）がサンプリングタイミングと一致した時またはタイムスタンプ（ｔｉ）がサンプリングタイミングを超えた後で、積算値を出力し、積算値をリセットする。例えば、サンプリングタイミングがＰ１の場合は、積算部４４は、タイムスタンプ（ｔｉ）が示す現在の時間がサンプリングタイミングＰ１と一致した時またはサンプリングタイミングＰ１を超えた後（例えば、タイムスタンプｔ３）で、積算値Σ１を出力する。これにより、測定タイミングがサンプリングタイミングを超える１つ前の測定タイミングまで積算を行うことが可能になる。

また、積算部４４は、測定タイミング（タイムスタンプｔｉ）がサンプリングタイミング（例えば、Ｐ１）を超える１つ前の測定タイミング（例えば、タイムスタンプｔ２）まで積算を行う。これにより、漏れや重複なく前記積算を行うことが可能となり、測定精度を向上させることができる。

次に、前記デシメーションフィルター４の動作を図７に示すフローチャートに基づいて別の角度から説明する。
図７に示すように、まず、積算部４４は、積算値として、初期値を格納する（ステップＳ１０１）。
次いで、現在の測定タイミングの測定値Ｓｉおよびタイムスタンプｔｉを取得する（ステップＳ１０２）。

次いで、時間算出部４１は、現在の測定タイミングから対応するサンプリングタイミングまでの時間ｒｉを算出する（ステップＳ１０３）。
次いで、インパルス応答算出部４２は、前記（１）式、（２）式、（３）式のうちから対応する式を用いてインパルス応答の値Ｆ（ｒｉ）を算出する（ステップＳ１０４）。
次いで、現在の測定タイミングのタイムスタンプｔｉがサンプリングタイミングを超えているか否かを判断し（ステップＳ１０５）、超えていないと判断した場合は、乗算部４３は、測定値Ｓｉとインパルス応答の値Ｆ（ｒｉ）との積、すなわち、Ｓｉ・Ｆ（ｒｉ）を算出し、積算部４４は、Ｓｉ・Ｆ（ｒｉ）を積算し、積算値を求める（ステップＳ１０７）。

一方、ステップＳ１０５において、現在の測定タイミングのタイムスタンプｔｉがサンプリングタイミングを超えていると判断した場合は、積算部４４は、積算値を出力し、積算値をリセットする（ステップＳ１０６）。次いで、乗算部４３は、測定値Ｓｉとインパルス応答の値Ｆ（ｒｉ）との積、すなわち、Ｓｉ・Ｆ（ｒｉ）を算出し、積算部４４は、Ｓｉ・Ｆ（ｒｉ）を積算し、積算値を求める（ステップＳ１０７）。
次いで、測定が終了したか否かを判断し（ステップＳ１０８）、測定が終了していないと判断した場合は、ステップＳ１０２に戻り、再度、ステップＳ１０２以降を実行する。一方、ステップＳ１０８において、測定が終了したと判断した場合は、動作を停止する。

このような周波数比測定装置１は、前述した各部に対応する機能を実現するハードウェアで構成することが可能である。また、周波数比測定装置１は、前述した各部に対応する機能を実現するプログラムやモジュール等により、ソフトウェア的に構成することも可能である。また、周波数比測定装置１は、前述した各部に対応する機能を実現するハードウェアとソフトウェアとを組み合わせて構成することも可能である。

以上説明したように、周波数比測定装置１によれば、デシメーションフィルター４により、ＦＤＳＭ２から出力される信号に含まれるノイズ成分を除去または低減することができ、測定精度を向上させることができる。この場合、複数段の移動平均フィルターで構成する場合と同等の測定精度を得ることができ、インパルス応答波形を設計すれば、所望のフィルター特性を実現することもできる。

また、フィルターとしてデシメーションフィルター４を設けることにより、最終的に必要となるサンプリング周波数で畳み込み積分を実行すればよいので、演算量を減少させることができ、これにより、回路規模を小さくすることができ、消費電力を低減することができる。

なお、本実施形態では、周波数比計測部としてＦＤＳＭ２が１つ設けられているが、これに限らず、例えば、ＦＤＳＭ２を複数設けてもよい。この場合は、例えば、各ＦＤＳＭ２は、並列に接続され、また、被測定信号について、各ＦＤＳＭ２に同相もしくは互いに位相の異なる被測定信号が入力される。または、基準信号について、各ＦＤＳＭ２に同相もしくは互いに位相の異なる基準信号が入力されるように構成してもよい。または、被測定信号について、各ＦＤＳＭ２に同相もしくは互いに位相の異なる被測定信号が入力され、基準信号について、各ＦＤＳＭ２に同相もしくは互いに位相の異なる基準信号が入力されるように構成してもよい。これにより、各ＦＤＳＭ２の出力信号に重畳されるアイドルトーンを時間的に分散させることができる。すなわち、アイドルトーン等の量子化雑音の影響を抑制することができ、測定精度を向上させることができる。

＜物理量センサーの実施形態＞
図８は、本発明の物理量センサーの１例である加速度センサーの実施形態における検出部の内部構造を示す図である。図９は、図８中のＡ−Ａ線での断面図である。
以下、物理量センサーの１例である加速度センサーの実施形態について、前述した実施形態との相違点を中心に説明し、同様の事項については、その説明を省略する。

図８および図９に示すように、本実施形態の加速度センサー１００（物理量センサー）は、物理量（振動に関する物理量）の１例である加速度を検出する検出部２００と、検出部２００から出力された被測定信号が入力される周波数比測定装置１（測定装置）とを備えている。検出部２００と周波数比測定装置１とは電気的に接続されている。すなわち、検出部２００の出力が、周波数比測定装置１の被測定信号として周波数比測定装置１に入力される。周波数比測定装置１は、検出部２００に内蔵されていてもよく、また、外付けであってもよい。なお、周波数比測定装置１については、既に図１、図２等に基づいて説明したので、その説明は省略する。

検出部２００は、平板状のベース部２１０と、ベース部２１０に継ぎ手部２１１を介して接続された略矩形平板状の可動部２１２と、ベース部２１０と可動部２１２とに掛け渡された物理量検出素子の１例である加速度検出素子２１３と、少なくとも上記各構成要素を内部に収納するパッケージ２２０とを備えている。

この検出部２００は、外部端子２２７、２２８、内部端子２２４、２２５、外部接続端子２１４ｅ、２１４ｆ、接続端子２１０ｂ、２１０ｃ等を経由して加速度検出素子２１３の励振電極に印加される駆動信号によって、加速度検出素子２１３の振動梁２１３ａ、２１３ｂが所定の周波数で発振（共振）する。そして、検出部２００は、加わる加速度に応じて変化する加速度検出素子２１３の共振周波数を被測定信号（検出信号）として出力する。
この被測定信号は、周波数比測定装置１に入力され、周波数比測定装置１は、前記実施形態で説明したように動作する。

また、検出部２００の数は、本実施形態では１つであるが、これに限らず、例えば、２つ、または３つでもよい。検出部２００を３つ設け、各検出部２００の検出軸を互いに直交（交差）させることにより、互いに直交する３つの検出軸のそれぞれの軸方向の加速度を検出することが可能である。

以上のような加速度センサー１００によっても、その加速度センサー１００が備える周波数比測定装置１は、前述した実施形態と同様の効果を発揮することができる。これにより、加速度センサー１００は、加速度を精度良く検出することができる。

以上、本発明のデシメーションフィルター、測定装置および物理量センサーを、図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置換することができる。また、他の任意の構成物が付加されていてもよい。

また、前記実施形態では、測定装置として周波数比測定装置を例に挙げて説明したが、本発明では、測定装置は、これに限定されず、デシメーションフィルターを設けることが可能なあらゆる測定装置に適用可能である。具体例としては、例えば、ＡＤコンバーター等が挙げられる。

また、前記実施形態では、物理量センサーとして、加速度センサーを例に挙げて説明したが、本発明では、物理量センサーは、物理量の変化を周波数変化として検出することが可能なものであれば、これに限定されず、この他、例えば、質量センサー、超音波センサー、角加速度センサー、容量センサー等が挙げられる。

また、本発明の物理量センサーは、例えば、傾斜計、地震計、ナビゲーション装置、姿勢制御装置、ゲームコントローラー、携帯電話、スマートフォン、デジタルスチルカメラ等の各種の電子機器や、自動車等の各種の移動体等に適用することが可能である。すなわち、本発明では、本発明の物理量センサーを備えた電子機器、本発明の物理量センサーを備えた移動体等を提供することが可能である。

１…周波数比測定装置、２…ＦＤＳＭ（周波数デルタシグマ変調部）、３…アップカウンター、４…デシメーションフィルター、２１…アップカウンター、２２…第１ラッチ、２３…第２ラッチ、２４…減算器、２５…排他的論理和回路、４１…時間算出部、４２…インパルス応答算出部、４３…乗算部、４４…積算部、１００…加速度センサー、２００…検出部、２１０…ベース部、２１０ｂ…接続端子、２１０ｃ…接続端子、２１１…継ぎ手部、２１２…可動部、２１３…加速度検出素子、２１３ａ…振動梁、２１３ｂ…振動梁、２１４ｅ…外部接続端子、２１４ｆ…外部接続端子、２２０…パッケージ、２２４…内部端子、２２５…内部端子、２２７…外部端子、２２８…外部端子、Ｓ１０１〜Ｓ１０８…ステップ

Claims (13)

1. 入力される測定値を示す信号をダウンサンプリングして出力するデシメーションフィルターであって、
   測定タイミングに基づいてサンプリングタイミングまでの時間を求める時間算出部と、
   前記サンプリングタイミングまでの時間に基づいて、前記サンプリングタイミングにおけるインパルス応答を求めるインパルス応答算出部と、
   前記測定値と前記インパルス応答の値との積を求める乗算部と、
   前記積を積算して積算値を求める積算部と、を備えることを特徴とするデシメーションフィルター。
2. 前記測定タイミングの間隔は、一定である請求項１に記載のデシメーションフィルター。
3. 前記測定タイミングは、タイムスタンプとして入力される請求項１または２に記載のデシメーションフィルター。
4. 前記積算部は、前記タイムスタンプが前記サンプリングタイミングと一致した時または前記タイムスタンプが前記サンプリングタイミングを超えた後で、前記積算値を出力し、前記積算値をリセットする請求項３に記載のデシメーションフィルター。
5. 前記積算部は、前記測定タイミングが前記サンプリングタイミングを超える１つ前の前記測定タイミングまで前記積算を行う請求項１ないし４のいずれか１項に記載のデシメーションフィルター。
6. 前記インパルス応答は、有限であり、関数で表現される請求項１ないし５のいずれか１項に記載のデシメーションフィルター。
7. 前記関数は、時間の１次関数または時間の２次関数である請求項６に記載のデシメーションフィルター。
8. 前記測定値は、被測定信号であるパルス信号のカウント値であり、
   前記カウント値を得るために用いるゲート時間は、基準信号で規定される請求項１ないし７のいずれか１項に記載のデシメーションフィルター。
9. 前記測定値は、基準信号であるパルス信号のカウント値であり、
   前記カウント値を得るために用いるゲート時間は、被測定信号で規定される請求項１ないし８のいずれか１項に記載のデシメーションフィルター。
10. 前記時間算出部は、前記基準信号または前記被測定信号をカウントしたカウント値をタイムスタンプとして用いる請求項８または９に記載のデシメーションフィルター。
11. 請求項１ないし１０のいずれか１項に記載のデシメーションフィルターを備え、
    前記デシメーションフィルターを用いて測定を行うことを特徴とする測定装置。
12. 請求項８ないし１０のいずれか１項に記載のデシメーションフィルターを備え、
    前記デシメーションフィルターを用いて前記被測定信号と前記基準信号との周波数比を測定することを特徴とする測定装置。
13. 物理量を検出する検出部と、
    前記検出部から出力された被測定信号が入力される請求項１１または１２に記載の測定装置と、を備えることを特徴とする物理量センサー。

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