JP2018014868A

JP2018014868A - 電力変換回路

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Publication number: JP2018014868A
Application number: JP2016144847A
Authority: JP
Inventors: 俊太郎井上; Shuntaro Inoue; 健一 ▲高▼木; Kenichi Takagi; テックチャンゴー; Teck Chiang Goh; 杉山　隆英; Takahide Sugiyama; 隆英杉山
Original assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2016-07-22
Filing date: 2016-07-22
Publication date: 2018-01-25
Anticipated expiration: 2036-07-22
Also published as: JP6705324B2

Abstract

【課題】昇圧コンバータ機能と絶縁コンバータ機能を担保しつつトランスコア体積の増大を抑制し、かつ、システムロバスト性も確保し得る電力変換回路を提供する。【解決手段】電力変換回路１０は、１次側変換回路１０Ａと、２次側変換回路１０Ｂと、１次側変換回路１０Ａと２次側変換回路１０Ｂを磁気結合するトランスを備える。１次側変換回路１０Ａは、トランスの１次側コイルＴｒ１、Ｔｒ２、・・と、トランスの１次側コイルＴｒ１、Ｔｒ２、・・に接続された複数のスイッチ素子及び電源を備えるモジュール１，モジュール２、・・が複数個直列接続され、少なくとも２つのモジュールの１次側コイルＴｒ１，Ｔｒ２、・・が互いに逆巻きである。モジュール故障時に、故障したモジュール及びこれと逆巻きのモジュールの全スイッチ素子は常時オンされる。【選択図】図１Ａ

Description

本発明は、電力変換回路に関する。

従来から、複数の入出力ポートのうちの２つの入出力ポートの間で電力変換を行うことができる電力変換回路が提案されている。

特許文献１には、昇圧動作と絶縁電力伝送を１つの回路で同時に行うことができる電力変換回路が記載されている。具体的には、１次側変換回路の２つの入出力ポートと、１次側変換回路と磁気結合する２次側変換回路の２つの入出力ポートとの合計４つの入出力ポートを含む電力変換回路において、１次側変換回路は、１次側変換回路と２次側変換回路を磁気結合するセンタータップ式のトランスの１次側コイルと、トランスの１次側コイルの両端に接続される２つのリアクトルが磁気結合して構成される１次側磁気結合リアクトルとを有するブリッジ部を含む１次側フルブリッジ回路と、１次側フルブリッジ回路の正極母線と負極母線との間に設けられる第１入出力ポートと、１次側フルブリッジ回路の負極母線とトランスの１次側コイルのセンタータップとの間に設けられる第２入出力ポートとを有し、２次側変換回路は、センタータップ式のトランスの２次側コイルと、トランスの２次側コイルの両端に接続される２つのリアクトルが磁気結合して構成される２次側磁気結合リアクトルと、を有するブリッジ部を含む２次側フルブリッジ回路と、２次側フルブリッジ回路の正極母線と負極母線との間に設けられる第３入出力ポートと、２次側フルブリッジ回路の負極母線とトランスの２次側コイルのセンタータップとの間に設けられる第４入出力ポートとを有する。１次側変換回路内あるいは２次側変換回路内では時比率（デューティ）変調により昇圧コンバータとして動作させ、１次側変換回路と２次側変換回路との間では位相変調により絶縁コンバータとして動作させて電力伝送する。

特開２０１１−１９３７１３号公報

図６は、従来の電力変換回路１０を用いたシステムの一例を示す。電力変換回路１０の１次側変換回路に主機電池１２、インバータ回路１４及びモータ１６が接続され、２次側変換回路に補機が接続されるシステムである。主機電池１２からの電力は１次側変換回路で昇圧されてインバータ回路１４に供給され、インバータ回路１４で三相交流電力に変換されてモータ１６に供給される。また、主機電池１２からの電力は１次側変換回路から２次側変換回路に電力伝送されて補機１８に供給される。

しかし、１次側変換回路が昇圧コンバータとして機能する際に指令値電圧が主機電池１２の電圧に一致すると、常時、１次側変換回路の上側アームのスイッチ素子がオンとなるので１次側変換回路から２次側変換回路への絶縁電力伝送ができなくなる問題がある。絶縁電力伝送は、１次側変換回路と２次側変換回路のスイッチング位相差により行うからである。また、スイッチング周波数は主機用の昇圧回路のスイッチング周波数に合わせて遅い周波数にしなければならず、トランスコア体積が大型化してしまう問題もある。

図７Ａ及び図７Ｂは、これらの問題を解決するための１つの回路構成を示す。図７Ａは全体構成であり、図７Ｂは図７Ａにおけるモジュール１の構成である。他のモジュールも同一構成である。

電力変換回路１０を構成する１次側変換回路１０Ａと２次側変換回路１０Ｂにおいて、高圧側である１次側変換回路１０Ａを複数のモジュール１、モジュール２、モジュール３、・・・モジュールＮの多直列接続とし、主機側回路のスイッチ素子耐圧を下げることで、スイッチング周波数を補機用絶縁コンバータと同程度まで高くし、トランスコア体積の増大を防ぐことができる。また、主機電池１２として電池セルを並列化して図６の場合よりも低い電圧とすることで、全動作範囲での常時スイッチングを可能とし、絶縁電力伝送が可能となる。なお、図７Ｂにおいて、主機電池の電池セル１２とトランスの１次側コイルとの間に電池セル１２を回路から分離するためのフューズ１３が接続される。

但し、このような回路構成では、最大昇圧時に極端に高いデューティとなり、出力キャパシタの体積が増大してしまう。また、入力電圧を低くした分、リアクトルには図６の場合よりも大きな電流が流れるため、リアクトルコア体積増大や銅損増加による効率低下を招いてしまう。さらに、複数のモジュール１、モジュール２、・・・、モジュールＮを多直列接続しているため、１つのモジュールが故障しただけで主機用昇圧コンバータ機能と、補機用絶縁コンバータ機能が失われてしまい、システムロバスト性が低くなる問題もある。

本発明の目的は、昇圧コンバータ機能と絶縁コンバータ機能を担保しつつトランスコア体積の増大を抑制し、かつ、システムロバスト性も確保し得る電力変換回路を提供することにある。

本発明は、１次側変換回路と、２次側変換回路と、１次側変換回路と２次側変換回路を磁気結合するトランスとを備え、１次側変換回路は、トランスの１次側コイルと、トランスの１次側コイルに接続された複数のスイッチ素子及び電源を備えるモジュールが複数個直列接続され、少なくとも２つのモジュールの１次側コイルが互いに逆巻きであることを特徴とする電力変換回路である。

本発明の１つの実施形態では、モジュールは、互いに直列接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、互いに直列接続された第３スイッチ素子及び第４スイッチ素子と、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子の中点と、第３スイッチ素子と第４スイッチ素子の中点との間に接続されたトランスの１次側コイルと、正極がトランスの１次側コイルに接続され、負極が第２スイッチ素子及び第４スイッチ素子の負極側に接続された電源を備える。

本発明の他の実施形態では、モジュールは、第１ハイブリッドトランスと、第１ハイブリッドトランスに直列に接続される第１フライングキャパシタと、第１ハイブリッドトランス及び第１フライングキャパシタに直列に接続される第１スイッチ素子及び第３スイッチ素子と、第１ハイブリッドトランス及び第１フライングキャパシタに並列に接続される第２スイッチ素子とを備える第１昇圧回路と、第２ハイブリッドトランスと、第２ハイブリッドトランスに直列に接続される第２フライングキャパシタと、第２ハイブリッドトランス及び第２フライングキャパシタに直列に接続される第４スイッチ素子及び第６スイッチ素子と、第２ハイブリッドトランス及び第２フライングキャパシタに並列に接続される第５スイッチ素子とを備える第２昇圧回路と、第１昇圧回路の第１スイッチ素子と第１フライングキャパシタの中点と、第２昇圧回路の第４スイッチ素子と第２フライングキャパシタの中点との間に接続されたトランスの１次側コイルと、正極が第１昇圧回路の第１ハイブリッドトランス及び第２昇圧回路の第２ハイブリッドトランスに接続され、負極が第３スイッチ素子及び第６スイッチ素子の負極側に接続された電源を備える。

本発明のさらに他の実施形態では、モジュールは、電源を回路から切り離すフューズを備える。

本発明のさらに他の実施形態では、複数のモジュールのいずれかが故障した場合に、故障したモジュール、及び故障したモジュールの１次側コイルと互いに逆巻きの関係にあるモジュールの全スイッチ素子を常時オン動作させ、他のモジュールのスイッチ素子をオンオフ動作させるように制御する制御回路とを備える。

本発明によれば、昇圧コンバータ機能と絶縁コンバータ機能を担保しつつトランスコア体積の増大を抑制し、かつ、システムロバスト性を確保することができる。

第１実施形態の回路構成図である。第１実施形態のモジュールの回路構成図である。第１実施形態のモジュール故障時の説明図である。第２実施形態のモジュールの回路構成図である。第２実施形態のモジュールの動作タイミングチャートである。第２実施形態の回路構成図である。第２実施形態のモジュールの回路構成図である。従来の回路構成図である。複数モジュールの多直列接続構成図である。図７Ａのモジュールの回路構成図である。

以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。

＜第１実施形態＞
図１Ａ及び図１Ｂは、第１実施形態における電力変換回路１０の回路構成を示す。図１Ａは、電力変換回路１０の全体構成であり、図１Ｂは図１Ａにおけるモジュール１の回路構成である。

電力変換回路１０は、１次側変換回路１０Ａと２次側変換回路１０Ｂから構成され、１次側変換回路１０Ａは、複数のモジュール１、モジュール２、・・・、モジュールＮが多直列接続されて構成される。１次側変換回路１０Ａにはインバータ回路１４さらにはモータ１６が負荷として接続される（図６参照）。図では、インバータ回路１４を負荷抵抗として示している。２次側変換回路１０Ｂには補機１８が負荷として接続される（図６参照）。図では、補機１８を負荷抵抗として示している。

１次側変換回路１０Ａのモジュール１は、図１Ｂに示すように、トランスの１次側コイルＴｒ１と、トランスの１次側コイルＴｒ１の両端に接続される２つのリアクトルが磁気結合して構成される１次側磁気結合リアクトルを有するフルブリッジ回路と、主機電池（電池セル）１２と、フューズ１３を備える。モジュール１には、出力キャパシタＣ１が接続される。

フルブリッジ回路は、左上アーム、左下アーム、右上アーム、及び右下アームを含んで構成され、それぞれスイッチ素子（ＭＯＳトランジスタ）Ｓ１〜Ｓ４と、当該スイッチ素子に並列に接続される帰還ダイオードで構成される。正極母線と負極母線との間に、左上アームと左下アームとを直列接続した左側アームが取り付けられて、また、右上アームと、右下アームとを直列接続した右側アームが左側アームと並列に取り付けられる。スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の中点には、磁気結合リアクトル及びトランスの１次側コイルＴｒ１の一端が接続される。トランスの１次側コイルＴｒ１の他端は、磁気結合リアクトルを介してスイッチ素子Ｓ３，Ｓ４の中点に接続される。トランスの１次側コイルＴｒ１の中点にはフューズ１３を介して主機電池（電池セル）１２の正極が接続され、主機電池（電池セル１２）の負極は負極母線に接続される。他のモジュールも同様の構成であり、モジュール２はトランスの１次側コイルＴｒ２を備え、モジュールＮはトランスの１次側コイルＴｒＮを備える。

モジュール１、モジュール２、・・・、モジュールＮは、それぞれの出力キャパシタＣ１、Ｃ２、・・・Ｃｎにおいて互いに直列接続される。

２次側変換回路１０Ｂは、スイッチ素子Ｓ７，Ｓ８、トランスの２次側コイル、及び電流平滑用リアクトルを備える。１次側変換回路１０Ａの複数のモジュール１、モジュール２、・・・、モジュールＮの１次側コイルＴｒ１，Ｔｒ２，・・・ＴｒＮと、２次側変換回路１０Ｂの２次側コイルは、いずれもトランスコアを介して磁気結合する。

制御回路５０は、１次側変換回路１０Ａ及び２次側変換回路１０Ｂのスイッチ素子のオンオフを制御する。制御回路５０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、及び入出力インタフェースを備えるマイコンで構成される。制御回路５０は、スイッチ素子のスイッチング制御を行うべく、デューティ指令値及び位相差指令値を算出する。

図１Ａ及び図１Ｂの構成でも、高圧側である１次側変換回路１０Ａを複数のモジュール１、モジュール２、モジュール３、・・・モジュールＮの多直列接続とし、主機側回路のスイッチ素子耐圧を下げることで、スイッチング周波数を補機用絶縁コンバータと同程度まで高くし、トランスコア体積の増大を防ぐことができる。また、主機電池１２として電池セルを並列化して図６の場合よりも低い電圧とすることで、全動作範囲での常時スイッチングが可能で、絶縁電力伝送が可能となる。

他方、図１Ａ及び図１Ｂの構成が、図７Ａ及び図７Ｂの構成と異なる点は、トランスの１次側コイルＴｒ１，Ｔｒ２，・・・ＴｒＮのうち、隣接する２つの１次側コイルが互いに逆巻きとなっている点である。具体的には、Ｔｒ１とＴｒ２は互いに逆巻きであり、Ｔｒ２とＴｒ３は互いに逆巻きであり、Ｔｒ３とＴｒ４は互いに逆巻きである。一般的に、第ｉモジュールの１次側コイルＴｒｉとこれに隣接する第（ｉ＋１）モジュールの１次側コイルＴｒｉ＋１は、互いに逆巻きである（ｉ＝１，２，３・・・，Ｎ）。

このような回路構成において、図２に示すように、いずれかのモジュール、例えばモジュール１の回路が故障した場合を想定する。図において、モジュール１に×印が付されており、故障したことを示す。制御回路５０は、故障したモジュール１の全スイッチ素子を常時オン動作させるとともに、モジュール１の１次側コイルＴｒ１と互いに逆巻きの関係にあるモジュール、例えばモジュール２の全スイッチ素子も常時オン動作させる。また、制御回路５０は、残りのモジュールについては、通常時と同様にスイッチ素子をオンオフ動作させ、１次側変換回路１０Ａと２次側変換回路１０Ｂとの間の位相差を制御する。

すると、故障したモジュール１、及びこれと互いに逆巻きのモジュール２を除く他のモジュールによるトランス励磁電圧は、互いに逆巻きのモジュール１とモジュール２で相殺されるため、たとえモジュール１が故障していても１次側変換回路１０Ａから２次側変換回路１０Ｂへの絶縁コンバータ機能は維持される。すなわち、たとえモジュール１が故障したとしても、モジュール１，２を除く他のモジュールから補機への絶縁電力伝送が可能である。

また、図１Ｂに示すように、トランスの１次側コイルＴｒ１と主機電池（電池セル）１２との間にはフューズ１３が設けられており、故障したモジュール１及びこれと逆巻きのモジュール２の全スイッチ素子を常時オン動作することで、モジュール１及びモジュール２では主機電池（電池セル）１２と回路が分離され、主機電池（電池セル）１２を保護することができる。

さらに、モジュール１及びモジュール２に接続された出力キャパシタＣ１，Ｃ２の電荷はこれらのモジュール内の全スイッチ素子のオン動作によりゼロとなり、全オン動作したスイッチ素子を介して主機モータ電流が流れるため、モジュール１，２を除く他のモジュールによる主機昇圧コンバータ機能も維持される。

なお、モジュール１が故障した場合に、モジュール２に代えてモジュール４（あるいはモジュール６等）の全スイッチ素子をオン動作させてもよい。

以上のように、たとえいずれかのモジュールが故障しても昇圧コンバータ機能及び絶縁コンバータ機能を維持でき、図７Ａ及び図７Ｂの構成と比べてシステムのロバスト性を向上させることができる。

＜第２実施形態＞
図３は、本実施形態の電力変換回路１０の基本回路構成を示す。本実施形態においても、１次側変換回路１０Ａは、複数のモジュールを多直列接続して構成されるが、モジュールの回路構成が第１実施形態の構成と異なる。図３では、１つのモジュール内の回路構成を示す。

本実施形態のモジュールは、ハイブリッドトランスとフライングキャパシタを用いた高昇圧回路を２並列化（これらをＵ相昇圧回路及びＶ相昇圧回路とする）して構成される。ハイブリッドトランスは、トランス動作とリアクトル動作をともに行うトランスであり、ハイブリッドトランスを用いることで、スイッチングデューティを極端に高い値にしなくても高昇圧比を得ることが可能である

Ｕ相昇圧回路は、第１昇圧回路として機能し、第１ハイブリッドトランス、スイッチ素子Ｓ１、スイッチ素子Ｓ２、スイッチ素子Ｓ３、及び第１フライングキャパシタＣｆｕを備える。第１ハイブリッドトランスは、トランスコイルＬｐとトランスコイルＬｓから構成され、トランス動作とリアクトル動作を行う。トランスコイルＬｐは主機電池（電池セル）１２に接続される。トランスコイルＬｓと第１フライングキャパシタＣｆｕは直列接続され、スイッチ素子Ｓ１及びＳ３は、直列接続されたトランスコイルＬｓ及び第１フライングキャパシタＣｆｕに直列接続される。スイッチ素子Ｓ３は、直列接続されたトランスコイルＬｓ及び第１フライングキャパシタＣｆｕに並列接続される。スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３のそれぞれには、並列に還流ダイオードが接続される。

また、Ｖ相昇圧回路は、第２昇圧回路として機能し、第２ハイブリッドトランス、スイッチ素子Ｓ４、スイッチ素子Ｓ５、スイッチ素子Ｓ６、及び第２フライングキャパシタＣｆｖを備える。第２ハイブリッドトランスは、トランスコイルＬｐとトランスコイルＬｓから構成され、トランス動作とリアクトル動作を行う。トランスコイルＬｐは主機電池（電池セル）１２に接続される。トランスコイルＬｓと第２フライングキャパシタＣｆｖは直列接続され、スイッチ素子Ｓ４及びＳ６は、直列接続されたトランスコイルＬｓ及び第２フライングキャパシタＣｆｖに直列接続される。スイッチ素子Ｓ５は、直列接続されたトランスコイルＬｓ及び第２フライングキャパシタＣｆｖに並列接続される。スイッチ素子Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６のそれぞれには、並列に還流ダイオードが接続される。

トランスの１次側コイルＴｒ１の一端は、Ｕ相昇圧回路のスイッチ素子Ｓ１と第１フライングキャパシタＣｆｕの中点に接続され、他端は、Ｖ相昇圧回路のスイッチ素子Ｓ４と第２フライングキャパシタＣｆｖの中点に接続される。

Ｕ相昇圧回路及びＶ相昇圧回路のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ６は、制御回路５０によりオンオフ制御される。Ｕ相昇圧回路及びＶ相昇圧回路のスイッチングデューティで主機昇圧コンバータ動作を行い、Ｕ相とＶ相の位相差で絶縁コンバータ動作を行う。

２次側変換回路１０Ｂは、第１実施形態と同様であり、２つのスイッチ素子Ｓ７，Ｓ８、トランスの２次側コイル、及び電流平滑用リアクトルを備える。

図４は、主機電池（電池セル）１２から主機負荷１４と補機負荷１８へ同時に電力伝送する場合の動作波形タイミングチャートを示す。

図において、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ８のオンオフ動作タイミング、トランスの１次側コイルＴｒ１の電圧ＶＴｒ１及び電流ｉＴｒ１、Ｕ相昇圧回路の第１ハイブリッドトランスのトランスコイルＬｐ，Ｌｓを流れる電流ｉＬｐｕ，ｉＬｓｕ、Ｖ相昇圧回路の第２ハイブリッドトランスのトランスコイルＬｐ，Ｌｓを流れる電流ｉＬｐｖ，ｉＬｓｖ、２次側変換回路１０Ｂを流れる電流ｉｏの時間変化を示す。また、Ｄはスイッチ素子Ｓ２，Ｓ３のオンデューティ、Ｔはスイッチング周期を示す。φはＵ相とＶ相の位相差を示す。

スイッチ素子Ｓ１と、Ｓ２及びＳ３とは反転の関係にあり、スイッチ素子Ｓ１がオンするとスイッチ素子Ｓ２及びＳ３はオフする。これらのスイッチ素子は、昇圧比で決まるデューティでオンオフ動作する。スイッチ素子Ｓ４と、Ｓ５及びＳ６も同様の反転関係にある。

スイッチ素子Ｓ１をオフ、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３をオンとすると、主機電池（電池セル）１２と第１ハイブリッドトランス及び第１フライングキャパシタＣｆｕが接続され、主機電池（電池セル）１２から第１ハイブリッドトランスを介して第１フライングキャパシタＣｆｕに充電する。つまり、第１ハイブリッドトランスのトランス動作によって第１フライングキャパシタＣｆｕへ電力を供給する。また、これと同時に第１ハイブリッドトランスのリアクトル動作により磁気素子にエネルギが蓄積される。第１ハイブリッドトランスのトランスコイルＬｐ及びＬｓに電流ｉＬｐ、ｉＬｓが流れる。

次に、スイッチ素子Ｓ１をオン、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３をオフとすると、主機電池（電池セル）１２とトランスコイルＬｐ，Ｌｓ、第１フライングキャパシタＣｆｕ、スイッチ素子Ｓ１が互いに直列に接続され、トランスコイルＬｐ，Ｌｓに流れる電流が等しくなるまで、半導体スイッチ素子Ｓ２に並列に接続された還流ダイオードに還流する。

その後、主機電池（電池セル）１２と第１フライングキャパシタＣｆｕが直列状態において、出力キャパシタＣ１側へ電力を供給する。Ｖ相についても同様である。

他方、Ｕ相とＶ相の位相差φによりトランスの１次側コイルＴｒ１に印加される電圧ＶＴｒ１が制御される。

２次側変換回路１０Ｂのスイッチ素子Ｓ７，Ｓ８は、論理式
Ｓ７＝Ｓ２＋Ｓ５
Ｓ８＝Ｓ１＋Ｓ６
となるようにオンオフ動作する。すなわち、スイッチ素子Ｓ７は、スイッチ素子Ｓ２とＳ５の論理和でオンオフ動作し、スイッチ素子Ｓ８は、スイッチ素子Ｓ１とＳ６の論理和でオンオフ動作する。これにより、スイッチ素子Ｓ７，Ｓ８は、１次側変換回路１０Ａから２次側変換回路１０Ｂへの電力伝送時は同期整流機能を実行し、２次側変換回路１０Ｂから１次側変換回路１０Ａへの電力伝送時はトランス励磁機能を実行する。

図３に示す回路では、高昇圧比動作でもデューティを極端に大きくする必要がないので、出力電流リプルを低減でき、出力キャパシタのサイズを低減することができる。

図５Ａ及び図５Ｂに、本実施形態の電力変換回路の回路構成を示す。図５Ａは、電力変換回路１０の全体構成であり、図５Ｂは図５Ａにおけるモジュール１の回路構成である。本実施形態においても、トランスの１次側コイルＴｒ１，Ｔｒ２，・・・ＴｒＮのうち、隣接する２つの１次側コイルが互いに逆巻きとなる。具体的には、Ｔｒ１とＴｒ２は互いに逆巻きであり、Ｔｒ２１とＴｒ３は互いに逆巻きであり、Ｔｒ３とＴｒ４は互いに逆巻きである。一般的に、第ｉモジュールの１次側コイルＴｒｉとこれに隣接する第（ｉ＋１）モジュールの１次側コイルＴｒｉ＋１は、互いに逆巻きである。

このような回路構成において、いずれかのモジュール、例えばモジュール１の回路が故障した場合を想定する。制御回路５０は、故障したモジュール１の全スイッチ素子をオン動作させるとともに、モジュール１の１次側コイルＴｒ１と互いに逆巻きの関係にあるモジュール、例えばモジュール２の全スイッチ素子もオン動作させる。また、制御回路５０は、残りのモジュールについては、通常と同様にスイッチ素子をオンオフ動作させ、位相差を制御する。

すると、故障したモジュール１、及びこれと互いに逆巻きのモジュール２を除く他のモジュールによるトランス励磁電圧は、互いに逆巻きのモジュール１とモジュール２で相殺されるため、たとえモジュール１が故障していても１次側変換回路１０Ａから２次側変換回路１０Ｂへの絶縁コンバータ機能が維持される。

また、図５Ｂに示すように、Ｕ相昇圧回路のハイブリッドトランス及びＶ相昇圧回路のハイブリッドトランスと主機電池（電池セル）１２との間にフューズ１３を設けることで、故障したモジュール１及びこれと逆巻きのモジュール２の全スイッチ素子をオン動作すると、モジュール１及びモジュール２では主機電池（電池セル）１２と回路が分離され、主機電池（電池セル）１２を保護することができる。

また、モジュール１及びモジュール２に接続された出力キャパシタの電荷は全スイッチ素子のオン動作によりゼロとなり、全オン動作したスイッチ素子を介して主機モータ電流が流れるため、これ以外のモジュールによる主機昇圧コンバータ機能も維持される。

また、発明者等は、本実施形態の回路構成では、第１実施形態の回路構成と比べて、磁気素子コアに流れる直流磁束と出力キャパシタに流れる実効電流値が減少するため、体積を４６％低減できることを確認している。

さらに、発明者等は、２並列化された６Ｖのセルを入力とした回路を２８直列し、出力電圧の合計が６５０Ｖ、出力電力の合計が２７ｋＷとなるように回路を動作させたときの損失を算出した。本実施形態では第１実施形態に比べてスイッチ素子Ｓ１，Ｓ４に流れる電流は入力電圧とフライングキャパシタの合計電圧から出力電圧へのシリーズ昇圧と見なすことができるため、電流値を低くすることができる。このため、スイッチ素子損失を小さくすることができる。また、第１実施形態のリアクトルには大電流が流れているのに対し、本実施形態ではハイブリッドトランスの低圧側コイルにのみ大電流が流れるため、リアクトル巻線の導通損失も低減できる。これらの相乗効果により、回路損失を１７％低減できることを確認している。

以上のように、第２実施形態では、第１実施形態と同様にシステムのロバスト性を向上できるだけでなく、フライングキャパシタにハイブリッドトランスのトランス動作による給電を行いながら主機電池（電池セル）１２とフライングキャパシタによるシリーズ昇圧を行うため、コアに生じる磁束を低減できる。また、高昇圧動作でもスイッチングデューティを極端に高くする必要がないため出力電流リプルを低減でき、結果として出力キャパシタサイズを低減できる。また、上アームの導通損失が低減されるとともにリアクトル巻線の導通損失が低減されるので回路効率を向上させることができる。

なお、第１実施形態及び第２実施形態では、多直列接続された複数のモジュールのうち、隣接するモジュールのトランスの１次側コイルを互いに逆巻きとしているが、トランスコアが共通で１次側コイルの巻線方向が互いに逆であるモジュールが少なくとも２つあればよい。

また、第１実施形態及び第２実施形態におけるモジュールの個数は任意であり、かつ、必要に応じて後からモジュールを追加することもできる。

また、第１実施形態及び第２実施形態では、主機昇圧コンバータ機能及び補機絶縁コンバータ機能について説明したが、複数のモジュールを多直列接続しているので、各モジュールの主機電池（電池セル）１２のＳＯＣ（充電状態）に応じてスイッチ素子をＯＮ動作させてセルを均等化することもできる。

また、第１実施形態及び第２実施形態では、各モジュールにおいて主機電池（電池セル）１２を回路に接続しているので、例えば低温時に回路からの発熱により主機電池（電池セル）１２を加熱して主機電池（電池セル）１２の温度を調整することもできる。

さらに、第１実施形態及び第２実施形態では、２次側変換回路１０Ｂに補機１８のみを接続しているが、複数の２次側変換回路１０Ｂを１次側変換回路１０Ａに磁気結合させ、
ある２次側変換回路の出力電圧を４８Ｖ、別の２次側変換回路の出力電圧を１２Ｖとし、さらに別の２次側変換回路には太陽光発電装置を接続する等してもよい。

１０電力変換回路、１０Ａ１次側変換回路、１０Ｂ２次側変換回路、１２主機電池（電池セル）、１３フューズ、１４インバータ回路（主機抵抗）、１６モータ、１８補機（補機抵抗）。

Claims

１次側変換回路と、
２次側変換回路と、
１次側変換回路と２次側変換回路を磁気結合するトランスと、
を備え、
１次側変換回路は、トランスの１次側コイルと、トランスの１次側コイルに接続された複数のスイッチ素子及び電源を備えるモジュールが複数個直列接続され、
少なくとも２つのモジュールの１次側コイルが互いに逆巻きである
ことを特徴とする電力変換回路。
モジュールは、
互いに直列接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
互いに直列接続された第３スイッチ素子及び第４スイッチ素子と、
第１スイッチ素子と第２スイッチ素子の中点と、第３スイッチ素子と第４スイッチ素子の中点との間に接続されたトランスの１次側コイルと、
正極がトランスの１次側コイルに接続され、負極が第２スイッチ素子及び第４スイッチ素子の負極側に接続された電源と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路。
モジュールは、
第１ハイブリッドトランスと、第１ハイブリッドトランスに直列に接続される第１フライングキャパシタと、第１ハイブリッドトランス及び第１フライングキャパシタに直列に接続される第１スイッチ素子及び第３スイッチ素子と、第１ハイブリッドトランス及び第１フライングキャパシタに並列に接続される第２スイッチ素子とを備える第１昇圧回路と、
第２ハイブリッドトランスと、第２ハイブリッドトランスに直列に接続される第２フライングキャパシタと、第２ハイブリッドトランス及び第２フライングキャパシタに直列に接続される第４スイッチ素子及び第６スイッチ素子と、第２ハイブリッドトランス及び第２フライングキャパシタに並列に接続される第５スイッチ素子とを備える第２昇圧回路と、
第１昇圧回路の第１スイッチ素子と第１フライングキャパシタの中点と、第２昇圧回路の第４スイッチ素子と第２フライングキャパシタの中点との間に接続されたトランスの１次側コイルと、
正極が第１昇圧回路の第１ハイブリッドトランス及び第２昇圧回路の第２ハイブリッドトランスに接続され、負極が第３スイッチ素子及び第６スイッチ素子の負極側に接続された電源と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路。
モジュールは、電源を回路から切り離すフューズを備える
ことを特徴とする請求項２，３のいずれかに記載の電力変換回路。
複数のモジュールのいずれかが故障した場合に、故障したモジュール、及び故障したモジュールの１次側コイルと互いに逆巻きの関係にあるモジュールの全スイッチ素子を常時オン動作させ、他のモジュールのスイッチ素子をオンオフ動作させるように制御する制御回路と、
を備えることを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の電力変換回路。