JP2018064148A

JP2018064148A - Switching circuit

Info

Publication number: JP2018064148A
Application number: JP2016200186A
Authority: JP
Inventors: 平野　剛; Takeshi Hirano; 剛平野; 健利行; Ken Togyo
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2016-10-11
Filing date: 2016-10-11
Publication date: 2018-04-19

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To suppress noise generated in an anode of a monitor diode, and a loss caused in a switching circuit.SOLUTION: A switching circuit comprises: a switching element; a gate driving circuit which controls gate potential of the switching element; a power supply which applies voltage between a positive electrode power supply terminal and a negative electrode power supply terminal of the gate driving circuit; a smoothing capacitor connected between the positive electrode power supply terminal and the negative electrode power supply terminal; a monitor diode in which a cathode is connected to a high potential side main terminal of the switching element and an anode is connected to a monitor terminal of the gate driving circuit; and a regenerative diode in which the anode is connected to an anode of the monitor diode and the cathode is connected to a terminal on the positive electrode power supply terminal side of the smoothing capacitor. The gate driving circuit controls gate potential on the basis of potential of a monitor terminal.SELECTED DRAWING: Figure 3

Description

本明細書に開示の技術は、ゲート型のスイッチング素子をスイッチングさせるスイッチング回路に関する。 The technology disclosed in this specification relates to a switching circuit that switches a gate type switching element.

特許文献１に、ゲート型のスイッチング素子をスイッチングさせるスイッチング回路が開示されている。このスイッチング回路は、カソードがスイッチング素子の高電位側主端子に接続されているモニタダイオードを有している。モニタダイオードのアノードは、スイッチング素子のゲートの電位を制御するゲート駆動回路に接続されている。スイッチング素子に過電流が流れると、高電位側主端子の電位が上昇する。その結果、モニタダイオードのアノードの電位が上昇する。ゲート駆動回路は、モニタダイオードのアノードの電位が上昇すると、スイッチング素子のゲートの電位を低下させてスイッチング素子をオフさせさせる。これにより、スイッチング素子に流れる過電流を停止させる。 Patent Document 1 discloses a switching circuit that switches a gate type switching element. This switching circuit has a monitor diode whose cathode is connected to the high potential side main terminal of the switching element. The anode of the monitor diode is connected to a gate drive circuit that controls the gate potential of the switching element. When an overcurrent flows through the switching element, the potential of the high potential side main terminal increases. As a result, the anode potential of the monitor diode rises. When the potential of the anode of the monitor diode increases, the gate drive circuit decreases the gate potential of the switching element to turn off the switching element. Thereby, the overcurrent flowing through the switching element is stopped.

また、特許文献２に、ゲート型のスイッチング素子をスイッチングさせる別のスイッチング回路が開示されている。このスイッチング回路は、カソードがスイッチング素子の高電位側主端子に接続されているモニタダイオードを有している。モニタダイオードのアノードは、スイッチング素子のゲートの電位を制御するゲート駆動回路に接続されている。スイッチング素子がオフしているか否か、及び、フリーホイーリングダイオードがオンしているか否かに応じて、スイッチング素子の高電位側主端子の電位が変化する。高電位側主端子の電位の変化に応じて、モニタダイオードのアノードの電位が変化する。ゲート駆動回路は、モニタダイオードのアノードの電位に応じて、スイッチング素子のゲートの電位を制御する。これにより、状況に応じてスイッチング素子を制御することができる。 Patent Document 2 discloses another switching circuit that switches a gate type switching element. This switching circuit has a monitor diode whose cathode is connected to the high potential side main terminal of the switching element. The anode of the monitor diode is connected to a gate drive circuit that controls the gate potential of the switching element. The potential of the main terminal on the high potential side of the switching element changes depending on whether the switching element is turned off and whether the freewheeling diode is turned on. The potential of the anode of the monitor diode changes according to the change of the potential of the high potential side main terminal. The gate driving circuit controls the gate potential of the switching element according to the anode potential of the monitor diode. Thereby, a switching element can be controlled according to a situation.

以上に説明したように、スイッチング素子の高電位側主端子にモニタダイオードを接続することで、スイッチング素子の動作状態に応じてスイッチング素子を制御することができる。 As described above, the switching element can be controlled in accordance with the operating state of the switching element by connecting the monitor diode to the high potential side main terminal of the switching element.

特開２００７−１０４８０５号公報JP 2007-104805 A 特開２０１６−１４９７１５号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2006-149715

ゲート型のスイッチング素子をターンオフするときに、高電位側主端子の電位が急激に上昇する。すると、モニタダイオードがオフする。しかしながら、モニタダイオードが有する容量の影響により、高電位側主端子の電位が上昇するのと略同じタイミングで、モニタダイオードのアノードの電位が瞬間的に上昇する。すなわち、モニタダイオードのアノードにノイズが生じる。このノイズがゲート駆動回路に印加されると、ゲート駆動回路に過電圧が印加されるおそれがある。ノイズを抑制するために、モニタダイオードのアノードをバイパス素子（抵抗やツェナーダイオード等）を介して低電位に接続することができる。バイパス素子を設けることで、ノイズ発生時に電流が低電位側に流れるので、ノイズを抑制することができる。しかしながら、バイパス素子を設けると、スイッチング素子がターンオフする度にバイパス素子で損失が発生し、スイッチング回路で生じる損失が大きくなる。したがって、本明細書では、モニタダイオードのアノードで生じるノイズを抑制するとともに、スイッチング回路で生じる損失を抑制する技術を提供する。 When the gate type switching element is turned off, the potential of the high potential side main terminal rises rapidly. Then, the monitor diode is turned off. However, due to the influence of the capacitance of the monitor diode, the anode potential of the monitor diode rises instantaneously at substantially the same timing as the potential of the high potential side main terminal rises. That is, noise is generated at the anode of the monitor diode. When this noise is applied to the gate drive circuit, an overvoltage may be applied to the gate drive circuit. In order to suppress noise, the anode of the monitor diode can be connected to a low potential via a bypass element (such as a resistor or a Zener diode). By providing the bypass element, current flows to the low potential side when noise is generated, so that noise can be suppressed. However, when the bypass element is provided, a loss occurs in the bypass element each time the switching element is turned off, and the loss generated in the switching circuit increases. Therefore, the present specification provides a technique for suppressing noise generated in the anode of the monitor diode and suppressing loss generated in the switching circuit.

本明細書が開示するスイッチング回路は、ゲート型のスイッチング素子と、前記スイッチング素子のゲートの電位を制御するゲート駆動回路と、前記ゲート駆動回路の正極電源端子と負極電源端子の間に電圧を印加する電源と、前記正極電源端子と前記負極電源端子の間に接続されている平滑化コンデンサと、カソードが前記スイッチング素子の高電位側主端子に接続されているとともにアノードが前記ゲート駆動回路のモニタ端子に接続されているモニタダイオードと、アノードが前記モニタダイオードの前記アノードに接続されているとともにカソードが前記平滑化コンデンサの前記正極電源端子側の端子に接続されている回生ダイオードを備えている。前記ゲート駆動回路が、前記モニタ端子の電位に基づいて前記ゲートの電位を制御する。 The switching circuit disclosed in this specification includes a gate-type switching element, a gate drive circuit that controls a gate potential of the switching element, and a voltage applied between a positive power supply terminal and a negative power supply terminal of the gate drive circuit. Power supply, a smoothing capacitor connected between the positive power supply terminal and the negative power supply terminal, a cathode connected to the high potential side main terminal of the switching element, and an anode monitored by the gate drive circuit A monitor diode connected to the terminal; and a regenerative diode having an anode connected to the anode of the monitor diode and a cathode connected to the positive power supply terminal side terminal of the smoothing capacitor. The gate drive circuit controls the potential of the gate based on the potential of the monitor terminal.

このスイッチング回路は、回生ダイオードを備えている。スイッチング素子がターンオフするときにモニタダイオードのアノードでノイズが生じると、回生ダイオードを通ってモニタダイオードのアノードから平滑化コンデンサに向かって電流が流れる。このように電流が流れることによって、モニタダイオードのアノードで生じるノイズが抑制される。さらに、回生ダイオードを通って平滑化コンデンサに向かって流れる電流によって、平滑化コンデンサが充電される。平滑化コンデンサを充電することで得られたエネルギーは、ゲート駆動回路を動作させるためのエネルギーとなる。このように、このスイッチング回路では、ノイズを抑制するために生じる電流を無駄に消費させることなく、この電流をゲート駆動回路用のエネルギーとして平滑化コンデンサに蓄える。これによって、スイッチング回路で生じる損失を抑制することができる。 This switching circuit includes a regenerative diode. If noise occurs at the anode of the monitor diode when the switching element is turned off, a current flows through the regenerative diode from the anode of the monitor diode toward the smoothing capacitor. As the current flows in this manner, noise generated at the anode of the monitor diode is suppressed. Further, the smoothing capacitor is charged by the current flowing through the regenerative diode toward the smoothing capacitor. The energy obtained by charging the smoothing capacitor is energy for operating the gate drive circuit. Thus, in this switching circuit, this current is stored in the smoothing capacitor as energy for the gate drive circuit without wasting the current generated for suppressing noise. As a result, loss generated in the switching circuit can be suppressed.

モータ駆動回路の回路図。The circuit diagram of a motor drive circuit. 電源装置と各ゲート駆動ＩＣと各ＩＧＢＴの接続関係を示す回路図。The circuit diagram which shows the connection relation of a power supply device, each gate drive IC, and each IGBT. 実施例１のスイッチング回路の詳細を示す回路図。FIG. 3 is a circuit diagram illustrating details of the switching circuit according to the first embodiment. 各部の電流、電圧を示すグラフ。The graph which shows the electric current and voltage of each part. 実施例２のスイッチング回路の詳細を示す回路図。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating details of a switching circuit according to a second embodiment. 実施例３のスイッチング回路の詳細を示す回路図。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating details of a switching circuit according to a third embodiment. 実施例４のスイッチング回路の詳細を示す回路図。FIG. 6 is a circuit diagram showing details of a switching circuit according to a fourth embodiment.

図１に示すモータ駆動回路１０は、バッテリ１２の直流電力を三相交流電力に変換してモータ１４、１６に供給する。モータ駆動回路１０は、コンバータ回路２０、第１インバータ回路２１、第２インバータ回路２２を有している。バッテリ１２とコンバータ回路２０は、第１高電位配線２６と低電位配線２８によって接続されている。コンバータ回路２０と第１インバータ回路２１は、第２高電位配線３０と低電位配線２８によって接続されている。コンバータ回路２０と第２インバータ回路２２は、第２高電位配線３０と低電位配線２８によって接続されている。 The motor drive circuit 10 shown in FIG. 1 converts the DC power of the battery 12 into three-phase AC power and supplies it to the motors 14 and 16. The motor drive circuit 10 includes a converter circuit 20, a first inverter circuit 21, and a second inverter circuit 22. The battery 12 and the converter circuit 20 are connected by a first high potential wiring 26 and a low potential wiring 28. The converter circuit 20 and the first inverter circuit 21 are connected by a second high potential wiring 30 and a low potential wiring 28. The converter circuit 20 and the second inverter circuit 22 are connected by a second high potential wiring 30 and a low potential wiring 28.

コンバータ回路２０は、平滑化コンデンサ３２、リアクトル３４、２つのＲＣ−ＩＧＢＴ（Reverse Conducting Insulated Gate Bipolar Transistor）３６、平滑化コンデンサ３８を有している。リアクトル３４は、第１高電位配線２６に介装されている。平滑化コンデンサ３２は、リアクトル３４よりもバッテリ１２側の部分の第１高電位配線２６と低電位配線２８の間に接続されている。各ＲＣ−ＩＧＢＴ３６は、ＩＧＢＴ３６ａとダイオード３６ｂによって構成されている。ＩＧＢＴ３６ａのコレクタがダイオード３６ｂのカソードに接続されており、ＩＧＢＴ３６ａのエミッタがダイオード３６ｂのアノードに接続されている。２つのＲＣ−ＩＧＢＴ３６は、コレクタが第２高電位配線３０側を向く向きで、第２高電位配線３０と低電位配線２８の間に直列に接続されている。２つのＲＣ−ＩＧＢＴ３６の間の配線に、リアクトル３４よりも下流側の部分の第１高電位配線２６が接続されている。平滑化コンデンサ３８は、第２高電位配線３０と低電位配線２８の間に接続されている。コンバータ回路２０は、各ＲＣ−ＩＧＢＴ３６（すなわち、各ＩＧＢＴ３６ａ）をスイッチングさせることで、バッテリ１２の直流電圧を昇圧して、第２高電位配線３０と低電位配線２８の間に出力する。 The converter circuit 20 includes a smoothing capacitor 32, a reactor 34, two RC-IGBTs (Reverse Conducting Insulated Gate Bipolar Transistors) 36, and a smoothing capacitor 38. The reactor 34 is interposed in the first high potential wiring 26. The smoothing capacitor 32 is connected between the first high-potential wiring 26 and the low-potential wiring 28 that are closer to the battery 12 than the reactor 34. Each RC-IGBT 36 includes an IGBT 36a and a diode 36b. The collector of the IGBT 36a is connected to the cathode of the diode 36b, and the emitter of the IGBT 36a is connected to the anode of the diode 36b. The two RC-IGBTs 36 are connected in series between the second high potential wiring 30 and the low potential wiring 28 with the collector facing the second high potential wiring 30 side. A first high potential wiring 26 in a portion downstream of the reactor 34 is connected to the wiring between the two RC-IGBTs 36. The smoothing capacitor 38 is connected between the second high potential wiring 30 and the low potential wiring 28. The converter circuit 20 boosts the DC voltage of the battery 12 by switching each RC-IGBT 36 (that is, each IGBT 36 a), and outputs the boosted voltage between the second high potential wiring 30 and the low potential wiring 28.

第１インバータ回路２１は、ＲＣ−ＩＧＢＴ３６の直列回路を３つ有している。各直列回路は、第２高電位配線３０と低電位配線２８の間に直列に接続された２つのＲＣ−ＩＧＢＴ３６を備えている。各ＲＣ−ＩＧＢＴ３６は、コレクタが第２高電位配線３０側を向く向きで接続されている。なお、第１インバータ回路２１の各ＲＣ−ＩＧＢＴ３６の構成は、コンバータ回路２０の各ＲＣ−ＩＧＢＴ３６の構成と等しい。各直列回路において、２つのＲＣ−ＩＧＢＴ３６の間の配線に、出力配線３１が接続されている。各出力配線３１は、モータ１４に接続されている。第１インバータ回路２１は、各ＲＣ−ＩＧＢＴ３６（すなわち、各ＩＧＢＴ３６ａ）をスイッチングさせることで、第２高電位配線３０と低電位配線２８の間の直流電力（コンバータ回路２０の出力電力）を三相交流電力に変換する。三相交流電力は、出力配線３１によってモータ１４に供給される。 The first inverter circuit 21 has three RC-IGBT 36 series circuits. Each series circuit includes two RC-IGBTs 36 connected in series between the second high potential wiring 30 and the low potential wiring 28. Each RC-IGBT 36 is connected such that the collector faces the second high potential wiring 30 side. The configuration of each RC-IGBT 36 of the first inverter circuit 21 is the same as the configuration of each RC-IGBT 36 of the converter circuit 20. In each series circuit, the output wiring 31 is connected to the wiring between the two RC-IGBTs 36. Each output wiring 31 is connected to the motor 14. The first inverter circuit 21 switches the RC-IGBTs 36 (that is, the respective IGBTs 36 a) to switch the DC power (the output power of the converter circuit 20) between the second high potential wiring 30 and the low potential wiring 28 in three phases. Convert to AC power. The three-phase AC power is supplied to the motor 14 through the output wiring 31.

第２高電位配線３０と低電位配線２８は、一部で分岐しており、その分岐した部分に第２インバータ回路２２が設置されている。第２インバータ回路２２の構成は、第１インバータ回路２１の構成と等しい。第２インバータ回路２２は、各ＲＣ−ＩＧＢＴ３６（すなわち、各ＩＧＢＴ３６ａ）をスイッチングさせることで、三相交流電力をモータ１６に供給する。 The second high potential wiring 30 and the low potential wiring 28 are partially branched, and the second inverter circuit 22 is installed at the branched portion. The configuration of the second inverter circuit 22 is the same as the configuration of the first inverter circuit 21. The second inverter circuit 22 supplies three-phase AC power to the motor 16 by switching each RC-IGBT 36 (that is, each IGBT 36a).

各ＲＣ−ＩＧＢＴ３６のＩＧＢＴ３６ａのゲートに、ゲート駆動ＩＣ４０が接続されている。ゲート駆動ＩＣ４０は、ＩＧＢＴ３６ａ毎に設けられている。図１に示すようにモータ駆動回路１０が１４個のＩＧＢＴ３６ａを有しているので、モータ駆動回路１０は１４個のゲート駆動ＩＣ４０を有している。各ゲート駆動ＩＣ４０は、ＩＧＢＴ３６ａのゲートの電位を制御することで、ＩＧＢＴ３６ａをスイッチングさせる。なお、図１では、各ゲート駆動ＩＣ４０の周辺回路の図示を省略している。ゲート駆動ＩＣ４０の周辺回路の詳細は、図２、３に示されている。 A gate drive IC 40 is connected to the gate of the IGBT 36 a of each RC-IGBT 36. The gate drive IC 40 is provided for each IGBT 36a. As shown in FIG. 1, since the motor drive circuit 10 has 14 IGBTs 36a, the motor drive circuit 10 has 14 gate drive ICs 40. Each gate driving IC 40 switches the IGBT 36a by controlling the potential of the gate of the IGBT 36a. In FIG. 1, the peripheral circuits of each gate drive IC 40 are not shown. Details of peripheral circuits of the gate driving IC 40 are shown in FIGS.

図２に示すように、各ゲート駆動ＩＣ４０は、抵抗４２を介してＩＧＢＴ３６ａのゲートに接続されている。各ゲート駆動ＩＣ４０は、抵抗４２を介してＩＧＢＴ３６ａのゲートを充放電することで、ゲートの電位を制御する。ＩＧＢＴ３６ａは、ゲートの電位に応じてスイッチングする。各ゲート駆動ＩＣ４０は、正極電源端子Ｔ１と負極電源端子Ｔ２を有する。各ゲート駆動ＩＣ４０の正極電源端子Ｔ１と負極電源端子Ｔ２には、電源装置５０が接続されている。 As shown in FIG. 2, each gate driving IC 40 is connected to the gate of the IGBT 36 a through a resistor 42. Each gate driving IC 40 controls the potential of the gate by charging and discharging the gate of the IGBT 36 a through the resistor 42. The IGBT 36a switches according to the gate potential. Each gate drive IC 40 has a positive power supply terminal T1 and a negative power supply terminal T2. A power supply device 50 is connected to the positive power supply terminal T1 and the negative power supply terminal T2 of each gate drive IC 40.

電源装置５０は、直流電源５２、絶縁トランス６０、ＭＯＳＦＥＴ５４及び制御装置５６を有している。直流電源５２は、直流電圧を出力する。絶縁トランス６０は、一次コイル６０ａと複数の二次コイル６０ｂを有している。一次コイル６０ａに対して、各二次コイル６０ｂが、磁性体コアによって磁気的に接続されている。一次コイル６０ａは、各二次コイル６０ｂから絶縁されている。一次コイル６０ａの一端は直流電源５２の正極端子に接続されている。一次コイル６０ａの他端は、ＭＯＳＦＥＴ５４のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ５４のソースは、直流電源５２の負極に接続されている。すなわち、直流電源５２、一次コイル６０ａ及びＭＯＳＦＥＴ５４によって、閉回路が構成されている。また、直流電源５２の負極は、基準電位ＧＮＤ１に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ５４のゲートに、制御装置５６が接続されている。制御装置５６は、ＭＯＳＦＥＴ５４をスイッチングさせる。各二次コイル６０ｂは、対応するゲート駆動ＩＣ４０の正極電源端子Ｔ１と負極電源端子Ｔ２の間に接続されている。以下では、絶縁トランス６０の一次コイル６０ａ側の回路（直流電源５２、一次コイル６０ａ、ＭＯＳＦＥＴ５４等を備える回路）を一次回路５０ａという。また、絶縁トランスの二次コイル６０ｂ側の各回路（ゲート駆動ＩＣ４０、抵抗４２等を備える各回路）を二次回路５０ｂという。後に詳述するが、絶縁トランス６０を介して、一次回路５０ａから二次回路５０ｂに電力が供給される。 The power supply device 50 includes a DC power supply 52, an insulating transformer 60, a MOSFET 54, and a control device 56. The DC power supply 52 outputs a DC voltage. The insulating transformer 60 has a primary coil 60a and a plurality of secondary coils 60b. Each secondary coil 60b is magnetically connected to the primary coil 60a by a magnetic core. The primary coil 60a is insulated from each secondary coil 60b. One end of the primary coil 60 a is connected to the positive terminal of the DC power supply 52. The other end of the primary coil 60 a is connected to the drain of the MOSFET 54. The source of the MOSFET 54 is connected to the negative electrode of the DC power supply 52. That is, the DC power supply 52, the primary coil 60a, and the MOSFET 54 constitute a closed circuit. Further, the negative electrode of the DC power supply 52 is connected to the reference potential GND1. A control device 56 is connected to the gate of the MOSFET 54. The control device 56 switches the MOSFET 54. Each secondary coil 60b is connected between the positive power supply terminal T1 and the negative power supply terminal T2 of the corresponding gate drive IC 40. Hereinafter, a circuit on the primary coil 60a side of the insulating transformer 60 (a circuit including the DC power supply 52, the primary coil 60a, the MOSFET 54, and the like) is referred to as a primary circuit 50a. Each circuit (each circuit including the gate drive IC 40, the resistor 42, etc.) on the secondary coil 60b side of the insulation transformer is referred to as a secondary circuit 50b. As will be described in detail later, power is supplied from the primary circuit 50a to the secondary circuit 50b via the insulating transformer 60.

図３は、１つの二次回路５０ｂの詳細を示している。なお、二次回路５０ｂのそれぞれが、図３に示す構造を有する。図３に示すようにＩＧＢＴ３６ａと、ＩＧＢＴ３６ａをスイッチングさせるゲート駆動ＩＣ４０と、ゲート駆動ＩＣ４０に電力を供給する電源装置５０とを備える回路を、以下では、スイッチング回路という。上述したように、二次コイル６０ｂの一端がゲート駆動ＩＣ４０の正極電源端子Ｔ１に接続されている。より詳細には、二次コイル６０ｂの一端は、ダイオード７２を介して正極電源端子Ｔ１に接続されている。ダイオード７２のアノードが二次コイル６０ｂの一端に接続されており、ダイオード７２のカソードが正極電源端子Ｔ１に接続されている。二次コイル６０ｂの他端は、ゲート駆動ＩＣ４０の負極電源端子Ｔ２に直接接続されている。正極電源端子Ｔ１と負極電源端子Ｔ２の間に、平滑化コンデンサ７０が接続されている。以下では、平滑化コンデンサ７０の正極電源端子Ｔ１側の端子を、高電位端子７０ａという。高電位端子７０ａの電位は正極電源端子Ｔ１の電位と等しい。ゲート駆動ＩＣ４０の負極電源端子Ｔ２は、基準電位ＧＮＤ２に接続されている。基準電位ＧＮＤ２は、ＩＧＢＴ３６ａのエミッタと略同じ電位である。二次回路５０ｂの基準電位ＧＮＤ２は、一次回路５０ａの基準電位ＧＮＤ１よりも高い。 FIG. 3 shows details of one secondary circuit 50b. Each secondary circuit 50b has the structure shown in FIG. As shown in FIG. 3, a circuit including the IGBT 36a, the gate drive IC 40 that switches the IGBT 36a, and the power supply device 50 that supplies power to the gate drive IC 40 is hereinafter referred to as a switching circuit. As described above, one end of the secondary coil 60b is connected to the positive power supply terminal T1 of the gate drive IC 40. More specifically, one end of the secondary coil 60b is connected to the positive power supply terminal T1 via the diode 72. The anode of the diode 72 is connected to one end of the secondary coil 60b, and the cathode of the diode 72 is connected to the positive power supply terminal T1. The other end of the secondary coil 60b is directly connected to the negative power supply terminal T2 of the gate drive IC 40. A smoothing capacitor 70 is connected between the positive power supply terminal T1 and the negative power supply terminal T2. Hereinafter, the positive power supply terminal T1 side terminal of the smoothing capacitor 70 is referred to as a high potential terminal 70a. The potential of the high potential terminal 70a is equal to the potential of the positive power supply terminal T1. The negative power supply terminal T2 of the gate driving IC 40 is connected to the reference potential GND2. The reference potential GND2 is substantially the same potential as the emitter of the IGBT 36a. The reference potential GND2 of the secondary circuit 50b is higher than the reference potential GND1 of the primary circuit 50a.

ゲート駆動ＩＣ４０は、ゲート信号端子Ｇ、モニタ端子Ｍ、信号受信端子Ｓ１を有している。ゲート信号端子Ｇは、上述した抵抗４２を介してＩＧＢＴ３６ａのゲートに接続されている。モニタ端子Ｍは、モニタダイオード７４を介してＩＧＢＴ３６ａのコレクタに接続されている。モニタダイオード７４のアノードがモニタ端子Ｍに接続されており、モニタダイオード７４のカソードがＩＧＢＴ３６ａのコレクタに接続されている。モニタダイオード７４は、ＩＧＢＴ３６ａと同じ半導体チップに形成されている。モニタ端子Ｍと正極電源端子Ｔ１の間に、回生ダイオード７６が接続されている。より詳細には、回生ダイオード７６のアノードがモニタ端子Ｍ（すなわち、モニタダイオード７４のアノード）に接続されており、回生ダイオード７６のカソードが正極電源端子Ｔ１（すなわち、平滑化コンデンサ７０の高電位端子７０ａ）に接続されている。また、回生ダイオード７６に対して並列に、抵抗７９が接続されている。抵抗７９の一端が回生ダイオード７６のアノードに接続されており、抵抗７９の他端が回生ダイオード７６のカソードに接続されている。信号受信端子Ｓ１には、図示しない信号生成回路からＰＷＭ信号が送信される。信号生成回路の基準電位は、一次回路５０ａの基準電位ＧＮＤ１と等しい。二次回路５０ｂの基準電位ＧＮＤ２が信号生成回路の基準電位ＧＮＤ１よりも高いので、信号生成回路からゲート駆動ＩＣ４０にフォトカプラ７８ａを介してＰＷＭ信号が送信される。ＰＷＭ信号は、ＩＧＢＴ３６ａのスイッチングタイミングを示す信号である。ゲート駆動ＩＣ４０は、信号受信端子Ｓ１で受信されるＰＷＭ信号、モニタ端子Ｍに印加される電位（モニタダイオード７４のアノードの電位）等に基づいて、ゲート信号端子Ｇの電位を変化させる。これによって、ＩＧＢＴ３６ａのゲートの電位が変化し、ＩＧＢＴ３６ａがスイッチングする。 The gate drive IC 40 has a gate signal terminal G, a monitor terminal M, and a signal reception terminal S1. The gate signal terminal G is connected to the gate of the IGBT 36a via the resistor 42 described above. The monitor terminal M is connected to the collector of the IGBT 36a via the monitor diode 74. The anode of the monitor diode 74 is connected to the monitor terminal M, and the cathode of the monitor diode 74 is connected to the collector of the IGBT 36a. The monitor diode 74 is formed on the same semiconductor chip as the IGBT 36a. A regenerative diode 76 is connected between the monitor terminal M and the positive power supply terminal T1. More specifically, the anode of the regenerative diode 76 is connected to the monitor terminal M (ie, the anode of the monitor diode 74), and the cathode of the regenerative diode 76 is the positive power supply terminal T1 (ie, the high potential terminal of the smoothing capacitor 70). 70a). A resistor 79 is connected in parallel with the regenerative diode 76. One end of the resistor 79 is connected to the anode of the regenerative diode 76, and the other end of the resistor 79 is connected to the cathode of the regenerative diode 76. A PWM signal is transmitted from a signal generation circuit (not shown) to the signal receiving terminal S1. The reference potential of the signal generation circuit is equal to the reference potential GND1 of the primary circuit 50a. Since the reference potential GND2 of the secondary circuit 50b is higher than the reference potential GND1 of the signal generation circuit, the PWM signal is transmitted from the signal generation circuit to the gate drive IC 40 via the photocoupler 78a. The PWM signal is a signal indicating the switching timing of the IGBT 36a. The gate drive IC 40 changes the potential of the gate signal terminal G based on the PWM signal received at the signal reception terminal S1, the potential applied to the monitor terminal M (potential of the anode of the monitor diode 74), and the like. As a result, the gate potential of the IGBT 36a changes, and the IGBT 36a is switched.

次に、図３に示すスイッチング回路の動作について説明する。まず、電源装置５０の動作について説明する。一次回路５０ａの制御装置５６は、ＭＯＳＦＥＴ５４を一定の周期で繰り返しスイッチングさせる。このため、一次コイル６０ａに、一定周期で変動する変動電流が流れる。一次コイル６０ａに変動電流が流れると、二次コイル６０ｂにも変動電流が流れる。二次コイル６０ｂの変動電流は、二次コイル６０ｂからダイオード７２に向かう向きに流れる。二次コイル６０ｂの変動電流は、二次コイル６０ｂ、ダイオード７２及び平滑化コンデンサ７０により構成される閉回路に流れる。これによって、平滑化コンデンサ７０が充電される。これによって、平滑化コンデンサ７０の両端の間に、直流電圧（本実施形態では、約１８Ｖ）が生じる。このように、電源装置５０によって、直流電圧が出力される。電源装置５０が出力する電源電圧は、ゲート駆動ＩＣ４０の正極電源端子Ｔ１と負極電源端子Ｔ２の間に印加される。言い換えると、正極電源端子Ｔ１に、負極電源端子Ｔ２の電位よりも高い固定電位が印加される。このようにして、ゲート駆動ＩＣ４０に電源電圧が供給される。 Next, the operation of the switching circuit shown in FIG. 3 will be described. First, the operation of the power supply device 50 will be described. The control device 56 of the primary circuit 50a repeatedly switches the MOSFET 54 at a constant cycle. For this reason, the fluctuation | variation electric current which fluctuates with a fixed period flows into the primary coil 60a. When the fluctuation current flows through the primary coil 60a, the fluctuation current also flows through the secondary coil 60b. The fluctuation current of the secondary coil 60 b flows in a direction from the secondary coil 60 b toward the diode 72. The fluctuation current of the secondary coil 60 b flows in a closed circuit constituted by the secondary coil 60 b, the diode 72 and the smoothing capacitor 70. As a result, the smoothing capacitor 70 is charged. As a result, a DC voltage (about 18 V in this embodiment) is generated between both ends of the smoothing capacitor 70. In this way, a DC voltage is output by the power supply device 50. The power supply voltage output from the power supply device 50 is applied between the positive power supply terminal T1 and the negative power supply terminal T2 of the gate drive IC 40. In other words, a fixed potential higher than the potential of the negative power supply terminal T2 is applied to the positive power supply terminal T1. In this way, the power supply voltage is supplied to the gate drive IC 40.

次に、ゲート駆動ＩＣ４０の動作について説明する。ゲート駆動ＩＣ４０は、信号受信端子Ｓ１で受信されるＰＷＭ信号とモニタ端子Ｍの電位に基づいて、ＩＧＢＴ３６ａのゲートの電位を制御する。以下、ゲート駆動ＩＣ４０の動作について説明する。 Next, the operation of the gate drive IC 40 will be described. The gate driving IC 40 controls the potential of the gate of the IGBT 36a based on the PWM signal received at the signal receiving terminal S1 and the potential of the monitor terminal M. Hereinafter, the operation of the gate drive IC 40 will be described.

ＰＷＭ信号は周期的に変化する。ゲート駆動ＩＣ４０は、信号受信端子Ｓ１で受信されるＰＷＭ信号に応じて、ゲート信号端子Ｇの電位を変化させる。これによって、ＩＧＢＴ３６ａのゲート電位Ｖｇが、図４に示すように変化する。すなわち、ゲート電位Ｖｇが、高電位Ｈ１と低電位Ｌ１の間で変化する。高電位Ｈ１はＩＧＢＴ３６ａのゲート閾値よりも高い電位であり、低電位Ｌ１はＩＧＢＴ３６ａのゲート閾値よりも低い電位である。 The PWM signal changes periodically. The gate driving IC 40 changes the potential of the gate signal terminal G according to the PWM signal received at the signal receiving terminal S1. As a result, the gate potential Vg of the IGBT 36a changes as shown in FIG. That is, the gate potential Vg changes between the high potential H1 and the low potential L1. The high potential H1 is a potential higher than the gate threshold value of the IGBT 36a, and the low potential L1 is a potential lower than the gate threshold value of the IGBT 36a.

ゲート電位Ｖｇが低電位Ｌ１であるオフ期間Ｔｏｆｆでは、ＩＧＢＴ３６ａがオフしている。このため、ＩＧＢＴ３６ａのコレクタ‐エミッタ間の電圧Ｖｃｅが高電圧（約６５０Ｖ）となり、ＩＧＢＴ３６ａのコレクタ‐エミッタ間に流れる電流Ｉｃｅ（主電流）が略０アンペアとなる。オフ期間Ｔｏｆｆにおいては、電圧Ｖｃｅ（すなわち、ＩＧＢＴ３６ａのコレクタの電位）が高いので、モニタダイオード７４がオフしている。このため、モニタダイオード７４のアノードに、抵抗７９を介して電源装置５０の出力電位（約１８Ｖ）が印加される。したがって、オフ期間Ｔｏｆｆでは、モニタ端子Ｍの電位Ｖｍが高電位Ｈ２（約１８Ｖ）となる。 In the off period Toff where the gate potential Vg is the low potential L1, the IGBT 36a is off. For this reason, the voltage Vce between the collector and the emitter of the IGBT 36a becomes a high voltage (about 650V), and the current Ice (main current) flowing between the collector and the emitter of the IGBT 36a becomes approximately 0 amperes. In the off period Toff, the voltage Vce (that is, the potential of the collector of the IGBT 36a) is high, so the monitor diode 74 is off. Therefore, the output potential (about 18 V) of the power supply device 50 is applied to the anode of the monitor diode 74 via the resistor 79. Therefore, in the off period Toff, the potential Vm of the monitor terminal M becomes the high potential H2 (about 18V).

ゲート電位Ｖｇが高電位Ｈ１であるオン期間Ｔｏｎでは、ＩＧＢＴ３６ａがオンしている。このため、ＩＧＢＴ３６ａのコレクタ‐エミッタ間の電圧Ｖｃｅが低電圧（略０Ｖ）となり、ＩＧＢＴ３６ａのコレクタ‐エミッタ間に流れる電流Ｉｃｅが高くなる。オン期間Ｔｏｎにおいては、電圧Ｖｃｅ（すなわち、ＩＧＢＴ３６ａのコレクタの電位）が低いので、モニタダイオード７４がオンしている。このため、オン期間Ｔｏｎでは、モニタダイオード７４のアノードの電位（すなわち、モニタ端子Ｍの電位Ｖｍ）が、低電位Ｌ２（略０Ｖ）となる。 In the on period Ton in which the gate potential Vg is the high potential H1, the IGBT 36a is on. For this reason, the voltage Vce between the collector and the emitter of the IGBT 36a becomes a low voltage (approximately 0V), and the current Ice flowing between the collector and the emitter of the IGBT 36a becomes high. In the on period Ton, the voltage Vce (that is, the potential of the collector of the IGBT 36a) is low, so the monitor diode 74 is on. For this reason, in the ON period Ton, the potential of the anode of the monitor diode 74 (that is, the potential Vm of the monitor terminal M) becomes the low potential L2 (approximately 0 V).

オン期間Ｔｏｎからオフ期間Ｔｏｆｆに移行するタイミングで、ＩＧＢＴ３６ａがターンオフする（すなわち、ＩＧＢＴ３６ａが、オン状態からオフ状態に切り換わる）。すると、このタイミングで、電圧Ｖｃｅが急激に上昇する。また、モニタダイオード７４は、アノードとカソードの間に寄生容量を有している。このため、電圧Ｖｃｅ（すなわち、ＩＧＢＴ３６ａのコレクタの電位）が急激に上昇すると、モニタダイオード７４の寄生容量を介した容量結合により、モニタダイオード７４のアノードの電位（すなわち、モニタ端子Ｍの電位Ｖｍ）が瞬間的に上昇する。このため、図４に示すように、オン期間Ｔｏｎからオフ期間Ｔｏｆｆに移行するタイミングで、モニタ端子Ｍの電位ＶｍにノイズＮが生じる。ノイズＮが生じると、モニタ端子Ｍの電位Ｖｍが電源装置５０の出力電位（すなわち、平滑化コンデンサ７０の高電位端子７０ａの電位）よりも高くなる。すると、回生ダイオード７６がオンし、モニタ端子Ｍから回生ダイオード７６を介して平滑化コンデンサ７０へ回生電流Ｉｒ（図３参照）が流れる。回生電流Ｉｒが流れることで、モニタ端子Ｍの電位Ｖｍがそれ以上上昇することが抑制される。したがって、モニタ端子Ｍに生じるノイズＮが抑制される。さらに、平滑化コンデンサ７０へ流れる回生電流Ｉｒによって、平滑化コンデンサ７０が充電される。これによって、平滑化コンデンサ７０にエネルギーが蓄えられる。平滑化コンデンサ７０に蓄えられたエネルギーは、ゲート駆動ＩＣ４０を駆動するために用いられる。このように、このスイッチング回路では、ノイズＮを抑制するために生じる回生電流Ｉｒによって平滑化コンデンサ７０を充電するので、回生電流Ｉｒによって生じる損失が極めて小さい。したがって、スイッチング回路で生じる損失を低減することができる。 The IGBT 36a is turned off at the timing of transition from the on period Ton to the off period Toff (that is, the IGBT 36a switches from the on state to the off state). Then, at this timing, the voltage Vce increases rapidly. The monitor diode 74 has a parasitic capacitance between the anode and the cathode. For this reason, when the voltage Vce (that is, the potential of the collector of the IGBT 36a) rapidly rises, the potential of the anode of the monitor diode 74 (that is, the potential Vm of the monitor terminal M) due to capacitive coupling via the parasitic capacitance of the monitor diode 74. Rises momentarily. For this reason, as shown in FIG. 4, noise N is generated in the potential Vm of the monitor terminal M at the timing of transition from the on period Ton to the off period Toff. When noise N occurs, the potential Vm of the monitor terminal M becomes higher than the output potential of the power supply device 50 (that is, the potential of the high potential terminal 70a of the smoothing capacitor 70). Then, the regenerative diode 76 is turned on, and a regenerative current Ir (see FIG. 3) flows from the monitor terminal M to the smoothing capacitor 70 via the regenerative diode 76. When the regenerative current Ir flows, the potential Vm of the monitor terminal M is suppressed from rising further. Therefore, noise N generated at the monitor terminal M is suppressed. Further, the smoothing capacitor 70 is charged by the regenerative current Ir flowing to the smoothing capacitor 70. As a result, energy is stored in the smoothing capacitor 70. The energy stored in the smoothing capacitor 70 is used to drive the gate drive IC 40. As described above, in this switching circuit, the smoothing capacitor 70 is charged by the regenerative current Ir generated in order to suppress the noise N. Therefore, the loss caused by the regenerative current Ir is extremely small. Therefore, loss generated in the switching circuit can be reduced.

また、誤動作等により、第２高電位配線３０と低電位配線２８の間に直列に接続された２つのＩＧＢＴ３６ａ（図１参照）の両方が同時にオンし、第２高電位配線３０と低電位配線２８が短絡する場合がある。短絡が生じると、電流Ｉｃｅとして極めて高い過電流が流れ、ＩＧＢＴ３６ａが飽和状態となる。飽和状態においては、ＩＧＢＴ３６ａがオンしているにもかかわらず、そのコレクタ‐エミッタ間電圧Ｖｃｅが高くなる。このため、モニタダイオード７４がオフし、モニタ端子Ｍの電位Ｖｍが高電位Ｈ２となる。ゲート駆動ＩＣ４０は、オン期間Ｔｏｎの間にモニタ端子Ｍの電位Ｖｍが高くなると、直ちにＩＧＢＴ３６ａのゲート電位Ｖｇを低電位Ｌ１まで低下させて、ＩＧＢＴ３６ａをオフさせる。これによって、ＩＧＢＴ３６ａに長時間にわたって飽和電流が流れることを防止する。これにより、ＩＧＢＴ３６ａに過度に高い負荷が加わることが防止することができる。 Also, due to malfunction or the like, both of the two IGBTs 36a (see FIG. 1) connected in series between the second high potential wiring 30 and the low potential wiring 28 are simultaneously turned on, and the second high potential wiring 30 and the low potential wiring 28 may be short-circuited. When a short circuit occurs, an extremely high overcurrent flows as the current Ice, and the IGBT 36a is saturated. In the saturated state, the collector-emitter voltage Vce is high even though the IGBT 36a is on. For this reason, the monitor diode 74 is turned off, and the potential Vm of the monitor terminal M becomes the high potential H2. When the potential Vm of the monitor terminal M becomes high during the ON period Ton, the gate drive IC 40 immediately lowers the gate potential Vg of the IGBT 36a to the low potential L1 and turns off the IGBT 36a. This prevents a saturation current from flowing through the IGBT 36a for a long time. This can prevent an excessively high load from being applied to the IGBT 36a.

以上に説明したように、実施例１のスイッチング回路では、モニタダイオード７４のアノードの電位（すなわち、モニタ端子Ｍの電位Ｖｍ）に応じてＩＧＢＴ３６ａのゲート電位Ｖｇを制御することで、ＩＧＢＴ３６ａを過電流から保護することができる。また、実施例１のスイッチング回路では、通常動作においてＩＧＢＴ３６ａをターンオフさせるときに、回生電流Ｉｒが流れることでノイズＮが抑制される。したがって、高いノイズがゲート駆動ＩＣ４０に印加されることを防止することができる。また、実施例１のスイッチング回路では、回生電流Ｉｒによって平滑化コンデンサ７０が充電される。したがって、スイッチング回路で生じる損失が抑制される。 As described above, in the switching circuit according to the first embodiment, the IGBT 36a is controlled by controlling the gate potential Vg of the IGBT 36a according to the potential of the anode of the monitor diode 74 (that is, the potential Vm of the monitor terminal M). Can be protected from. In the switching circuit of the first embodiment, when the IGBT 36a is turned off in the normal operation, the regenerative current Ir flows to suppress the noise N. Therefore, high noise can be prevented from being applied to the gate drive IC 40. In the switching circuit of the first embodiment, the smoothing capacitor 70 is charged by the regenerative current Ir. Therefore, the loss generated in the switching circuit is suppressed.

なお、回生電流Ｉｒによって平滑化コンデンサ７０が充電されるので、電源装置５０によって平滑化コンデンサ７０に供給する電力を低減することができる。このため、絶縁トランス６０に流れる電流を少なくすることができ、絶縁トランス６０のサイズを小型化することができる。絶縁トランス６０のサイズは他の電子部品に比べて大きいので、絶縁トランス６０を小型化することでスイッチング回路を効果的に小型化することができる。特に、図２に示すように、ＩＧＢＴ３６ａ毎に絶縁トランス６０（二次コイル６０ｂ）が設けられているので、絶縁トランス６０を小型化することで、スイッチング回路を大幅に小型化することができる。 Since the smoothing capacitor 70 is charged by the regenerative current Ir, the power supplied to the smoothing capacitor 70 by the power supply device 50 can be reduced. For this reason, the electric current which flows into the insulation transformer 60 can be decreased, and the size of the insulation transformer 60 can be reduced. Since the size of the insulating transformer 60 is larger than that of other electronic components, the switching circuit can be effectively downsized by reducing the size of the insulating transformer 60. In particular, as shown in FIG. 2, since the insulation transformer 60 (secondary coil 60 b) is provided for each IGBT 36 a, the switching circuit can be greatly downsized by reducing the size of the insulation transformer 60.

図５は、実施例２のスイッチング回路を示している。実施例２のスイッチング回路は、モニタダイオード７４に対して並列に接続されたモニタコンデンサ９０を有する。実施例２のスイッチング回路のその他の構成は、実施例１のスイッチング回路の構成と等しい。モニタコンデンサ９０の一方の端子は、モニタダイオード７４のカソード（すなわち、ＩＧＢＴ３６ａのコレクタ）に接続されている。モニタコンデンサ９０の他方の端子は、モニタダイオード７４のアノードに接続されている。 FIG. 5 shows a switching circuit according to the second embodiment. The switching circuit of the second embodiment includes a monitor capacitor 90 connected in parallel to the monitor diode 74. The other configuration of the switching circuit of the second embodiment is the same as that of the switching circuit of the first embodiment. One terminal of the monitor capacitor 90 is connected to the cathode of the monitor diode 74 (that is, the collector of the IGBT 36a). The other terminal of the monitor capacitor 90 is connected to the anode of the monitor diode 74.

実施例２のスイッチング回路では、モニタダイオード７４のアノードとカソードの間に、モニタダイオード７４の寄生容量に加えて、モニタコンデンサ９０の容量が存在する。このため、ＩＧＢＴ３６ａがターンオフするときに、図５に示すように、より高い回生電流Ｉｒを生じさせることができる。このため、より効率的に平滑化コンデンサ７０を充電することができる。 In the switching circuit of the second embodiment, the capacitance of the monitor capacitor 90 exists between the anode and the cathode of the monitor diode 74 in addition to the parasitic capacitance of the monitor diode 74. Therefore, when the IGBT 36a is turned off, a higher regenerative current Ir can be generated as shown in FIG. For this reason, the smoothing capacitor 70 can be charged more efficiently.

図６は、実施例３のスイッチング回路を示している。実施例３のスイッチング回路は、回生ダイオード７６に代えて、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２を有している。また、実施例３のスイッチング回路は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９４と抵抗９６を有している。実施例３のスイッチング回路のその他の構成は、実施例１のスイッチング回路の構成と等しい。 FIG. 6 shows a switching circuit of the third embodiment. The switching circuit according to the third embodiment includes a p-channel MOSFET 92 instead of the regenerative diode 76. The switching circuit of the third embodiment includes an n-channel MOSFET 94 and a resistor 96. The other configuration of the switching circuit of the third embodiment is the same as that of the switching circuit of the first embodiment.

ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２のソースは、平滑化コンデンサ７０の高電位端子７０ａ（すなわち、正極電源端子Ｔ１）に接続されている。ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２のドレインは、モニタダイオード７４のアノード（すなわち、モニタ端子Ｍ）に接続されている。ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２は、ｐ型ソース領域、ｎ型ボディ領域、及びｐ型ドレイン領域の少なくとも３つの半導体領域を有する素子であり、ゲート電極に所定電圧を印加することでソース領域とドレイン領域間が導通するスイッチング素子である。ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２のソース（ソース電極）は、ｐ型ソース領域とｎ型ボディ領域に接続されている。ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２のドレイン（ドレイン電極）は、ｐ型ドレイン領域に接続されており、ｎ型ボディ領域には接続されていない。したがって、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２のソースとドレインの間に、ｎ型ボディ領域とｐ型ドレイン領域とによって構成される寄生ダイオードが形成されている。ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２のソースは寄生ダイオードのカソードとしても機能し、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２のドレインは寄生ダイオードのアノードとしても機能する。ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２のゲートは、ゲート駆動ＩＣ４０に接続されている。ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２のゲートの電位は、ゲート駆動ＩＣ４０によって制御される。 The source of the p-channel MOSFET 92 is connected to the high potential terminal 70a (that is, the positive power supply terminal T1) of the smoothing capacitor 70. The drain of the p-channel MOSFET 92 is connected to the anode of the monitor diode 74 (that is, the monitor terminal M). The p-channel MOSFET 92 is an element having at least three semiconductor regions, a p-type source region, an n-type body region, and a p-type drain region. By applying a predetermined voltage to the gate electrode, the source region and the drain region are electrically connected. Switching element. The source (source electrode) of the p-channel MOSFET 92 is connected to the p-type source region and the n-type body region. The drain (drain electrode) of the p-channel MOSFET 92 is connected to the p-type drain region and is not connected to the n-type body region. Therefore, a parasitic diode composed of an n-type body region and a p-type drain region is formed between the source and drain of the p-channel MOSFET 92. The source of the p-channel MOSFET 92 also functions as the cathode of the parasitic diode, and the drain of the p-channel MOSFET 92 also functions as the anode of the parasitic diode. The gate of the p-channel MOSFET 92 is connected to the gate drive IC 40. The gate potential of the p-channel MOSFET 92 is controlled by the gate drive IC 40.

ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９４と抵抗９６は、モニタダイオード７４のアノードと基準電位ＧＮＤ２の間に直列に接続されている。ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９４のドレインは、モニタダイオード７４のアノード（すなわち、モニタ端子Ｍ）に接続されている。ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９４のソースは、抵抗９６の一端に接続されている。抵抗９６の他端は、基準電位ＧＮＤ２が印加されている端子に接続されている。ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９４のゲートは、ゲート駆動ＩＣ４０に接続されている。ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９４のゲートの電位は、ゲート駆動ＩＣ４０によって制御される。 The n-channel MOSFET 94 and the resistor 96 are connected in series between the anode of the monitor diode 74 and the reference potential GND2. The drain of the n-channel MOSFET 94 is connected to the anode (that is, the monitor terminal M) of the monitor diode 74. The source of the n-channel MOSFET 94 is connected to one end of the resistor 96. The other end of the resistor 96 is connected to a terminal to which a reference potential GND2 is applied. The gate of the n-channel MOSFET 94 is connected to the gate drive IC 40. The gate potential of the n-channel MOSFET 94 is controlled by the gate drive IC 40.

ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２がオフしていると、そのソースからそのドレインに向かう方向においてはｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２に電流は流れない。他方、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２がオフしていても、寄生ダイオードが存在するため、そのドレインからそのソースに向かう方向（すなわち、モニタ端子Ｍから正極電源端子Ｔ１に向かう方向）にはｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２に電流が流れる。すなわち、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２がオフしている状態においては、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２は実質的に回生ダイオードとして機能する。平滑化コンデンサ７０が過度に充電されている場合を除いて、ゲート駆動ＩＣ４０は、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２とｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９４をオフ状態に制御する。したがって、上述した実施例１のスイッチング回路と同様に、実施例３のスイッチング回路は、回生電流によってノイズＮを抑制することができるとともに、回生電流によって平滑化コンデンサ７０を充電することができる。また、ＩＧＢＴ３６ａを過電流から保護することができる。 When the p-channel MOSFET 92 is off, no current flows through the p-channel MOSFET 92 in the direction from the source to the drain. On the other hand, even if the p-channel MOSFET 92 is turned off, a parasitic diode exists, so that a current flows in the p-channel MOSFET 92 in the direction from the drain to the source (that is, the direction from the monitor terminal M to the positive power supply terminal T1). Flowing. That is, when the p-channel MOSFET 92 is off, the p-channel MOSFET 92 substantially functions as a regenerative diode. Except when the smoothing capacitor 70 is excessively charged, the gate drive IC 40 controls the p-channel MOSFET 92 and the n-channel MOSFET 94 to the off state. Therefore, like the switching circuit of the first embodiment described above, the switching circuit of the third embodiment can suppress the noise N by the regenerative current and can charge the smoothing capacitor 70 by the regenerative current. Further, the IGBT 36a can be protected from overcurrent.

回生電流によって平滑化コンデンサ７０が過度に充電される場合がある。すると、平滑化コンデンサ７０の高電位端子７０ａの電位（すなわち、正極電源端子Ｔ１の電位）が高くなる。ゲート駆動ＩＣ４０は、正極電源端子Ｔ１の電位が所定値よりも高くなると、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２とｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９４をオンさせる。すると、図６に示すように、平滑化コンデンサ７０から、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９４及び抵抗９６を介して基準電位ＧＮＤ２に向かって電流Ｉｄ１が流れる。これによって、平滑化コンデンサ７０が放電される。また、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９４をオンさせると、ＩＧＢＴ３６ａのターンオフ時に回生電流が流れず、代わりに図６に示す電流Ｉｄ２が流れる。このため、回生電流による平滑化コンデンサ７０の充電が停止される。電流Ｉｄ２が流れることで、ノイズＮが抑制される。このように、実施例３のスイッチング回路では、平滑化コンデンサ７０が過度に充電された場合に、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９４をオンさせることで回生電流を停止（すなわち、平滑化コンデンサ７０の充電を停止）するとともに、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２をオンさせることで平滑化コンデンサ７０を放電させる。これによって、ゲート駆動ＩＣ４０に過度に高い電源電圧が印加されることを防止することができる。ゲート駆動ＩＣ４０は、正極電源端子Ｔ１の電位が適正値まで低下したら、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２とｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９４をオフさせて、回生電流が流れる動作を再開する。 The smoothing capacitor 70 may be excessively charged by the regenerative current. Then, the potential of the high potential terminal 70a of the smoothing capacitor 70 (that is, the potential of the positive power supply terminal T1) increases. The gate drive IC 40 turns on the p-channel MOSFET 92 and the n-channel MOSFET 94 when the potential of the positive power supply terminal T1 becomes higher than a predetermined value. Then, as shown in FIG. 6, a current Id1 flows from the smoothing capacitor 70 to the reference potential GND2 through the p-channel MOSFET 92, the n-channel MOSFET 94, and the resistor 96. As a result, the smoothing capacitor 70 is discharged. Further, when the n-channel MOSFET 94 is turned on, the regenerative current does not flow when the IGBT 36a is turned off, and the current Id2 shown in FIG. 6 flows instead. For this reason, charging of the smoothing capacitor 70 by the regenerative current is stopped. When the current Id2 flows, the noise N is suppressed. As described above, in the switching circuit according to the third embodiment, when the smoothing capacitor 70 is excessively charged, the regenerative current is stopped by turning on the n-channel MOSFET 94 (that is, the charging of the smoothing capacitor 70 is stopped). At the same time, the smoothing capacitor 70 is discharged by turning on the p-channel MOSFET 92. This can prevent an excessively high power supply voltage from being applied to the gate drive IC 40. When the potential of the positive power supply terminal T1 drops to an appropriate value, the gate drive IC 40 turns off the p-channel MOSFET 92 and the n-channel MOSFET 94 and resumes the operation in which the regenerative current flows.

なお、上述した実施例３のスイッチング回路において、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９４及び抵抗９６に代えて、別の放電経路を使用してもよい。 In the switching circuit of the third embodiment described above, another discharge path may be used instead of the n-channel MOSFET 94 and the resistor 96.

また、上述した実施例３のスイッチング回路において、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９２を実施例１、２の回生ダイオード７６に置き換えてもよい。この場合でも、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９４をオンさせることで、回生電流を停止させることができる。過度に充電された平滑化コンデンサ７０の電荷はゲート駆動ＩＣ４０で消費されるので、回生電流を停止させるだけでも、正極電源端子Ｔ１の電位を適正値まで緩やかに低下させることができる。 In the switching circuit of the third embodiment described above, the p-channel MOSFET 92 may be replaced with the regenerative diode 76 of the first and second embodiments. Even in this case, the regenerative current can be stopped by turning on the n-channel MOSFET 94. Since the excessively charged electric charge of the smoothing capacitor 70 is consumed by the gate drive IC 40, the potential of the positive power supply terminal T1 can be gradually lowered to an appropriate value just by stopping the regenerative current.

図７に示す実施例４のスイッチング回路は、ゲート駆動ＩＣ４０の内部に上述した特許文献２と同様の回路が設けられている。ゲート駆動ＩＣ４０の内部には、電位ＶＢが印加されている端子、抵抗１２４、コンパレータ１２２、閾値電圧生成部１２３、判定部１３１及び駆動部１２７を有している。この構成によれば、ＩＧＢＴ３６ａがオフしているか否か、及び、ＩＧＢＴ３６ａに並列に接続されているダイオード３６ｂ（フリーホイーリングダイオード）がオンしているか否か等に応じて、ＩＧＢＴ３６ａを制御することができる。また、実施例４の構成でも、ノイズＮを抑制できるとともに、回生電流によって平滑化コンデンサ７０を充電することができる。 In the switching circuit according to the fourth embodiment shown in FIG. 7, a circuit similar to that of Patent Document 2 described above is provided inside the gate drive IC 40. The gate drive IC 40 includes a terminal to which the potential VB is applied, a resistor 124, a comparator 122, a threshold voltage generation unit 123, a determination unit 131, and a drive unit 127. According to this configuration, the IGBT 36a is controlled depending on whether or not the IGBT 36a is turned off and whether or not the diode 36b (freewheeling diode) connected in parallel to the IGBT 36a is turned on. Can do. In the configuration of the fourth embodiment, the noise N can be suppressed and the smoothing capacitor 70 can be charged by the regenerative current.

また、上述した実施例１〜４の構成を組み合わせてもよい。また、実施例１〜４において、ＩＧＢＴ３６ａの代わりに、他のゲート型のスイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ等）を用いてもよい。また、上述した実施例１〜３では、抵抗７９の一端（モニタダイオード７４のアノードと反対側の端部）が正極電源端子Ｔ１（すなわち、電源装置５０の出力電圧（約１８Ｖ）が印加される端子）に接続されていた。しかしながら、抵抗７９の上記一端は、モニタダイオード７４の順方向電圧降下より高く、かつ、オフ期間Ｔｏｆｆ中におけるＩＧＢＴ３６ａのコレクタの電位Ｖｃｅよりも低い電位であれば、どのような電位に接続されていてもよい。このような電位に抵抗７９の上記一端が接続されていれば、モニタダイオード７４は上述した実施例と同様に動作することができる。 Moreover, you may combine the structure of Examples 1-4 mentioned above. In the first to fourth embodiments, other gate type switching elements (for example, MOSFETs) may be used instead of the IGBT 36a. In the first to third embodiments described above, one end of the resistor 79 (the end opposite to the anode of the monitor diode 74) is applied with the positive power supply terminal T1 (that is, the output voltage (about 18V) of the power supply device 50). Terminal). However, the one end of the resistor 79 is connected to any potential as long as it is higher than the forward voltage drop of the monitor diode 74 and lower than the potential Vce of the collector of the IGBT 36a during the off period Toff. Also good. If the one end of the resistor 79 is connected to such a potential, the monitor diode 74 can operate in the same manner as in the above-described embodiment.

上述した実施例の構成要素と請求項の構成要素との関係について以下に説明する。実施例１〜４のゲート駆動ＩＣ４０は、請求項の「ゲート駆動回路」の一例である。実施例１〜４の電源装置５０は、請求項の「電源」の一例である。実施例１〜４の平滑化コンデンサ７０の高電位端子７０ａは、請求項の「平滑化コンデンサの正極電源端子側の端子」の一例である。実施例１〜４のＩＧＢＴ３６ａのコレクタは、請求項の「高電位側主端子」の一例である。実施例３の抵抗９６に接続されている基準電位ＧＮＤ２が印加されている端子は、請求項の「低電位端子」の一例である。実施例３のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９６は、請求項の「制御スイッチング素子」の一例である。 The relationship between the component of the Example mentioned above and the component of a claim is demonstrated below. The gate drive IC 40 according to the first to fourth embodiments is an example of the “gate drive circuit” in the claims. The power supply device 50 according to the first to fourth embodiments is an example of the “power supply” in the claims. The high potential terminal 70a of the smoothing capacitor 70 according to the first to fourth embodiments is an example of the “terminal on the positive power supply terminal side of the smoothing capacitor” in the claims. The collector of the IGBT 36a according to the first to fourth embodiments is an example of the “high potential side main terminal” in the claims. The terminal to which the reference potential GND2 connected to the resistor 96 of the third embodiment is applied is an example of the “low potential terminal” in the claims. The n-channel MOSFET 96 of Example 3 is an example of the “control switching element” in the claims.

本明細書が開示する技術要素について、以下に列記する。なお、以下の各技術要素は、それぞれ独立して有用なものである。 The technical elements disclosed in this specification are listed below. The following technical elements are each independently useful.

本明細書が開示する一例の構成では、モニタダイオードに対して並列に接続されているモニタコンデンサをさらに有していてもよい。 The configuration of an example disclosed in the present specification may further include a monitor capacitor connected in parallel to the monitor diode.

この構成によれば、回生ダイオードにより大きい電流を流すことができ、平滑化コンデンサをより効率的に充電することができる。 According to this configuration, a larger current can flow through the regenerative diode, and the smoothing capacitor can be charged more efficiently.

本明細書が開示する一例の構成では、ドレインがモニタダイオードのアノードに接続されており、ソースが平滑化コンデンサの正極電源端子側の端子に接続されているｐチャネルＭＯＳＦＥＴをさらに備えていてもよい。この場合、回生ダイオードが、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードであってもよい。 The configuration of an example disclosed in the present specification may further include a p-channel MOSFET in which the drain is connected to the anode of the monitor diode and the source is connected to the positive power supply terminal side terminal of the smoothing capacitor. . In this case, the regenerative diode may be a parasitic diode of a p-channel MOSFET.

なお、本明細書では、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴの一対の主電極のうち、寄生ダイオードのカソードに接続されている方をソースといい、他方をドレインという。 In this specification, of the pair of main electrodes of the p-channel MOSFET, the one connected to the cathode of the parasitic diode is referred to as the source, and the other is referred to as the drain.

この構成によれば、平滑化コンデンサの電圧が過度に高くなったときに、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴをオンさせることで、平滑化コンデンサを放電させてその電圧を低下させることができる。 According to this configuration, when the voltage of the smoothing capacitor becomes excessively high, by turning on the p-channel MOSFET, the smoothing capacitor can be discharged and the voltage can be lowered.

本明細書が開示する一例の構成では、スイッチング回路が、正極電源端子よりも低い電位が印加される低電位端子と、モニタダイオードのアノードと低電位端子との間に接続されている制御スイッチング素子をさらに備えていてもよい。 In an example configuration disclosed in this specification, a switching circuit includes a low potential terminal to which a potential lower than that of a positive power supply terminal is applied, and a control switching element connected between an anode and a low potential terminal of a monitor diode. May be further provided.

この構成によれば、平滑化コンデンサの電圧が過度に高くなったときに、制御スイッチング素子をオンさせることで、回生ダイオードに電流が流れることを防止することができる。これによって、平滑化コンデンサがさらに充電されることを防止することができる。 According to this configuration, when the voltage of the smoothing capacitor becomes excessively high, it is possible to prevent the current from flowing through the regenerative diode by turning on the control switching element. This can prevent the smoothing capacitor from being charged further.

本明細書が開示する一例の構成では、電源が一次コイルと二次コイルを有するトランスを備えており、二次コイルが正極電源端子と負極電源端子の間に接続されていてもよい。 In an example configuration disclosed in the present specification, the power source includes a transformer having a primary coil and a secondary coil, and the secondary coil may be connected between the positive power source terminal and the negative power source terminal.

この構成では、トランスの一次コイルから二次コイルに電力が供給され、二次コイルに供給された電力によって平滑化コンデンサが充電される。回生ダイオードによっても平滑化コンデンサが充電されるので、一次コイルから二次コイルに供給する電力を小さくすることが可能であり、トランスを小型化することができる。トランスのサイズは他の電子部品に比べて大きい場合が多いので、トランスを小型化することによって、スイッチング回路全体を効果的に小型化することができる。 In this configuration, power is supplied from the primary coil of the transformer to the secondary coil, and the smoothing capacitor is charged by the power supplied to the secondary coil. Since the smoothing capacitor is also charged by the regenerative diode, the power supplied from the primary coil to the secondary coil can be reduced, and the transformer can be downsized. Since the size of the transformer is often larger than that of other electronic components, the entire switching circuit can be effectively downsized by downsizing the transformer.

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例をさまざまに変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組み合わせによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。 Specific examples of the present invention have been described in detail above, but these are merely examples and do not limit the scope of the claims. The technology described in the claims includes various modifications and changes of the specific examples illustrated above. The technical elements described in this specification or the drawings exhibit technical usefulness alone or in various combinations, and are not limited to the combinations described in the claims at the time of filing. In addition, the technology illustrated in the present specification or the drawings achieves a plurality of objects at the same time, and has technical utility by achieving one of the objects.

１０：モータ駆動回路
１２：バッテリ
１４：モータ
１６：モータ
２０：コンバータ回路
２１：第１インバータ回路
２２：第２インバータ回路
４２：抵抗
５０：電源装置
５０ａ：一次回路
５０ｂ：二次回路
５２：直流電源
５４：ＭＯＳＦＥＴ
５６：制御装置
６０：絶縁トランス
６０ａ：一次コイル
６０ｂ：二次コイル
７０：平滑化コンデンサ
７２：ダイオード
７４：モニタダイオード
７６：回生ダイオード
９０：モニタコンデンサ DESCRIPTION OF SYMBOLS 10: Motor drive circuit 12: Battery 14: Motor 16: Motor 20: Converter circuit 21: 1st inverter circuit 22: 2nd inverter circuit 42: Resistance 50: Power supply device 50a: Primary circuit 50b: Secondary circuit 52: DC power supply 54: MOSFET
56: Control device 60: Insulation transformer 60a: Primary coil 60b: Secondary coil 70: Smoothing capacitor 72: Diode 74: Monitor diode 76: Regenerative diode 90: Monitor capacitor

Claims

A gate-type switching element;
A gate drive circuit for controlling the gate potential of the switching element;
A power supply for applying a voltage between a positive power supply terminal and a negative power supply terminal of the gate drive circuit;
A smoothing capacitor connected between the positive power supply terminal and the negative power supply terminal;
A monitor diode having a cathode connected to the high potential side main terminal of the switching element and an anode connected to a monitor terminal of the gate drive circuit;
A regenerative diode having an anode connected to the anode of the monitor diode and a cathode connected to a terminal of the smoothing capacitor on the positive power supply terminal side;
With
A switching circuit in which the gate driving circuit controls the potential of the gate based on the potential of the monitor terminal.

The switching circuit according to claim 1, further comprising a monitor capacitor connected in parallel to the monitor diode.

A p-channel MOSFET having a drain connected to the anode of the monitor diode and a source connected to the terminal of the smoothing capacitor on the positive power supply terminal side;
The switching circuit according to claim 1 or 2, wherein the regenerative diode is a parasitic diode of the p-channel MOSFET.

A low potential terminal to which a lower potential than the positive power supply terminal is applied;
A control switching element connected between the anode of the monitor diode and the low potential terminal;
The switching circuit according to claim 1, further comprising:

The power source includes a transformer having a primary coil and a secondary coil;
The switching circuit according to claim 1, wherein the secondary coil is connected between the positive power supply terminal and the negative power supply terminal.