JP2017508437A - 共振コンバータにおける適応型同期スイッチング - Google Patents

Abstract

共振コンバータの一実施形態は、入力電圧が印加されると電気共振を生じるように構成された誘導性素子および容量性素子を有する共振回路と、共振回路の少なくとも一部分と共振コンバータの出力との間に接続された同期整流器とを備える。同期整流器は、ダイオードと、電気スイッチとを含む。ダイオードにかかる電圧が実質的に存在せず、ダイオードの電流の流れが陽極から陰極の方向において正であるとき、電気スイッチがオンになるように電気スイッチを動作するように制御回路が構成される。

Description

[0001]パワーエレクトロニクスは、さまざまな応用に広く利用されている。例えば、交流から直流への変換、ある電圧レベルから別の電圧レベルへの変換または何らかの他の方法での変換など電気エネルギーの形態を変換するために、パワー電子回路を有するパワーアダプタが一般に使用されている。このような装置は、ミリワットレベルの移動体装置から数百メガワットレベルの高電圧送電システムまで広範囲の電力レベルで動作しうる。パワーエレクトロニクス変換システムは進歩を遂げてはいるが、高い効率の達成ならびにパワーエレクトロニクス装置やその応用のサイズ、重量および複雑性の向上を図るために、高度なシステムのアーキテクチャやその動作方法のための技術が必要とされている。

[0002]本発明は、一般に、パワーエレクトロニクスコンバータに関する。特に、本発明は、共振コンバータおよび適応制御回路に関する。実施形態において利用されてもよい技術として、（１）共振回路一次スイッチでの同期スイッチングと、（２）出力同期整流器駆動回路での同期スイッチングと、（３）軽負荷から重負荷までの条件下でのゼロ電圧スイッチングを維持するように「バーストモード」での共振コンバータの動作と、（４）コンポーネントの電力損失の増大や電力変換器の効率低下を招くおそれのある不要なエネルギークランプを最小限に抑えるためのアクティブ電圧クランプとを含むさまざまな技術がある。

[0003]本開示による共振コンバータの一実施形態は、入力電圧が印加されると電気共振を生じるように構成された誘導性素子および容量性素子を有する共振回路と、共振回路の少なくとも一部分と共振コンバータの出力との間に接続された同期整流器とを含む。同期整流器は、ダイオードと、電気スイッチとを含む。ダイオードにかかる電圧が実質的に存在せず、ダイオードの電流の流れが陽極から陰極の方向において正であるとき、電気スイッチがオンになるように電気スイッチを動作するように制御回路が構成される。

[0004]本開示による電力変換方法の一実施形態は、誘導性素子および容量性素子を有する共振回路を備える共振コンバータを、前記共振回路に入力電圧が印加されると電気共振を生じるように設けることを含む。この電力変換方法は、前記共振回路の少なくとも一部分と前記共振コンバータの出力との間に接続された同期整流器を用いて、共振コンバータの出力電圧を整流することをさらに含む。同期整流器は、ダイオードと、電気スイッチとを含む。また、この電力変換方法は、ダイオードにかかる電圧が実質的に存在せず、ダイオードの電流の流れが陽極から陰極の方向において正であるとき、電気スイッチがオンになるように電気スイッチを動作させることを含む。

[0005]共振コンバータの別の実施形態は、入力電圧が印加されると電気共振を生じるように構成された誘導性素子および容量性素子を有する共振回路と、第１の同期整流器および第２の同期整流器とを含む。第１の同期整流器および第２の同期整流器は、ダイオードと、ダイオードと並列に配置された電気スイッチとをそれぞれ含む。第１の同期整流器および第２の同期整流器のそれぞれについて、ダイオードの電流の流れが陽極から陰極の方向において正であるとき、電気スイッチがオンになるように第１の同期整流器および第２の同期整流器を動作させるように制御回路が構成される。

[0006]本開示による非絶縁型共振コンバータの一実施形態は、入力電圧が印加されると電気共振を生じるように構成された誘導性素子および容量性素子を有する共振回路を含む。非絶縁型共振コンバータは、共振回路の電流を流すように共振回路に接続された第１の電気スイッチと、共振回路に接続され、第１の電気スイッチにかかる電圧が実質的に存在しないときを判定するように構成された電圧モニタ回路と、電圧モニタ回路から入力を受け、第１の電気スイッチを動作させるように構成された制御回路とをさらに含む。制御回路は、第１の電気スイッチにかかる電圧が実質的に存在しないことが検出されると、第１の電気スイッチをオンにするように構成される。

[0007]本開示による電力変換方法の一実施形態は、誘導性素子および容量性素子を有する共振回路を備える共振コンバータを、前記共振回路に入力電圧が印加されると電気共振を生じるように設けることを含む。この電力変換方法は、共振回路に接続された電気スイッチにかかる電圧が実質的に存在しないときを判定するために電圧モニタ回路を使用し、電気スイッチにかかる電圧が実質的に存在しないことが検出されると、前記電気スイッチがオンにされるように前記電気スイッチを動作させることをさらに含む。

[0008]本開示による共振コンバータの一実施形態は、入力電圧を受けるように構成され、変圧器の一次巻線と直列接続された第１の電気スイッチを備える入力段と、出力電圧を供給するように構成され、入力電圧が印加されると前記電気共振が生じうるように変圧器の二次巻線に接続された容量性素子を備える出力段とを含む。共振コンバータは、第１の電気スイッチに接続され、第１の電気スイッチにかかる電圧が実質的に存在しないときを判定するように構成された電圧モニタ回路と、電圧モニタ回路から入力を受け、第１の電気スイッチを動作させるように構成された制御回路とをさらに含む。制御回路は、第１の電気スイッチにかかる電圧が実質的に存在しないことが検出されると、第１の電気スイッチをオンにするように構成される。

[0009]本発明により、従来技術より多くの利点が得られる。本開示において提供する方法により、交流直流変換器は、軽負荷から重負荷まで所望の出力パワーレベルを維持しながら効率的に動作することができるようになる。また、高効率が得られることにより、パワーシステムの熱要件が軽減され、出力密度が著しく高くなる。さらに、開示された技術は、高電圧および／または高周波数で動作する場合、スイッチング要素の完全性の維持に役立ちうる。開示された技術は、絶縁型および非絶縁型の両方の共振コンバータに適用することができる。本発明の上記および他の実施形態については、本発明の利点および特徴とともに、以下の記載および添付の図面を参照しながら詳細に説明される。

一実施形態による非絶縁型共振コンバータを示す概略図である。 図１の非絶縁型共振コンバータのＶ_Ｓ、Ｉ_Ｓ１およびＤｒｉｖｅ １の波形の図である。 制御回路への通知に使用されうるフィードバックのタイプを示す概略図である。 制御回路への通知に使用されうるフィードバックのタイプを示す概略図である。 一実施形態によるバーストモードを示すＶ_ＳおよびＤｒｉｖｅ １の波形を示す。 一実施形態によるバーストモードを示すＶＳおよびＤｒｉｖｅ １の波形を示す。 Ｄｒｉｖｅ １が出力電力を低減するためにＴ_ＯＮを低減させる様子と、これによりＶ_Ｓをゼロに戻すように駆動する電流が不十分になりうる様子を示す波形を示す。 一実施形態による絶縁型共振コンバータを示す概略図である。 一実施形態による、漏れインダクタンスを生じうる変圧器の簡易図である。 絶縁型共振コンバータの出力段の実施形態を示す概略図である。 絶縁型共振コンバータの出力段の実施形態を示す概略図である。 絶縁型共振コンバータの出力段の実施形態を示す概略図である。 絶縁型共振コンバータの出力段の実施形態を示す概略図である。 前述した図に示すもののような同期整流器を駆動するための回路の実施形態を示す概略図である。 前述した図に示すもののような同期整流器を駆動するための回路の実施形態を示す概略図である。 前述した図に示すもののような同期整流器を駆動するための回路の実施形態を示す概略図である。 電力変換方法の実施形態を示す流れ図である。 電力変換方法の実施形態を示す流れ図である。 一実施形態による、Ｓ_１制御を行うための例示的な制御回路を示す概略図である。 アクティブクランプ回路の実施形態を示す概略図である。 アクティブクランプ回路の実施形態を示す概略図である。 アクティブクランプ回路の実施形態を示す概略図である。 別の実施形態におけるアクティブクランプの使用を示す概略図である。

[0024]添付の図面において、同様の構成要素および／または特徴には同じ参照符号を付与しているものもある。また、同じタイプのさまざまな構成要素は、同様の構成要素間を区別するダッシュやさらなる符号を参照符号の後につけて区別しているものもある。本明細書において最初の参照符号しか使用されていなければ、さらなる参照符号の有無にかかわらず、同一の最初の参照符号を有する同様の構成要素のいずれにも本記載を適用することができる。

[0025]本発明は、一般に、パワーエレクトロニクスコンバータに関する。特に、本発明は、適応共振コンバータおよび対応する制御回路に関する。開示された実施形態は、無負荷から重負荷までの範囲にわたって非常に高い効率を保ちながら、内部変化および外部変化に適応し、さまざまな線路パラメータ、負荷パラメータ、環境パラメータおよび構成要素パラメータの状況下で動作する機能を有する。このような電力変換器は、例えば、ラップトップコンピュータ、ＵＳＢ電源装置などの電力密度が非常に高い種々の電子装置の任意のものに電力を供給する交流直流電力変換器において利用されうる。本明細書において詳述する技術は、絶縁型および非絶縁型の両方の共振コンバータに適用することができる。

[0026]特に、以下に開示される実施形態では、４つの方法および技術が適用される。１）共振回路一次スイッチにおいて同期スイッチング技術が使用される。ゼロ電圧スイッチングを利用することによって、本発明の実施形態は、スイッチング損失を大幅に低減させることができる。２）出力同期整流器駆動回路においても同期スイッチング技術が使用される。制御回路は、このような効率的なスイッチングを実現可能にするために、一次回路および／または二次回路の特定のスイッチにかかる電圧および／または電流をモニタしてもよい。３）実施形態は、軽負荷条件から重負荷条件下でのゼロ電圧スイッチングを維持するために、「バーストモード」で共振コンバータを動作させることを含んでもよい。この機能は、線路および負荷の変動、さらに環境パラメータおよび／または構成要素パラメータの変化を補償するように自動調節される。さらに、「バーストモード」機能は、応用に順応し優れた効率を保つためにユーザによるプログラムが可能なものでありうる。４）コンポーネントの電力損失の増大や電力変換器の効率低下を招く不要なエネルギークランプを最小限に抑えるために、アクティブ電圧クランプ回路が使用される。これは、特に、共振コンバータの絶縁変圧器が、統合や部品数の削減のために高い漏れインダクタンスで意図的に設計されている場合である。一次共振インダクタンス（Ｌｐ）と変圧器漏れインダクタンス（ＬｌＫ）との関係は、１：１の変圧比Ｌｐ＝Ｌｌｋの場合、以下で表される。

（数１） Ｌｐ＝（Ｌｌｋ．Ｎｐ^２）／Ｎｓ^２ （１）

漏れインダクタンスは、一次回路から二次回路への最大出力伝達のために選択される。

[0027]特に高周波共振コンバータにおける出力段のループインダクタンスおよびスイッチング損失を著しく低減させるために、高度化された高密度パワーエレクトロニクスパッケージングが適用されうる。パワースイッチング配線技術は、センシング、熱管理およびＥＭＩ閉じ込めにおける利点を有しうる。一体型プロセスフローにより作製された一体型の構造の代わりに、組立型の構造が用いられてもよい。

[0028]また、開示される技術の一部またはすべてが、共振コンバータを供給する力率改善（ＰＦＣ：Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）またはアクティブ整流回路に適用されうる。

[0029]以下、上記において参照した回路および技術について説明する。
（同期スイッチング）

[0030]制御回路は、同期ゼロ電圧スイッチングを可能にするように、回路スイッチにかかる電圧および／または電流をモニタしてもよい。電圧または電流の検知方法には多くの異なるものがある。実施形態は、電圧または電流の検知が達成される特定の方法に特化したものではない。例えば、電流は、ホール効果センサ、絶縁用の能動回路を備えたものか、または備えていない精密抵抗器または変流器によって測定することもできる。一次電流の検知のみでは、スイッチング目的のための出力共振電流を良好に表しているとはいえない場合がある。一次電流と二次電流との間には、負荷、温度およびコンポーネントパラメータの変化とともに変動しうる著しい位相ずれがある。
場合によっては、絶縁型および非絶縁型の共振回路において、共振電流をモニタして２つ以上のスイッチを流れる電流を予測するために、１つの電流センサを利用することもできる。特定のスイッチの最良のターンオン時間を決定するために、所望の電圧・電流フィードバックが制御に利用されてもよい。

[0031]図１は、一実施形態による非絶縁型共振コンバータ１００を示す概略図である。図１に示す実施形態および本明細書における他の記載は、非限定的な例として与えられている。当業者であれば、本明細書に提示するコンポーネントのさまざまな変形例、修正例および代替例を認識するであろう。

[0032]図１において、非絶縁型共振コンバータ１００は、交流、直流または整流交流電圧源であってもよい入力電圧Ｖ_ＩＮを有し、入力電圧Ｖ_ＩＮより大きい電圧でありうる出力電圧Ｖ_Ｏを供給するように構成される。非絶縁型共振コンバータ１００の動作は、電子スイッチＳ_１を電力要求に見合うように調整して非絶縁型共振コンバータ１００を自己適応させるように電子スイッチＳ_１を駆動するＤｒｉｖｅ １の動作によって一部決定される。誘導性素子Ｌ_ＢおよびＬ_Ｒならびに容量性素子Ｃ_ＰおよびＣ_Ｒは、非絶縁型共振コンバータ１００における電気共振を可能にする。Ｃ_Ｐは、ノードＶの集中回路容量であり、半導体スイッチＳ_１の寄生容量、Ｌ_Ｂ、Ｌ_Ｒに関連する容量など当該ノードにおける任意の電気的に接続された任意の他の漂遊容量およびＬ_Ｒ、Ｃ_Ｒ回路網の回路負荷を含むこともある。出力での同期整流は、スイッチＳ_ＲおよびダイオードＤ_Ｂによって与えられ、出力電力が負荷抵抗Ｒ_Ｌに供給される。以下、同期整流およびＤｒｉｖｅ ２についてさらに詳細に説明する。

[0033]非絶縁型共振コンバータ１００が高スイッチング周波数で高出力応用において動作できるように、特殊化されたコンポーネントが利用されうる。例えば、いくつかの実施形態において、スイッチに利用するトランジスタおよびダイオードは、ＧａＮまたは炭化ケイ素（ＳｉＣ）などバンドギャップが大きい材料をベースにした装置でありうる。これにより、非絶縁型共振コンバータ１００は、従来のシリコン系装置を使用する場合より高電圧、高温および高周波数での動作が可能となる。しかしながら、任意の半導体装置を使用することができる。

[0034]絶縁変圧器が使用される場合、共振回路の高周波動作を向上させるために、機能性磁石材料および幾何学的形状が用いられてもよい。非絶縁型および絶縁型のトポロジーが利用される場合、他の磁気コンポーネントに高度化された材料が使用されてもよい。

[0035]非絶縁型共振コンバータ１００において利用されるさまざまなコンポーネントの値は、所望の機能性、製造に係る考慮事項および／または他の要員に応じて変動しうる。

[0036]図２は、非絶縁型共振コンバータ１００の動作を説明しやすくするためのものであって、図１の非絶縁型共振コンバータ１００のＶ_Ｓ、Ｉ_Ｓ１およびＤｒｉｖｅ １の波形を示す図である。Ｄｒｉｖｅ １の波形は、スイッチがオンにされた時間Ｔ_ＯＮおよびスイッチがオフにされた時間Ｔ_ＯＦＦを含むスイッチング周期を有するオン／オフサイクルを複数回実施するために、Ｄｒｉｖｅ １がどのようにスイッチＳ_１を動作させうるかを示す。

[0037]図示するように、スイッチＳ_１がオンのとき、ノードＶ_Ｓの電圧は低下し、電流Ｉ_Ｓ１は上昇を開始して、Ｄｒｉｖｅ １がスイッチＳ_１をオフにするときにピーク電流Ｉ_Ｐに達する。スイッチＳ_１がオフになると、Ｌ_Ｂ、Ｃ_Ｐ間の共振およびＬ_ＲおよびＣ_Ｒの等価インピーダンスが生じる。電流がＣ_Ｒに流れ、ここで、実施形態によっては、入力電圧Ｖ_ＩＮの最大３倍の電圧に達することもある。しかし、その後、Ｖ_Ｓは電流Ｉ_Ｓ１の向きが逆転することにより、Ｖ_ＩＮより低い電圧まで下がる。共振周波数は、以下の式の通りである。
（２）
式中、ＬおよびＣは、ノードＶ_Ｓでのテブナン等価インダクタンスおよび静電容量である。

[0038]非絶縁型共振コンバータ１００の１つの利点となる特徴は、Ｓ_１のスイッチングＬ_Ｂ、Ｌ_ＲおよびＣ_Ｐ間に生じる共振により生じる電圧波形でＳ_１のゼロ電圧スイッチングが可能となることである。すなわち、Ｓ_１にかかる電圧がゼロボルトまたはゼロボルト付近であるときに、Ｓ_１がスイッチングされることで、容量Ｃ_Ｐのスイッチング損失が大幅に低減される。Ｓ_１にかかる電圧は、Ｉ_Ｓ１が十分に大きくなるとゼロ電圧に戻り、寄生または意図的に含まれたＳ_１並列ダイオードの作用により、または最適時間Ｔ１でのＳ_１の後続するターンオンによりゼロ電圧に保たれる。

[0039]Ｔ１でＳ_１を最適にターンオンするために、電圧Ｖ_Ｓは、直接モニタされるか、または同様の典型的な電圧波形（例えば、変圧器巻線）を介してモニタされうる。例えば、ゼロ電圧検出回路は、Ｖ_Ｓがゼロボルトに近づくか、またはゼロボルトになると、Ｓ_１の次のＴ_ＯＮ遷移が開始されるように利用されうる。

[0040]Ｓ_１ノードのゼロ電圧スイッチングから高められた効率は、各スイッチング周期において、以下の式により、本来でればＳ_１で消失していたはずの静電容量Ｃ_Ｐのエネルギーを最小限に抑えることから得られるものである。
（３）

[0041]電圧がゼロボルトまたはゼロボルト付近にあるときにすぐにＳ_１をオンにすることで、Ｓ_１と並列のダイオード（寄生または意図的）における伝導が低減および／または排除される。

[0042]ゼロ電圧検出回路やＴ１でのＳ_１の最適なターンオンは、共振回路網（インダクタンス、静電容量または抵抗）の動的値または初期値の変動により、共振波形の形が変化するとともに、最適なターンオン開始時間Ｔ１も変化するという点でも利点となる。しかしながら、ゼロ電圧検出回路は、主として他の回路変動から独立して、Ｔ１が最適となるようにスイッチングサイクル毎にスイッチング波形を適応しうる。

[0043]したがって、非絶縁型共振コンバータ１００および同様の共振コンバータの入力から出力（Ｖ_ＩＮからＶ_Ｏ）への効率的な電力電圧は、ゼロ電圧スイッチングを得る共振動作を維持しながら、Ｓ_１のオンオフ時間を制御することによって主に統制される。図３Ａおよび図３Ｂは、共振コンバータのさまざまな実施形態において、Ｓ_１を駆動する制御回路においてどのようにフィードバックが使用されうるかを示した簡易概略図である。

[0044]図３Ａは、電圧フィードバックを用いて出力段周りのシステムにフィードバックを与えることを示す図である。また、図３Ｂは、電流フィードバックを用いて出力段周りのシステムにフィードバックを与えることを示す図である。しかしながら、他の構成として、両方の組み合わせが利用されてもよい。例えば、実施形態において、出力に送られるエネルギーを制御するために、出力フィードバック（Ｐ_Ｏ＝Ｖ_Ｏ＊Ｉ_Ｏの場合）が利用されてもよい。図示されているように、いくつかの実施形態におけるフィードバック信号は、信号絶縁回路（フォトカプラや信号変圧器など）を用いて絶縁型のコントローラ方式においてガルバニック絶縁（入力から出力）されてもよい。

[0045]実施形態によって、ゼロ電圧スイッチングを維持しながら出力調整を達成するようにＳ_１を変調する方法として、種々の異なる方法が利用されてもよい。このような方法として、３つの方法、周波数変調、オンタイム（Ｔ_ＯＮ）変調およびパルス密度変調など、いわゆる「バーストモード」がある。この技術は、変動する内部条件および外部条件下においてゼロ電圧スイッチングを維持する制御下バーストモードを含む。以下、この特徴についてさらに詳細に説明する。
（同期スイッチング出力段）

[0046]さらなる損失低減および高効率化を図るため、共振電力変換器の出力段において同期スイッチングが利用されてもよい。同期整流は、フライバックなどのトポロジーに利点を与えうる。利点となりうる例としては、１）磁化電流が負となりうるため、不連続導通モードが回避され、無負荷条件下であっても出力電圧が調整されること、２）ゼロ電圧スイッチングが達成されうること、３）整流器の導通損が、特に定電圧レベルで著しく軽減されることなどがある。

[0047]以下は、絶縁型の構成の場合および絶縁型の構成の場合の例である。

[0048]図１に示すように、非絶縁型共振コンバータ１００は、アイソレーションが設けられていないコンバータの単純な一実施形態である。しかしながら、図７および同図以降の図に示されているように、アイソレーションを設けた回路の使用を含め、図１の単純な設計に対してさまざまな変形が加えられたものであってもよい。

[0049]図７は、一実施形態による絶縁型共振コンバータ７００を示す概略図である。この実施形態において、変圧器Ｔ_１が絶縁を与え、所望の機能性に応じて電圧変化をさらにもたらすものであってもよい。点線の両向き矢印は、別の構成を示す。このように、変圧器Ｔ_１の二次巻線は、以下においてさらに詳細に説明するように、例えば、絶縁型共振コンバータ７００を動作させる所望の段に応じていずれに接続されてもよい。いくつかの実施形態において、図１のＬ_Ｂインダクタは、変圧器Ｔ_１の磁化インダクタンスＬ_ＭＡＧによって実現されてもよく、および／または、すべて置き換えられてもよい。さらに、図示されているように、共振インダクタＬ_Ｒは、入力側（Ｌ_ＲＢ）または出力側（Ｌ_ＲＡ）のいずれに配置されてもよい。他の形態において、いくつかの実施形態は、上記の両方を含むものであってもよい。

[0050]誘導性素子の値は、コンバータの入力および／または出力の仕様に応じて変動しうる。例えば、出力電圧が入力電圧よりかなり低い場合、共振インダクタンスの値は、インダクタンスＬ_ＲＡがＬ_ＲＢと比較してかなり低い値となるように、変圧器の巻数比の２乗に比例して減少しうる。これにより、例えば、位置Ｌ_ＲＢに磁心を備えることでより多くのインダクタンス損失を招きうるインダクタの代わりに、損失が非常に低い空心インダクタを使用しやすくなる。

[0051]また、一次巻線と二次巻線との間に漏れインダクタンスが加わることで、入力側（Ｌ_ＲＢ）または出力側（Ｌ_ＲＡ）の一方または両方のインダクタンスが回路に含まれうる。漏れインダクタンスは、一次巻線と二次巻線との間の物理的な離隔距離を増大させると高くなる。

[0052]図８は、一実施形態による、このような漏れインダクタンスを与えうる変圧器８００の簡易図である。この実施形態によれば、同じ鉄心脚に一次巻線および二次巻線を（例えば、互いに上下に）巻き付けるのではなく、互いに別々の鉄心脚に並べて巻き付けて、所望の量の漏れインダクタンスを故意に導入するようにしてもよい。ここでは、磁心８１０の一方側に一次巻線８２０が巻き付けられ、他方側に二次巻線８３０が巻き付けられ、磁心８１０は、これらの巻線の間に磁束８４０を伝達する。

[0053]この方法は、図８（およびアイソレーションを設ける他の実施形態）のトポロジーに適用すると、少なくとも２つの重要な利点を有しうる。まず、物理的コンポーネントとしてコンポーネントＬ_ＲＡおよび／またはＬ_ＲＢを排除することができる。さらに、一次巻線８２０と二次巻線８３０との間のガルバニック絶縁を非常に容易に達成することができる。これは、巻線が巻線型のものである場合や多層プリント回路基板に巻線が埋め込まれた場合である。また、巻線が上下に積層されていないため、巻線層の数が半減される。これにより、巻線の構築に多層プリント回路基板（ＰＣＢ）が用いられる実施形態において、ＰＣＢのコストを大幅に削減することができる。また、ＰＣＢを用いない実施形態でも、巻線の巻回が比較的容易で、変圧器に絶縁テープが不要となるため、製造コストを削減することができる。

[0054]図７の絶縁型共振コンバータ７００をさらに参照すると、変圧器８００の二次巻線８３０の極性は、いずれの方向のものであってもよく、この極性の方向が、Ｌ_Ｒ（Ｌ_ＲＡおよび／またはＬ_ＲＢ）およびＣ_Ｒを通る電力伝達が生じるＳ_１の位相を決定しうる。

[0055]絶縁型共振回路の高周波動作の向上のために、特殊磁石材料および幾何学的形状が採用されてもよい。また、回路の他の磁気コンポーネントにも高性能材料が用いられてもよい。

[0056]図７の絶縁型共振コンバータ７００において、出力ダイオードＤ_Ｏは、出力正電圧レールの代わりにゼロ電圧基準（すなわち、出力ＧＮＤ）に移行してもよい。すなわち、駆動信号Ｄｒｉｖｅ ２の電圧基準がゼロボルトになりうるため、ダイオード整流器Ｄ_Ｏに追加して、またはその代替として、半導体スイッチ整流器を備えることが非常に容易になりうるということである。

[0057]図９は、絶縁型共振コンバータの出力段９００の一実施形態を示す。この出力段は、例えば、図７の絶縁型共振コンバータ７００の出力段の一変形例でありうる。ここで、図７と同様に、変圧器Ｔ_１の二次巻線は、所望の機能性に応じて、いずれの向きに接続されてもよい。この出力段９００において、Ｄ_Ｏは、非絶縁型共振コンバータと同様の構成においてハイサイド（正電圧レール）に位置している。前述したように、このような構成は可能であるが、半導体スイッチに駆動波形を供給することがより困難になりうる。

[0058]半導体スイッチをダイオード位置（図示せず）の代わりとして、または同期整流器として知られるように、ダイオード位置（図示せず）と並列させることで、スイッチの導電損失を低減させることができる。このような同期整流器は、より低い抵抗が望ましい多くの応用に含まれうる。Ｄｒｉｖｅ ２については、以下に詳述する。

[0059]なお、図７および図９のコンデンサＣ_Ｒの位置は、追加的にまたは代替的に、ダイオードＤ_Ｏの位置の両端に並列に接続されてもよい。Ｃ_Ｒは、一般的には、出力静電容量よりかなり小さいため、Ｃ_Ｒは、非常に大きな出力静電容量と直列になった場合に電気的に等価な回路を形成する。したがって、上述した実施形態において記載した共振回路は、ダイオードＤ_Ｏの寄生容量を含む。

[0060]図１０は、絶縁型共振コンバータの出力段１０００の別の実施形態を示す。ここでも、変圧器Ｔ_１の二次巻線は、所望の機能性に応じて、いずれの向きに接続されてもよい。しかしながら、この出力段１０００は、Ｌ_Ｒ（前述したように、漏れインダクタンスの場合もある）およびＣ_Ｒが、変圧器の二次側と並列ではなく直列に接続される変形例を含む。

[0061]出力段１０００のトポロジーは、整流器Ｄ_Ｏ１およびＤ_Ｏ２（および／またはそれらの半導体スイッチ等価物）の電圧が、導通時、出力電圧にスイッチ電圧降下を加えたものにほぼ制限されるため利点となりうる。実際のところ、例えば、前述した実施形態において、Ｖ_Ｓ１は、Ｖ_Ｓより３〜４倍低い。これは、低定格電圧ダイオードおよび半導体スイッチを使用できるため利点となりうる。これらのコンポーネントは、通常、多くの場合、低抵抗および低導通電圧降下のものであることにより、熱抑制および高効率化が図られる。高出力電流用途のようないくつかの応用によっては、これらの利点が得られるのであれば、出力段１０００の複雑性が増してもそれに見合うだけの価値が得られる場合もある。

[0062]図１１および図１２は、出力段１１００および１２００のさらなる実施形態をそれぞれ示す。これらの構成は、図１０の出力段１０００との電気的に等価な変形例を示す。図１０は、Ｓ_Ｒ１が共振回路と共振コンバータの正の出力レールとの間に直列に接続されうる様子を示しているのに対して、図１１は、Ｓ_Ｒ１が共振回路と共振コンバータの負の出力レールとの間に直列に接続されうる様子を示している。図１２は、出力コンデンサＣ_Ｏが２つに分割され、変圧器Ｔ_１の二次巻線が新たに２つになったコンデンサＣ_Ｏ１およびＣ_Ｏ２の間に結合されうる様子を示す。
（同期整流器の制御）

[0063]出力側同期整流器駆動回路に同期スイッチングを用いることができる。ゼロ電圧スイッチングを利用することによって、本発明の実施形態は、スイッチング損失を大幅に低減させることができる。制御回路は、このような効率的なスイッチングを実現可能にするために、一次回路および／または二次回路の特定のスイッチにかかる電圧および／または電流をモニタしてもよい。

[0064]図１、図７および図９に示す出力段回路について、出力段共振回路は並列であり、電流波形と電圧波形との間に位相差がある。また、Ｓ_１波形および変圧器波形と出力整流器（Ｄ_Ｏ）位置の間にも位相差がある。したがって、Ｓ_１コントローラは、同期整流器（Ｓ_Ｒ）を切り換えるべきときを判定することができない。

[0065]Ｓ_Ｒ位置に寄生または意図したダイオードがあるとした場合、スイッチＳ_Ｒをオンにする理想的な状況は、ダイオードの電圧が最小（導通状態）で、ダイオードでの電流の流れが正（陽極から陰極）のときに生じる。Ｓ_Ｒがオンになり、電圧が最小になると、低Ｄ_Ｏ／Ｓ_Ｒ電圧からＳ_Ｒをオフにすべきときを判定することは困難になるため、電圧情報だけではＳ_Ｒを動作させるには十分ではない場合もある。

[0066]図１３は、この課題に対するブロックレベルでの解決策を示す概略図である。ここで、変流器、ＡＮＤゲート、インバータ増幅器および駆動回路は、電圧が最小になり（例えば、ゼロまたはゼロ付近）、Ｄ_Ｏ／Ｓ_Ｒの電流の流れが正（陽極から陰極への方向）であるときにＳ_Ｒがオンになるようにするためのものである。Ｓ_Ｒは、電流の流れがほぼゼロになると、再びオフにされる。ここで、変流器の一次巻線は、共振回路の少なくとも一部分の電流（例えば、Ｉ_Ｒ、Ｉ_ＤＢまたはＩ_ＤＯ）に接続され、インバータ増幅器は、ダイオードＤ_Ｏのノードに接続され、ＡＮＤゲートは、変流器の（例えば、二次巻線からの）出力およびインバータ増幅器の出力を用いてブールＡＮＤ関数を実行するように構成される。この回路は、図１、図７および図９のＤｒｉｖｅ ２に信号を供給するために使用されうる。

[0067]図１０から図１２に示す回路について、コンデンサＣ_Ｒは、Ｄ_Ｏ素子と直列に接続されているため、整流器において電流の流れが正（陽極から陰極）であるときが分かればよい。したがって、図１４の回路は、Ｓ_Ｒ１およびＳ_Ｒ２の制御駆動を（個々に）決定するための解決策を示す。

[0068]他の形態において、Ｃ_Ｒの電流は、位置Ｓ_Ｒ１およびＳ_Ｒ２が２つの逆位相二次巻線のいずれかと反対の位相で通じるため、単一の変流器で双方向に検知されてもよい。このような回路の一例を図１５に示す。同図において、二次共振回路の電流は、変流器の第１の二次巻線および第２の二次巻線を用いて検出され、駆動部を介してスイッチＳ_Ｒ１およびＳ_Ｒ２を駆動する。電流が正の場合、一方の整流器がオンになり、電流が負の場合、他方の整流器がオンになる。他の形態において、正負電流検出付きの単一の変流器二次巻線（図示せず）が利用されうる。

[0069]図１６は、一実施形態による電力変換方法を示す流れ図である。機能性は、全体としてまたは部分的に、図１、図７および図９から図１２に対して記載される回路および他の構成部品を含むハードウェアおよび／またはソフトウェアによって与えられうる。

[0070]ブロック１６１０において、共振コンバータには誘導性素子および容量性素子を有する共振回路が設けられ、共振回路に入力電圧が印加されると電気共振を生じさせる。誘導性素子および容量性素子の値は、スイッチング周波数、所望の機能性および／または他の要因に応じて変動しうる。

[0071]ブロック１６２０において、共振回路に接続された電気スイッチに実質的に電圧がかかっていないときを判定するために、電圧モニタ回路が使用される。図１から図６に示すように、スイッチ（例えば、図１のスイッチＳ_１）の制御は、該スイッチにかかる電圧に基づいたものでありうる。電圧がゼロまたはゼロ付近であるとき、スイッチング効率が最適化される。したがって、ブロック１６３０において、電気スイッチは、電気スイッチに実質的に電圧がかかっていないことが検出されたときにオンになるように作動される。

[0072]任意のステップとして、ブロック１６４０において、電気スイッチは、一定時間にわたってスイッチがオン／オフサイクルを複数回繰り返した後にオフにされるモードで作動される。「バーストモード」では、共振コンバータが、ゼロ電圧スイッチングを可能にしながら、出力電力を維持することができうる。

[0073]図１７は、別の実施形態による、電力変換方法を示す流れ図である。図１６と同様に、図１７に示す機能性は、すべてまたは部分的に、図１、図７および図９〜図１２に対して記載した回路および他のコンポーネントを含むハードウェアおよび／またはソフトウェアで与えられうる。

[0074]ブロック１７１０において、共振コンバータには、共振回路に入力電圧が印加されると電気共振を生じるように誘導性素子および容量性素子を有する共振回路が設けられる。ここでも、誘導性素子の値および容量性素子の値は、スイッチング周波数、所望の機能性および／または他の要因に応じて変動しうる。

[0075]ブロック１７２０において、ダイオードと電気スイッチとを備える同期整流器を用いて共振コンバータの出力電圧が整流される。このような整流は、例えば、スイッチＳ_Ｒによって前述した実施形態において与えられる。上述したように、同期整流器のスイッチング効率は、電圧だけでなく、電流にも基づいてタイミングがとられてもよい。このように、ブロック１７３０において、電気スイッチは、ダイオードに実質的に電圧がかかっておらず、ダイオードの電流の流れが陽極から陰極の方向において正であるときに電気スイッチがオンになるように作動される。

[0076]なお、図１６および図１７に示す特定のブロックは、２つの特定の実施形態による電力変換方法を示しているものである。他の実施形態が、別の機能性および／またはさらなる機能性を備えてもよい。図１６および図１７には図示されていない機能性を実施形態がさらに含んでもよい。さらに、特定の用途に応じて、ステップの追加、除去および／または並び替えがなされてもよい。当業者であれば、さまざまな変形例、修正例および代替例を認識するであろう。

[0077]なお、「ゼロ電圧」スイッチングについて記載する例および実施形態は、厳密にゼロの電圧でスイッチを動作させるものでなくてもよい。回路において使用されるコンポーネントおよび材料の耐性が異なることにより、例えば、ゼロ電圧検出器が検出するゼロ電圧に変動が生じることもありうる。しかしながら、このような検出器は、電圧が存在する場合であっても、許容値内であれば、使用の目的に合わせてゼロ電圧とみなされる場合、実質的にゼロ電圧（すなわち、実質的に電圧がない）を検出することもある。

[0078]また、本明細書に記載する例および実施形態は、説明する目的のものにすぎず、これらの例および実施形態を考慮した上でなされたさまざまな修正例や変更が当業者に提示され、本願の趣旨および範囲内および添付の特許請求の範囲内に含まれるものとされる。
（制御バーストモード）

[0079]制御下にある「バーストモード」を含み、ゼロ電圧スイッチングを維持しながら出力調整を達成するためにＳ_１を変調する種々の異なる方法が利用されてもよい実施形態もありうる。以下、このような変調技術の概要について記載する。

[0080]（周波数変調）周波数変調について、周波数が高くなるほど、Ｉ_Ｐの値が低くなる。言い換えれば、出力電力の調整にスイッチング周波数を用いることができるということである。しかしながら、周波数変調と相反する（ゼロ電圧検出法を用いる）ゼロ電圧検出器は、周波数調整において一般的に使用されない。これは、ゼロ電圧検出器を使用すると、Ｔ_ＯＦＦ時間（デューティサイクル）および結果的にはスイッチング周期（ひいては周波数）の変化を招きうるためである。

[0081]（最大Ｔ_ＯＮ変調）最大Ｔ_ＯＮ変調に応じて、Ｓ_１は、Ｔ_ＯＮが１／Ｖ_ＩＮに比例する時間に最大値を有するように変調されうる。すなわち、入力電圧Ｖ_ＩＮが高いほど、Ｔ_ＯＮの長さが短くなる。これにより、回路における最大電力伝達は、Ｉ_ＰがＴ_ＯＮに密接に関係しているため、Ｖ_ＩＮが変動した場合であっても比較的安定したものとなる。これは、最大電力電圧（最大出力負荷）の場合のものでありうるが、より低出力負荷／軽出力負荷への出力（電圧、電流または電力）を調整するためには、さらなるＴ_ＯＮ調整が必要になる場合がある。以下において、最適なＴ_ＯＮ変調に関するさらなる詳細について記載する。

[0082]（制御バーストモード）Ｔ_ＯＮの最大時間は、１／Ｖ_ＩＮに比例することが好ましい場合もある。しかしながら、ここで、スイッチＳ_１は、継続的ではなくバースト間隔で切り換えられるように駆動される。このようにして、伝達される平均電力が低減される。

[0083]図４および図５は、一実施形態によるバーストモードを示すＶ_Ｓの波形およびＤｒｉｖｅ １の波形を示す。図４は、Ｓ_１についての一続き（または「バースト」）のオン／オフサイクルの波形を示す。出力電力は、バースト周波数を調節することによって、維持および／または調節することができる。図５は、ある一定の出力電力を維持するためにバーストを連続して与える様子の一例を示す。さらに、上述したように、Ｔ_ＯＮは、ある一定の出力電力およびゼロ電圧スイッチングを維持するために調節されてもよい。

[0084]図４に示すように、バーストモードにおける各オン／オフサイクルのオン時間Ｔ_ＯＮが徐々に長くなるようにすることもできる。このように長さが増していくＴ_ＯＮ周期にＢ１、Ｂ２、Ｂ３およびＢ４を付与している。Ｂ１からＢ４へのＤｒｉｖｅ １の進行に伴い、Ｔ_ＯＮの長さを長くすることによって、共振回路網は、オーバーシュートを生じさせることなく、バースト毎に共振を徐々に確立させることが可能である。このような漸進的な変調を用いない場合、Ｂ１、Ｂ２以降に続くＶ_Ｓの初期共振ピークが非常に高くなり、オーバーシュートが生じる可能性があり、スイッチＳ_１に悪影響を及ぼす事態を招きうる。

[0085]なお、図４および図５の波形は説明を目的として示したものにすぎない。実際には、単一バースト周期におけるスイッチング周期の数、Ｖ_ＳおよびＤｒｉｖｅ １の大きさ、各オン／オフサイクルのデューティサイクルなど、例示した波形のさまざまな特徴は、構成、電力要求および／または他の要件に応じてさまざまなものでありうる。

[0086]また、「バーストモード」機能は、特定の用途に容易に適合させ、高効率を保つために、ユーザプログラム可能なものにされうる。共振回路においてゼロ電圧が達成されない場合、バーストモードの始動が有用な場合もありうる。これは、高効率を達成するために軽負荷で電力損を最小限に抑えるようにコンバータが動作する場合、特に当てはまる。ゼロボルトの検出機構を備えていない場合、スイッチは、非常に高い周波数でのスイッチング時に軽負荷でダメージを受ける可能性がある。

[0087]いくつかの実施形態によれば、スイッチＳ_１は、ＭＯＳＦＥＴ、ＭＥＳＦＥＴなどのＧａＮトランジスタでありうる。このような実施形態において、スイッチＳ_１は、同様のシリコン系スイッチより高い周波数で変調されうる。高周波スイッチングにより、磁気コンポーネントおよび容量コンポーネントのサイズが縮小されることで、電力アダプタの全体サイズの縮小およびコストの削減を図ることができる。例えば、いくつかの実施形態において、スイッチング周波数のオーダーはメガヘルツ単位のものであるのに対して、バースト周波数のオーダーは、数十キロヘルツのものでありうる。

[0088]（Ｔ_ＯＮ変調）上述したバーストモードの一変形例として、要求された設定点および調整を達成するためにより低い出力負荷に対してＴ_ＯＮを制御することができる（ただし、いくつかの実施形態においては、Ｔ_ＯＮ変調を他の変調技術とともに用いてもよい）。Ｔ_ＯＮ変調は、ほとんどの応用の出力電力範囲においてうまくいくが、出力負荷が小さいほど、Ｔ_ＯＮ時間は短くなる。Ｔ_ＯＮ時間が短くなると、電流Ｉ_Ｐが小さくなりうる。さらに、共振回路網における循環エネルギーではＶ_Ｓをゼロボルトに戻すエネルギーとして不十分なものとなりうる場合がある。図６は、このようなジレンマとともに、いくつかの実施形態により実施可能な解決策を示すために役立つ図である。

[0089]図６は、Ｔ_ＯＮ変調を用いて、Ｄｒｉｖｅ １が出力電力を低減するためにＴ_ＯＮを低減させる様子と、これにより、電流Ｉ_Ｓ１（図示せず）がＶ_Ｓをゼロに戻すように駆動するには不十分な電流となりうる様子を示す波形を示す。ここで、ゼロ電圧スイッチングが起こりえなくなったときを認知し、Ｖ_Ｓがゼロまたはゼロ付近にないときにスイッチングが起こることで生じうる効率損失およびスイッチＳ_１へのダメージの可能性を回路が防止できるようにするために、ゼロ電圧検出回路を使用することもできる。

[0090]例示した実施例では、Ｖ_Ｓがゼロへ戻ることができない不能状態が存在するときを判定するために、ゼロ電圧検出信号がモニタされうる。例えば、複数回のスイッチングサイクルの間にゼロボルト検出信号が受信されなければ、一定時間Ｄｒｉｖｅ １をディセーブルにして、Ｄｒｉｖｅ １を再度イネーブルにしたとき、回路がより高い瞬時電力を要求することで平均出力を要求レベルに調整するようにする。電力要求が高くなると、Ｄｒｉｖｅ １のＴ_ＯＮ時間が長くなることで、次の複数回のサイクルの間、再度ゼロ電圧スイッチングが可能になる。

[0091]すなわち、Ｖｓのゼロ電圧スイッチングの不能状態が検出されたとき、バーストモードは周期的に初期化されうる。

[0092]ゼロ電圧の検出方法により、バーストモード動作を高め、あらゆる負荷、特に軽負荷でのコンバータ効率を保ちつつ、スイッチダメージの可能性をなくす適応制御が可能になる。

[0093]図１８は、一実施形態による、Ｓ_１制御を与える例示的な制御回路を示す。回路の共振周波数を発生させるために、安定モードにおいて５５５タイマが使用される。Ｒ_Ａ値、Ｒ_Ｂ値およびＣ値がこの周波数を決定する。５５５タイマの出力周波数およびゼロボルト検出信号がＯＲゲートに供給された後、ＯＲゲートはタイマ出力をトリガすることになる。ゼロボルト検出信号は、タイマ出力を高レベルに設定するために必要である。５５５タイマの出力は、駆動部１に供給される。また、出力電圧が検知され、電圧調整用の比較器に供給される。したがって、５５５タイマは、出力電圧が基準より高いか、または他の保護信号が低レベルで作動される場合、リセットされる。
（制御アクティブクランピング）

[0094]ゼロボルトスイッチングを強制して応力電圧によるスイッチへのダメージの可能性を抑制するとともに、過剰損失およびコンバータの非効率を招く不要なクリッピングをなくすために、ピーク共振電圧を所定のレベルに保つように、制御アクティブクランピング技術が用いられうる。絶縁型コンバータにおいて、変圧器のピークリセット電圧が入力電圧より著しく大きい場合、クランプ回路が所定のピーク電圧で作動される。変調により、変動する負荷条件下でのクランプ回路の過剰損失が低減されうる。ピーク電圧の変調により、効率的な電力電圧および制御可能な出力電圧調整が可能となる。

[0095]電圧スパイクを制限してコンポーネントの応力を低減するために、レジスタ・コンデンサ・ダイオード（ＲＣＤ）回路などの一般的なスナバ回路およびクランプ回路がスイッチに使用される。これによりさらなる回路放熱が得られることで、省力化を実現できる。このような回路において、スイッチがオフにされ、一次巻線における電流の流れが急に止められると、絶縁型共振回路の変圧器の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーによって電圧スパイクが生じる。電圧スパイクおよびクランプ損失の両方を低減する第１のステップは、共振コンバータにとっては理想的ではない場合もあるが、最小漏れインダクタンスの変圧器を設計することである。インダクタンスとスイッチの寄生容量との間の共振は、大きな電圧応力とともに損失を生じさせるため、変換効率が低下する。クランプ抵抗は、損失をさらに低減するように高くなりうるが、このようにすることで、電圧スパイクも大きくなる。スイッチングサイクルの残りの間に、影響を受けた出力電圧がクランプレジスタにかかり、さらなる損失を生じる。より高い電圧スイッチを使用すれば、電圧スパイクにマージンを与え、より大きなレジスタが可能となる。しかしながら、定格電圧が大きいと、オン抵抗が大きくなり、高負荷での効率が低くなる。コントローラがバーストモードで動作しているとき、クランプ回路は、ＯＮ状態間で放電する。クランプコンデンサが大きすぎると、過剰なエネルギーが蓄積され、ＯＦＦ状態中に放出される。状況によっては、クランプコンデンサは、次のＯＮ状態の開始前に完全に放電しない場合もある。

[0096]実施形態において、ＲＣＤクランプ回路ではなく、アクティブクランピング技術を利用する場合もある。無損失ＬＣおよびクランプスイッチ回路は、例えば、変圧器の漏れインダクタンスエネルギーに、無効電力として入力で発振させ、および／または有効電力として負荷にエネルギーを伝達するようにさせうる。いずれの場合も、エネルギーはレジスタにおいて放出されず、損失も低減する。アクティブクランプ回路への利点として、広幅配線および負荷変動下においてエネルギーを伝達することが可能となることが挙げられる。このような技術は、力率補正（ＰＦＣ）回路を含む共振回路に適している。スイッチと、コンデンサとからなるアクティブクランプ回路が、変圧器の漏れインダクタンスを処理して変圧器のリセットが達成される。アクティブクランプ回路は、負荷変動に応じて電力を調整するように、制御可能な電流源として働く。

[0097]このような構成により多くの利点が得られる。例えば、デューティサイクルが５０％より高くなることで、高巻数比、低一次電流、低二次電圧および小さな出力インダクタが得られる。また、一次スイッチの電圧応力は、全入力電圧範囲にわたって比較的一定のままであるため、全体効率が良くなる。さらに、この手法ではゼロボルトスイッチングが可能であるため、スイッチング周波数の増大によりさらなるサイズの縮小化が図られる。

[0098]図１９から図２１は、絶縁型コンバータの実施形態において利用可能なアクティブクランプ回路の例の概略図である。関係するさまざまなコンポーネント、構成の変更およびその他の変更の値は、所望の機能性に応じて変動しうるものであって、このような変動は、当業者であれば理解しうるものであろう。図示するように、図１９および図２０の回路は、比較器および駆動部を利用して、アクティブクランプがオンになるときを判定し、これは、上述したように、用途や所望の機能性に応じて、さまざまな所望の電圧の任意の電圧で生じうる（例えば、５００Ｖ、８００Ｖなど）。一方で、図２０の回路は、クランプスイッチがノード２とノード３にある変圧器の巻線によってクランプスイッチが供給されうる様子を示す。このように、クランプスイッチのターンオン電圧は、ノード２とノード３との間の巻線数によって決めることができる。したがって、図２１の回路は、アクティブクランピングが受動コンポーネントで行われうる様子を示している。

[0099]図２２は、図１の非絶縁型回路に類似したＰＦＣ回路に適用される技術を示す。低電力低電流の応用においては、ゼロボルトスイッチングを達成するために小さな磁化インダクタンスを使用することがより適切でありうる。漏れインダクタンスとクランプ容量との間の共振は、変圧器がリセットされたときに起こる。高い入力電圧でゼロボルトスイッチングを与え、変圧器のサイズおよび損失を小さく抑えたままにするために、磁化インダクタンスは、スイッチング周波数とともに設計される。

[0100]変圧器のピークリセット電圧が入力電圧より著しく大きい場合、クランプ回路は、所定のピーク電圧で作動されうる。変調により、変動する負荷条件下でのクランプ回路の過剰損失が低減されうる。ピーク電圧の変調により、効率的な電力電圧および制御可能な出力電圧調整が可能となる。ピーク電圧レベルのクランピングを制御できる能力を備えることで、Ｓ_１のゼロ電圧スイッチングとともにクランプスイッチが可能となる。クランプ回路およびバーストモード制御が、変動する負荷条件下、特に軽負荷下でゼロボルトスイッチングを実現する。

[0101]Ｓ_１にかかる電圧は、図１９から図２１に示す方法と同様の技術を用いて検知されうる。電圧の検知には他の方法も適用可能である。検知信号は、クランプ回路において比較器によって基準電圧と比較される。所定のＯＦＦ状態電圧（すなわち、しきい値電圧）で、クランプスイッチはオンにされ、余分な共振エネルギーがＶ_ＢＵＳに戻される。このような回路の適応性により、高効率を達成するために負荷や環境の変動を補償することが可能となる。

[0102]本発明のさまざまな実施形態を上述してきたが、本明細書に記載した例および実施形態は説明を目的としたものにすぎず、このような記載を考慮してなされたさまざまな修正や変更は、当業者に示唆され、本願の趣旨および範囲内および添付の特許請求の範囲内のものである。

Claims (45)

1. 入力電圧が印加されると電気共振を生じるように構成された誘導性素子および容量性素子を有する共振回路と、
   ダイオードおよび電気スイッチを備え、前記共振回路の少なくとも一部分と前記共振コンバータの出力との間に接続された同期整流器と、
   前記ダイオードにかかる電圧が実質的に存在せず、前記ダイオードの電流の流れが陽極から陰極の方向において正であるとき、前記電気スイッチがオンになるように前記電気スイッチを動作するように構成された制御回路とを備える共振コンバータ。
2. 前記電気スイッチは、ＧａＮトランジスタを備える、請求項１に記載の共振コンバータ。
3. 前記制御回路は、
   前記共振回路の少なくとも一部分の電流に接続された変流器と、
   前記ダイオードに接続されたインバータ増幅器と、
   前記変流器の出力および前記インバータ増幅器の出力を用いてブールＡＮＤ関数を実行するように構成されたＡＮＤゲートとをさらに備える、請求項１に記載の共振コンバータ。
4. 前記共振コンバータは、非絶縁型共振コンバータである、請求項１に記載の共振コンバータ。
5. 前記共振コンバータは、入力段と出力段とを接続する変圧器を有する絶縁型共振コンバータであり、
   前記出力段は、前記同期整流器を備える、請求項１に記載の共振コンバータ。
6. 前記共振コンバータの前記出力は、正レールおよび負レールを有し、前記同期整流器は、前記共振回路と前記共振コンバータの前記出力の前記正レールとの間に直列接続される、請求項１に記載の共振コンバータ。
7. 前記共振コンバータの前記出力は、正レールおよび負レールを有し、前記同期整流器は、前記共振回路と前記共振コンバータの前記出力の前記負レールとの間に直列接続される、請求項１に記載の共振コンバータ。
8. 誘導性素子および容量性素子を有する共振回路を備える共振コンバータを、入力電圧が前記共振回路に印加されると電気共振を生じるように設け、
   前記共振回路の少なくとも一部分と前記共振コンバータの出力との間に接続され、ダイオードおよび電気スイッチを備える同期整流器を用いて、前記共振コンバータの出力電圧を整流し、
   前記ダイオードにかかる電圧が実質的に存在せず、前記ダイオードの電流の流れが陽極から陰極の方向において正であるとき、前記電気スイッチがオンになるように前記電気スイッチを動作させることを含む電力変換方法。
9. 前記電気スイッチは、ＧａＮトランジスタを備える、請求項８に記載の電力変換方法。
10. 前記電気スイッチを動作させることは、
    変流器を用いて、前記共振回路の少なくとも一部分の電流をモニタし、
    前記ダイオードのノードの電圧を反転させ、
    前記変流器の出力および前記反転電圧を用いてブールＡＮＤ関数を実行するＡＮＤを利用するように構成された制御回路を使用することを含む、請求項８に記載の電力変換方法。
11. 前記入力電圧と前記出力電圧との間で前記共振コンバータに絶縁を与えることをさらに含む、請求項８に記載の電力変換方法。
12. 入力電圧が印加されると電気共振を生じるように構成された誘導性素子および容量性素子を有する共振回路と、
    ダイオードと、前記ダイオードと並列に配置された電気スイッチとをそれぞれ備える第１の同期整流器および第２の同期整流器と、
    前記第１の同期整流器および前記第２の同期整流器のそれぞれについて、前記ダイオードの電流の流れが陽極から陰極の方向において正であるとき、前記電気スイッチがオンになるように前記第１の同期整流器および前記第２の同期整流器を動作させるように構成された制御回路とを備える共振コンバータ。
13. 前記第１の同期整流器および前記第２の同期整流器のいずれか一方または両方の前記電気スイッチは、ＧａＮトランジスタを備える、請求項１２に記載の共振コンバータ。
14. 前記制御回路は、
    前記共振回路の少なくとも一部分の電流を流すように構成された一次巻線と、
    前記第１の同期整流器の前記電気スイッチを駆動するように構成された第１の二次巻線と、
    前記第１の二次巻線の極性と反対の極性を有し、前記第２の同期整流器の前記電気スイッチを駆動するように構成された第２の二次巻線とを有する変流器をさらに備える、請求項１２に記載の共振コンバータ。
15. 前記第１の二次巻線は、第１の駆動部を介して前記第１の同期整流器の前記電気スイッチを駆動するように構成され、
    前記第２の二次巻線は、第２の駆動部を介して前記第２の同期整流器の前記電気スイッチを駆動するように構成される、請求項１４に記載の共振コンバータ。
16. 前記第２の二次巻線は、前記共振コンバータの出力にさらに接続される、請求項１４に記載の共振コンバータ。
17. 前記共振コンバータの出力が、正レールおよび負レールを有し、前記第１の同期整流器は、前記共振回路と前記共振コンバータの前記出力の前記負のレールとの間に直列接続される、請求項１２に記載の共振コンバータ。
18. 前記共振コンバータの出力が、正レールおよび負レールを有し、前記第１の同期整流器は、前記共振回路と前記共振コンバータの前記出力の前記正のレールとの間に直列接続される、請求項１２に記載の共振コンバータ。
19. 入力電圧が印加されると電気共振を生じるように構成された誘導性素子および容量性素子を有する共振回路と、
    前記共振回路の電流を流すように前記共振回路に接続された第１の電気スイッチと、
    前記共振回路に接続され、前記第１の電気スイッチにかかる電圧が実質的に存在しないときを判定するように構成された電圧モニタ回路と、
    前記電圧モニタ回路から入力を受信し、前記第１の電気スイッチを動作させるように構成された制御回路とを備え、
    前記制御回路は、前記第１の電気スイッチにかかる電圧が実質的に存在しないことが検出されたとき、前記第１の電気スイッチをオンにするように構成される非絶縁型共振コンバータ。
20. 前記第１の電気スイッチは、ＧａＮトランジスタを備える、請求項１９に記載の非絶縁型共振コンバータ。
21. 前記制御回路は、前記第１の電気スイッチが、一定時間にわたって複数のオン／オフサイクルを経た後でオフにされるモードで前記第１の電気スイッチを動作させるようにさらに構成される、請求項１９に記載の非絶縁型共振コンバータ。
22. 前記制御回路は、前記複数のオン／オフサイクルのオン／オフサイクル毎に、前記第１の電気スイッチがオンにされる時間が、連続するオン／オフサイクルのそれぞれに伴って次第に長くなるように前記第１の電気スイッチを動作させるようにさらに構成される、請求項２１に記載の非絶縁型共振コンバータ。
23. 前記制御回路は、ある一定の出力電力を維持するように前記モードを周期的に動作させるようにさらに構成される、請求項２１に記載の非絶縁型共振コンバータ。
24. 前記制御回路は、変調回路を備える、請求項１９に記載の非絶縁型共振コンバータ。
25. 前記変調回路はプログラム可能である、請求項２４に記載の非絶縁型共振コンバータ。
26. 前記制御回路は、前記非絶縁型共振コンバータの出力から電圧フィードバックを受けるようにさらに構成される、請求項１９に記載の非絶縁型共振コンバータ。
27. 前記制御回路は、前記非絶縁型共振コンバータの出力から電流フィードバックを受けるようにさらに構成される、請求項１９に記載の非絶縁型共振コンバータ。
28. 前記共振回路と前記非絶縁型共振コンバータの出力との間に同期整流器をさらに備え、前記同期整流器は、
    ダイオードと、
    前記ダイオードと並列に配置された第２の電気スイッチと、
    前記ダイオードにかかる電圧が実質的に存在しないことが検出され、前記ダイオードの電流の流れが陽極から陰極の方向において正であるとき、前記第２の電気スイッチがオンになるように前記第２の電気スイッチを動作させるように構成されたスイッチング回路とを備える、請求項１９に記載の非絶縁型共振コンバータ。
29. 前記スイッチング回路は、前記電流の流れが実質的にゼロであるとき前記第２の電気スイッチがオフにされるように前記第２の電気スイッチを動作させるようにさらに構成される、請求項２８に記載の非絶縁型共振コンバータ。
30. 誘導性素子および容量性素子を有する共振回路を備える共振コンバータを、入力電圧が前記共振回路に印加されると電気共振を生じるように設け、
    前記共振回路に接続された電気スイッチにかかる電圧が実質的に存在しないときを判定するために電圧モニタ回路を使用し、
    前記電気スイッチにかかる電圧が実質的に存在しないことが検出されると、前記電気スイッチがオンにされるように前記電気スイッチを動作させることを含む電力変換方法。
31. 前記電気スイッチが、一定時間にわたって複数のオン／オフサイクルを経た後でオフにされるモードで前記電気スイッチを動作させることをさらに含む、請求項３０に記載の電力変換方法。
32. 前記複数のオン／オフサイクルのオン／オフサイクル毎に、前記電気スイッチがオンにされる時間が、連続するオン／オフサイクルのそれぞれに伴って次第に長くなるように前記電気スイッチを動作させることをさらに含む、請求項３１に記載の電力変換方法。
33. 前記共振回路と前記共振コンバータの出力とに接続され、ダイオードに並列接続された第２の電気スイッチを有する同期整流器を動作させることをさらに含み、前記同期整流器を動作させることは、前記ダイオードにかかる電圧が実質的に存在しないことが検出され、前記ダイオードの電流の流れが陽極から陰極の方向に正であるとき前記第２の電気スイッチがオンにされるように前記第２の電気スイッチを動作させることを含む、請求項３０に記載の電力変換方法。
34. 前記電流の流れがゼロであることが検出されると、前記第２の電気スイッチがオフにされるように前記第２の電気スイッチを動作させることをさらに含む、請求項３３に記載の電力変換方法。
35. 入力電圧を受けるように構成され、変圧器の一次巻線と直列接続された第１の電気スイッチを備える入力段と、
    出力電圧を供給するように構成され、前記入力電圧が印加されると前記電気共振が生じうるように前記変圧器の二次巻線に接続された容量性素子を備える出力段と、
    前記第１の電気スイッチに接続され、前記第１の電気スイッチにかかる電圧が実質的に存在しないときを判定するように構成された電圧モニタ回路と、
    前記電圧モニタ回路から入力を受け、前記第１の電気スイッチを動作させるように構成された制御回路とを備え、
    前記制御回路は、前記第１の電気スイッチにかかる電圧が実質的に存在しないことが検出されると、前記第１の電気スイッチをオンにするように構成された共振コンバータ。
36. 前記入力段および前記出力段のいずれか一方または両方は、前記容量性素子とともに前記電気共振を与えるように構成された誘導性素子を含む、請求項３５に記載の共振コンバータ。
37. 前記制御回路は、一定時間にわたって複数のオン／オフサイクルを経た後でオフにされるモードで前記第１の電気スイッチを動作させるようにさらに構成される、請求項３５に記載の共振コンバータ。
38. 前記制御回路は、前記複数のオン／オフサイクルのオン／オフサイクル毎に、前記第１の電気スイッチがオンにされる時間が、連続するオン／オフサイクルのそれぞれに伴って次第に長くなるように前記第１の電気スイッチを動作させるようにさらに構成される、請求項３７に記載の共振コンバータ。
39. 前記出力段は、前記共振コンバータの出力のノードに接続された同期整流器をさらに備え、前記同期整流器は、
    ダイオードと、
    前記ダイオードと並列に配置された第２の電気スイッチと、
    前記ダイオードにかかる電圧が実質的に存在せず、前記ダイオードの電流の流れが陽極から陰極の方向において正であるとき、前記第２の電気スイッチがオンになるように前記第２の電気スイッチを動作させるように構成されるスイッチング回路とを備える、請求項３５に記載の共振コンバータ。
40. 前記出力段は、第１の同期整流器と、第２の同期整流器とをさらに備え、前記第１の同期整流器および前記第２の同期整流器はそれぞれ、
    ダイオードと、
    前記ダイオードと並列に配置された電気スイッチとを備え、
    前記共振コンバータは、前記第１の同期整流器および前記第２の同期整流器のそれぞれについて、前記ダイオードの電流の流れが陽極から陰極の方向において正であるとき、前記電気スイッチはオンにされるように前記第１の同期整流器および前記第２の同期整流器のそれぞれの前記電気スイッチを動作させるように構成されるスイッチング回路をさらに含む、請求項３５に記載の共振コンバータ。
41. 前記第１の電気スイッチにかかる電圧を制御するクランプ回路をさらに備える、請求項３５に記載の共振コンバータ。
42. 前記クランプ回路は、前記第１の電気スイッチにかかる電圧がしきい値電圧に達したときクランプスイッチがオンにされるアクティブクランプ回路を備える、請求項４１に記載の共振コンバータ。
43. 前記クランプ回路は、
    クランプコンデンサと、
    前記クランプコンデンサと直列に接続された電気クランプスイッチと、
    前記第１の電気スイッチにかかる電圧を測定するように構成されたセンサと、
    前記センサの出力に接続され、前記第１の電気スイッチにかかる電圧と基準電圧とを比較するように構成された比較回路と、
    前記比較回路の出力に接続され、前記電気クランプスイッチをオンにするように構成された駆動部とを備える、請求項４１に記載の共振コンバータ。
44. 前記制御回路は変調回路をさらに備える、請求項３５に記載の共振コンバータ。
45. 前記変調回路はプログラム可能である、請求項４４に記載の共振コンバータ。