JP2017085705A - ドライブ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ハーフブリッジ回路のドライブ回路から発生するノイズを低減する。
【解決手段】第１スイッチＱ２およびＱ２と直列接続された第２スイッチＱ３のオンオフ用の電圧を発信する駆動電圧発信回路２０であって、駆動電圧発信回路はＱ２をオンオフさせる第１駆動回路と、Ｑ３をオンオフさせる第２駆動回路と、第１、第２駆動回路へ信号を送る制御回路３４と、コンデンサを備え第１、第２駆動回路と制御回路の電源は共通であってコンデンサの高圧側は電源と第１駆動回路に接続され、低圧側はＱ２とＱ３の間に接続されコンデンサはＱ３がオン時には高圧側からの電力が充電され、Ｑ３がオフ時には充電電力を放電することでＱ２をオンオフさせ駆動電圧発信回路はコンデンサと直列に抵抗器またはインダクタを接続する。
【選択図】図１

Description

本発明はドライブ回路に関し、特にハーフ・ブリッジ回路を駆動するためのドライブ回路から発生するノイズの低減に関する。

近年、ＬＥＤ素子は発光効率の向上や寿命向上等により、従来の光源からの置き換えが急速に進みつつある。今後、ＬＥＤ素子の性能が向上すれば、更に汎用の照明器具分野でＬＥＤ光源が採用され、ＬＥＤ電源装置などの照明用電源装置の需要が高まることが期待される。ところで、ＬＥＤ素子を多数使用した照明器具では、従来のＨＩＤランプを使用した照明器具に比べてランプの形状による構造の制約が少なくなり、自由な形状の照明器具を実現出来るようになった。本来、１個当たりの光出力が小さいというのがＬＥＤ素子の特徴であるが、多数の素子を直並列により組み合わせて光出力を増大させたことで、従来のＨＩＤランプからＬＥＤランプへの置き換えが行われるようになった。

そしてＬＥＤ電源装置には、地絡等の安全性を考慮した絶縁トランスを使用する方式（絶縁トランス型と呼ぶ）や、絶縁トランスを使用せず、商用電源を整流し、ハーフ・ブリッジ回路（インバータ回路）で高周波に変換し、再び直流に変換後、ＬＥＤを点灯させる方式（ハーフ・ブリッジ型と呼ぶ）などがある。絶縁トランス型のＬＥＤ電源装置では、トランスの重量が重く、高価という欠点があり、昨今では、ハーフ・ブリッジ型のＬＥＤ電源装置の採用が多くなりつつある。

ハーフ・ブリッジ型のＬＥＤ電源装置において、中間回路として構成されるハーフ・ブリッジ回路は、ＦＥＴなどのスイッチング素子が高電位側（ハイサイド側）とグラウンド側（ローサイド側）に直列に接続されている。そして、高電位側とグラウンド側のＦＥＴが交互にオンオフ動作することにより高周波電圧の生成を実現している。しかしながら、ハイサイド側のＦＥＴを安定的にオンオフ動作させるためには、外部電源による電力供給などによる昇圧が必要となる。

特許文献１には、ハーフ・ブリッジ回路の高電位側のＦＥＴを駆動させるために、ドライブ回路にコンデンサーを備え、グラウンド側のＦＥＴがオン時にコンデンサーを充電し、グラウンド側のＦＥＴがオフ時にコンデンサーの電力を放電することにより、昇圧が可能となり、外部電源などを利用せずに（または外部電源の容量を小さくして）、高電位側のＦＥＴを安定的に動作させる技術が開示されている。

特開２００５−３０４２１０

しかしながら、特許文献１のようにハイサイド側のＦＥＴの動作電圧の供給にコンデンサーを利用することで、コンデンサーに充電された電力を放電し、ハイサイド側のＦＥＴをスムーズに駆動させることは実現出来るものの、制御回路が原因不明の誤動作を起こしてしまい、ドライブ回路の安定的な動作が維持できない問題が発生していた。一般的にこのような制御回路の誤動作は、ＬＥＤ電源装置側のスイッチング回路など（ＦＥＴなど）からのノイズが原因であることが多い。そこで、制御回路の安定動作を実現するためにドライブ回路あるいは制御回路にシールド処理を施しノイズ対策を強化したが、制御回路の安定的な動作維持は実現出来なかった。

本発明者らは、ハーフ・ブリッジ回路を駆動するためのドライブ回路において、制御回路が誤動作する原因について鋭意研究し、本発明に至った。そして、本発明者らの検討によると、回路構成をコンパクトにするため、ハーフ・ブリッジ回路を駆動させる駆動回路と、該駆動回路からハーフ・ブリッジ回路への電圧を制御する制御回路の駆動電源が共通する場合（配線が共通する場合）において、制御回路が誤動作することを見出した。当然のことながら、安定動作を実現するために制御回路に別電源（外部電源等）を設けることも考えられる。しかしながら、回路構成をコンパクトにするために上述のようなハーフ・ブリッジ型のＬＥＤ電源装置が開発されているにも関わらず、別電源を利用すると、回路構成が複雑になってしまう可能性があり、まだまだ改良の余地がある。

すなわち、本発明は、上記従来技術の課題に鑑みて行われたものであって、その目的はハーフ・ブリッジ回路を駆動する駆動回路と制御回路の駆動電源が共通（配線が共通）するドライブ回路において、制御回路の誤動作を防止し、安定的な動作が可能なドライブ回路、および、安定動作が可能なドライブ回路を備えたＬＥＤ電源装置を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明にかかる駆動電圧発信回路は、
高電位側の第１スイッチおよび該第１スイッチと直列に接続されたグラウンド側の第２スイッチを有するハーフ・ブリッジ回路のオンオフ動作用の駆動電圧を発信する駆動電圧発信回路であって、
前記駆動電圧発信回路は、前記第１スイッチをオンオフ動作させる第１駆動回路と、前記第２スイッチをオンオフ動作させる第２駆動回路と、前記第１駆動回路および第２駆動回路へ制御信号を送る制御回路と、コンデンサーと、を備え、
前記第１駆動回路と第２駆動回路、および前記制御回路の駆動電源は共通であって、
前記コンデンサーの高電位側は前記駆動電源および前記第１駆動回路に接続され、低電位側は前記第１スイッチと第２スイッチの間に接続され、
前記コンデンサーは、前記第２スイッチがオン時にはコンデンサーの高電位側からの電力が充電され、前記第２スイッチがオフ時には充電された電力を放電することで前記第１スイッチをオンオフ動作させ、
さらに前記駆動電圧発信回路は、前記コンデンサーと直列に抵抗器またはインダクタを接続することで、該コンデンサーから発生するスパイク電流が抑制されることを特徴とする。

また、前記駆動電圧発信回路は、供給電圧を前記第１駆動回路および第２駆動回路の駆動電圧に変換する第１電圧供給回路を備え、
前記第１電圧供給回路からの電圧を前記制御回路の駆動電圧に変換する第２電圧供給回路を備えることが好適である。

また、前記抵抗器のインピーダンスは、１０Ω〜５００Ωであることが好適である。

また、前記インダクタのインダクタンスは、０．１μＨ〜１０μＨであることが好適である。

また、前記駆動電圧発信回路を有するＬＥＤ電源装置であって、
前記駆動電圧発信回路は、ＬＥＤ電源装置が有するハーフ・ブリッジ回路をオンオフ動作させることでＬＥＤ素子を安定動作させることが好適である。

本発明によれば、ハーフ・ブリッジ回路を駆動するための駆動回路と、該駆動回路を制御する制御回路の駆動電源が共通（配線が共通）するドライブ回路において、駆動回路が備えるコンデンサーと直列に抵抗器またはインダクタを接続し、コンデンサーへ流れる電流を抑制することで、コンデンサーの充放電により発生していた電源ノイズが駆動回路と共通電源である制御回路に入り込むのを低減することが可能となった。その結果、本構成によるドライブ回路が備える制御回路の安定動作が実現出来るとともに、ＬＥＤ素子への安定的な電圧供給が可能となった。

本発明に係るＬＥＤ電源装置の概略構成図を示す。 本発明に係るＬＥＤ電源装置におけるドライブ回路および従来のドライブ回 路の概略構成図を示す。 従来のＬＥＤ電源装置における図１のＰ１点およびＰ２点での電圧波形を示 す。 本発明に係るＬＥＤ電源装置における図１のＰ１点およびＰ２点での電圧波 形を示す。 本発明に係るＬＥＤ電源装置が備えるドライブ回路の内部ロジック概略図を 示す。

以下、本発明のＬＥＤ電源装置について図面を用いて説明するが、本発明の趣旨を超えない限り何ら以下の例に限定されるものではない。

図１に本発明に係るＬＥＤ電源装置の概略図を示す。同図に示すＬＥＤ電源装置１０は、商用の交流電圧を供給する商用電源１２と、交流電圧を整流するための整流回路１４と、該整流回路１４からの電圧を昇圧して直流電圧を生成するアクティブフィルタ回路１６（力率改善回路）と、高周波の交流電圧を生成するハーフ・ブリッジ回路１８と、該ハーフ・ブリッジ回路１８をオンオフ動作させるためのドライブ回路２０と、高周波の交流電圧を直流電圧に変換しＬＥＤ素子２４へ直流電圧を供給するための平滑回路２２と、を備えている。

はじめに整流回路１４について説明する。
整流回路１４は、ダイオード・ブリッジＤＢ１と平滑用コンデンサーＣ１を備えている。商用電圧１２により交流の商用電圧（ＡＣ１００ＶやＡＣ２００Ｖなど）を印加すると、商用電圧はダイオード・ブリッジＤＢ１に到達する。ダイオード・ブリッジＤＢ１は、ダイオード素子などで構成されているが、同じ機能を果たせれば他の半導体素子でも良い。ダイオード・ブリッジＤＢ１によって全波整流された電圧（脈流電圧とも呼ぶ）は、平滑用コンデンサーＣ１によって大まかな直流電圧（完全な直流電圧にするためには、さらに積分回路が必要）に平滑される。

平滑された電圧はアクティブフィルタ回路１６へと到達する。アクティブフィルタ回路１６は、インダクタＬ１と、ＦＥＴで構成される力率改善スイッチＱ１と、該力率改善スイッチＱ１のスイッチング動作の指令を行うＰＦＣ回路と、ダイオードＤ１と、平滑用コンデンサーＣ２を備えている。

ＰＦＣ回路は、力率改善スイッチＱ１を制御して、力率改善スイッチＱ１にオンオフを繰り返させる。力率改善スイッチＱ１がオンの間、整流回路１４が生成した脈流電圧がインダクタＬ１に印加され、インダクタＬ１に電流が流れる。力率改善スイッチＱ１がオフになると、インダクタＬ１を流れる電流が、ダイオードＤ１を介して、平滑用コンデンサーＣ２（電解コンデンサ）を充電する。これにより、平滑用コンデンサーＣ２には、昇圧された電圧が充電される。このような一連の動作でＰＦＣ回路が力率改善スイッチＱ１をオンオフするタイミングを調整することにより、ＬＥＤ電源装置１０の力率が改善される。なお、平滑用コンデンサーＣ２の陰極端子は、ＬＥＤ電源装置１０内の基準電位を有するグラウンド配線に接続されている。そして、アクティブフィルタ回路１６で生成された電圧はハーフ・ブリッジ回路１８へ到達するとともに、ドライブ回路２０にも到達する。

次にハーフ・ブリッジ回路１８の動作について説明する。
ハーフ・ブリッジ回路１８は、ハイサイド側スイッチＱ２とローサイド側スイッチＱ３を直列に電気接続した回路であり、平滑用コンデンサーＣ２の両端に電気接続されている。ハイサイド側スイッチＱ２およびローサイド側スイッチＱ３はＦＥＴなどのスイッチング素子で構成されている。また、ハイサイド側スイッチＱ２およびローサイド側スイッチＱ３は、ＦＥＴと同じ機能を果たせれば他のスイッチング素子でも構わない。ハイサイド側スイッチＱ２が高電圧側（ハイサイド側）に接続されており、ローサイド側スイッチＱ３がグラウンド側（ローサイド側）に接続されている。ハイサイド側スイッチＱ２およびローサイド側スイッチＱ３は、ドライブ回路２０からの電圧信号にしたがって、それぞれのスイッチＱ２，Ｑ３が交互にオンオフを繰り返すことにより、スイッチＱ２，Ｑ３の接続点ｂから矩形波電圧が発生する。

ここで、ハーフ・ブリッジ回路１８を駆動させるためのドライブ回路２０について説明する。ドライブ回路２０は、ハーフ・ブリッジ回路１８へ駆動電圧を供給する駆動回路３２と、該駆動回路３２からの駆動電圧を制御する制御回路３４と、駆動回路３２が動作するための電圧を供給する駆動回路用電圧供給回路３６と、該駆動回路用電圧供給回路３６からの電圧を降圧して制御回路３４が動作する電圧を供給する制御回路用電圧供給回路３８を備えている。

そして、ドライブ回路２０は、アクティブフィルタ回路１６が備える平滑用コンデンサーＣ２で平滑された電圧が供給されることで動作する。また、駆動回路３２および制御回路３４の駆動に必要な電圧がそれぞれ異なる場合は、平滑用コンデンサーＣ２からの電圧を駆動回路３２および制御回路３４が必要な電圧に降圧して供給する。具体的には、平滑用コンデンサーＣ２からの電圧を駆動回路用電圧供給回路３６によって駆動回路３２が必要な電圧に降圧してから、駆動回路３２へ供給している。駆動回路用電圧供給回路３６はスイッチング方式のＤＣＤＣコンバータである。そして駆動回路用電圧供給回路３６からの降圧された電圧は、制御回路用電圧供給回路３８にも供給され、制御回路３４が必要な駆動電圧までさらに降圧され、制御回路３６へ供給される。制御回路用電圧供給回路３８はスイッチング方式に比べてノイズの少ないシリーズ方式のＤＣＤＣコンバータであることが好適である。

このように駆動回路３２と制御回路３４の供給電源を共通（電源からの配線を共通）にすることで、ＬＥＤ電源装置（およびドライブ回路２０）のコンパクト化が図れる。例えば上記構成および機能を専用ＩＣとして設計することで、さらにＬＥＤ電源装置のコンパクト化が実現出来る。

次に駆動回路３２について詳しく説明する。
図２（ａ）に本発明に係るＬＥＤ電源装置１０が備える駆動回路３２の概略構成図を示す。Ｖｃｃには平滑用コンデンサーＣ２から駆動回路用電圧供給回路３６を通して電圧が供給されており、ＣＯＭがグラウンド配線である。また入力端子であるＩＮには、制御回路３４からの制御信号が入力される。ＬＯとＣＯＭは図１のローサイド側スイッチＱ３に接続されている。また、Ｖｓは図１の高電位側（ハイサイド側）のハイサイド側スイッチＱ２とローサイド側スイッチＱ３の中間点である接続点ｂに接続されており、ＨＯはハイサイド側スイッチＱ２のゲートに接続されている。また、ハイサイド側スイッチＱ２側には図２（ａ）に示すように逆流防止用のダイオードＤ６と、充電用コンデンサーＣ７と、さらに、本発明において特徴的な構成として抵抗器Ｒ３が直列に接続されている。

駆動回路の動作およびノイズ発生原理について
図２（ｂ）には、ハーフ・ブリッジ型のＬＥＤ電源装置における従来の駆動回路の概略構成図を示す。ここでは、図１の駆動回路３２として図２（ｂ）に示す従来の駆動回路（抵抗器Ｒ３が未接続の回路）が組み込まれた場合の説明とする。高電位側のハイサイド側スイッチＱ２を駆動する駆動回路３２の電源として、充電用コンデンサーＣ７にチャージされている電力を利用する。ローサイド側スイッチＱ３がオンすると、充電用コンデンサーＣ７にスパイク状の充電電流が流れる。このスパイク電流は、駆動回路用電圧供給回路３６（スイッチング方式のＤＣＤＣコンバータ）の出力Ｐ１点の電位を急激に押し下げ、図３（ａ）に示すようなスパイク状の電圧が発生する。このスパイク状の電圧の落ち込みは周波数成分が高いので、制御回路３４の動作に必要な電圧を生成する制御回路用電圧供給回路３８（シリーズ方式のＤＣＤＣコンバータ−）を入出力間の浮遊容量を通して通過し、ほぼ減衰なしにＰ２点に現れる。つまり、制御回路３４に入力される電圧Ｐ２点は図３（ｂ）のようなスパイク状の電圧となり、制御回路３４の誤動作を引き起こしてしまう。特に、制御回路３４にマイコンを使用し、Ａ／Ｄコンバータを使用して制御を行っている場合においては不安定な動作の原因となる。

そこで本発明では、図２（ａ）に示すように駆動回路３２の充電用コンデンサーＣ７と直列に抵抗器Ｒ３を接続することで、図４（ａ）に示すようなノイズ（落ち込み）の少ないＰ１点での電圧波形を得ることが出来る。これは抵抗器Ｒ３を接続することにより充電用コンデンサーＣ７に流れ込むスパイク電流を低減（抑制）させることにより、Ｐ１点での落ち込みを減少させていると言える。抵抗器Ｒ３のインピーダンスは、１０Ω〜５００Ωであることが好適である。また、抵抗器Ｒ３を接続する替わりにインダクタを接続しても同様の効果が得られる。この時のインダクタのインダクタンスは、０．１μＨ〜１０μＨであることが好適である。この低減したスパイク電圧は周波数成分が低いので、入出力間の浮遊容量を通過することもなく、制御回路用電圧供給回路３８の抵抗器と出力容量により減衰し、図４（ｂ）に示すようなきれいな直流電圧となる。また、このような現象は動作時間が非常に短く、ＤＣＤＣコンバータ（駆動回路用電圧供給回路３６および制御回路用電圧供給回路３８）の制御機能で一定電圧に制御できる時間よりはるかに短いので、フィードバック制御により一定値にすることは出来ない。

駆動回路の内部ロジックについて
図５に本発明に係るＬＥＤ電源装置１０が備える駆動回路３２の内部ロジック概略図を示す。ハイサイド側スイッチＱ２用として、抵抗Ｒ４、シュミットトリガ回路ＳＴ、信号反転回路、パルス発生器（ＰＬＵＳＥ ＧＥＮ）、レベルシフト回路ＬＶＳｈ、電圧検出回路（ＵＶ ＤＥＴＥＣＴ）、パルスフィルター（ＰＵＬＳＥ ＦＩＬＴＥＲ）、ＲＳフリップフロップ回路ＲＳＦＦを備える。また、ローサイド側スイッチＱ３用として、抵抗Ｒ４、シュミットトリガ回路ＳＴ、信号反転回路を備える。

制御回路３４からの制御信号が駆動回路３２の制御信号入力端子であるＩＮに入力されると、シュミットトリガ回路ＳＴを介して信号反転回路へ制御信号として送られる。シュミットトリガ回路ＳＴおよび抵抗Ｒ４は、ＩＮからの制御信号が揺らいだ場合においても、安定した出力レベルを電圧検出回路に転送するための回路である。信号反転回路の有する電圧検出回路（ＵＶ ＤＥＴＥＣＴ）は、ＩＮからの制御信号に対して電圧レベルの検出を行い、ＨＯまたはＬＯへの信号反転機能を果たしている。前述のとおり、ＬＯの出力がオン時（ローサイド側スイッチＱ３がオン時）にはＨＯの出力はオフであり、この時に充電用コンデンサーＣ７が充電される。また、ＬＯの出力がオフ時（ローサイド側スイッチＱ３がオフ時）にはＨＯの出力はオンとなる。

次にハイサイド側スイッチＱ２への信号出力動作について説明する。
ワンショットパルスを生成するパルス発生器（ＰＬＵＳＥ ＧＥＮ）は、信号反転回路の出力の立ち上がりと立ち下がりでそれぞれワンショットパルス信号を生成する。レベルシフト回路ＬＶＳｈは、トランジスタＴｒ１およびトランジスタＴｒ２と、抵抗Ｒ５および抵抗Ｒ６で構成される。トランジスタＴｒ１はパルスジェネレータ−からのワンショットパルス信号（立ち上がりによる信号）をＶｂのレベルに変換し、トランジスタＴｒ２はパルスジェネレータ−からのワンショットパルス信号（立ち下がりによる信号）をＶｂのレベルに変換する。

レベルシフト回路ＬＶＳｈの出力信号は、パルスフィルター（ＰＵＬＳＥ ＦＩＬＴＥＲ）および電圧検出回路（ＵＶ ＤＥＴＥＣＴ）を介して、ＲＳフリップフロップ回路ＲＳＦＦに入力される。例えば、レベルシフト回路ＬＶＳｈからのワンショットパルス信号（立ち上がりによる信号）はＲＳＦＦのセット入力となり、レベルシフト回路ＬＶＳｈからのワンショットパルス信号（立ち下がりによる信号）はＲＳＦＦのリセット入力となる。この際に、パルスフィルターは、規定の制御信号以外の不定な信号を除去する。駆動回路３２は、このＲＳフリップフロップ回路ＲＳＦＦの出力信号により、ハイサイド側スイッチＱ２のオン信号ＨＯを出力する。電圧検出回路（ＵＶ ＤＥＴＥＣＴ）は、電圧ＶＢを監視しており、それが低下した際にＲＳＦＦにリセット入力を行う。ＨＯからの信号が停止すると、ＬＯからの信号が出力され、ハーフ・ブリッジ回路３２のオンオフ動作が行われる。

このように駆動回路３２の一連の動作により、ドライブ回路２０からの電圧を受けて、ハーフ・ブリッジ回路１８のハイサイド側スイッチＱ２およびローサイド側スイッチＱ３のオンオフ動作により、高周波電流（高周波電圧）が生成される。生成された高周波電流はインダクタＬ２へと到達する。

そして、接続点ｂには、小インピーダンスのインダクタＬ２および小容量の絶縁コンデンサーＣ３のＬＣ直列回路が接続され、コンデンサーＣ３の他端が平滑回路２２の高電位側の入力端に繋がっている。ローサイド側スイッチＱ３のグラウンド側には、小容量の絶縁コンデンサーＣ４が接続され、該絶縁コンデンサーＣ４の他端には平滑回路２２のグラウンド側の入力端が繋がっている。

絶縁コンデンサーＣ３およびＣ４は、入力側（交流電源１２側）と負荷側（ＬＥＤ素子２４側）の絶縁を実現するために接続されている。絶縁コンデンサーＣ３、Ｃ４の静電容量は、ＬＥＤ素子２４と放熱器間の絶縁が破壊され、人が放熱器に接触した場合に、人を通じて大地に流れる電流の最大値が、人体に影響のない電流値である１ｍＡ以下となるようなｐＦオーダーである。例えば、絶縁コンデンサーＣ３、Ｃ４にはｐＦオーダーの容量の同じセラミック・コンデンサーなどを使用するのが好適である。そして、ハーフ・ブリッジ回路１８によって生成された高周波電圧は、インダクタＬ２とコンデンサーＣ３を介して平滑回路２２へと到達する。

矩形波電圧（または高周波電圧）を直流へ変換するための平滑回路２２は、ダイオード・ブリッジＤＢ２と、平滑用コンデンサーＣ５で構成されている。ダイオード・ブリッジＤＢ２は、４つの整流素子であるダイオードＤ２〜Ｄ５からなる。これらダイオードＤ２〜Ｄ５によって、インダクタＬ２を流れる電流を全波整流にして、平滑用コンデンサーＣ５を充電し、ＬＥＤ素子２４を点灯させる直流電流を生成する。なお、ダイオード・ブリッジＤＢ２は、高周波の周波数に対して逆回復時間が十分短い高速型ダイオードなどを用いて構成する。

このような構成において、ハーフ・ブリッジ回路１８で、ハイサイド側スイッチＱ２がオン、ローサイド側スイッチＱ３がオフの状態になると、接続点ｂに矩形波電圧が印加され、インダクタＬ２に向けてパルス電流ｉｓが流れる。正方向のパルス電流ＩＳは、インダクタＬ２により制限を受けつつ、平滑用コンデンサーＣ２に蓄えられた電荷をＣ２→Ｑ２→Ｌ２→Ｃ３→Ｄ２→Ｃ５→Ｄ５→Ｃ２の順に流して、平滑用コンデンサーＣ５を充電し、ＬＥＤ素子２４を点灯する直流電流となる。

次に、ハイサイド側スイッチＱ２がオフ、ローサイド側スイッチＱ３がオンの状態になると、Ｃ３およびＣ４に蓄えられた電荷が、インダクタＬ２を逆向きに、パルス電流ＩＳが流れる。負方向のパルス電流ＩＳは、インダクタＬ２により制限を受けつつ、Ｃ３→Ｌ２→Ｑ３→Ｃ４→Ｄ３→Ｃ５→Ｄ４→Ｃ３の順に流して、平滑用コンデンサーＣ５を充電し、同じくＬＥＤ素子２４を点灯する直流電流となる。

そして、ＬＥＤ素子２４に適正な電流が流れるように、制御回路３４からの制御指令が駆動回路３２に送られる。制御回路３４には上述した抵抗器Ｒ３の影響（コンデンサＣ７への充電電流の抑制によるノイズの低減）による安定した電圧が常に印加されることとなり、制御回路３４自体が安定した動作を実現できているので、駆動回路３２からの電圧によるハーフ・ブリッジ回路１８のオンオフ動作も安定的に行われ、ＬＥＤ素子２４の安定的な動作が可能となる。

以上のように、回路構成をコンパクトにするために、ハーフ・ブリッジ回路を駆動するための駆動回路と、該駆動回路を制御する制御回路の駆動電源が共通（配線が共通）するドライブ回路において、ドライブ回路が備えるコンデンサーと直列に抵抗器またはインダクタ−を接続することでコンデンサーへの電流を抑制し、コンデンサーの充放電により発生していたノイズが制御回路に入り込むことを低減することが可能となり、制御回路の安定動作およびＬＥＤ素子への安定的な電圧供給（ＬＥＤ電源装置の安定動作維持）が実現出来る。

１０ ＬＥＤ電源装置
１２ 商用電源
１４ 整流回路
１６ アクティブフィルター回路
１８ ハーフ・ブリッジ回路
２０ ドライブ回路
２２ 平滑回路
２４ ＬＥＤ素子
３２ 駆動回路
３４ 制御回路
３６ 駆動回路用電圧供給回路
３８ 制御回路用電圧供給回路
Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗器
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ５ 平滑用コンデンサー
Ｃ３、Ｃ４ 絶縁コンデンサー
Ｃ７ 充電用コンデンサー
Ｑ１ 力率改善スイッチ
Ｑ２ 第１スイッチ
Ｑ３ 第２スイッチ
Ｌ１〜Ｌ２ インダクタ
ＳＴ シュミットトリガ回路
ＬＶＳｈ レベルシフト回路
Ｔｒ１〜Ｔｒ２ トランジスタ
ＲＳＦＦ ＲＳフリップフロップ回路

Claims (5)

1. 高電位側の第１スイッチおよび該第１スイッチと直列に接続されたグラウンド側の第２スイッチを有するハーフ・ブリッジ回路のオンオフ動作用の駆動電圧を発信する駆動電圧発信回路であって、
   前記駆動電圧発信回路は、前記第１スイッチをオンオフ動作させる第１駆動回路と、前記第２スイッチをオンオフ動作させる第２駆動回路と、前記第１駆動回路および第２駆動回路へ制御信号を送る制御回路と、コンデンサーと、を備え、
   前記第１駆動回路と第２駆動回路、および前記制御回路の駆動電源は共通であって、
   前記コンデンサーの高電位側は前記駆動電源および前記第１駆動回路に接続され、低電位側は前記第１スイッチと第２スイッチの間に接続され、
   前記コンデンサーは、前記第２スイッチがオン時にはコンデンサーの高電位側からの電力が充電され、前記第２スイッチがオフ時には充電された電力を放電することで前記第１スイッチをオンオフ動作させ、
   さらに前記駆動電圧発信回路は、前記コンデンサーと直列に抵抗器またはインダクタを接続することで、該コンデンサーから発生するスパイク電流が抑制されることを特徴とする駆動電圧発信回路。
2. 請求項１に記載の駆動電圧発信回路であって、
   前記駆動電圧発信回路は、供給電圧を前記第１駆動回路および第２駆動回路の駆動電圧に変換する第１電圧供給回路を備え、
   前記第１電圧供給回路からの電圧を前記制御回路の駆動電圧に変換する第２電圧供給回路を備えることを特徴とする駆動電圧発信回路。
3. 請求項１および請求項２の何れかに記載の駆動電圧発信回路であって、
   前記抵抗器のインピーダンスは、１０Ω〜５００Ωであることを特徴とする駆動電圧発信回路。
4. 請求項１および請求項２の何れかに記載の駆動電圧発信回路であって、
   前記インダクタのインダクタンスは、０．１μＨ〜１０μＨであることを特徴とする駆動電圧発信回路。
5. 請求項１〜４の何れかに記載の駆動電圧発信回路を有するＬＥＤ電源装置であって、
   前記駆動電圧発信回路は、ＬＥＤ電源装置が有するハーフ・ブリッジ回路をオンオフ動作させることでＬＥＤ素子を安定動作させることを特徴とするＬＥＤ電源装置。

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