JP2017078587A - 電圧検出回路及び電圧検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】フライングキャパシタとして機能するコンデンサのデバイス特性に依存せず、そのコンデンサに印加された電圧の検出精度を向上させることができる電圧検出回路を提供する。【解決手段】接地電位部１５と、接地電位部１５と絶縁状態に設けられる直流電源１１と、直流電源１１から印加されるコンデンサＣ１と、コンデンサＣ１の充放電を制御する制御部１３と、直流電源１１と、コンデンサＣ１を充電する充電経路が形成される充電回路と、コンデンサＣ１を放電する放電経路が形成される放電回路とを備え、制御部１３は、第１の時間に対応するコンデンサＣ１の両端電圧と、第２の時間に対応するコンデンサＣ１の両端電圧と、により求めたコンデンサＣ１の実容量値に基づいて、直流電源１１の電圧値を演算する演算部を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、電圧検出回路及び電圧検出方法に関する。

従来より、自動車においては、エアコン等の電装品に電力を供給するバッテリが搭載されている。また、自動車に搭載されるバッテリは、適正な電力が維持されることにより、走行中、各種車両制御に必要な電力を供給するものであるため、バッテリの状態を適正に監視することが求められている。

例えば、バッテリの状態を監視するものとして、バッテリの絶縁状態を監視する技術がある。具体的には、フライングキャパシタ方式の絶縁計測回路により、バッテリの絶縁状態を監視する絶縁計測装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

より具体的には、特許文献１に記載の技術は、充電後一定時間放電させた後に測定することにより、フライングキャパシタとして機能するコンデンサのデバイス特性のバラツキに起因する検出電圧変動分を打ち消すものである。

特許第５６１３４０８号公報

しかし、特許文献１に記載の技術は、充電後一定時間放電させた後であれば、バラツキに起因する検出電圧変動分が打ち消されるという前提の元に予め設定された放電時間経過時の電圧を検出するものである。よって、フライングキャパシタとして機能するコンデンサのデバイス特性のバラツキによっては、充電後一定時間放電させた後であっても放電電圧にズレが生じるため、検出結果の精度が低下する。したがって、特許文献１に記載の技術であっても、フライングキャパシタとして機能するコンデンサのデバイス特性のバラツキに起因する影響を受ける恐れがある。

つまり、特許文献１に記載の技術のような従来技術は、フライングキャパシタとして機能するコンデンサのデバイス特性の影響を受けることがあるため、印加電圧の検出精度を向上させることができない。

本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、フライングキャパシタとして機能するコンデンサのデバイス特性に依存せず、印加電圧の検出精度を向上させることができる電圧検出回路及び電圧検出方法を提供することである。

本発明に係る電圧検出回路は、接地電位部と、前記接地電位部と絶縁状態に設けられる直流電源と、前記直流電源から印加されるコンデンサと、前記コンデンサの充放電を制御する制御部と、前記直流電源と、前記コンデンサとを含み、前記コンデンサを充電する充電経路が形成される充電回路と、前記コンデンサを含み、前記コンデンサを放電する放電経路が形成される放電回路とを備え、前記制御部は、第１の時間に対応する前記コンデンサの両端電圧と、第２の時間に対応する前記コンデンサの両端電圧と、により求めた前記コンデンサの実容量値に基づいて、前記直流電源の電圧値を演算する演算部を備えることを特徴とする。

また、本発明に係る電圧検出回路において、前記直流電源の正極側と、前記コンデンサとの間に設けられ、該コンデンサと直列に接続された第１の抵抗と、前記第１の抵抗と並列に設けられ、前記コンデンサと直列に接続された第２の抵抗と、前記直流電源の正極側と、前記第１の抵抗との間に設けられた第１のスイッチと、前記直流電源の負極側と、前記コンデンサの負極側との間に設けられた第２のスイッチと、前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗と、前記接地電位部との間に設けられた第３のスイッチと、前記コンデンサの負極側と、前記接地電位部との間に設けられた第４のスイッチとを備え、前記制御部は、前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチ、及び前記第４のスイッチのそれぞれの導通状態を制御するスイッチ制御部をさらに備え、前記スイッチ制御部は、前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチを導通状態にさせることにより、前記充電経路を形成させ、前記第３のスイッチ及び前記第４のスイッチを導通状態にさせることにより、前記放電経路を形成させることが好ましい。

また、本発明に係る電圧検出回路において、前記制御部は、前記コンデンサの両端電圧を計測する計測部をさらに備え、前記計測部は、前記充電経路で充電された場合、前記放電経路の切り替え時の前記コンデンサの充電電圧を計測し、前記充電経路から前記放電経路に切り替えられて一定時間経過後の前記コンデンサの放電電圧を計測し、前記演算部は、前記充電電圧及び前記放電電圧に基づいて、前記コンデンサの実容量値を求める容量演算部と、前記容量演算部により求められた前記コンデンサの実容量値に基づいて、前記直流電源の電圧値を演算する電圧演算部とを備えることが好ましい。

また、本発明に係る電圧検出方法は、接地電位部と、前記接地電位部と絶縁状態に設けられる直流電源と、前記直流電源から印加されるコンデンサと、前記コンデンサの充放電を制御する制御部と、前記直流電源と、前記コンデンサとを含み、前記コンデンサを充電する充電経路が形成される充電回路と、前記コンデンサを含み、前記コンデンサを放電する放電経路が形成される放電回路とを備える電圧検出回路における電圧検出方法であって、第１の時間に対応する前記コンデンサの両端電圧と、第２の時間に対応する前記コンデンサの両端電圧と、により求めた前記コンデンサの実容量値に基づいて、前記直流電源の電圧値を演算することを特徴とする。

本発明によれば、コンデンサのバラツキ値を含んだ実容量値に基づいてコンデンサに印加された印加電圧が演算されることにより、コンデンサの容量変動の影響が排除されるため、フライングキャパシタとして機能するコンデンサのデバイス特性に依存せず、印加電圧の検出精度を向上させることができる電圧検出回路を提供することができる。

本実施形態に係る電圧検出回路１の回路構成例を示す図である。 第１のスイッチＳ１、第２のスイッチＳ２、第３のスイッチＳ３、及び第４のスイッチＳ４の具体的な回路構成例を示す図である。 制御部１３の機能構成例を示す図である。 演算部１３５の機能構成の詳細例を示す図である。 フライングキャパシタ方式の絶縁計測回路におけるＡ／Ｄポートの読み込み処理のタイムチャートである。 直流電源１１の電圧がコンデンサＣ１に印加されるときの閉回路構成例を示す図である。 コンデンサＣ１に印加された電圧が計測されるときの閉回路構成例を示す図である。 負極側仮想地絡抵抗ＲＬｎ１による電圧がコンデンサＣ１に印加されるときの閉回路構成例を示す図である。 正極側仮想地絡抵抗ＲＬｐ１による電圧がコンデンサＣ１に印加されるときの閉回路構成例を示す図である。 コンデンサＣ１の充電に伴うコンデンサＣ１の両端電圧Ｖ（ｔ）の推移について説明する図である。 コンデンサＣ１のデバイス特性にバラツキがある場合の充電電圧Ｖ１について説明する図である。 コンデンサＣ１の両端電圧の推移の一例を示す図である。 Ｖ_０測定モード、ＶＣ１ｎ測定モード、及びＶＣ１ｐ測定モードのそれぞれの場合におけるコンデンサＣ１の両端電圧の推移の一例を示す図である。 コンデンサＣ１の実容量値Ｃに基づいて印加電圧Ｖ０を求める処理を説明するフローチャートである。 充電時間ｔ１、放電時間ｔ２、及び放電時間ｔ３の時点においてスイッチ制御が行われる一例を示す図である。 充電時間ｔ１及び放電時間ｔ２の時点においてスイッチ制御が行われる一例を示す図である。

図１は、本実施形態に係る電圧検出回路１の回路構成例を示す図である。図１に示すように、電圧検出回路１は、直流電源１１、接地電位部１５、コンデンサＣ１、制御部１３、充電回路、及び放電回路を備える。また、電圧検出回路１は、第１のスイッチＳ１、第２のスイッチＳ２、第３のスイッチＳ３、第４のスイッチＳ４、及び第５のスイッチＳａを備え、それぞれの導通状態及び非導通状態が制御されることにより、充電回路又は放電回路が構成される。また、電圧検出回路１は、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、第１の抵抗Ｒ１、第２の抵抗Ｒ２、第３の抵抗Ｒ３、第４の抵抗Ｒ４、コンデンサＣａを備える。なお、電圧検出回路１は、接地電位部１５との間に、正極側仮想地絡抵抗ＲＬｐ１と、負極側仮想地絡抵抗ＲＬｎ１とが含まれる。

直流電源１１は、接地電位部１５と絶縁状態に設けられるものである。直流電源１１は、高電圧の電源であり、例えば、複数のセルが接続された組電池からなり、車両に搭載される。なお、直流電源１１は、一次電池又は二次電池のような安定した直流電圧を供給するものであればよい。接地電位部１５は、基準電位であり、例えば、シャーシからなる。

コンデンサＣ１は、直流電源１１から印加されるものであり、例えば、フライングキャパシタとして機能することにより、地絡検出に用いられるものである。

充電回路は、直流電源１１と、コンデンサＣ１とを含み、コンデンサＣ１を充電する充電経路が形成されるものである。放電回路は、コンデンサＣ１を含み、コンデンサＣ１を放電する放電経路が形成されるものである。なお、充電経路及び放電経路は、第１のスイッチＳ１、第２のスイッチＳ２、第３のスイッチＳ３、及び第４のスイッチＳ４による導通状態及び非導通状態の何れかの組み合わせにより、複数の電流経路が想定されるものである。

第１の抵抗Ｒ１は、直流電源１１の正極側と、コンデンサＣ１との間に設けられ、コンデンサＣ１と直列に接続されたものである。第２の抵抗Ｒ２は、第１の抵抗Ｒ１と並列に設けられ、コンデンサＣ１と直列に接続されたものである。第３の抵抗Ｒ３は、第１の接続点が第３のスイッチＳ３を介して第２の抵抗Ｒ２に接続されたものであり、第２の接続点が接地電位部１５に接続されたものである。第４の抵抗Ｒ４は、第１の接続点が第４のスイッチＳ４を介してコンデンサＣ１の負極側に接続されたものであり、第２の接続点が接地電位部１５に接続されたものである。

第１のスイッチＳ１は、直流電源１１の正極側と、第１の抵抗Ｒ１との間に設けられるものである。第２のスイッチＳ２は、直流電源１１の負極側と、コンデンサＣ１の負極側との間に設けられるものである。第３のスイッチＳ３は、第１の抵抗Ｒ１及び第２の抵抗Ｒ２と、接地電位部１５との間に設けられるものである。第４のスイッチＳ４は、コンデンサＣ１の負極側と、接地電位部１５との間に設けられるものである。

第５のスイッチＳａは、第３の抵抗Ｒ３と、コンデンサＣａとの間に設けられ、制御部１３のＡ／Ｄポートに電圧を伝搬するか否かを制御するものである。コンデンサＣａは、正極側が第５のスイッチＳａと、制御部１３のＡ／Ｄポートとの間に設けられ、負極側が接地電位部１５に接続されている。なお、コンデンサＣ１の容量は、コンデンサＣａの容量よりも大きいものとする。

なお、第１のスイッチＳ１、第２のスイッチＳ２、第３のスイッチＳ３、及び第４のスイッチＳ４のそれぞれは、例えば、光ＭＯＳＦＥＴからなり、耐高圧であり、絶縁特性を有するものである。第１のスイッチＳ１、第２のスイッチＳ２、第３のスイッチＳ３、及び第４のスイッチＳ４について図２を用いて具体的に説明する。図２は、第１のスイッチＳ１、第２のスイッチＳ２、第３のスイッチＳ３、及び第４のスイッチＳ４の具体的な回路構成例を示す図である。なお、第１のスイッチＳ１、第２のスイッチＳ２、第３のスイッチＳ３、及び第４のスイッチＳ４を総称する場合、絶縁型スイッチＳと称する。

図２に示すように、絶縁型スイッチＳは、１対のフォトトランジスタ４２，４３が電路端子対４１，４９間に逆極性に直列接続され、フォトトランジスタ４２，４３には、ダイオード４４，４５が逆極性に並列接続される。また、発光ダイオード４６は、駆動用端子対４７，４８間に接続される。発光ダイオード４６は、フォトトランジスタ４２，４３、ダイオード４４，４５のような各素子から電気的に絶縁されると共に、フォトトランジスタ４２，４３と光学的に結合するような相対位置関係に配置されている。

駆動用端子対４７，４８間に駆動電流が供給されると、発光ダイオード４６が発光する。これにより、フォトトランジスタ４２，４３が導通するため、電路端子対４１，４９間が導通される。すなわち、絶縁型スイッチＳは閉成される。

一方、駆動用端子対４７，４８間に供給された駆動電流が遮断されると、発光ダイオード４６の発光が消滅する。これにより、絶縁型スイッチＳは開放される。なお、図２の回路構成例は、交流にも適用可能なフォトカプラ型絶縁スイッチであり、容易に理解されるように、直流専用には、右又は左半分の構成のみでよい。

なお、第５のスイッチＳａは、比較的安価な低圧用アナログスイッチ又はＦＥＴ等の半導体スイッチング素子を用いたディスクリート構成であればよい。

次に、図３〜図９を用いて制御部１３の詳細及びその制御例について具体的に説明する。図３は、制御部１３の機能構成例を示す図である。図４は、演算部１３５の機能構成の詳細例を示す図である。図５は、フライングキャパシタ方式の絶縁計測回路におけるＡ／Ｄポートの読み込み処理のタイムチャートである。図６は、直流電源１１の電圧がコンデンサＣ１に印加されるときの閉回路構成例を示す図である。図７は、コンデンサＣ１に印加された電圧が計測されるときの閉回路構成例を示す図である。図８は、負極側仮想地絡抵抗ＲＬｎ１による電圧がコンデンサＣ１に印加されるときの閉回路構成例を示す図である。図９は、正極側仮想地絡抵抗ＲＬｐ１による電圧がコンデンサＣ１に印加されるときの閉回路構成例を示す図である。

制御部１３は、コンデンサＣ１の充放電を制御するものであり、不図示のＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、及びＩ／Ｏインターフェースを主体に構成されたマイクロコンピュータにより実現し得るものである。制御部１３が所定の制御プログラムを実行することにより、図２に示すように、Ａ／Ｄ変換部１３１、計測部１３２、判定部１３３、スイッチ制御部１３４、及び演算部１３５等のような各種機能は実現される。

Ａ／Ｄ変換部１３１は、Ａ／Ｄポートを介して取得したアナログ信号をデジタル信号に変換する機能を有するものである。

スイッチ制御部１３４は、第１のスイッチＳ１、第２のスイッチＳ２、第３のスイッチＳ３、第４のスイッチＳ４、及び第５のスイッチＳａを制御するものである。

具体的には、スイッチ制御部１３４は、第１のスイッチＳ１及び第２のスイッチＳ２を導通状態にさせることにより、充電経路を形成させる。例えば、図６に示すように、第１の抵抗Ｒ１を含む充電経路が形成される。

また、スイッチ制御部１３４は、第１のスイッチＳ１及び第４のスイッチＳ４を導通状態にさせ、直流電源１１の負極側と、接地電位部１５とを、負極側仮想地絡抵抗ＲＬｎ１を介して接続させることにより、直流電源１１、第１のスイッチＳ１、第１の抵抗ＴＲ１、コンデンサＣ１、第４のスイッチＳ４、及び接地電位部１５を導通させる。例えば、図８に示すように、第１の抵抗Ｒ１と第４の抵抗Ｒ４とを含む電流経路が形成される。

また、スイッチ制御部１３４は、第２のスイッチＳ２及び第３のスイッチＳ３を導通状態にさせ、直流電源１１の正極側と、接地電位部１５とが、正極側仮想地絡抵抗ＲＬｐ１を介して接続されることにより、直流電源１１、接地電位部１５、第３のスイッチＳ３、第１の抵抗Ｒ１、及びコンデンサＣ１を導通させる。例えば、図９に示すように、第１の抵抗Ｒ１と第３の抵抗Ｒ３とを含む電流経路が形成される。

スイッチ制御部１３４は、第３のスイッチＳ３及び第４のスイッチＳ４を導通状態にさせることにより、放電経路を形成させる。例えば、図７に示すように、第２の抵抗Ｒ２と第３の抵抗Ｒ３と第４の抵抗Ｒ４とを含む放電経路が形成される。

なお、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷を放電させ、Ａ／Ｄポートを介して計測部１３２に計測させるには、図５に示すタイミングにより、第３のスイッチＳ３、第４のスイッチＳ４、及び第５のスイッチＳａが制御される。

具体的には、スイッチ制御部１３４の制御により、Ｔ１の時点において、第１のスイッチＳ１及び第２のスイッチＳ２、第１のスイッチＳ１及び第４のスイッチＳ４、又は第２のスイッチＳ２及び第３のスイッチＳ３を非導通状態にさせると共に、第３のスイッチＳ３及び第４のスイッチＳ４を導通状態にさせ、かつ、第５のスイッチＳａを短時間導通状態にさせる。なお、ここでいう短時間とは、Ｔ１〜Ｔ２の期間であって、例えば、２００〜３００μｓである。

その後、スイッチ制御部１３４の制御により、第５のスイッチＳａを再び導通状態にさせるまでの間、すなわち、Ｔ２〜Ｔ３の期間、直流電源１１の電圧に応じたコンデンサＣ１の充電電圧Ｖ_１を計測部１３２に計測させる。

そして、コンデンサＣ１とコンデンサＣａとを完全に放電させた後、スイッチ制御部１３４の制御により、第３のスイッチＳ３及び第４のスイッチＳ４を非導通状態にさせると共に、第１のスイッチＳ１及び第２のスイッチＳ２、第１のスイッチＳ１及び第４のスイッチＳ４、又は第２のスイッチＳ２及び第３のスイッチＳ３を導通状態にさせる。

計測部１３２は、コンデンサＣ１の両端電圧を計測するものである。具体的には、計測部１３２は、充電経路で充電された場合、コンデンサＣ１に充電される充電電圧Ｖ_１を計測する。計測部１３２は、充電経路から放電経路に切り替えられて放電された場合、コンデンサＣ１から放電される放電電圧Ｖ_２を計測する。

なお、車両搭載機器において、異常の有無の判定には長い時間をかけることができない。よって、コンデンサＣ１をフル充電させる測定は適していない。したがって、コンデンサＣ１をフル充電させずに測定する際には、コンデンサＣ１の値を既知として換算する必要がある。つまり、計測部１３２は、コンデンサＣ１をフル充電させずに、ある時間の測定値を以て、印加電圧Ｖ_０に換算する測定方法を行う。しかし、コンデンサＣ１は、経年劣化、周囲温度、又は個体差等のさまざまな要因によりバラツキが生じやすいものである。そこで、本実施形態においては、コンデンサＣ１のバラツキを含む実容量値Ｃで換算すべく、充電電圧Ｖ_１と、放電電圧Ｖ_２とにより算出したコンデンサＣ１の実容量値Ｃを利用する。つまり、一定の時間をあけた２点間の電圧からコンデンサＣ１の実容量値Ｃを求める。

具体的には、地絡検出を行うことができる電圧検出回路１の電流経路を制御することにより、２点間の電圧を求める。そこで、まず、電圧検出回路１において、地絡検出を行う構成の概要について説明し、次に、２点間の電圧からコンデンサＣ１の実容量値Ｃを求める構成について説明する。

計測部１３２は、コンデンサＣ１の充電電圧ＶＣ１ｎを計測する。計測部１３２は、コンデンサＣ１の放電電圧Ｖ２＿Ｃ１ｎを計測する。計測部１３２は、コンデンサＣ１の充電電圧ＶＣ１ｐを計測する。計測部１３２は、コンデンサＣ１の放電電圧Ｖ２＿Ｃ１ｐを計測する。

判定部１３３は、直流電源１１が地絡状態にあるか否かを判定するものである。具体的には、判定部１３３は、計測部１３２により計測された充電電圧Ｖ_１、電圧ＶＣ１ｎ、及び電圧ＶＣ１ｐに基づいて、直流電源１１が地絡状態にあるか否かを判定するものである。

ここで、地絡状態は、次式（１）に表される絶縁抵抗換算式で求めた値に基づいて判定されるものである。

演算部１３５は、第１の時間に対応するコンデンサＣ１の両端電圧と、第２の時間に対応するコンデンサＣ１の両端電圧と、により求めたコンデンサＣ１の実容量値Ｃに基づいて、直流電源１１の電圧値、すなわち、印加電圧Ｖ０を演算するものである。上記で説明したように、コンデンサＣ１の両端電圧は、充電電圧Ｖ_１又は放電電圧Ｖ_２である。ここで、第１の時間とは、例えば、充電時間ｔ１のときを意味する。また、第２の時間とは、例えば、放電時間ｔ２を意味する。つまり、第１の時間から一定時間経過後の時間が、第２の時間となればよい。

演算部１３５は、容量演算部１４１と、電圧演算部１４２とを備える。容量演算部１４１は、充電電圧Ｖ_１及び放電電圧Ｖ_２に基づいて、コンデンサＣ１の実容量値Ｃを求めるものである。

例えば、充電電圧Ｖ_１は、印加電圧Ｖ_０、充電時間ｔ１、充電抵抗Ｒ＿ｃｈａｒｇｅ、及びコンデンサＣ１の実容量値Ｃに基づいて、次式（２）で表される。なお、図６の場合、充電抵抗Ｒ＿ｃｈａｒｇｅは、第１の抵抗Ｒ１である。

また、放電電圧Ｖ_２は、充電電圧Ｖ_１、放電時間ｔ２、放電抵抗Ｒ＿ｄｉｓｃｈａｒｇｅ、及びコンデンサＣ１の実容量値Ｃに基づいて、次式（３）で表される。なお、図７の場合、放電抵抗Ｒ＿ｄｉｓｃｈａｒｇｅは、第２の抵抗Ｒ２、第３の抵抗Ｒ３、及び第４の抵抗Ｒ４の合成抵抗である。

式（２）と式（３）とから、次式（４）が導出される。

次に、式（４）で求めたコンデンサＣ１の実容量値Ｃから充電率を求める。コンデンサＣ１の両端電圧Ｖ（ｔ）は、直流電源１１の電圧値、すなわち、印加電圧Ｖ_０を用いて次式（５）で表される。

なお、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖ（ｔ）は充電されるにつれ、図１０に示すように変化する。図１０は、コンデンサＣ１の充電に伴うコンデンサＣ１の両端電圧Ｖ（ｔ）の推移について説明する図である。図１０に示すように、コンデンサＣ１をフル充電するには時間がかかるため、上記で説明したように、ある時間、例えば、ｔ１のときの測定値に基づいて、直流電源１１の電圧値、すなわち、印加電圧Ｖ_０は換算される。

ここで、ｔ＝ｔ１のとき、Ｖ（ｔ１）＝Ｖ_１とすると、次式（６）で表される。ただし、ｔ１は既知の値であり、Ｖ_１は測定値である。

式（６）から次に示す式（７）が導出される。

式（７）において、コンデンサＣ１の実容量値Ｃは、２点の計測により求まるものであり、既知の値となる。充電抵抗Ｒ＿ｃｈａｒｇｅは、電圧検出回路１の回路構成から求まるものであり、既知の値となる。ｔ１は、測定側で設定される値のため、既知の値となる。よって、式（７）の分母にある式（８）の値を求めることができる。

式（８）を充電率と定義すると、式（７）は、次式（９）のように表される。

したがって、充電率は、ｔ１、充電抵抗Ｒ＿ｃｈａｒｇｅ、及びコンデンサＣ１の実容量値Ｃにのみ依存する値となり、印加電圧Ｖ_０及び充電電圧Ｖ_１とは無関係なものとして処理することができる。つまり、充電率は、次式（１０）に表されるパラメータで特定されるものである。

そこで、本実施形態においては、２点間の計測により、コンデンサＣ１の実容量値Ｃを求め、ｔ＝ｔ１のときのＶ（ｔ１）＝Ｖ_１より印加電圧Ｖ_０を求めるために、まず、式（１０）に表されるパラメータに基づいて、充電率を計算する。なお、充電率は、マップ換算で求めてもよい。

次に、直流電源１１の電圧値である印加電圧Ｖ_０を求める手順について具体的に説明する。例えば、次式（１１），（１２）に示すように、ｔ＝０．３（ｓ）における充電電圧がＶ（０．３）＝７８．７（Ｖ）であり、コンデンサＣ１の実容量値Ｃ及び充電抵抗Ｒ＿ｃｈａｒｇｅが次式（１３），（１４）の場合を想定する。

上記の各パラメータに基づいて、次式（１５）により演算が実行される。

より具体的には、充電率は、次式（１６）に示すように演算される。よって、次式（１７）に示すように印加電圧Ｖ_０が求まり、直流電源１１の電圧値である印加電圧Ｖ_０は、約２００（Ｖ）となる。

つまり、電圧演算部１４２は、容量演算部１４１により求められたコンデンサＣ１の実容量値Ｃに基づいて、直流電源１１の電圧値である印加電圧Ｖ_０を演算するものである。具体的には、電圧演算部１４２は、充電率演算部１５１と、印加電圧演算部１５２とを備え、充電率演算部１５１により充電率が求められ、印加電圧演算部１５２により印加電圧Ｖ_０が求められる。

なお、上記の説明で説明したように、印加電圧Ｖ_０の演算には、充電電圧Ｖ_１及び放電電圧Ｖ_２を用いている。つまり、直流電源１１の電圧値である印加電圧Ｖ_０は、地絡経路を含まない電流経路を利用して求めるものであり、後述するＶ_０測定モードのときの測定値が利用されるものである。

図１１は、コンデンサＣ１のデバイス特性にバラツキがある場合の充電電圧Ｖ_１について説明する図である。図１１に示すように、コンデンサＣ１の実容量値Ｃはバラツキがある恐れがある。そこで、従来は、放電時間ｔ２が経過した場合、放電電圧Ｖ_２を測定するが、実際には、放電時間ｔ２が経過した時点においてもコンデンサＣ１の実容量値Ｃはバラツキがある恐れがある。

しかし、本実施形態のように、コンデンサＣ１の実容量値Ｃを換算するものであれば、コンデンサＣ１の容量変動分の影響は排除される。図１２は、コンデンサＣ１の両端電圧の推移の一例を示す図である。例えば、図１２に示すように、充電電圧Ｖ_１と、放電電圧Ｖ_２とに基づいて、上記で説明した処理をすることにより、コンデンサＣ１の実容量値Ｃを求め、印加電圧Ｖ_０を求めることができる。また、式（２）〜式（４）により、一定の時間をあけた２点間の電圧からコンデンサＣ１の実容量値Ｃを求めることができるため、図１２に示すように、放電電圧Ｖ２１と、放電電圧Ｖ２２とに基づいて、コンデンサＣ１の実容量値Ｃを求め、印加電圧Ｖ_０を求めてもよい。同様に、図１２に示すように、充電電圧Ｖ１１と、充電電圧Ｖ１２とに基づいて、コンデンサＣ１の実容量値Ｃを求め、印加電圧Ｖ_０を求めてもよい。

図１３は、Ｖ_０測定モード、ＶＣ１ｎ測定モード、及びＶＣ１ｐ測定モードのそれぞれの場合におけるコンデンサＣ１の両端電圧の推移の一例を示す図である。上記で説明したように、Ｖ_０測定モードの際、一定の時間をあけた２点間の電圧からコンデンサＣ１の実容量値Ｃを求めることができる。

図１４は、コンデンサＣ１の実容量値Ｃに基づいて印加電圧Ｖ_０を求める処理を説明するフローチャートである。

制御部１３は、充電電圧Ｖ_１を計測し（ステップＳ１１）、放電電圧Ｖ_２を計測する（ステップＳ１２）。制御部１３は、充放電時間、すなわち、充電時間ｔ１と、放電時間ｔ２とを取得する（ステップＳ１３）。制御部１３は、充放電抵抗値、すなわち、充電抵抗Ｒ＿ｃｈａｒｇｅ及び放電抵抗Ｒ＿ｄｉｓｃｈａｒｇｅのそれぞれの抵抗値を取得する（ステップＳ１４）。制御部１３は、コンデンサＣ１の実容量値Ｃを求め（ステップＳ１５）、コンデンサＣ１の実容量値Ｃに基づいて充電率を求め（ステップＳ１６）、充電電圧Ｖ_１と充電率とに基づいて直流電源１１の電圧値である印加電圧Ｖ_０を求める（ステップＳ１７）。

以上の説明から、電圧検出回路１は、第１の時間に対応するコンデンサＣ１の両端電圧と、第２の時間に対応するコンデンサＣ１の両端電圧と、によりコンデンサＣ１の実容量値Ｃを求める。これにより、求めたコンデンサＣ１の実容量値Ｃには、コンデンサＣ１のバラツキ値が含まれる。電圧検出回路１は、求めたコンデンサＣ１の実容量値Ｃに基づいて、直流電源１１の電圧値である印加電圧Ｖ_０を演算する。よって、演算された印加電圧Ｖ_０は、コンデンサＣ１のバラツキ値を含んだものであるため、コンデンサＣ１の容量変動による影響が排除されたものとなる。これにより、電圧検出回路１は、コンデンサＣ１のデバイス特性に依存せず、印加電圧Ｖ_０を求めることができる。したがって、電圧検出回路１は、印加電圧Ｖ_０の検出精度を向上させることができる。

換言すれば、電圧検出回路１は、コンデンサＣ１のバラツキ値を含んだ実容量値Ｃに基づいて印加電圧Ｖ_０を演算することにより、コンデンサＣ１の容量変動の影響が排除されるため、フライングキャパシタとして機能するコンデンサＣ１のデバイス特性に依存せず、印加電圧Ｖ_０の検出精度を向上させることができる。

また、電圧検出回路１は、充電経路を形成する際、負極側仮想地絡抵抗ＲＬｎ１を含む経路を形成することができる。また、電圧検出回路１は、充電経路を形成する際、正極側仮想地絡抵抗ＲＬｐ１を含む経路を形成することもできる。よって、電圧検出回路１は、従来通り、直流電源１１が地絡状態にあるか否かを判定することもできる。

以上、本実施形態に係る電圧検出回路１は、接地電位部１５と、接地電位部１５と絶縁状態に設けられる直流電源１１と、直流電源１１から印加されるコンデンサＣ１と、コンデンサＣ１の充放電を制御する制御部１３と、直流電源１１と、コンデンサＣ１とを含み、コンデンサＣ１を充電する充電経路が形成される充電回路と、コンデンサＣ１を含み、コンデンサＣ１を放電する放電経路が形成される放電回路とを備え、制御部１３は、第１の時間に対応するコンデンサＣ１の両端電圧と、第２の時間に対応するコンデンサＣ１の両端電圧と、により求めたコンデンサＣ１の実容量値Ｃに基づいて、直流電源１１の電圧値を演算する演算部１３５を備えるものである。

このような構成により、電圧検出回路１は、フライングキャパシタとして機能するコンデンサＣ１のデバイス特性に依存せず、印加電圧Ｖ０の検出精度を向上させることができる。

また、本実施形態に係る電圧検出回路１は、直流電源１１の正極側と、コンデンサＣ１との間に設けられ、コンデンサＣ１と直列に接続された第１の抵抗Ｒ１と、第１の抵抗Ｒ１と並列に設けられ、コンデンサＣ１と直列に接続された第２の抵抗Ｒ２と、直流電源１１の正極側と、第１の抵抗Ｒ１との間に設けられた第１のスイッチＳ１と、直流電源１１の負極側と、コンデンサＣ１の負極側との間に設けられた第２のスイッチＳ２と、第１の抵抗Ｒ１及び第２の抵抗Ｒ２と、接地電位部１５との間に設けられた第３のスイッチＳ３と、コンデンサＣ１の負極側と、接地電位部１５との間に設けられた第４のスイッチＳ４とを備え、制御部１３は、第１のスイッチＳ１、第２のスイッチＳ２、第３のスイッチＳ３、及び第４のスイッチＳ４のそれぞれの導通状態を制御するスイッチ制御部１３４をさらに備え、スイッチ制御部１３４は、第１のスイッチＳ１及び第２のスイッチＳ２を導通状態にさせることにより、充電経路を形成させ、第３のスイッチＳ３及び第４のスイッチＳ４を導通状態にさせることにより、放電経路を形成させるものである。

このような構成により、地絡抵抗の検出と直流電源１１の電圧値の測定が１つの装置で達成でき、特に地絡検出には精度と速さが求められるため、フル充電させないで測定の早さを維持したまま、検出精度を上げる方法が有効となる。

また、本実施形態に係る電圧検出回路１において、制御部１３は、コンデンサＣ１の両端電圧を計測する計測部１３２をさらに備え、計測部１３２は、充電経路で充電された場合、放電経路の切り替え時のコンデンサＣ１の充電電圧Ｖ１を計測し、充電経路から放電経路に切り替えられて一定時間経過後のコンデンサＣ１の放電電圧Ｖ２を計測し、演算部１３５は、充電電圧Ｖ１及び放電電圧Ｖ２に基づいて、コンデンサＣ１の実容量値Ｃを求める容量演算部１４１と、容量演算部１４１により求められたコンデンサＣ１の実容量値Ｃに基づいて、直流電源１１の電圧値を演算する電圧演算部１４２とを備えるものである。

このような構成により、第１のスイッチＳ１、第２のスイッチＳ２、第３のスイッチＳ３、及び第４のスイッチＳ４を制御するタイミングを簡素化できる。例えば、図１５は、充電時間ｔ１、放電時間ｔ２、及び放電時間ｔ３の時点においてスイッチ制御が行われる一例を示す図である。また、例えば、図１６は、充電時間ｔ１及び放電時間ｔ２の時点においてスイッチ制御が行われる一例を示す図である。

図１５に示す場合には、充電時間ｔ１において充電回路から放電回路に切り替え、放電時間ｔ２，ｔ３においてコンデンサＣ１の両端電圧を測定するため、３つの時点でのスイッチ制御が必要である。一方、図１６に示す場合には、充電時間ｔ１において充電回路から放電回路に切り替えると共にコンデンサＣ１の両端電圧を測定し、放電時間ｔ２においてコンデンサＣ１の両端電圧を測定するため、２つの時点でのスイッチ制御が必要である。このように、スイッチ制御の回数が少なくなれば、スイッチ制御のタイミングは簡素化される。

以上、実施形態に基づき本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限られるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更を加えてもよい。

例えば、本実施形態において充電時間及び放電時間を制御部１３が取得する一例を説明したが、これに限らず、制御部１３が不図示の計時部を備え、その不図示の計時部が充電時間及び放電時間を計時してもよい。

１ ：電圧検出回路
１１ ：直流電源
１３ ：制御部
１５ ：接地電位部
４１、４９ ：電路端子対
４２、４３ ：フォトトランジスタ
４４、４５ ：ダイオード
４６ ：発光ダイオード
４７、４８ ：駆動用端子対
１３１ ：Ａ／Ｄ変換部
１３２ ：計測部
１３３ ：判定部
１３４ ：スイッチ制御部
１３５ ：演算部
１３６ ：Ｄ／Ａ変換部
１４１ ：容量演算部
１４２ ：電圧演算部
１５１ ：充電率演算部
１５２ ：印加電圧演算部

Claims (4)

1. 接地電位部と、
   前記接地電位部と絶縁状態に設けられる直流電源と、
   前記直流電源から印加されるコンデンサと、
   前記コンデンサの充放電を制御する制御部と、
   前記直流電源と、前記コンデンサとを含み、前記コンデンサを充電する充電経路が形成される充電回路と、
   前記コンデンサを含み、前記コンデンサを放電する放電経路が形成される放電回路と
   を備え、
   前記制御部は、
   第１の時間に対応する前記コンデンサの両端電圧と、第２の時間に対応する前記コンデンサの両端電圧と、により求めた前記コンデンサの実容量値に基づいて、前記直流電源の電圧値を演算する演算部
   を備える
   ことを特徴とする電圧検出回路。
2. 前記直流電源の正極側と、前記コンデンサとの間に設けられ、該コンデンサと直列に接続された第１の抵抗と、
   前記第１の抵抗と並列に設けられ、前記コンデンサと直列に接続された第２の抵抗と、
   前記直流電源の正極側と、前記第１の抵抗との間に設けられた第１のスイッチと、
   前記直流電源の負極側と、前記コンデンサの負極側との間に設けられた第２のスイッチと、
   前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗と、前記接地電位部との間に設けられた第３のスイッチと、
   前記コンデンサの負極側と、前記接地電位部との間に設けられた第４のスイッチと
   を備え、
   前記制御部は、
   前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチ、及び前記第４のスイッチのそれぞれの導通状態を制御するスイッチ制御部
   をさらに備え、
   前記スイッチ制御部は、
   前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチを導通状態にさせることにより、前記充電経路を形成させ、
   前記第３のスイッチ及び前記第４のスイッチを導通状態にさせることにより、前記放電経路を形成させる
   ことを特徴とする請求項１に記載の電圧検出回路。
3. 前記制御部は、
   前記コンデンサの両端電圧を計測する計測部
   をさらに備え、
   前記計測部は、
   前記充電経路で充電された場合、前記放電経路の切り替え時の前記コンデンサの充電電圧を計測し、
   前記充電経路から前記放電経路に切り替えられて一定時間経過後の前記コンデンサの放電電圧を計測し、
   前記演算部は、
   前記充電電圧及び前記放電電圧に基づいて、前記コンデンサの実容量値を求める容量演算部と、
   前記容量演算部により求められた前記コンデンサの実容量値に基づいて、前記直流電源の電圧値を演算する電圧演算部と
   を備える
   ことを特徴とする請求項２に記載の電圧検出回路。
4. 接地電位部と、
   前記接地電位部と絶縁状態に設けられる直流電源と、
   前記直流電源から印加されるコンデンサと、
   前記コンデンサの充放電を制御する制御部と、
   前記直流電源と、前記コンデンサとを含み、前記コンデンサを充電する充電経路が形成される充電回路と、
   前記コンデンサを含み、前記コンデンサを放電する放電経路が形成される放電回路と
   を備える電圧検出回路における電圧検出方法であって、
   第１の時間に対応する前記コンデンサの両端電圧と、第２の時間に対応する前記コンデンサの両端電圧と、により求めた前記コンデンサの実容量値に基づいて、前記直流電源の電圧値を演算する
   ことを特徴とする電圧検出方法。