JP2017046093A - 電子制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】制御部の処理負荷を軽減しつつも、誘導性負荷の駆動制御の精度を確保することが可能な電子制御装置を提供する。
【解決手段】第１モードである補正値算出モードにおいて、Ａ／Ｄ変換部１２は、第１Ａ／Ｄ変換と第２Ａ／Ｄ変換とを実行し、補正値算出部１７は、第１Ａ／Ｄ変換によって変換されたデジタル値を演算処理した第１平均値Ｉ１ａｖと、第２Ａ／Ｄ変換によって変換されたデジタル値を演算処理した第２平均値Ｉ２ａｖと、を取得するとともに、補正値Ｉａｍを算出する。第２モードである駆動制御モードにおいて、Ａ／Ｄ変換部１２は、第２Ａ／Ｄ変換を実行し、補正部１９は、第２Ａ／Ｄ変換によって変換されたデジタル値を、補正値Ｉａｍを用いて補正し、電流調整部１３は、補正部１９によって補正されたデジタル値に基づいて誘導性負荷２に供給する電流を調整する。
【選択図】図２

Description

本発明は、誘導性負荷の駆動を制御する電子制御装置に関する。

従来、電磁弁や電磁式のアクチュエータ等の誘導性負荷には、その動力源としてリニアソレノイドが用いられている。誘導性負荷の駆動は電子制御装置によって制御される。電子制御装置は、リニアソレノイドに供給する電流を制御することによって、誘導性負荷の駆動を制御する。この種の電子制御装置としては、特許文献１に記載の装置が知られている。

特許文献１に記載の電子制御装置は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）と、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器と、制御ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央演算処理装置）とを備えている。ＦＥＴは、誘導性負荷と電源との間に配置されている。Ａ／Ｄ変換器は、リニアソレノイドの電流検出信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。制御ＣＰＵは、デジタル信号に変換された電流検出信号に基づいて、リニアソレノイドを流れる電流値を検出する。制御ＣＰＵは、検出電流値の平均値が目標電流値となるように、リニアソレノイドの供給電流をフィードバック制御する。

具体的には、制御ＣＰＵは、検出電流値の平均値と目標電流値との偏差に基づいてデューティ比を設定し、当該デューティ比に応じたＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号を生成する。制御ＣＰＵは、このＰＷＭ信号をＦＥＴに送信し、ＦＥＴのオン状態とオフ状態とを切り替えることによって、リニアソレノイドに供給する電流をＰＷＭ制御する。制御ＣＰＵは、このような電流フィードバック制御を通じて誘導性負荷の駆動を制御する。

特開平１１−３０８１０７号公報

ところで、特許文献１に記載の電子制御装置において、誘導性負荷の駆動制御の精度を向上させるためには、検出電流値の平均値を精度良く検出する必要がある。検出電流値の平均値を精度良く検出するためには、例えば検出電流値のサンプリング数を増加させる方法が考えられる。しかしながら、検出電流値のサンプリング数を増加させると、制御ＣＰＵの処理負荷の増加を招く。特に、ハードＩＰを有していない制御ＣＰＵでは、検出電流値に係る演算処理の全てをソフトウェアにて行わなければならないため、制御ＣＰＵの処理負荷への影響が大きくなる。

本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、制御部の処理負荷を軽減しつつも、誘導性負荷の駆動制御の精度を確保することが可能な電子制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係る電子制御装置は、誘導性負荷（２）の駆動を制御する電子制御装置（１）であって、前記誘導性負荷を流れる電流の値に対応するアナログ信号（Ｓｂ）を出力するアナログ信号出力部（３０）と、前記アナログ信号出力部が出力したアナログ信号をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換部（１５）と、該Ａ／Ｄ変換部によって変換されたデジタル値に基づいて前記誘導性負荷に供給する電流を調整する電流調整部（１３）と、を有し、第１モード及び第２モードを実行する制御部（１０）と、を備える。前記制御部は、補正値算出部（１７）及び補正部（１９）をさらに有する。前記第１モードにおいて、前記Ａ／Ｄ変換部は、前記アナログ信号を第１時間（Ｔ１）毎にデジタル値に変換する第１Ａ／Ｄ変換と、前記アナログ信号を前記第１時間よりも大きい第２時間（Ｔ２）毎にデジタル値に変換する第２Ａ／Ｄ変換と、を実行し、前記補正値算出部は、前記第１Ａ／Ｄ変換によって変換されたデジタル値を演算処理した第１演算結果（Ｉ１ａｖ）と、前記第２Ａ／Ｄ変換によって変換されたデジタル値を演算処理した第２演算結果（Ｉ２ａｖ）と、を取得するとともに、該第１演算結果及び該第２演算結果に基づいて補正値（Ｉａｍ）を算出する。前記第２モードにおいて、前記Ａ／Ｄ変換部は、前記第２Ａ／Ｄ変換を実行し、前記補正部は、前記第２Ａ／Ｄ変換によって変換されたデジタル値を、前記補正値を用いて補正し、前記電流調整部は、前記補正部によって補正されたデジタル値に基づいて前記誘導性負荷に供給する電流を調整する。

本発明は、第２モードにおいて、Ａ／Ｄ変換部が第２Ａ／Ｄ変換を実行する。第２Ａ／Ｄ変換は、第１時間よりも大きい第２時間毎にアナログ信号をデジタル値に変換するものであり、第１Ａ／Ｄ変換と比べて変換の頻度が低いため、制御部の処理負荷を軽減することができる。

また、Ａ／Ｄ変換部の第２Ａ／Ｄ変換によって変換されたデジタル値は、補正値を用いて補正される。当該補正値は、第１演算結果及び第２演算結果に基づいて算出される。第１演算結果は、第２Ａ／Ｄ変換よりも精度が高い第１Ａ／Ｄ変換によって変換されたデジタル値を演算処理することで取得される。したがって、本発明によれば、制御部の処理負荷を軽減しつつも、誘導性負荷の駆動制御の精度を確保することができる。

本発明によれば、制御部の処理負荷を軽減しつつも、誘導性負荷の駆動制御の精度を確保することが可能な電子制御装置を提供することができる。

本発明の実施形態に係る電子制御装置の概略構成を示すブロック図である。 図１のマイクロコンピュータの機能的構成を示すブロック図である。 図１のマイクロコンピュータが実行する補正値算出モードの処理手順を示すフローチャートである。 （Ａ）及び（Ｂ）は、ＰＷＭ駆動信号及び検出電流値の変化をそれぞれ示すタイミングチャートである。 （Ａ）及び（Ｂ）は、ＰＷＭ駆動信号及び検出電流値の変化をそれぞれ示すタイミングチャートである。 デューティ比と補正値との関係を示すテーブルである。 図１のマイクロコンピュータが実行する駆動制御モードの処理手順を示すフローチャートである。

以下、添付図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。説明の理解を容易にするため、各図面において同一の構成要素に対しては可能な限り同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

まず、図１を参照しながら、本発明の実施形態に係るＥＣＵ（Electronic Control Unit：電子制御装置）１の構成について説明する。ＥＣＵ１は、誘導性負荷２と電気的に接続され、その駆動を制御する。誘導性負荷２は、車両（不図示）に搭載された変速機用油圧バルブ等（不図示）、リニアソレノイドＬを動力源とする機器である。ＥＣＵ１は、マイクロコンピュータ１０と、トランジスタ２０と、電流検出部３０とを備えている。

トランジスタ２０はスイッチング素子であり、具体的には、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。トランジスタ２０のソース端子には電源電圧ＶＢが印加されている。トランジスタ２０のドレイン端子は、ＥＣＵ１の端子Ｔｅ１を介してリニアソレノイドＬの一端部と接続されている。リニアソレノイドＬの他端部は、ＥＣＵ１の端子Ｔｅ２、抵抗３１及び端子Ｔｅ３を介して接地電位と接続されている。

電流検出部３０は、抵抗３１と、差動増幅回路３２とを有している。差動増幅回路３２は、抵抗３１の両端子間の電圧を差動増幅して信号Ｓｂを出力する。信号Ｓｂは、抵抗３１を流れる電流、換言すればリニアソレノイドＬを流れる実電流値Ｉと相関関係のあるアナログ信号である。

マイクロコンピュータ１０は、図示しないＣＰＵ等を有している。マイクロコンピュータ１０には、センサ３が出力する信号Ｓａと、電流検出部３０が出力する信号Ｓｂとが入力される。センサ３は車両に搭載されている。センサ３は、誘導性負荷２の駆動を制御するために必要な車両状態量を検出するとともに、検出した車両状態量に対応する信号Ｓａを出力する。

マイクロコンピュータ１０は、信号Ｓａと信号Ｓｂとに基づいてＰＷＭ駆動信号Ｓｄを生成する。マイクロコンピュータ１０は、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄをトランジスタ２０のゲート端子に入力することにより、トランジスタ２０のオン状態とオフ状態とを切り替える。これにより、マイクロコンピュータ１０は、リニアソレノイドＬを流れる実電流値ＩをＰＷＭ制御し、誘導性負荷２の駆動を制御する。

続いて、図２を参照しながら、マイクロコンピュータ１０の機能的構成について説明する。図２に示されるように、マイクロコンピュータ１０は、目標電流値算出部１１と、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部１２と、電流調整部１３と、を有している。マイクロコンピュータ１０は、さらに、平均化処理部１６と、補正値算出部１７と、メモリ部１８と、補正部１９と、を有している。

図２は、マイクロコンピュータ１０を機能的な制御ブロック図として示している。マイクロコンピュータ１０を構成するアナログ回路又はデジタルプロセッサに組み込まれるソフトウェアのモジュールは、必ずしも図２に示される制御ブロックのように分割されている必要はない。すなわち、実際のアナログ回路やモジュールは、図２に示される複数の制御ブロックの働きをするものとして構成されていても構わず、更に細分化されていても構わない。後述する処理を実行できるように構成されていれば、マイクロコンピュータ１０の内部の実際の構成は当業者が適宜変更できるものである。

目標電流値算出部１１は、センサ３から入力される信号Ｓａに基づいて車両状態量を検出する部分である。目標電流値算出部１１は、車両状態量に基づいて目標電流値Ｉ＊を算出する。目標電流値Ｉ＊は、リニアソレノイドＬに流すべき電流の目標値である。目標電流値算出部１１は、車両状態量と目標電流値Ｉ＊との関係を示すマップや演算式等を用いて、車両状態量に基づいて目標電流値Ｉ＊を算出する。目標電流値算出部１１は、算出した目標電流値Ｉ＊を電流調整部１３に出力する。

Ａ／Ｄ変換部１２は、信号Ｓｂをアナログ信号からデジタル値に変換する部分である。Ａ／Ｄ変換部１２は、信号Ｓｂを第１時間Ｔ１毎にデジタル値に変換する第１Ａ／Ｄ変換と、信号Ｓｂを第１時間Ｔ１よりも大きい第２時間Ｔ２毎にデジタル値に変換する第２Ａ／Ｄ変換と、を実行可能である。Ａ／Ｄ変換部１２は、第１Ａ／Ｄ変換の実行によって検出電流値Ｉ１を出力する。また、Ａ／Ｄ変換部１２は、第２Ａ／Ｄ変換の実行によって検出電流値Ｉ２を出力する。検出電流値Ｉ２は、後述する演算処理や補正がなされた後に、実電流値Ｉとして電流調整部１３に入力される。

電流調整部１３は、誘導性負荷２に供給する電流を調整する部分である。電流調整部１３は、電流値偏差算出部１４と、駆動信号生成部１５と、を有している。

電流値偏差算出部１４は、実電流値Ｉと目標電流値Ｉ＊との偏差ΔＩを演算する。電流値偏差算出部１４は、当該偏差ΔＩを駆動信号生成部１５に出力する。

駆動信号生成部１５は、偏差ΔＩに基づいて実電流値Ｉを目標電流値Ｉ＊を追従させる電流フィードバック制御によってデューティ比を演算するとともに、当該デューティ比に応じてパルス幅変調されたＰＷＭ駆動信号Ｓｄを生成する部分である。ＰＷＭ駆動信号Ｓｄは、その一周期に占めるオン時間の比率がデューティ比に設定されたパルス信号からなる。駆動信号生成部１５は、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄをトランジスタ２０のゲート端子に入力することにより、トランジスタ２０のオン状態とオフ状態とを切り替え、リニアソレノイドＬを流れる実電流値ＩをＰＷＭ制御する。

平均化処理部１６は、Ａ／Ｄ変換部１２から入力される値の平均化処理（演算処理）を行う部分である。具体的には、平均化処理部１６は、前述した第１Ａ／Ｄ変換によって変換された複数の検出電流値Ｉ１を平均化処理し、それらの平均値である第１平均値Ｉ１ａｖ（第１演算結果）を算出する。また、平均化処理部１６は、前述した第２Ａ／Ｄ変換によって変換された複数の検出電流値Ｉ２を平均化処理し、それらの平均値である第２平均値Ｉ２ａｖ（第２演算結果）を算出する。平均化処理部１６は、第１平均値Ｉ１ａｖ、第２平均値Ｉ２ａｖを補正値算出部１７に出力する。また、平均化処理部１６は、第２平均値Ｉ２ａｖを補正部１９に出力する。

補正値算出部１７は、補正部１９が補正に用いる補正値Ｉａｍを算出する部分である。具体的には、補正値算出部１７は、平均化処理部１６から入力される第１平均値Ｉ１ａｖと第２平均値Ｉ２ａｖとの差分（Ｉ１ａｖ−Ｉ２ａｖ）を算出し、当該差分を補正値Ｉａｍとする。補正値算出部１７は、この補正値Ｉａｍをメモリ部１８に出力する。

メモリ部１８は、種々の情報を格納する部分である。メモリ部１８は、補正値算出部１７から入力される補正値Ｉａｍを格納する。

補正部１９は、平均化処理部１６から入力される第２平均値Ｉ２ａｖを補正するとともに、実電流値Ｉとして出力する部分である。補正部１９は、メモリ部１８に格納されている補正値Ｉａｍを読み込むとともに、当該補正値Ｉａｍを用いて第２平均値Ｉ２ａｖを補正する。補正部１９が出力する実電流値Ｉは、電流調整部１３の電流値偏差算出部１４に入力される。

ところで、このようなマイクロコンピュータ１０において誘導性負荷２の駆動制御の精度を向上させるためには、平均化処理部１６が出力する第２平均値Ｉ２ａｖの精度を高める必要がある。第２平均値Ｉ２ａｖを精度良く算出するためには、例えばＡ／Ｄ変換部１２の変換頻度を高める方法が考えられる。しかしながら、Ａ／Ｄ変換部１２の変換頻度を高めると、それに伴いマイクロコンピュータ１０の処理負荷が増大してしまう。

そこで、本実施形態のマイクロコンピュータ１０は、補正値算出モード（第１モード）及び駆動制御モード（第２モード）を実行することによって、その処理負荷の軽減と、誘導性負荷２の駆動制御の精度確保との両立を可能にしている。以下、図３乃至図７を参照しながら、補正値算出モード及び駆動制御モードについて説明する。

図３に処理手順を示す補正値算出モードは、後述する駆動制御モードに先駆けて、補正値Ｉａｍを算出することを目的として実行されるモードである。マイクロコンピュータ１０は、その処理負荷が比較的小さいときに補正値算出モードを実行する。マイクロコンピュータ１０は、例えば、駐車中の車両のイグニションスイッチ（不図示）がオン操作されたことをトリガとして、この補正値算出モードの実行を開始する。

まず、マイクロコンピュータ１０は、図３のステップＳ１１で、所定デューディ比ＤでＰＷＭ駆動信号Ｓｄを送信する。ＰＷＭ駆動信号Ｓｄが、図４（Ａ）に示されるように周期Ｔｐの矩形の波形を示す場合、電流検出部３０が出力する信号Ｓｂは、図４（Ｂ）に示される曲線状の波形を示す。

次に、マイクロコンピュータ１０は、図３のステップＳ１２で、第１Ａ／Ｄ変換を実行する。前述したように、第１Ａ／Ｄ変換は、Ａ／Ｄ変換部１２によって信号Ｓｂを第１時間Ｔ１毎にデジタル値に変換するものである。

本実施形態では、第１時間Ｔ１は、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄの周期Ｔｐを１６等分したものに定められている。このため、Ａ／Ｄ変換部１２は、図４（Ｂ）に白丸で示されるタイミングで、信号Ｓｂのデジタル値への変換を行う。したがって、この第１Ａ／Ｄ変換によって、周期Ｔｐの間に１６個のデジタル値が取得されることとなり、このデジタル値が前述した検出電流値Ｉ１である。第１時間Ｔ１は、誘導性負荷２の駆動制御の精度確保の観点から、予め実験等に基づいて定められている。

次に、マイクロコンピュータ１０は、図３のステップＳ１３で、検出電流値Ｉ１の平均化処理を実行する。ここでは、平均化処理部１６が、Ａ／Ｄ変換部１２から入力された１６個の検出電流値Ｉ１の平均値である第１平均値Ｉ１ａｖを算出する。当該第１平均値Ｉ１ａｖは、図４（Ｂ）に一点鎖線で示されている。

次に、マイクロコンピュータ１０は、図３のステップＳ１４で、第２Ａ／Ｄ変換を実行する。前述したように、第２Ａ／Ｄ変換は、Ａ／Ｄ変換部１２によって信号Ｓｂを第２時間Ｔ２毎にデジタル値に変換するものである。このときマイクロコンピュータ１０が送信するＰＷＭ駆動信号Ｓｄは、図５（Ａ）に示されるように、第１Ａ／Ｄ変換の実行時と同様に周期Ｔｐの矩形の波形を示す。また、そのデューティ比Ｄも、第１Ａ／Ｄ変換の実行時と同様である。したがって、電流検出部３０が出力する信号Ｓｂも、図５（Ｂ）に示すように、第１Ａ／Ｄ変換の実行時と同様に曲線状の波形を示す。

本実施形態では、第２時間Ｔ２は、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄの周期Ｔｐを８等分したものに定められている。すなわち、第２時間Ｔ２は第１時間Ｔ１よりも大きい。このため、Ａ／Ｄ変換部１２は、図５（Ｂ）に白丸で示されるタイミングで、信号Ｓｂのデジタル値への変換を行う。したがって、この第２Ａ／Ｄ変換によって、周期Ｔｐの間に８個のデジタル値が取得されことになり、このデジタル値が前述した検出電流値Ｉ２である。第２時間Ｔ２は、マイクロコンピュータ１０の処理負荷軽減の観点から、予め実験等に基づいて定められている。

次に、マイクロコンピュータ１０は、図３のステップＳ１５で、検出電流値Ｉ２の平均化処理を実行する。ここでは、平均化処理部１６が、Ａ／Ｄ変換部１２から入力された８個の検出電流値Ｉ２の平均値である第２平均値Ｉ２ａｖを算出する。当該第２平均値Ｉ２ａｖは、図５（Ｂ）に一点鎖線で示されている。本実施形態では、第２平均値Ｉ２ａｖは第１平均値Ｉ１ａｖよりも小さい値である。

次に、マイクロコンピュータ１０は、図３のステップＳ１６で、補正値Ｉａｍを算出する。ここでは、補正値算出部１７が、平均化処理部１６から入力された第１平均値Ｉ１ａｖ及び第２平均値Ｉ２ａｖに基づいて補正値Ｉａｍを算出する。具体的には、補正値算出部１７は、平均化処理部１６から入力される第１平均値Ｉ１ａｖと第２平均値Ｉ２ａｖとの差分（Ｉ１ａｖ−Ｉ２ａｖ）を算出し、当該差分を補正値Ｉａｍとする。したがって、本実施形態のように第２平均値Ｉ２ａｖが第１平均値Ｉ１ａｖよりも小さい値である場合、補正値Ｉａｍは正の値となる。

次に、マイクロコンピュータ１０は、図３のステップＳ１７で、補正値Ｉａｍをメモリ部１８に格納する。

マイクロコンピュータ１０は、以上のような補正値算出モードを、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄのデューティ比Ｄに設定された複数の領域毎に実行する。すなわち、補正値算出部１７は、当該領域毎に補正値Ｉａｍを算出する。

メモリ部１８には、図６のテーブルに示されるように、補正値Ｉａｍが、デューティ比Ｄに設定された複数の領域と対応するように格納されている。図６は、デューティ比Ｄに設定された複数の領域のうち、「Ｄ１＜Ｄ≦Ｄ２」、「Ｄ２＜Ｄ≦Ｄ３」、及び「Ｄ３＜Ｄ≦Ｄ４」の３つの領域を示している。所定値Ｄ１〜Ｄ４には、「Ｄ１＜Ｄ２＜Ｄ３＜Ｄ４」という関係がある。

マイクロコンピュータ１０は、補正値算出モードの実行後に、図７に処理手順が示される駆動制御モードを実行する。当該駆動制御モードは、誘導性負荷２の駆動制御を目的として実行されるモードである。マイクロコンピュータ１０は、例えば車両の走行中等、その処理負荷が比較的大きいときに駆動制御モードを実行する。

マイクロコンピュータ１０は、ステップＳ２１で、第２Ａ／Ｄ変換を実行する。ステップＳ２１では、第２Ａ／Ｄ変換によって、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄの周期Ｔｐの間に８個の検出電流値Ｉ２が取得される。

次に、マイクロコンピュータ１０は、ステップＳ２２で、メモリ部１８から補正値Ｉａｍを読み込む。すなわち、マイクロコンピュータ１０の補正部１９は、図６に示されるテーブルを参照するとともに、そのときのＰＷＭ駆動信号Ｓｄのデューティ比Ｄに対応する補正値Ｉａｍを読み込む。例えば、そのときのデューティ比Ｄが「Ｄ２＜Ｄ≦Ｄ３」の領域に属する場合、補正部１９は補正値Ｉａｍとして「Ｉａｍ２」を読み込む。

次に、マイクロコンピュータ１０は、ステップＳ２３で、第２平均値Ｉ２ａｖを補正する。ここでは、マイクロコンピュータ１０の補正部１９が、平均化処理部１６から入力される第２平均値Ｉ２ａｖに、メモリ部１８から読み込んだＩａｍを加算する処理を実行する。このようにして補正された第２平均値Ｉ２ａｖは、実電流値Ｉとして出力される。本実施形態のように第２平均値Ｉ２ａｖが第１平均値Ｉ１ａｖよりも小さい値である場合、補正値Ｉａｍは正の値となるため、実電流値Ｉは第２平均値Ｉ２ａｖよりも大きな値となる。

次に、マイクロコンピュータ１０は、ステップＳ２４で、偏差ΔＩを算出する。ここでは、マイクロコンピュータ１０の電流値偏差算出部１４が、目標電流値算出部１１から入力される目標電流値Ｉ＊と、補正部１９から入力される実電流値Ｉとの偏差ΔＩを算出し出力する。

次に、マイクロコンピュータ１０は、ステップＳ２５で、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄの生成と送信を実行する。ここでは、マイクロコンピュータ１０の駆動信号生成部１５が、電流値偏差算出部１４から入力される偏差ΔＩを小さくするようにＰＷＭ駆動信号Ｓｄを生成し、トランジスタ２０に出力する。

以上説明したように、本実施形態に係るＥＣＵ１は、補正値算出モード（第２モード）において、Ａ／Ｄ変換部１２が第２Ａ／Ｄ変換を実行する。第２Ａ／Ｄ変換は、第１時間Ｔ１よりも大きい第２時間Ｔ２毎に信号Ｓｂ（アナログ信号）をデジタル値に変換するものであり、第１Ａ／Ｄ変換と比べて変換の頻度が低いため、マイクロコンピュータ１０（制御部）の処理負荷を軽減することができる。

また、Ａ／Ｄ変換部１２の第２Ａ／Ｄ変換によって変換されたデジタル値は、補正値Ｉａｍを用いて補正される。当該補正値Ｉａｍは、第１平均値Ｉ１ａｖ（第１演算結果）及び第２平均値Ｉ２ａｖ（第２演算結果）に基づいて算出される。第１平均値Ｉ１ａｖは、第２Ａ／Ｄ変換よりも精度が高い第１Ａ／Ｄ変換によって変換されたデジタル値を演算処理することで取得される。したがって、本実施形態に係るＥＣＵ１によれば、マイクロコンピュータ１０の処理負荷を軽減しつつも、誘導性負荷２の駆動制御の精度を確保することができる。

また、マイクロコンピュータ１０は、誘導性負荷２の駆動の開始に先駆けて、補正値算出モード（第１モード）を実行する。このように補正値算出モードを実行することにより、誘導性負荷２の駆動制御に与える影響を小さいものにしながら補正値Ｉａｍを算出することができる。

また、マイクロコンピュータ１０は、第１Ａ／Ｄ変換によって変換された複数のデジタル値の平均値である第１平均値Ｉ１ａｖと、第２Ａ／Ｄ変換によって変換された複数のデジタル値の平均値である第２平均値Ｉ２ａｖと、を算出する平均化処理部１６（演算処理部）を有している。補正値算出部１７は、第１平均値Ｉ１ａｖと第２平均値Ｉ２ａｖとの偏差を補正値Ｉａｍとする。この構成によれば、第２Ａ／Ｄ変換の実行によってマイクロコンピュータ１０の処理負荷を軽減しつつも、誘導性負荷２の駆動制御の精度を確保することができる。

また、電流調整部１３は、誘導性負荷２を流れる電流の値を目標電流値に追従させるフィードバック制御によってデューティ比Ｄを演算するとともに、該デューティ比Ｄに基づいてＰＷＭ駆動信号Ｓｄを生成し、当該ＰＷＭ駆動信号Ｓｄに基づいてトランジスタ２０（スイッチング素子）の駆動を制御することで誘導性負荷２を流れる電流を制御するものである。補正値算出部１７は、デューティ比Ｄに設定される複数の領域毎に補正値Ｉａｍを算出する。この構成によれば、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄのデューティ比Ｄに対応する適切な補正値Ｉａｍを算出し、誘導性負荷２の駆動制御の精度を確保することができる。

以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明はこれらの具体例に限定されるものではない。すなわち、これら具体例に、当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。前述した各具体例が備える各要素およびその配置、条件などは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。

例えば、トランジスタ２０は、バイポーラトランジスタ等の任意のスイッチング素子を用いてもよい。また、第１時間Ｔ１及び第２時間Ｔ２のそれぞれの長さは適宜変更可能である。

１：ＥＣＵ（電子制御装置）
２：誘導性負荷
１０：マイクロコンピュータ（制御部）
１２：Ａ／Ｄ変換部
１３：電流調整部
１６：平均化処理部（演算処理部）
１７：補正値算出部
１９：補正部
２０：トランジスタ（スイッチング素子）
３０：電流検出部（アナログ信号出漁部）
Ｄ：デューティ比
Ｉ１ａｖ：第１平均値（第１演算結果）
Ｉ２ａｖ：第２平均値（第２演算結果）
Ｉａｍ：補正値
Ｓｂ：信号（アナログ信号）
Ｓｄ：ＰＷＭ駆動信号

Claims (4)

1. 誘導性負荷（２）の駆動を制御する電子制御装置（１）であって、
   前記誘導性負荷を流れる電流の値に対応するアナログ信号（Ｓｂ）を出力するアナログ信号出力部（３０）と、
   前記アナログ信号出力部が出力したアナログ信号をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換部（１２）と、該Ａ／Ｄ変換部によって変換されたデジタル値に基づいて前記誘導性負荷に供給する電流を調整する電流調整部（１３）と、を有し、第１モード及び第２モードを実行する制御部（１０）と、を備え、
   前記制御部は、補正値算出部（１７）及び補正部（１９）をさらに有し、
   前記第１モードにおいて、
   前記Ａ／Ｄ変換部は、前記アナログ信号を第１時間（Ｔ１）毎にデジタル値に変換する第１Ａ／Ｄ変換と、前記アナログ信号を前記第１時間よりも大きい第２時間（Ｔ２）毎にデジタル値に変換する第２Ａ／Ｄ変換と、を実行し、
   前記補正値算出部は、前記第１Ａ／Ｄ変換によって変換されたデジタル値を演算処理した第１演算結果（Ｉ１ａｖ）と、前記第２Ａ／Ｄ変換によって変換されたデジタル値を演算処理した第２演算結果（Ｉ２ａｖ）と、を取得するとともに、該第１演算結果及び該第２演算結果に基づいて補正値（Ｉａｍ）を算出し、
   前記第２モードにおいて、
   前記Ａ／Ｄ変換部は、前記第２Ａ／Ｄ変換を実行し、
   前記補正部は、前記第２Ａ／Ｄ変換によって変換されたデジタル値を、前記補正値を用いて補正し、
   前記電流調整部は、前記補正部によって補正されたデジタル値に基づいて前記誘導性負荷に供給する電流を調整することを特徴とする電子制御装置。
2. 前記制御部は、前記誘導性負荷の駆動の開始に先駆けて、前記第１モードを実行することを特徴とする請求項１に記載の電子制御装置。
3. 前記制御部は、前記第１Ａ／Ｄ変換によって変換された複数のデジタル値の平均値である第１平均値（Ｉ１ａｖ）と、前記第２Ａ／Ｄ変換によって変換された複数のデジタル値の平均値である第２平均値（Ｉ２ａｖ）と、を算出する演算処理部（１６）を有し、
   前記補正値算出部は、前記第１平均値と前記第２平均値との偏差を前記補正値とすることを特徴とする請求項１に記載の電子制御装置。
4. 前記電流調整部は、前記誘導性負荷を流れる電流の値を目標電流値に追従させるフィードバック制御によってデューティ比（Ｄ）を演算するとともに、該デューティ比に基づいてＰＷＭ駆動信号（Ｓｄ）を生成し、該ＰＷＭ駆動信号に基づいてスイッチング素子（２０）の駆動を制御することで前記誘導性負荷を流れる電流を制御するものであって、
   前記補正値算出部は、前記デューティ比に設定される複数の領域毎に前記補正値を算出することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電子制御装置。

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