JP2016127511A - Waveguide conversion structure - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、伝送線路が形成されたプリント配線板とそれに接続する導波管の接合部における配線構造体に関する。特に、電磁波が伝送線路と導波管の接合部を伝搬する時に、広い周波数帯域でエネルギー損失を小さくすることが可能な接合部の構造体に関する。 The present invention relates to a wiring structure at a junction between a printed wiring board on which a transmission line is formed and a waveguide connected to the printed wiring board. In particular, the present invention relates to a joint structure that can reduce energy loss in a wide frequency band when electromagnetic waves propagate through a joint between a transmission line and a waveguide.
通信あるいはレーダー用機器のモジュールにおいて、信号送受信用のアンテナと信号処理用の集積回路（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ、ＩＣと略す）は、プリント基板上の伝送線路を介して接続された形態となっている。ＩＣから出力される送信用信号は、伝送線路を伝搬し、アンテナに到達、その後アンテナから電磁波として放射される。また、アンテナにより受信された電磁波は、伝送線路を通ってＩＣに入力され信号処理される。 In a module for communication or radar equipment, an antenna for signal transmission and reception and an integrated circuit for signal processing (abbreviated as IC) are connected via a transmission line on a printed circuit board. A transmission signal output from the IC propagates through the transmission line, reaches the antenna, and then is radiated as an electromagnetic wave from the antenna. Further, the electromagnetic wave received by the antenna is input to the IC through the transmission line and processed.
アンテナはプリント基板上に直接形成される以外に、図１８に示すように、導波管７の上に形成される場合も多い。この場合、プリント基板３において、アンテナ８とＩＣ４との間で電磁波が伝送線路５と導波管７の接合部６を伝搬する際に、接合部６がインピーダンスの不連続要因となり、電磁波の大きなエネルギー損失、すなわち通過信号パワーの大きな減衰が発生し得る。このような現象は、通信信号あるいはレーダー信号のパワーの減少を引き起こすため、性能の劣化要因となる。従って、当該の接合部６の構造は、極力インピーダンスの不連続要因とならないような構造とすることが望ましい。 In addition to being formed directly on the printed circuit board, the antenna is often formed on the waveguide 7 as shown in FIG. In this case, in the printed circuit board 3, when the electromagnetic wave propagates between the antenna 8 and the IC 4 through the junction 6 between the transmission line 5 and the waveguide 7, the junction 6 becomes a discontinuous factor of impedance, and the electromagnetic wave is large. Energy loss, i.e. large attenuation of the passing signal power, can occur. Such a phenomenon causes a decrease in the power of the communication signal or radar signal, which causes a deterioration in performance. Therefore, it is desirable that the structure of the junction 6 be a structure that does not cause impedance discontinuity as much as possible.
ところで、最近の車載用レーダーモジュールの使用周波数帯の動向として７７ＧＨｚ帯が主流になりつつあり、また次世代の周波数帯として７９ＧＨｚ帯が想定されている。今後は、現在実用化されている７７ＧＨｚ帯のレーダーモジュール以外に７９ＧＨｚ帯のモジュールも車に搭載されることが見込まれる。あるいは、両帯域のレーダー機能を持つモジュールが搭載されることも考えられる。従って今後、車載用レーダーモジュールにおける前記の伝送線路と導波管の接合部である導波路変換構造体は、設計費用削減の観点から７７ＧＨｚ帯と７９ＧＨｚ帯の両帯域のレーダーに適用可能で、且つ当該の帯域において極力インピーダンス不連続によるエネルギー損失が発生しない構造とすることが望ましい。 By the way, 77 GHz band is becoming mainstream as a trend of the use frequency band of recent in-vehicle radar modules, and 79 GHz band is assumed as the next generation frequency band. In the future, in addition to the 77 GHz band radar module currently in practical use, it is expected that a 79 GHz band module will be mounted on the car. Alternatively, it may be possible to install modules with radar functions in both bands. Therefore, in the future, the waveguide conversion structure, which is the junction between the transmission line and the waveguide in the in-vehicle radar module, can be applied to both 77 GHz band and 79 GHz band radars from the viewpoint of design cost reduction. It is desirable to have a structure in which energy loss due to impedance discontinuity does not occur as much as possible in the band.
導波路変換構造体を７７ＧＨｚ帯と７９ＧＨｚ帯の両帯域のレーダーに適用する場合、その信号通過特性として７６ＧＨｚから８１ＧＨｚまでの帯域で挿入損失が極力小さいことが望ましい。また、この帯域において、量産時に発生する基板の厚みばらつきに伴う特性の変化が小さいことが望ましい。 When the waveguide conversion structure is applied to radars in both the 77 GHz band and the 79 GHz band, it is desirable that the insertion loss be as small as possible in the band from 76 GHz to 81 GHz as its signal passing characteristics. Further, in this band, it is desirable that the change in characteristics accompanying the thickness variation of the substrate that occurs during mass production is small.
特許文献１には、７５ＧＨｚから８５ＧＨｚまでの帯域を適用対象とした導波路変換構造体に関する発明が開示されている。しかし、特許文献１に示された導波路変換構造体の通過特性は挿入損失が大きく、構造体によるエネルギー損失が大きい。 Patent Document 1 discloses an invention relating to a waveguide conversion structure that applies to a band from 75 GHz to 85 GHz. However, the insertion characteristic of the waveguide conversion structure disclosed in Patent Document 1 has a large insertion loss, and the energy loss due to the structure is large.
非特許文献１には、７６ＧＨｚから８１ＧＨｚまでの帯域で挿入損失が小さな導波路変換構造体が開示されている。しかし、当該の構造体は差動配線に接続されており、単一の信号配線で構成される、例えばコプレーナ線路などには不向きである。 Non-Patent Document 1 discloses a waveguide conversion structure having a small insertion loss in a band from 76 GHz to 81 GHz. However, the structure is connected to the differential wiring, and is not suitable for, for example, a coplanar line composed of a single signal wiring.
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、単一の信号配線で構成された、７６ＧＨｚから８１ＧＨｚまでの帯域での挿入損失が小さい導波路変換構造体を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a waveguide conversion structure configured with a single signal wiring and having a small insertion loss in a band from 76 GHz to 81 GHz. There is.
本発明による導波路変換構造体は、第１の誘電体層と、前記第１の誘電体層を厚さ方向で挟んで設けられた第１と第２の導体層と、導波管の開口部に面して前記第１の導体層に設けられた第１のスリットと、前記第１のスリットの内側に設けられた、信号配線と第１の整合素子と、前記第１のスリットに対向して前記第２の導体層に設けられた第２のスリットと、前記第２のスリットの内側に設けられた第２の整合素子と、前記第１と第２のスリットの外側で前記第１と第２のスリットを囲んで設けられた、前記第１と第２の導体層を接続する複数の第１のビアと、を有する。 A waveguide conversion structure according to the present invention includes a first dielectric layer, first and second conductor layers provided with the first dielectric layer sandwiched in the thickness direction, and an opening of the waveguide. The first slit provided in the first conductor layer facing the portion, the signal wiring and the first matching element provided inside the first slit, and facing the first slit The second slit provided in the second conductor layer, the second matching element provided inside the second slit, and the first slit outside the first and second slits. And a plurality of first vias that surround the second slit and connect the first and second conductor layers.
本発明によれば、単一の信号配線で構成された、７６ＧＨｚから８１ＧＨｚまでの帯域での挿入損失が小さい導波路変換構造体を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the waveguide conversion structure with a small insertion loss in the band from 76 GHz to 81 GHz comprised by the single signal wiring can be provided.
以下、図を参照しながら、本発明の実施形態を詳細に説明する。但し、以下に述べる実施形態には、本発明を実施するために技術的に好ましい限定がされているが、発明の範囲を以下に限定するものではない。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態の導波路変換構造体の構造を示す上面図とＸ−Ｘ’断面図である。導波路変換構造体１は、第１の誘電体層３Ａと、第１の誘電体層３Ａを厚さ方向で挟んで設けられた第１と第２の導体層９Ａ、９Ｂとを有する。さらに、導波管の開口部（図示せず）に面して第１の導体層９Ａに設けられた第１のスリット１１Ａと、第１のスリット１１Ａの内側に設けられた、信号配線１４と第１の整合素子１２とを有する。さらに、第１のスリット１１Ａに対向して第２の導体層９Ｂに設けられた第２のスリット１１Ｂと、第２のスリット１１Ｂの内側に設けられた第２の整合素子１３とを有する。さらに、第１と第２のスリット１１Ａ、１１Ｂの外側で第１と第２のスリット１１Ａ、１１Ｂを囲んで設けられた、第１と第２の導体層９Ａ、９Ｂを接続する複数のビア１０とを有する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. However, the preferred embodiments described below are technically preferable for carrying out the present invention, but the scope of the invention is not limited to the following.
(First embodiment)
FIG. 1 is a top view and XX ′ cross-sectional view showing the structure of the waveguide conversion structure according to the first embodiment of the present invention. The waveguide conversion structure 1 includes a first dielectric layer 3A, and first and second conductor layers 9A and 9B provided with the first dielectric layer 3A sandwiched in the thickness direction. Furthermore, a first slit 11A provided in the first conductor layer 9A facing an opening (not shown) of the waveguide, and a signal wiring 14 provided inside the first slit 11A, And a first matching element 12. Furthermore, it has the 2nd slit 11B provided in the 2nd conductor layer 9B facing the 1st slit 11A, and the 2nd matching element 13 provided inside the 2nd slit 11B. In addition, a plurality of vias 10 connecting the first and second conductor layers 9A and 9B provided to surround the first and second slits 11A and 11B outside the first and second slits 11A and 11B. And have.
本実施形態によれば、単一の信号配線で構成された、７６ＧＨｚから８１ＧＨｚまでの帯域での挿入損失が小さい導波路変換構造体を提供することができる。
（第２の実施形態）
図２、図３、図４、図５は、本発明の第２の実施形態の導波路変換構造体１Ａの構造を示す図である。図２は、導波路変換構造体１Ａの構造を示す上面図である。図３は、導波路変換構造体１Ａの構造を示すＹ−Ｙ’断面図である。図４は、導波路変換構造体１Ａの構造を示す第２の導体層９Ｂの上面図である。図５は、導波路変換構造体１Ａの構造を示す第３の導体層９Ｃもしくは第４の導体層９Ｄの上面図である。
According to the present embodiment, it is possible to provide a waveguide conversion structure configured with a single signal wiring and having a small insertion loss in a band from 76 GHz to 81 GHz.
(Second Embodiment)
2, 3, 4, and 5 are diagrams showing the structure of a waveguide conversion structure 1A according to the second embodiment of the present invention. FIG. 2 is a top view showing the structure of the waveguide conversion structure 1A. FIG. 3 is a YY ′ cross-sectional view showing the structure of the waveguide conversion structure 1A. FIG. 4 is a top view of the second conductor layer 9B showing the structure of the waveguide conversion structure 1A. FIG. 5 is a top view of the third conductor layer 9C or the fourth conductor layer 9D showing the structure of the waveguide conversion structure 1A.
導波路変換構造体１Ａは、第１の誘電体層３Ａと、第１の誘電体層３Ａを厚さ方向で挟んで設けられた第１と第２の導体層９Ａ、９Ｂとを有する。第１の導体層９Ａは、導波管の開口部（図示せず）に面して設けられた第１のスリット１１Ａを有する。第１のスリット１１Ａの内側には、信号配線１４と、インピーダンス整合素子としての第１の金属プレート１２Ａと第２の金属プレート１２Ｂと第３の金属プレート１２Ｃとが設けられている。第１の金属プレート１２Ａは、信号配線１４に接して設けることができる。第２の金属プレート１２Ｂと第３の金属プレート１２Ｃとは、信号配線１４を幅方向で挟みかつ第１の金属プレート１２Ａに隣接して設けることができる。第１のスリット１１Ａは切り込み部を有し、信号配線１４は前記切り込み部内に延伸して設けられている。なお、
第２の導体層９Ｂは、第１のスリット１１Ａに対向して設けられた第２のスリット１１Ｂを有する。第２のスリット１１Ｂの内側には、第２の金属プレート１２Ｂと第３の金属プレート１２Ｃとに厚み方向に転写した時に少なくとも一部が重なる、インピーダンス整合素子としての第４の金属プレート１３Ａが設けられている。第１の金属プレート１２Ａと第２の金属プレート１２Ｂと第３の金属プレート１２Ｃと第４の金属プレート１３Ａの寸法は、各々、異なることが好ましい。なお、第１と第２のスリット１１Ａ、１１Ｂは誘電体とすることができる。
The waveguide conversion structure 1A includes a first dielectric layer 3A, and first and second conductor layers 9A and 9B provided with the first dielectric layer 3A sandwiched in the thickness direction. The first conductor layer 9A has a first slit 11A provided to face an opening (not shown) of the waveguide. Inside the first slit 11A, a signal wiring 14, a first metal plate 12A, a second metal plate 12B, and a third metal plate 12C as impedance matching elements are provided. The first metal plate 12A can be provided in contact with the signal wiring 14. The second metal plate 12B and the third metal plate 12C can be provided adjacent to the first metal plate 12A with the signal wiring 14 sandwiched in the width direction. The first slit 11 </ b> A has a cut portion, and the signal wiring 14 extends in the cut portion. In addition,
The second conductor layer 9B has a second slit 11B provided to face the first slit 11A. Inside the second slit 11B, there is provided a fourth metal plate 13A as an impedance matching element that at least partially overlaps when transferred in the thickness direction to the second metal plate 12B and the third metal plate 12C. It has been. The dimensions of the first metal plate 12A, the second metal plate 12B, the third metal plate 12C, and the fourth metal plate 13A are preferably different from each other. The first and second slits 11A and 11B can be dielectrics.
導波路変換構造体１Ａは、さらに、第１と第２のスリット１１Ａ、１１Ｂの外側で、第１と第２のスリット１１Ａ、１１Ｂを囲んで設けられた、第１の導体層９Ａと第２の導体層９Ｂを接続する複数のビア１０を有する。 The waveguide conversion structure 1A further includes a first conductor layer 9A and a second conductor layer provided outside the first and second slits 11A and 11B and surrounding the first and second slits 11A and 11B. A plurality of vias 10 connecting the conductor layers 9B.
以上の構造により、導波路変換構造体１Ａは、寸法の異なる複数の金属プレートの存在により発現する異なる電磁的な共振周波数を利用することができる。さらに、結合共振器の原理により、各プレートの共振特性が重なることによる、複数の金属プレートから成るひとつの共振器としての共振現象を利用することもできる。この共振現象による共振特性は、個々の金属プレートによる共振特性よりも帯域が広い。導波路変換構造体１Ａでは、これらの現象を利用することにより７６ＧＨｚから８１ＧＨｚまでの帯域で電磁波を低損失で通過させることが可能となる。 With the above structure, the waveguide conversion structure 1A can use different electromagnetic resonance frequencies that are manifested by the presence of a plurality of metal plates having different dimensions. Furthermore, the resonance phenomenon as a single resonator composed of a plurality of metal plates due to the overlapping of the resonance characteristics of the plates can also be used according to the principle of the coupled resonator. The resonance characteristic due to this resonance phenomenon has a wider band than the resonance characteristic due to individual metal plates. In the waveguide conversion structure 1A, by utilizing these phenomena, it is possible to pass an electromagnetic wave with a low loss in a band from 76 GHz to 81 GHz.
導波路変換構造体１Ａでは、第１のスリット１１Ａ内と第２のスリット１１Ｂ内の２か所に金属プレートを複数設ける構造により、広い帯域での低損失な通過特性の実現が可能である。金属プレート数が増えるに従い、所望の周波数帯（７６ＧＨｚ〜８１ＧＨｚ）での良好なインピーダンス整合性を有するために挿入損失が小さくなり、信号通過帯域が広帯域化する。金属プレートの数としては、４個以上が好ましい。 In the waveguide conversion structure 1A, low loss transmission characteristics in a wide band can be realized by providing a plurality of metal plates in two locations in the first slit 11A and the second slit 11B. As the number of metal plates increases, the insertion loss is reduced because of the good impedance matching in the desired frequency band (76 GHz to 81 GHz), and the signal passband becomes wider. The number of metal plates is preferably 4 or more.
また、損失低減のためには各金属プレートの電磁的結合を強くすることが好ましい。導波路変換構造体１Ａでは、電磁的結合を強くするためには各金属プレートの間隔を狭くすればよく、金属プレートの間隔を調整することによって、損失を低減することができる。金属プレートの間隔としては、導波路変換構造体１Ａの製造において、コスト高にならない範囲で製造プロセス限界に近い程度にまで近づけることができる。 In order to reduce the loss, it is preferable to strengthen the electromagnetic coupling between the metal plates. In the waveguide conversion structure 1A, in order to strengthen the electromagnetic coupling, the interval between the metal plates may be narrowed, and the loss can be reduced by adjusting the interval between the metal plates. The distance between the metal plates can be as close as possible to the limit of the manufacturing process as long as the cost does not increase in the manufacture of the waveguide conversion structure 1A.
さらに、複数のビア１０をスリットを取り囲んで設けていることにより、電磁波をスリットの外部に漏洩させないようにしている。これにより、信号配線１４を伝わる電磁波の損失を抑えることができている。図２にようにスリットの周囲全体をビア１０で囲むことで、電磁波の漏洩を最も効果的に抑えることができる。また、スリットの周囲の一部にビア１０を設けた場合、ビア１０を設けたことに対応した抑制効果を得ることができる。 Furthermore, by providing a plurality of vias 10 so as to surround the slit, electromagnetic waves are prevented from leaking outside the slit. Thereby, the loss of electromagnetic waves transmitted through the signal wiring 14 can be suppressed. By surrounding the entire periphery of the slit with vias 10 as shown in FIG. 2, leakage of electromagnetic waves can be most effectively suppressed. Further, when the via 10 is provided in a part of the periphery of the slit, it is possible to obtain a suppression effect corresponding to the provision of the via 10.
導波路変換構造体１Ａは、さらに、第２の導体層９Ｂに第１の誘電体層３Ａと反対面で接する第２の誘電体層３Ｂを有する。第２の誘電体層３Ｂは、第２の導体層９Ｂの反対面に第３の導体層９Ｃを有する。ビア１０は第３の導体層９Ｃとも接続する。導波路変換構造体１Ａは、さらに、第３の導体層９Ｃに第２の誘電体層３Ｂと反対面で接する第３の誘電体層３Ｃを有する。第３の誘電体層３Ｃは、第３の導体層９Ｃの反対面に第４の導体層９Ｄを有する。ビア１０は第４の導体層９Ｄとも接続する。 The waveguide conversion structure 1A further includes a second dielectric layer 3B that is in contact with the second conductor layer 9B on the surface opposite to the first dielectric layer 3A. The second dielectric layer 3B has a third conductor layer 9C on the opposite surface of the second conductor layer 9B. The via 10 is also connected to the third conductor layer 9C. The waveguide conversion structure 1A further includes a third dielectric layer 3C that is in contact with the third conductor layer 9C on the surface opposite to the second dielectric layer 3B. The third dielectric layer 3C has a fourth conductor layer 9D on the opposite surface of the third conductor layer 9C. The via 10 is also connected to the fourth conductor layer 9D.
第２の誘電体層３Ｂと第３の導体層９Ｃ、さらには第３の誘電体層３Ｃと第４の導体層９Ｄと、構成する層の数を増やすことで、各誘電体層の厚さのばらつきが信号通過特性に及ぼす影響を低減することができる。これにより導波路変換構造体１Ａの製造歩留まりが改善され、製造コストを低減することができる。本実施形態では導体層の層数が４層の場合を示したが、導体層の層数は４層には限定されず、３層以上であれば良い。 By increasing the number of layers constituting the second dielectric layer 3B and the third conductor layer 9C, and further the third dielectric layer 3C and the fourth conductor layer 9D, the thickness of each dielectric layer is increased. It is possible to reduce the influence of variations in the signal passing characteristics. As a result, the manufacturing yield of the waveguide conversion structure 1A can be improved, and the manufacturing cost can be reduced. In the present embodiment, the case where the number of conductor layers is four is shown, but the number of conductor layers is not limited to four, and may be three or more.
図６は、導波路変換構造体１Ａに導波管１６を実装した構造を示す上面図である。また、図７は、導波路変換構造体１Ａに導波管１６を実装した構造を示す断面図（図２のＹ−Ｙ’の断面に相当）である。 FIG. 6 is a top view showing a structure in which the waveguide 16 is mounted on the waveguide conversion structure 1A. FIG. 7 is a cross-sectional view (corresponding to a cross section taken along line Y-Y ′ in FIG. 2) showing a structure in which the waveguide 16 is mounted on the waveguide conversion structure 1 </ b> A.
導波管１６の開口部１８に面した位置に、第１のスリット１１Ａと第２のスリット１１Ｂが設けられている。さらに、第１のスリット１１Ａの内側に整合素子である第１の金属プレート１２Ａと第２の金属プレート１２Ｂと第３の金属プレート１２Ｃとが、第２のスリット１１Ｂの内側に整合素子である第４の金属プレート１３Ａが、設けられている。導波管１６は、また、信号配線１４の延伸方向に沿って入力開口部１７を配置することができる。これにより、導波路変換構造体１Ａから放射される電磁波の放射パターンを開口部１８に指向させることができる。 A first slit 11 </ b> A and a second slit 11 </ b> B are provided at a position facing the opening 18 of the waveguide 16. Furthermore, the first metal plate 12A, the second metal plate 12B, and the third metal plate 12C, which are matching elements inside the first slit 11A, are the matching elements inside the second slit 11B. Four metal plates 13A are provided. In the waveguide 16, the input opening 17 can be disposed along the extending direction of the signal wiring 14. Thereby, the radiation pattern of the electromagnetic wave radiated from the waveguide conversion structure 1 </ b> A can be directed to the opening 18.
以上のように、本実施形態によれば、単一の信号配線で構成された、７６ＧＨｚから８１ＧＨｚまでの帯域での挿入損失が小さい導波路変換構造体を提供することができる。
（第３の実施形態）
図８は、本発明の第３の実施形態の導波路変換構造体１Ｂの構造を示す断面図（図２のＹ−Ｙ’の断面に相当）である。本実施形態の導波路変換構造体１Ｂの構造の、第２の実施形態の導波路変換構造体１Ａとの違いは、信号配線１４を厚み方向に転写した時に少なくとも一部が重なる位置に、第２の導体層９Ｂと第３の導体層９Ｃとを接続する内部ビア１５を設けたことである。その他の構造は、導波路変換構造体１Ａと同様である。
As described above, according to the present embodiment, it is possible to provide a waveguide conversion structure configured with a single signal wiring and having a small insertion loss in a band from 76 GHz to 81 GHz.
(Third embodiment)
FIG. 8 is a cross-sectional view (corresponding to the YY ′ cross section in FIG. 2) showing the structure of the waveguide conversion structure 1B according to the third embodiment of the present invention. The difference between the structure of the waveguide conversion structure 1B of the present embodiment and the waveguide conversion structure 1A of the second embodiment is that the signal wiring 14 is transferred at least partially when it is transferred in the thickness direction. The internal via 15 for connecting the second conductor layer 9B and the third conductor layer 9C is provided. Other structures are the same as those of the waveguide conversion structure 1A.
内部ビア１５が存在することにより、第２の導体層９Ｂと第３の導体層９Ｃの間を図面右方向に伝わる電磁波を遮蔽することができる。これにより第２の実施形態の導波路変換構造体１Ａよりも更に損失を低減することができる。 The presence of the internal via 15 can shield electromagnetic waves transmitted in the right direction in the drawing between the second conductor layer 9B and the third conductor layer 9C. Thereby, the loss can be further reduced as compared with the waveguide conversion structure 1A of the second embodiment.
以上のように、本実施形態によれば、単一の信号配線で構成された、７６ＧＨｚから８１ＧＨｚまでの帯域での挿入損失が小さい導波路変換構造体を提供することができる。
（第４の実施形態）
図１０、図１１、図１２、図１３は、本発明の第４の実施形態の導波路変換構造体２Ａの構造を示す図である。図１０は、導波路変換構造体２Ａの構造を示す上面図である。図１１は、導波路変換構造体２Ａの構造を示すＺ−Ｚ’断面図である。図１２は、導波路変換構造体２Ａの構造を示す第２の導体層９Ｂの上面図である。図１３は、導波路変換構造体２Ａの構造を示す第３の導体層９Ｃもしくは第４の導体層９Ｄの上面図である。
As described above, according to the present embodiment, it is possible to provide a waveguide conversion structure configured with a single signal wiring and having a small insertion loss in a band from 76 GHz to 81 GHz.
(Fourth embodiment)
10, 11, 12, and 13 are views showing the structure of a waveguide conversion structure 2A according to the fourth embodiment of the present invention. FIG. 10 is a top view showing the structure of the waveguide conversion structure 2A. FIG. 11 is a ZZ ′ sectional view showing the structure of the waveguide conversion structure 2A. FIG. 12 is a top view of the second conductor layer 9B showing the structure of the waveguide conversion structure 2A. FIG. 13 is a top view of the third conductor layer 9C or the fourth conductor layer 9D showing the structure of the waveguide conversion structure 2A.
本実施形態の導波路変換構造体２Ａの第２の実施形態の導波路変換構造体１Ａとの違いは、導波路変換構造体１Ａにおいて第１と第２のスリット１１Ａ、１１Ｂの外側に設けられた複数のビア１０の一部が、第１と第２のスリット１１Ａ、１１Ｂの内側にビア１０’として存在することである。これにより、第１と第２のスリット１１Ａ、１１Ｂの外側に設けられたビア１０は、第１から第４の導体層９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄと接続し、第１と第２のスリット１１Ａ、１１Ｂの内側に設けられたビア１０’は、第３と第４の導体層９Ｃ、９Ｄと接続する。信号配線１４と第１の金属プレート１２Ａと第２の金属プレート１２Ｂと第３の金属プレート１２Ｃと第４の金属プレート１３Ａとは、ビア１０とビア１０’とで囲まれている。その他の構造は、導波路変換構造体１Ａと同様である。 The difference between the waveguide conversion structure 1A of the second embodiment and the waveguide conversion structure 1A of the second embodiment is that the waveguide conversion structure 1A is provided outside the first and second slits 11A and 11B in the waveguide conversion structure 1A. In addition, some of the plurality of vias 10 exist as vias 10 ′ inside the first and second slits 11 </ b> A and 11 </ b> B. Thereby, the via 10 provided outside the first and second slits 11A and 11B is connected to the first to fourth conductor layers 9A, 9B, 9C and 9D, and the first and second slits 11A. , 11B, vias 10 'are connected to the third and fourth conductor layers 9C, 9D. The signal wiring 14, the first metal plate 12A, the second metal plate 12B, the third metal plate 12C, and the fourth metal plate 13A are surrounded by the via 10 and the via 10 '. Other structures are the same as those of the waveguide conversion structure 1A.
以上の構造により、導波路変換構造体２Ａは、寸法の異なる複数の金属プレートの存在により発現する異なる電磁的な共振周波数を利用することができる。さらに、結合共振器の原理により、各プレートの共振特性が重なることによる、複数の金属プレートから成るひとつの共振器としての共振現象を利用することもできる。この共振現象による共振特性は、個々の金属プレートによる共振特性よりも帯域が広い。導波路変換構造体２Ａでは、これらの現象を利用することにより７６ＧＨｚから８１ＧＨｚまでの帯域で電磁波を低損失で通過させることが可能となる。 With the above structure, the waveguide conversion structure 2A can use different electromagnetic resonance frequencies that are manifested by the presence of a plurality of metal plates having different dimensions. Furthermore, the resonance phenomenon as a single resonator composed of a plurality of metal plates due to the overlapping of the resonance characteristics of the plates can also be used according to the principle of the coupled resonator. The resonance characteristic due to this resonance phenomenon has a wider band than the resonance characteristic due to individual metal plates. In the waveguide conversion structure 2A, it is possible to pass electromagnetic waves with a low loss in a band from 76 GHz to 81 GHz by using these phenomena.
図１４は、導波路変換構造体２Ａに導波管１６を実装した構造を示す上面図である。また、図１５は、導波路変換構造体２Ａに導波管１６を実装した構造を示す断面図（図１０のＺ−Ｚ’の断面に相当）である。 FIG. 14 is a top view showing a structure in which the waveguide 16 is mounted on the waveguide conversion structure 2A. FIG. 15 is a cross-sectional view (corresponding to the cross section Z-Z ′ in FIG. 10) showing a structure in which the waveguide 16 is mounted on the waveguide conversion structure 2 </ b> A.
導波管１６の開口部１８に面した位置に、第１のスリット１１Ａと第２のスリット１１Ｂが設けられている。さらに、第１のスリット１１Ａの内側に整合素子である第１の金属プレート１２Ａと第２の金属プレート１２Ｂと第３の金属プレート１２Ｃとが、第２のスリット１１Ｂの内側に整合素子である第４の金属プレート１３Ａが、設けられている。導波管１６は、また、信号配線１４の延伸方向に沿って入力開口部１７を配置することができる。これにより、導波路変換構造体２Ａから放射される電磁波の放射パターンを開口部１８に指向させることができる。 A first slit 11 </ b> A and a second slit 11 </ b> B are provided at a position facing the opening 18 of the waveguide 16. Furthermore, the first metal plate 12A, the second metal plate 12B, and the third metal plate 12C, which are matching elements inside the first slit 11A, are the matching elements inside the second slit 11B. Four metal plates 13A are provided. In the waveguide 16, the input opening 17 can be disposed along the extending direction of the signal wiring 14. Thereby, the radiation pattern of the electromagnetic wave radiated from the waveguide conversion structure 2 </ b> A can be directed to the opening 18.
以上のように、本実施形態によれば、単一の信号配線で構成された、７６ＧＨｚから８１ＧＨｚまでの帯域での挿入損失が小さい導波路変換構造体を提供することができる。
（第５の実施形態）
図１６は、本発明の第５の実施形態の導波路変換構造体２Ｂの構造を示す断面図（図１０のＺ−Ｚ’の断面に相当）である。本実施形態の導波路変換構造体２Ｂの構造の、第４の実施形態の導波路変換構造体２Ａとの違いは、信号配線１４を厚み方向に転写した時に少なくとも一部が重なる位置に、第２の導体層９Ｂと第３の導体層９Ｃとを接続する内部ビア１５を設けたことである。その他の構造は、導波路変換構造体２Ａと同様である。
As described above, according to the present embodiment, it is possible to provide a waveguide conversion structure configured with a single signal wiring and having a small insertion loss in a band from 76 GHz to 81 GHz.
(Fifth embodiment)
FIG. 16 is a cross-sectional view (corresponding to a cross section taken along line ZZ ′ in FIG. 10) showing the structure of the waveguide conversion structure 2B according to the fifth embodiment of the present invention. The difference between the structure of the waveguide conversion structure 2B of the present embodiment and the waveguide conversion structure 2A of the fourth embodiment is that the signal wiring 14 is transferred at least partially when it is transferred in the thickness direction. The internal via 15 for connecting the second conductor layer 9B and the third conductor layer 9C is provided. Other structures are the same as those of the waveguide conversion structure 2A.
内部ビア１５が存在することにより、第２の導体層９Ｂと第３の導体層９Ｃの間を図面右方向に伝わる電磁波を遮蔽することができる。これにより第４の実施形態の導波路変換構造体２Ａよりも更に損失を低減することができる。 Due to the presence of the internal via 15, it is possible to shield electromagnetic waves transmitted in the right direction in the drawing between the second conductor layer 9 </ b> B and the third conductor layer 9 </ b> C. As a result, the loss can be further reduced as compared with the waveguide conversion structure 2A of the fourth embodiment.
以上のように、本実施形態によれば、単一の信号配線で構成された、７６ＧＨｚから８１ＧＨｚまでの帯域での挿入損失が小さい導波路変換構造体を提供することができる。
（実施例１）
図９は本発明の実施例１の導波路変換構造体における、電磁波の信号反射（｜Ｓ１１｜）と信号通過（｜Ｓ２１｜）の各特性を示す図である。導波路変換構造体としては、第３の実施形態の導波路変換構造体１Ｂ（図８）を用いている。図８において、電磁波は、信号配線１４の右端から入力され、信号配線１４から導波路変換構造体を通り、さらに導波管（図７を参照）を伝わって導波管上部から出力される。
As described above, according to the present embodiment, it is possible to provide a waveguide conversion structure configured with a single signal wiring and having a small insertion loss in a band from 76 GHz to 81 GHz.
Example 1
FIG. 9 is a diagram showing each characteristic of signal reflection (| S11 |) and signal passage (| S21 |) of electromagnetic waves in the waveguide conversion structure of Example 1 of the present invention. As the waveguide conversion structure, the waveguide conversion structure 1B (FIG. 8) of the third embodiment is used. In FIG. 8, electromagnetic waves are input from the right end of the signal wiring 14, pass through the waveguide conversion structure from the signal wiring 14, travel further through the waveguide (see FIG. 7), and are output from the upper portion of the waveguide.
金属プレート１２Ａの平面寸法は１ｍｍ×０．０７５ｍｍ、金属プレート１２Ｂの平面寸法は０．６５ｍｍ×０．１５ｍｍ、金属プレート１２Ｃの平面寸法は０．４５ｍｍ×０．１５ｍｍ、金属プレート１３の平面寸法は１．２ｍｍ×０．２ｍｍである。信号配線１４の線幅は０．１５ｍｍである。また、金属プレート１２Ａと金属プレート１２Ｂ、金属プレート１２Ｃとの間隔は各々０．７５ｍｍ、信号配線１４と金属プレート１２Ｂ、金属プレート１２Ｃとの間隔は各々０．９５ｍｍである。 The plane dimension of the metal plate 12A is 1 mm × 0.075 mm, the plane dimension of the metal plate 12B is 0.65 mm × 0.15 mm, the plane dimension of the metal plate 12C is 0.45 mm × 0.15 mm, and the plane dimension of the metal plate 13 is It is 1.2 mm x 0.2 mm. The line width of the signal wiring 14 is 0.15 mm. Further, the distance between the metal plate 12A, the metal plate 12B, and the metal plate 12C is 0.75 mm, respectively, and the distance between the signal wiring 14, the metal plate 12B, and the metal plate 12C is 0.95 mm.
第１、第２、第３、第４の導体層９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄの厚さは、各々、０．０４６ｍｍ、０．０５ｍｍ、０．０５ｍｍ、０．０４６ｍｍである。第１、第２、第３の誘電体層３Ａ、３Ｂ、３Ｃの厚さは、各々、０．０７ｍｍ、０．４ｍｍ、０．０７ｍｍである。信号配線１４と接地（グランド）された第１の導体層９Ａと第２の導体層９Ｂとから成る伝送線路の特性インピーダンスは、約５０オームである。各誘電体層（３Ａ、３Ｂ、３Ｃ）の比誘電率は４、誘電正接は０．０２である。ビア１０間の中心距離は０．８ｍｍである。 The thicknesses of the first, second, third, and fourth conductor layers 9A, 9B, 9C, and 9D are 0.046 mm, 0.05 mm, 0.05 mm, and 0.046 mm, respectively. The thicknesses of the first, second, and third dielectric layers 3A, 3B, and 3C are 0.07 mm, 0.4 mm, and 0.07 mm, respectively. The characteristic impedance of the transmission line composed of the first conductor layer 9A and the second conductor layer 9B that are grounded with the signal wiring 14 is about 50 ohms. Each dielectric layer (3A, 3B, 3C) has a relative dielectric constant of 4, and a dielectric loss tangent of 0.02. The center distance between the vias 10 is 0.8 mm.
図９に示すように、信号通過（｜Ｓ２１｜）特性が最大となる周波数と値は、それぞれ７８ＧＨｚ、−１．１ｄＢであり、また挿入損失が−２ｄＢ以内の帯域は１３ＧＨｚとなっている。信号反射（｜Ｓ１１｜）特性においては、−１０ｄＢ以下となる帯域は１０ＧＨｚ以上となっている。これらの特性は、７６ＧＨｚから８１ＧＨｚまでの帯域で、信号配線１４とグランドから成る伝送線路と導波管の間のインピーダンス整合性が良好であり、挿入損失が小さな信号通過特性であることを示すものである。さらに、本実施例では導体層が４層構成のプリント基板を用いているため、この帯域において誘電体層の厚みばらつきに伴う特性の変化が小さい。
（実施例２）
図１７は本発明の実施例２の導波路変換構造体における、電磁波の信号通過（｜Ｓ２１｜）特性を示す図である。導波路変換構造体としては、第５の実施形態の導波路変換構造体２Ｂ（図１６）を用いている。図１６において、電磁波は、信号配線１４の右端から入力され、信号配線１４から導波路変換構造体を通り、さらに導波管（図１５を参照）を伝わって導波管上部から出力される。
As shown in FIG. 9, the frequency and value at which the signal passing (| S21 |) characteristic is maximized are 78 GHz and −1.1 dB, respectively, and the band within the insertion loss of −2 dB is 13 GHz. In the signal reflection (| S11 |) characteristics, the band of −10 dB or less is 10 GHz or more. These characteristics indicate that the impedance matching between the transmission line consisting of the signal wiring 14 and the ground and the waveguide is good and the insertion loss is small in the band from 76 GHz to 81 GHz. It is. Further, in this embodiment, since a printed circuit board having a four-layered conductor layer is used, the change in characteristics due to the thickness variation of the dielectric layer is small in this band.
(Example 2)
FIG. 17 is a diagram showing signal passing (| S21 |) characteristics of electromagnetic waves in the waveguide conversion structure according to the second embodiment of the present invention. As the waveguide conversion structure, the waveguide conversion structure 2B (FIG. 16) of the fifth embodiment is used. In FIG. 16, electromagnetic waves are input from the right end of the signal wiring 14, pass through the waveguide conversion structure from the signal wiring 14, travel further through the waveguide (see FIG. 15), and are output from the upper portion of the waveguide.
金属プレート１２Ａの平面寸法は１ｍｍ×０．０７５ｍｍ、金属プレート１２Ｂの平面寸法は０．６５ｍｍ×０．１５ｍｍ、金属プレート１２Ｃの平面寸法は０．４５ｍｍ×０．１５ｍｍ、金属プレート１３の平面寸法は１．２ｍｍ×０．２ｍｍである。信号配線１４の線幅は０．１５ｍｍである。また、金属プレート１２Ａと金属プレート１２Ｂ、金属プレート１２Ｃとの間隔は各々０．７５ｍｍ、信号配線１４と金属プレート１２Ｂ、金属プレート１２Ｃとの間隔は各々０．９５ｍｍである。 The plane dimension of the metal plate 12A is 1 mm × 0.075 mm, the plane dimension of the metal plate 12B is 0.65 mm × 0.15 mm, the plane dimension of the metal plate 12C is 0.45 mm × 0.15 mm, and the plane dimension of the metal plate 13 is It is 1.2 mm x 0.2 mm. The line width of the signal wiring 14 is 0.15 mm. Further, the distance between the metal plate 12A, the metal plate 12B, and the metal plate 12C is 0.75 mm, respectively, and the distance between the signal wiring 14, the metal plate 12B, and the metal plate 12C is 0.95 mm.
第１、第２、第３、第４の導体層９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄの厚さは、各々、０．０４６ｍｍ、０．０５ｍｍ、０．０５ｍｍ、０．０４６ｍｍである。第１、第２、第３の誘電体層３Ａ、３Ｂ、３Ｃの厚さは、各々、０．０７ｍｍ、０．４ｍｍ、０．０７ｍｍである。信号配線１４と接地（グランド）された第１の導体層９Ａと第２の導体層９Ｂとから成る伝送線路の特性インピーダンスは、約５０オームである。各誘電体層（３Ａ、３Ｂ、３Ｃ）の比誘電率は４、誘電正接は０．０２である。ビア１０間の中心距離は０．８ｍｍである。 The thicknesses of the first, second, third, and fourth conductor layers 9A, 9B, 9C, and 9D are 0.046 mm, 0.05 mm, 0.05 mm, and 0.046 mm, respectively. The thicknesses of the first, second, and third dielectric layers 3A, 3B, and 3C are 0.07 mm, 0.4 mm, and 0.07 mm, respectively. The characteristic impedance of the transmission line composed of the first conductor layer 9A and the second conductor layer 9B that are grounded with the signal wiring 14 is about 50 ohms. Each dielectric layer (3A, 3B, 3C) has a relative dielectric constant of 4, and a dielectric loss tangent of 0.02. The center distance between the vias 10 is 0.8 mm.
図１７では、実施例２とともに実施例１の信号通過（｜Ｓ２１｜）特性を示している。実施例２の特性は実施例１の特性とほぼ同等である。これは、実施例２においても、７６ＧＨｚから８１ＧＨｚまでの帯域で、信号配線１４とグランドから成る伝送線路と導波管の間のインピーダンス整合性が良好であり、挿入損失が小さな信号通過特性であることを示すものである。さらに、本実施例では導体層が４層構成のプリント基板を用いているため、この帯域において誘電体層の厚みばらつきに伴う特性の変化が小さい。 FIG. 17 shows the signal passing (| S21 |) characteristics of the first embodiment together with the second embodiment. The characteristics of the second embodiment are almost the same as the characteristics of the first embodiment. This is also a signal passing characteristic in which the impedance matching between the signal line 14 and the transmission line composed of the ground and the waveguide is good and the insertion loss is small in the band from 76 GHz to 81 GHz also in the second embodiment. It shows that. Further, in this embodiment, since a printed circuit board having a four-layered conductor layer is used, the change in characteristics due to the thickness variation of the dielectric layer is small in this band.
本発明は上記の実施形態および実施例に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものである。 The present invention is not limited to the above-described embodiments and examples, and various modifications are possible within the scope of the invention described in the claims, and these are also included in the scope of the present invention. .
また、上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載され得るが、以下には限られない。 Moreover, although a part or all of said embodiment may be described also as the following additional remarks, it is not restricted to the following.
付記
（付記１）
第１の誘電体層と、
前記第１の誘電体層を厚さ方向で挟んで設けられた第１と第２の導体層と、
導波管の開口部に面して前記第１の導体層に設けられた第１のスリットと、
前記第１のスリットの内側に設けられた、信号配線と第１の整合素子と、
前記第１のスリットに対向して前記第２の導体層に設けられた第２のスリットと、
前記第２のスリットの内側に設けられた第２の整合素子と、
前記第１と第２のスリットの外側で前記第１と第２のスリットを囲んで設けられた、前記第１と第２の導体層を接続する複数の第１のビアと、
を有する、導波路変換構造体。
（付記２）
前記第１の整合素子と前記第２の整合素子とは、合計で３以上の金属プレートを有する、付記１記載の導波路変換構造体。
（付記３）
前記第１の整合素子は、前記信号配線に接する第１の金属プレートと、前記信号配線を幅方向で挟みかつ前記第１の金属プレートに隣接する第２と第３の金属プレートと、を有する、付記１または２記載の導波路変換構造体。
（付記４）
前記第２の整合素子は、前記第２と第３の金属プレートに少なくとも一部が重なる第４の金属プレートを有する、付記３記載の導波路変換構造体。
（付記５）
前記金属プレートの各々は異なる寸法を有する、付記２から４の内の１項載の導波路変換構造体。
（付記６）
前記第２の導体層に前記第１の誘電体層と反対面で接する第２の誘電体層を有し、
前記第２の誘電体層が前記第２の導体層の反対面に第３の導体層を有し、
前記第１のビアは前記第３の導体層とも接続する、付記１から５の内の１項記載の導波路変換構造体。
（付記７）
前記第３の導体層に前記第２の誘電体層と反対面で接する第３の誘電体層を有し、
前記第３の誘電体層が前記第３の導体層の反対面に第４の導体層を有し、
前記第１のビアは前記第４の導体層とも接続する、付記６記載の導波路変換構造体。
（付記８）
前記信号配線に重なり、前記第２と第３の導体層を接続する第２のビアを有する、付記６または７記載の導波路変換構造体。
（付記９）
前記第１のスリットは切り込み部を有し、前記信号配線は前記切り込み部内に延伸する、付記１から８の内の１項記載の導波路変換構造体。
（付記１０）
前記第１と第２のスリットの内側に設けられ、前記第３と第４の導体層を接続する第３のビアを有する、付記７から９の内の１項記載の導波路変換構造体。
（付記１１）
前記信号配線と前記第１と第２の整合素子とは、前記第１のビアと前記第３のビアとで囲まれている、付記１０記載の導波路変換構造体。
（付記１２）
前記第３のビアは複数である、付記１０または１１記載の導波路変換構造体。
Appendix (Appendix 1)
A first dielectric layer;
First and second conductor layers provided sandwiching the first dielectric layer in the thickness direction;
A first slit provided in the first conductor layer facing the opening of the waveguide;
A signal wiring and a first matching element provided inside the first slit;
A second slit provided in the second conductor layer facing the first slit;
A second matching element provided inside the second slit;
A plurality of first vias connected to the first and second conductor layers, which are provided outside the first and second slits so as to surround the first and second slits;
A waveguide conversion structure having:
(Appendix 2)
The waveguide conversion structure according to appendix 1, wherein the first matching element and the second matching element have a total of three or more metal plates.
(Appendix 3)
The first matching element includes a first metal plate that contacts the signal wiring, and second and third metal plates that sandwich the signal wiring in the width direction and are adjacent to the first metal plate. The waveguide conversion structure according to appendix 1 or 2.
(Appendix 4)
The waveguide conversion structure according to appendix 3, wherein the second matching element includes a fourth metal plate that at least partially overlaps the second and third metal plates.
(Appendix 5)
5. The waveguide conversion structure according to any one of appendices 2 to 4, wherein each of the metal plates has different dimensions.
(Appendix 6)
A second dielectric layer in contact with the second conductor layer on the opposite side of the first dielectric layer;
The second dielectric layer has a third conductor layer on the opposite side of the second conductor layer;
6. The waveguide conversion structure according to claim 1, wherein the first via is also connected to the third conductor layer. 7.
(Appendix 7)
A third dielectric layer in contact with the third conductor layer on the opposite side of the second dielectric layer;
The third dielectric layer has a fourth conductor layer on the opposite side of the third conductor layer;
The waveguide conversion structure according to appendix 6, wherein the first via is also connected to the fourth conductor layer.
(Appendix 8)
8. The waveguide conversion structure according to appendix 6 or 7, wherein the waveguide conversion structure has a second via that overlaps the signal wiring and connects the second and third conductor layers.
(Appendix 9)
9. The waveguide conversion structure according to claim 1, wherein the first slit has a cut portion, and the signal wiring extends into the cut portion.
(Appendix 10)
10. The waveguide conversion structure according to any one of appendices 7 to 9, further comprising a third via provided inside the first and second slits and connecting the third and fourth conductor layers.
(Appendix 11)
The waveguide conversion structure according to appendix 10, wherein the signal wiring and the first and second matching elements are surrounded by the first via and the third via.
(Appendix 12)
The waveguide conversion structure according to appendix 10 or 11, wherein the third via is plural.
１、１Ａ、１Ｂ、２Ａ、２Ｂ 導波路変換構造体
３ プリント基板
３Ａ、３Ｂ、３Ｃ 誘電体層
４ ＩＣ
５ 伝送線路
６ 接合部
７ 導波管
８ アンテナ
９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄ 導体層
１０、１０’ ビア
１１Ａ 第１のスリット
１１Ｂ 第２のスリット
１２ 第１の整合素子
１２Ａ 第１の金属プレート
１２Ｂ 第２の金属プレート
１２Ｃ 第３の金属プレート
１３ 第２の整合素子
１３Ａ 第４の金属プレート
１４ 信号配線
１５ 内部ビア
１６ 導波管
１７ 入力開口部
１８ 開口部
1, 1A, 1B, 2A, 2B Waveguide conversion structure 3 Printed circuit board 3A, 3B, 3C Dielectric layer 4 IC
DESCRIPTION OF SYMBOLS 5 Transmission line 6 Junction part 7 Waveguide 8 Antenna 9A, 9B, 9C, 9D Conductive layer 10, 10 'Via 11A 1st slit 11B 2nd slit 12 1st matching element 12A 1st metal plate 12B 1st Second metal plate 12C Third metal plate 13 Second matching element 13A Fourth metal plate 14 Signal wiring 15 Internal via 16 Waveguide 17 Input opening 18 Opening
Claims (10)
前記第１の誘電体層を厚さ方向で挟んで設けられた第１と第２の導体層と、
導波管の開口部に面して前記第１の導体層に設けられた第１のスリットと、
前記第１のスリットの内側に設けられた、信号配線と第１の整合素子と、
前記第１のスリットに対向して前記第２の導体層に設けられた第２のスリットと、
前記第２のスリットの内側に設けられた第２の整合素子と、
前記第１と第２のスリットの外側で前記第１と第２のスリットを囲んで設けられた、前記第１と第２の導体層を接続する複数の第１のビアと、
を有する、導波路変換構造体。 A first dielectric layer;
First and second conductor layers provided sandwiching the first dielectric layer in the thickness direction;
A first slit provided in the first conductor layer facing the opening of the waveguide;
A signal wiring and a first matching element provided inside the first slit;
A second slit provided in the second conductor layer facing the first slit;
A second matching element provided inside the second slit;
A plurality of first vias connected to the first and second conductor layers, which are provided outside the first and second slits so as to surround the first and second slits;
A waveguide conversion structure having:
前記第２の誘電体層が前記第２の導体層の反対面に第３の導体層を有し、
前記第１のビアは前記第３の導体層とも接続する、請求項１から５の内の１項記載の導波路変換構造体。 A second dielectric layer in contact with the second conductor layer on the opposite side of the first dielectric layer;
The second dielectric layer has a third conductor layer on the opposite side of the second conductor layer;
6. The waveguide conversion structure according to claim 1, wherein the first via is also connected to the third conductor layer.
前記第３の誘電体層が前記第３の導体層の反対面に第４の導体層を有し、
前記第１のビアは前記第４の導体層とも接続する、請求項６記載の導波路変換構造体。 A third dielectric layer in contact with the third conductor layer on the opposite side of the second dielectric layer;
The third dielectric layer has a fourth conductor layer on the opposite side of the third conductor layer;
The waveguide conversion structure according to claim 6, wherein the first via is also connected to the fourth conductor layer.
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