（実施形態１）
電源装置の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
(Embodiment 1)
An embodiment of a power supply device will be described in detail with reference to the drawings.
ここで、本実施形態の電源装置１を説明する前に、基本的な構成が共通する比較例について、図２を参照して説明する。
Here, before describing the power supply device 1 of the present embodiment, a comparative example having a common basic configuration will be described with reference to FIG.
比較例は、図２に示すように、スイッチング素子１０と、トランス１１と、インダクタ１５と、第１キャパシタ１２と、第２キャパシタ１６と、第１ダイオード１３と、第２ダイオード１４とを少なくとも備える。つまり、この比較例は、フォワードコンバータを有し、直流電源５から供給される直流の電源電圧Ｖｉｎを、負荷２に必要とされる直流の負荷電圧Ｖｏｕｔに変換するように構成される。なお、以下の説明においては、トランス１１の１次巻線１１０の巻き始め側の端子を第１端子１１０Ａと呼び、巻き終わり側の端子を第２端子１１０Ｂと呼ぶ。同様に、トランス１１の２次巻線１１１の巻き始め側の端子を第３端子１１１Ａと呼び、巻き終わり側の端子を第４端子１１１Ｂと呼ぶ。
As shown in FIG. 2, the comparative example includes at least a switching element 10, a transformer 11, an inductor 15, a first capacitor 12, a second capacitor 16, a first diode 13, and a second diode 14. . In other words, this comparative example includes a forward converter and is configured to convert a DC power supply voltage Vin supplied from the DC power supply 5 into a DC load voltage Vout required for the load 2. In the following description, the terminal on the winding start side of the primary winding 110 of the transformer 11 is referred to as a first terminal 110A, and the terminal on the winding end side is referred to as a second terminal 110B. Similarly, the winding start side terminal of the secondary winding 111 of the transformer 11 is referred to as a third terminal 111A, and the winding end side terminal is referred to as a fourth terminal 111B.
スイッチング素子１０は、少なくともトランス１１の１次巻線１１０及び直流電源５とともに第１閉回路を形成し、かつ第１閉回路に流れる電流を周期的に断続するように構成される。すなわち、トランス１１の第１端子１１０Ａと直流電源５の負極との間にスイッチング素子１０が電気的に直列接続され、直流電源５の正極とトランス１１の第２端子１１０Ｂとが電気的に接続される。トランス１１は、第１閉回路に電流が流れることにより、１次巻線１１０との巻数比に対応した誘導電圧を２次巻線１１１に生じるように構成される。
The switching element 10 is configured so as to form a first closed circuit together with at least the primary winding 110 of the transformer 11 and the DC power source 5 and to periodically interrupt the current flowing through the first closed circuit. That is, the switching element 10 is electrically connected in series between the first terminal 110A of the transformer 11 and the negative electrode of the DC power supply 5, and the positive electrode of the DC power supply 5 and the second terminal 110B of the transformer 11 are electrically connected. The The transformer 11 is configured to generate an induced voltage corresponding to the turn ratio with the primary winding 110 in the secondary winding 111 when a current flows through the first closed circuit.
第２ダイオード１４は、少なくとも２次巻線１１１、インダクタ１５及び第１キャパシタ１２とともに第２閉回路を形成し、少なくとも誘導電圧が印加されることで導通するように構成される。すなわち、第２ダイオード１４のアノードがトランス１１の第４端子１１１Ｂと電気的に接続され、第２ダイオード１４のカソードが第１キャパシタ１２の高電位側の一端と電気的に接続される。第１キャパシタ１２の低電位側の一端がインダクタ１５の一端と電気的に接続される。また、インダクタ１５の他端がトランス１１の第３端子１１１Ａと電気的に接続される。
The second diode 14 forms a second closed circuit together with at least the secondary winding 111, the inductor 15, and the first capacitor 12, and is configured to be conductive when at least an induced voltage is applied. That is, the anode of the second diode 14 is electrically connected to the fourth terminal 111 </ b> B of the transformer 11, and the cathode of the second diode 14 is electrically connected to one end on the high potential side of the first capacitor 12. One end on the low potential side of the first capacitor 12 is electrically connected to one end of the inductor 15. The other end of the inductor 15 is electrically connected to the third terminal 111 </ b> A of the transformer 11.
第１キャパシタ１２は、少なくとも負荷２とともに第３閉回路を形成するように構成される。第１ダイオード１３は、少なくとも第１キャパシタ１２、第２キャパシタ１６及び２次巻線１１１とともに第５閉回路を形成し、スイッチング素子１０がオフしたときにトランス１１の励磁インダクタンスによって 生じる誘導電圧が印加されることで導通するように構成される。すなわち、第１ダイオード１３のアノードがトランス１１の第３端子１１１Ａと電気的に接続され、第１ダイオード１３のカソードが第１キャパシタ１２の高電位側の一端と電気的に接続される。第２キャパシタ１６は、トランス１１の第４端子１１１Ｂと第１キャパシタ１２の低電位側の一端との間に電気的に直列接続される。
The first capacitor 12 is configured to form a third closed circuit with at least the load 2. The first diode 13 forms a fifth closed circuit together with at least the first capacitor 12, the second capacitor 16, and the secondary winding 111, and an induced voltage generated by the exciting inductance of the transformer 11 is applied when the switching element 10 is turned off. It is comprised so that it may be conducted. That is, the anode of the first diode 13 is electrically connected to the third terminal 111 </ b> A of the transformer 11, and the cathode of the first diode 13 is electrically connected to one end on the high potential side of the first capacitor 12. The second capacitor 16 is electrically connected in series between the fourth terminal 111B of the transformer 11 and one end of the first capacitor 12 on the low potential side.
スイッチング素子１０がオンすると、第１閉回路に電流（励磁電流）が流れ、第２端子１１０Ｂ側を高電位とする誘導起電力が１次巻線１１０に生じる。そして、トランス１１の２次巻線１１１には、第４端子１１１Ｂ側を高電位とし、かつ電源電圧Ｖｉｎの巻数比倍の電圧が生じる。当該電圧により、トランス１１の第４端子１１１Ｂ→第２ダイオード１４→第１キャパシタ１２→インダクタ１５→トランス１１の第３端子１１１Ａの向きで第２閉回路に電流が流れて第１キャパシタ１２が充電される。そして、第１キャパシタ１２の両端電圧（負荷電圧Ｖｏｕｔ）により、第３閉回路に電流が流れて負荷２に直流電力が供給される。また、スイッチング素子１０のオン時間には、トランス１１に励磁エネルギが蓄積される。
When the switching element 10 is turned on, a current (excitation current) flows through the first closed circuit, and an induced electromotive force having a high potential on the second terminal 110B side is generated in the primary winding 110. In the secondary winding 111 of the transformer 11, a voltage having a high potential on the fourth terminal 111B side and a turn ratio of the power supply voltage Vin is generated. The voltage causes the current to flow through the second closed circuit in the direction of the fourth terminal 111B of the transformer 11 → the second diode 14 → the first capacitor 12 → the inductor 15 → the third terminal 111A of the transformer 11, and the first capacitor 12 is charged. Is done. Then, current flows through the third closed circuit by the voltage across the first capacitor 12 (load voltage Vout), and DC power is supplied to the load 2. Further, excitation energy is accumulated in the transformer 11 during the on-time of the switching element 10.
スイッチング素子１０がオンからオフに切り換わると、トランス１１に蓄積された励磁エネルギが、第３端子１１１Ａ→第１ダイオード１３→第１キャパシタ１２→第２キャパシタ１６→第４端子１１１Ｂの経路で放出される。このとき、第１キャパシタ１２及び第２キャパシタ１６は、トランス１１から放出される励磁エネルギによって充電される。そして、トランス１１に蓄積された励磁エネルギが全て放出されれば、２次巻線１１１と第２キャパシタ１６とインダクタ１５とで形成される共振回路の共振動作により、第２キャパシタ１６に充電された電荷が放電される。当該電荷の放電により、第２キャパシタ１６→インダクタ１５→２次巻線１１１→第２キャパシタ１６の経路で共振電流が流れる。この共振電流が流れている間にスイッチング素子１０がオンすれば、２次巻線１１１に生じる電圧に第２キャパシタ１６の両端電圧が重畳され、第２閉回路に流れる電流が増加する。そのため、比較例では、電源電圧Ｖｉｎを巻数比倍した電圧よりも高い負荷電圧Ｖｏｕｔを負荷２に印加することができる。
When the switching element 10 is switched from on to off, the excitation energy accumulated in the transformer 11 is released through the path of the third terminal 111A → the first diode 13 → the first capacitor 12 → the second capacitor 16 → the fourth terminal 111B. Is done. At this time, the first capacitor 12 and the second capacitor 16 are charged by the excitation energy released from the transformer 11. When all of the excitation energy accumulated in the transformer 11 is released, the second capacitor 16 is charged by the resonance operation of the resonance circuit formed by the secondary winding 111, the second capacitor 16, and the inductor 15. The charge is discharged. Due to the discharge of the electric charge, a resonance current flows through the path of the second capacitor 16 → the inductor 15 → the secondary winding 111 → the second capacitor 16. If the switching element 10 is turned on while this resonance current is flowing, the voltage across the second capacitor 16 is superimposed on the voltage generated in the secondary winding 111, and the current flowing through the second closed circuit increases. Therefore, in the comparative example, a load voltage Vout higher than a voltage obtained by multiplying the power supply voltage Vin by a turns ratio can be applied to the load 2.
また、第２キャパシタ１６のキャパシタンス値（静電容量値）を、第１キャパシタ１２のキャパシタンス値よりも十分に小さい値とすれば、リセット時間の短縮化を図ることができる。なお、リセット時間とは、スイッチング素子１０がオフしてからトランス１１の励磁エネルギが全て放出されるまでの時間である。
Further, if the capacitance value (capacitance value) of the second capacitor 16 is set to a value sufficiently smaller than the capacitance value of the first capacitor 12, the reset time can be shortened. The reset time is a time from when the switching element 10 is turned off until all the excitation energy of the transformer 11 is released.
しかしながら、上述した比較例においても、スイッチング素子１０がオンからオフに切り換わったとき、トランス１１の１次巻線１１０の漏れインダクタンスに誘起される起電力によって大きなサージ電圧が発生することがある。そして、このようなサージ電圧が発生すると、電磁ノイズ（不要輻射）の増加を招く虞や、スイッチング素子１０にダメージを与える虞がある。
However, also in the comparative example described above, when the switching element 10 is switched from on to off, a large surge voltage may be generated due to the electromotive force induced in the leakage inductance of the primary winding 110 of the transformer 11. When such a surge voltage is generated, there is a possibility that electromagnetic noise (unnecessary radiation) will increase or the switching element 10 may be damaged.
次に、図１を参照して本実施形態の電源装置１を説明する。ただし、本実施形態の電源装置１において、上述した比較例と共通の構成要素には同一の符号を付して適宜説明を省略する。
Next, the power supply device 1 of this embodiment is demonstrated with reference to FIG. However, in the power supply device 1 of this embodiment, the same code | symbol is attached | subjected to the same component as the comparative example mentioned above, and description is abbreviate | omitted suitably.
本実施形態の電源装置１は、図１に示すように、スイッチング素子１０と、トランス１１と、インダクタ１５と、第１キャパシタ１２と、第２キャパシタ１６と、第１ダイオード１３と、第２ダイオード１４とを少なくとも備える。スイッチング素子１０は、少なくともトランス１１の１次巻線１１０及び直流電源５とともに第１閉回路を形成し、かつ第１閉回路に流れる電流を周期的に断続するように構成される。トランス１１は、第１閉回路に電流が流れることにより、１次巻線１１０との巻数比に対応した誘導電圧を２次巻線１１１に生じるように構成される。第２ダイオード１４は、少なくとも２次巻線１１１、インダクタ１５及び第１キャパシタ１２とともに第２閉回路を形成し、少なくとも誘導電圧が印加されることで導通するように構成される。第１キャパシタ１２は、少なくとも負荷２とともに第３閉回路を形成するように構成される。
As shown in FIG. 1, the power supply device 1 of this embodiment includes a switching element 10, a transformer 11, an inductor 15, a first capacitor 12, a second capacitor 16, a first diode 13, and a second diode. 14. The switching element 10 is configured so as to form a first closed circuit together with at least the primary winding 110 of the transformer 11 and the DC power source 5 and to periodically interrupt the current flowing through the first closed circuit. The transformer 11 is configured to generate an induced voltage corresponding to the turn ratio with the primary winding 110 in the secondary winding 111 when a current flows through the first closed circuit. The second diode 14 forms a second closed circuit together with at least the secondary winding 111, the inductor 15, and the first capacitor 12, and is configured to be conductive when at least an induced voltage is applied. The first capacitor 12 is configured to form a third closed circuit with at least the load 2.
第２キャパシタ１６は、１次巻線１１０とスイッチング素子１０との接続点と、２次巻線１１１と第２ダイオード１４との接続点とを電気的に接続するように構成される。すなわち、第２キャパシタ１６は、トランス１１の第１端子１１０Ａと第４端子１１１Ｂとの間に電気的に直列接続される。
The second capacitor 16 is configured to electrically connect a connection point between the primary winding 110 and the switching element 10 and a connection point between the secondary winding 111 and the second diode 14. That is, the second capacitor 16 is electrically connected in series between the first terminal 110A and the fourth terminal 111B of the transformer 11.
また、第２ダイオード１４は、少なくとも１次巻線１１０及び第２キャパシタ１６とともに第４閉回路を形成するように構成される。さらに、第２ダイオード１４は、スイッチング素子１０がオフした後、トランス１１の漏れインダクタンスに生じる誘導電圧が印加されているときに導通するように構成される。
The second diode 14 is configured to form a fourth closed circuit together with at least the primary winding 110 and the second capacitor 16. Furthermore, after the switching element 10 is turned off, the second diode 14 is configured to conduct when an induced voltage generated in the leakage inductance of the transformer 11 is applied.
また、第１ダイオード１３は、少なくとも１次巻線１１０、第２キャパシタ１６及び２次巻線１１１とともに第５閉回路を形成するように構成される。さらに、第１ダイオード１３は、トランス１１の励磁エネルギを第５閉回路を介して放出させて第２キャパシタ１６を充電するように構成される。すなわち、第１ダイオード１３のアノードがトランス１１の第３端子１１１Ａと電気的に接続され、第１ダイオード１３のカソードが直流電源５の負極と電気的に接続される。
The first diode 13 is configured to form a fifth closed circuit together with at least the primary winding 110, the second capacitor 16, and the secondary winding 111. Further, the first diode 13 is configured to charge the second capacitor 16 by releasing the excitation energy of the transformer 11 through the fifth closed circuit. That is, the anode of the first diode 13 is electrically connected to the third terminal 111 </ b> A of the transformer 11, and the cathode of the first diode 13 is electrically connected to the negative electrode of the DC power supply 5.
また、本実施形態の電源装置１は、制御部３を備えることが好ましい。制御部３は、スイッチング素子１０を周期的にオン・オフするように構成される。ただし、制御部３の詳細な構成は後述する。
Moreover, it is preferable that the power supply device 1 of this embodiment is provided with the control part 3. FIG. The control unit 3 is configured to periodically turn on / off the switching element 10. However, the detailed configuration of the control unit 3 will be described later.
制御部３がスイッチング素子１０をオンすると、第１閉回路に励磁電流Ｉ１１が流れ、第２端子１１０Ｂ側を高電位とし、かつ電源電圧Ｖｉｎに等しい誘導起電力Ｖ１１が１次巻線１１０に生じる（図３Ａ参照）。そして、トランス１１の２次巻線１１１には、第４端子１１１Ｂ側を高電位とし、かつ電源電圧Ｖｉｎの巻数比倍の電圧Ｖ２１が生じる（図３Ａ参照）。当該電圧Ｖ２１により、トランス１１の第４端子１１１Ｂ→第２ダイオード１４→第１キャパシタ１２→インダクタ１５→トランス１１の第３端子１１１Ａの向きで第２閉回路に電流Ｉ２１が流れて第１キャパシタ１２が充電される(図３Ａ参照）。そして、第１キャパシタ１２の両端電圧（負荷電圧Ｖｏｕｔ）により、第３閉回路に負荷電流Ｉ３が流れて負荷２に直流電力が供給される。また、スイッチング素子１０のオン時間には、トランス１１に励磁エネルギが蓄積される。
When the control unit 3 turns on the switching element 10, an exciting current I11 flows through the first closed circuit, and an induced electromotive force V11 equal to the power supply voltage Vin is generated in the primary winding 110 with the second terminal 110B side at a high potential. (See FIG. 3A). In the secondary winding 111 of the transformer 11, a voltage V21 having a high potential on the fourth terminal 111B side and a turn ratio of the power supply voltage Vin is generated (see FIG. 3A). The voltage V21 causes the current I21 to flow through the second closed circuit in the direction of the fourth terminal 111B of the transformer 11 → the second diode 14 → the first capacitor 12 → the inductor 15 → the third terminal 111A of the transformer 11, and the first capacitor 12 Is charged (see FIG. 3A). Then, due to the voltage across the first capacitor 12 (load voltage Vout), the load current I3 flows through the third closed circuit, and DC power is supplied to the load 2. Further, excitation energy is accumulated in the transformer 11 during the on-time of the switching element 10.
制御部３は、スイッチング素子１０をオンしてから所定のオン時間が経過するとスイッチング素子１０をオフする。スイッチング素子１０がオンからオフに切り換わると、トランス１１の１次巻線１１０の漏れインダクタンスに蓄積された磁気エネルギが放出され、第４閉回路に電流Ｉ１２が流れる。なお、当該電流Ｉ１２は、トランス１１の第１端子１１０Ａ→第２キャパシタ１６→第２ダイオード１４→直流電源５→トランス１１の第２端子１１０Ｂの経路で第２キャパシタ１６を充電する（図３Ｂ参照）。また、トランス１１に蓄積された励磁エネルギにより、２次巻線１１１には、第３端子１１１Ａ側が高電位となる電圧Ｖ２２が生じる（図３Ｂ参照）。しかしながら、スイッチング素子１０がオフした直後は、トランス１１の励磁エネルギの放出による電流に比べて、漏れインダクタンスの磁気エネルギの放出による電流の方が大きくなる。そのため、トランス１１の励磁エネルギの放出による電流Ｉ２２は、第４閉回路を介して第５閉回路に流れる（図３Ｂ参照）。
The controller 3 turns off the switching element 10 when a predetermined on-time elapses after the switching element 10 is turned on. When the switching element 10 is switched from on to off, the magnetic energy accumulated in the leakage inductance of the primary winding 110 of the transformer 11 is released, and a current I12 flows through the fourth closed circuit. The current I12 charges the second capacitor 16 through the path of the first terminal 110A of the transformer 11 → the second capacitor 16 → the second diode 14 → the DC power supply 5 → the second terminal 110B of the transformer 11 (see FIG. 3B). ). In addition, the excitation energy accumulated in the transformer 11 generates a voltage V22 in the secondary winding 111 having a high potential on the third terminal 111A side (see FIG. 3B). However, immediately after the switching element 10 is turned off, the current due to the leakage inductance magnetic energy emission becomes larger than the current due to the excitation energy emission of the transformer 11. Therefore, the current I22 resulting from the release of the excitation energy of the transformer 11 flows to the fifth closed circuit via the fourth closed circuit (see FIG. 3B).
そして、漏れインダクタンスの磁気エネルギの放出による電流Ｉ１２が、トランス１１の励磁エネルギの放出による電流Ｉ２２よりも小さくなると、第２ダイオード１４が導通しなくなる（オフする）。第２ダイオード１４がオフすると、トランス１１の励磁エネルギの放出による電流Ｉ２２が第５閉回路に流れて第２キャパシタ１６が充電される（図３Ｃ参照）。このとき、インダクタ１５に蓄積されている磁気エネルギが、第１ダイオード１３を介して第１キャパシタ１２に放出され、第１キャパシタ１２で平滑された直流電流（負荷電流）Ｉ３が負荷２に供給される。トランス１１に蓄積された励磁エネルギが全て放出されると、１次巻線１１０、２次巻線１１１、インダクタ１５及び第２キャパシタ１６で形成される共振回路の共振動作により、第２キャパシタ１６に充電された電荷が放電される。当該電荷の放電により、第２キャパシタ１６→１次巻線１１０→直流電源５→第１キャパシタ１２→インダクタ１５→２次巻線１１１→第２キャパシタ１６の経路で共振電流Ｉ４が流れる（図３Ｄ参照）。この共振電流Ｉ４が流れている間に、制御部３がスイッチング素子１０をオンすれば、２次巻線１１１に生じる電圧Ｖ１２に第２キャパシタ１６の両端電圧Ｖ３が重畳され、第２閉回路に流れる電流が増加する（図３Ｄ参照）。そのため、本実施形態の電源装置１においても、電源電圧Ｖｉｎを巻数比倍した電圧よりも高い負荷電圧Ｖｏｕｔを負荷２に印加することができる。
When the current I12 due to the leakage inductance magnetic energy release becomes smaller than the current I22 due to the excitation energy release of the transformer 11, the second diode 14 becomes non-conductive (turns off). When the second diode 14 is turned off, the current I22 due to the release of the excitation energy of the transformer 11 flows into the fifth closed circuit, and the second capacitor 16 is charged (see FIG. 3C). At this time, the magnetic energy accumulated in the inductor 15 is released to the first capacitor 12 through the first diode 13, and a direct current (load current) I 3 smoothed by the first capacitor 12 is supplied to the load 2. The When all of the excitation energy accumulated in the transformer 11 is released, the resonance operation of the resonance circuit formed by the primary winding 110, the secondary winding 111, the inductor 15 and the second capacitor 16 causes the second capacitor 16 to The charged charge is discharged. Due to the discharge of the electric charge, the resonance current I4 flows through the path of the second capacitor 16 → the primary winding 110 → the DC power source 5 → the first capacitor 12 → the inductor 15 → the secondary winding 111 → the second capacitor 16 (FIG. 3D). reference). If the control unit 3 turns on the switching element 10 while the resonance current I4 flows, the voltage V3 across the second capacitor 16 is superimposed on the voltage V12 generated in the secondary winding 111, and the second closed circuit The flowing current increases (see FIG. 3D). Therefore, also in the power supply device 1 of the present embodiment, the load voltage Vout higher than the voltage obtained by multiplying the power supply voltage Vin by the turns ratio can be applied to the load 2.
すなわち、本実施形態の電源装置１は、スイッチング素子１０のオン時間中に１次巻線１１０の漏れインダクタンスに蓄積される磁気エネルギを、第４閉回路に放出して第２キャパシタ１６を充電するように構成される。そのため、本実施形態の電源装置１は、１次巻線１１０の漏れインダクタンスに蓄積される磁気エネルギの放出経路を有しない比較例に比べて、スイッチング素子１０のオフ時に生じるサージ電圧の抑制を図ることができる。しかも、第２キャパシタ１６の放電による共振電流Ｉ４が流れている間に、制御部３がスイッチング素子１０をオンすれば、２次巻線１１１に生じる電圧Ｖ１２に第２キャパシタ１６の両端電圧Ｖ３が重畳され、第２閉回路に流れる電流Ｉ２１が増加する。そのため、本実施形態の電源装置１は、比較例と同様に、電源電圧Ｖｉｎを巻数比倍した電圧よりも高い負荷電圧Ｖｏｕｔを負荷２に印加することができる。なお、負荷電圧Ｖｏｕｔは、スイッチング素子１０のオン時間に比例して増大する。したがって、本実施形態の電源装置１は、比較例と同様に、共振動作によりトランス１１の励磁エネルギを放出し終わるまでの時間を短くし、スイッチング素子１０のオン時間（オンデューティ比）を長くして高い負荷電圧Ｖｏｕｔを得やすいという利点がある。
That is, the power supply device 1 of the present embodiment discharges the magnetic energy accumulated in the leakage inductance of the primary winding 110 during the ON time of the switching element 10 to the fourth closed circuit to charge the second capacitor 16. Configured as follows. For this reason, the power supply device 1 of the present embodiment is intended to suppress a surge voltage generated when the switching element 10 is turned off, as compared with a comparative example that does not have a discharge path of magnetic energy accumulated in the leakage inductance of the primary winding 110. be able to. In addition, if the control unit 3 turns on the switching element 10 while the resonance current I4 due to the discharge of the second capacitor 16 is flowing, the voltage V3 across the second capacitor 16 is added to the voltage V12 generated in the secondary winding 111. The current I21 that is superimposed and flows through the second closed circuit increases. Therefore, similarly to the comparative example, the power supply device 1 of the present embodiment can apply the load voltage Vout higher than the voltage obtained by multiplying the power supply voltage Vin by the turns ratio to the load 2. Note that the load voltage Vout increases in proportion to the ON time of the switching element 10. Therefore, similarly to the comparative example, the power supply device 1 of the present embodiment shortens the time until the excitation energy of the transformer 11 is completely released by the resonance operation, and lengthens the on-time (on-duty ratio) of the switching element 10. Therefore, there is an advantage that a high load voltage Vout can be easily obtained.
ただし、スイッチング素子１０のスイッチング周期の１周期内でトランス１１の励磁エネルギをリセットするためには、次の条件を満足させることが好ましい。例えば、第２キャパシタ１６を介して電気的に直列接続される１次巻線１１０と２次巻線１１１の合成インダクタンス値をＬ１とする。また、第２キャパシタ１６のキャパシタンス値をＣ２とし、スイッチング素子１０のスイッチング周期をＴ１とする。このとき、トランス１１及び第２キャパシタ１６は、スイッチング周期Ｔ１が、Ｔ１＞２π×（Ｌ１×Ｃ２）１／２の関係（条件）を満足することが好ましい。さらに、スイッチング素子１０のオフ時間Ｔ２が、Ｔ２≧（１／２）×π×（Ｌ１×Ｃ２）１／２の関係（条件）を満足することが好ましい。上記２つの条件を満足させれば、スイッチング周期Ｔ１の１周期内でトランス１１の励磁エネルギをリセットすることができ、トランス１１のコアの磁気飽和が防止できる。
However, in order to reset the excitation energy of the transformer 11 within one cycle of the switching cycle of the switching element 10, it is preferable to satisfy the following condition. For example, the combined inductance value of the primary winding 110 and the secondary winding 111 that are electrically connected in series via the second capacitor 16 is L1. The capacitance value of the second capacitor 16 is C2, and the switching period of the switching element 10 is T1. At this time, the transformer 11 and the second capacitor 16 preferably satisfy the relationship (condition) in which the switching period T1 satisfies T1> 2π × (L1 × C2) 1/2 . Furthermore, it is preferable that the OFF time T2 of the switching element 10 satisfies the relationship (condition) of T2 ≧ (1/2) × π × (L1 × C2) 1/2 . If the above two conditions are satisfied, the excitation energy of the transformer 11 can be reset within one cycle of the switching cycle T1, and magnetic saturation of the core of the transformer 11 can be prevented.
なお、本実施形態の電源装置１において、スイッチング素子１０と直流電源５の接続点と、第１キャパシタ１２と第２ダイオード１４の接続点との間に第２キャパシタ１６が電気的に接続されても構わない。この回路構成の場合、トランス１１の第１端子１１０Ａと第４端子１１１Ｂとが直接、電気的に接続される。
In the power supply device 1 of the present embodiment, the second capacitor 16 is electrically connected between the connection point of the switching element 10 and the DC power supply 5 and the connection point of the first capacitor 12 and the second diode 14. It doesn't matter. In the case of this circuit configuration, the first terminal 110A and the fourth terminal 111B of the transformer 11 are directly electrically connected.
また、本実施形態の電源装置１において、第２キャパシタ１６のキャパシタンス値を第１キャパシタ１２のキャパシタンス値よりも十分に小さい値（例えば、１００分の１以下の値）とすることが好ましい。この場合、１次巻線１１０と２次巻線１１１と第２キャパシタ１６の直列共振回路の共振周期がスイッチング周期Ｔ１よりも十分に小さくなる。その結果、１次巻線１１０の漏れインダクタンスに蓄積された磁気エネルギと、トランス１１の励磁エネルギのほとんど全てが第２キャパシタ１６に充電されるので、リセット時間を更に短縮することができる。
Moreover, in the power supply device 1 of this embodiment, it is preferable that the capacitance value of the second capacitor 16 is set to a value sufficiently smaller than the capacitance value of the first capacitor 12 (for example, a value equal to or less than 1/100). In this case, the resonance period of the series resonance circuit of the primary winding 110, the secondary winding 111, and the second capacitor 16 is sufficiently smaller than the switching period T1. As a result, almost all of the magnetic energy accumulated in the leakage inductance of the primary winding 110 and the excitation energy of the transformer 11 is charged in the second capacitor 16, so that the reset time can be further shortened.
次に、制御部３の詳細な構成を説明する。制御部３は、図１に示すように、第１演算部３０、第２演算部３１、信号生成部３２、発振部３３、ノットゲート３４、第１比較器３５、順序回路３６、第２比較器３７、基準電源３８、アンドゲート３９を有する。
Next, a detailed configuration of the control unit 3 will be described. As shown in FIG. 1, the control unit 3 includes a first calculation unit 30, a second calculation unit 31, a signal generation unit 32, an oscillation unit 33, a knot gate 34, a first comparator 35, a sequential circuit 36, and a second comparison. Device 37, reference power supply 38, and AND gate 39.
信号生成部３２は、第１キャパシタ１２の両端電圧（負荷電圧Ｖｏｕｔ）の検出結果に応じて、負荷２に定電力が供給されるように、出力電流（負荷電流Ｉ３）の目標値を増減するように構成される。信号生成部３２は、出力電流の目標値を示す電圧信号を生成して第２演算部３１に出力するように構成される。
The signal generation unit 32 increases or decreases the target value of the output current (load current I3) so that constant power is supplied to the load 2 according to the detection result of the both-ends voltage (load voltage Vout) of the first capacitor 12. Configured as follows. The signal generator 32 is configured to generate a voltage signal indicating the target value of the output current and output it to the second calculator 31.
第２演算部３１は、出力電流（負荷電流Ｉ３）の検出値（負荷電流Ｉ３の大きさに応じた電圧値）と、出力電流の目標値（電圧信号の電圧値）との差分（誤差）を演算するように構成される。第２演算部３１は、出力電流の検出値と出力電流の目標値との誤差を示す信号（誤差信号）を第１演算部３０に出力するように構成される。
The second computing unit 31 calculates a difference (error) between the detected value of the output current (load current I3) (voltage value corresponding to the magnitude of the load current I3) and the target value of output current (voltage value of the voltage signal). Is configured to compute The second calculation unit 31 is configured to output a signal (error signal) indicating an error between the detected value of the output current and the target value of the output current to the first calculation unit 30.
第１演算部３０は、第２演算部３１から受け取る誤差信号で示される誤差を減らすように、スイッチング素子１０のオン時間Ｔ３を増加（延長）又は減少（短縮）させるための電流ピーク値指令を生成して第１比較器３５に出力するように構成される。なお、電流ピーク値指令は、出力電流の目標値と検出値との差分に応じた電圧値を有する電圧信号である。
The first calculation unit 30 outputs a current peak value command for increasing (extending) or decreasing (shortening) the ON time T3 of the switching element 10 so as to reduce the error indicated by the error signal received from the second calculation unit 31. It is configured to generate and output to the first comparator 35. The current peak value command is a voltage signal having a voltage value corresponding to the difference between the target value of the output current and the detected value.
第１比較器３５は、スイッチング素子１０に流れる電流（第１閉回路に流れる入力電流Ｉ１１）の検出値（入力電流Ｉ１１の大きさに応じた電圧値）と、電流ピーク値指令で示される電圧値（指令値）とを比較するように構成される。第１比較器３５は、入力電流Ｉ１１の検出値が電流ピーク値指令の指令値以上になると出力をハイレベルとし、入力電流Ｉ１１の検出値が電流ピーク値指令の指令値を下回ると出力をローレベルとするように構成される。なお、第１比較器３５の出力は、順序回路３６の第１リセット端子に入力される。
The first comparator 35 has a detected value (voltage value corresponding to the magnitude of the input current I11) of the current flowing through the switching element 10 (input current I11 flowing through the first closed circuit) and a voltage indicated by the current peak value command. It is comprised so that a value (command value) may be compared. The first comparator 35 sets the output to a high level when the detected value of the input current I11 exceeds the command value of the current peak value command, and decreases the output when the detected value of the input current I11 falls below the command value of the current peak value command. Configured to be a level. Note that the output of the first comparator 35 is input to the first reset terminal of the sequential circuit 36.
発振部３３は、所定周期の方形波信号（クロック信号）を発振するように構成される。発振部３３が発振するクロック信号は、順序回路３６のセット端子に入力され、かつ、ノットゲート３４で反転された後に順序回路３６の第２リセット端子に入力される。
The oscillation unit 33 is configured to oscillate a square wave signal (clock signal) having a predetermined period. The clock signal oscillated by the oscillating unit 33 is input to the set terminal of the sequential circuit 36, and after being inverted by the knot gate 34, is input to the second reset terminal of the sequential circuit 36.
順序回路３６は、ＲＳフリップフロップで構成される。順序回路３６は、セット端子の入力（クロック信号）の立ち上がりに同期して出力をハイレベルとし、第１リセット端子及び第２リセット端子の入力の立ち上がりに同期して出力をローレベルとする。なお、順序回路３６の出力は、アンドゲート３９の一方の入力となる。
The sequential circuit 36 is configured by an RS flip-flop. The sequential circuit 36 sets the output to high level in synchronization with the rise of the input (clock signal) of the set terminal, and sets the output to low level in synchronization with the rise of the inputs of the first reset terminal and the second reset terminal. Note that the output of the sequential circuit 36 becomes one input of the AND gate 39.
第２比較器３７は、基準電源３８の基準電圧と、第１キャパシタ１２の両端電圧（負荷電圧Ｖｏｕｔ）に比例した検出電圧とを比較するように構成される。第２比較器３７は、検出電圧が基準電圧未満のときに出力をハイレベルとし、検出電圧が基準電圧以上のときに出力をローレベルとするように構成される。なお、第２比較器３７の出力は、アンドゲート３９の他方の入力となる。
The second comparator 37 is configured to compare the reference voltage of the reference power supply 38 with a detection voltage proportional to the voltage across the first capacitor 12 (load voltage Vout). The second comparator 37 is configured to set the output to a high level when the detected voltage is less than the reference voltage, and to set the output to a low level when the detected voltage is equal to or higher than the reference voltage. Note that the output of the second comparator 37 is the other input of the AND gate 39.
アンドゲート３９は、順序回路３６の出力と、第２比較器３７の出力との論理積を演算するように構成される。すなわち、アンドゲート３９の出力は、順序回路３６の出力と第２比較器３７の出力が双方ともハイレベルの場合にのみ、ハイレベルとなる。そして、制御部３は、アンドゲート３９の出力をスイッチング素子１０の駆動信号とするように構成される。つまり、アンドゲート３９の出力がハイレベルの間はスイッチング素子１０がオン状態に維持され、アンドゲート３９の出力がローレベルの間はスイッチング素子１０がオフ状態に維持される。
The AND gate 39 is configured to calculate a logical product of the output of the sequential circuit 36 and the output of the second comparator 37. That is, the output of the AND gate 39 becomes high level only when both the output of the sequential circuit 36 and the output of the second comparator 37 are high level. The control unit 3 is configured to use the output of the AND gate 39 as a drive signal for the switching element 10. That is, the switching element 10 is maintained in the on state while the output of the AND gate 39 is at the high level, and the switching element 10 is maintained in the off state while the output of the AND gate 39 is at the low level.
続いて、制御部３の動作を説明する。ただし、以下の説明においては、第２比較器３７の出力が常にハイレベルである場合を想定している。
Next, the operation of the control unit 3 will be described. However, in the following description, it is assumed that the output of the second comparator 37 is always at a high level.
発振部３３のクロック信号の立ち上がりに同期して順序回路３６の出力が立ち上がると、制御部３から駆動信号が出力されてスイッチング素子１０がオンする。スイッチング素子１０がオンすることで第１閉回路に入力電流Ｉ１１が流れる。ただし、第１閉回路にはインダクタンス素子（トランス１１の１次巻線１１０）が含まれているので、入力電流Ｉ１１は、徐々に増加する。入力電流Ｉ１１が増加し、入力電流Ｉ１１の検出値が電流ピーク値指令の指令値以上になると、第１比較器３５の出力がハイレベルとなり、順序回路３６の出力が立ち下がるので、制御部３から駆動信号が出力されなくなり、スイッチング素子１０がオフする。スイッチング素子１０がオフすれば、既に説明したように、１次巻線１１０の漏れインダクタンスに蓄積された磁気エネルギ及びトランス１１の励磁エネルギが放出されて第２キャパシタ１６が充電される。さらに、第２キャパシタ１６の充電電荷が放電されることで共振電流Ｉ４が流れ、第１キャパシタ１２を充電する。そして、共振電流Ｉ４が流れている間にクロック信号が再度立ち上がり、制御部３から駆動信号が出力されてスイッチング素子１０がオンする。
When the output of the sequential circuit 36 rises in synchronization with the rise of the clock signal of the oscillating unit 33, a drive signal is output from the control unit 3 and the switching element 10 is turned on. When the switching element 10 is turned on, the input current I11 flows through the first closed circuit. However, since the inductance element (the primary winding 110 of the transformer 11) is included in the first closed circuit, the input current I11 gradually increases. When the input current I11 increases and the detected value of the input current I11 becomes equal to or greater than the command value of the current peak value command, the output of the first comparator 35 becomes high level and the output of the sequential circuit 36 falls. No driving signal is output from the switching element 10 and the switching element 10 is turned off. When the switching element 10 is turned off, as described above, the magnetic energy accumulated in the leakage inductance of the primary winding 110 and the excitation energy of the transformer 11 are released and the second capacitor 16 is charged. Furthermore, when the charge of the second capacitor 16 is discharged, the resonance current I4 flows and charges the first capacitor 12. Then, the clock signal rises again while the resonance current I4 is flowing, a drive signal is output from the control unit 3, and the switching element 10 is turned on.
ここで、制御部３は、出力電流の検出値と出力電流の目標値との誤差に応じて、スイッチング素子１０をオフするタイミングを調整するように構成される。例えば、出力電流の検出値が出力電流の目標値を下回っている場合、制御部３は、駆動信号の出力期間を延ばしてスイッチング素子１０のオン時間Ｔ３を延長する。反対に、出力電流の検出値が出力電流の目標値を上回っている場合、制御部３は、駆動信号の出力期間を縮めてスイッチング素子１０のオン時間Ｔ３を短縮する。ただし、制御部３が駆動信号を出力する周期（スイッチング素子１０のスイッチング周期Ｔ１）は、クロック信号の周期（発振部３３の発振周期）に同期している。なお、制御部３は、入力電流Ｉ１１の検出値が電流ピーク値指令の指令値に達する前にクロック信号が立ち下がれば、駆動信号の出力を停止してスイッチング素子１０をオフする。つまり、制御部３は、スイッチング素子１０のオフ時間Ｔ２が（１／２）×π×（Ｌ１×Ｃ２）１／２の式から求まる最小値を下回らないように構成されることが好ましい。さらに、スイッチング素子１０のオン時間Ｔ３は、入力電流Ｉ１１によるトランス１１のコアの磁気飽和を防ぐために、所定の最大値を超えないことが好ましい。そのため、クロック信号の周期（スイッチング周期Ｔ１）は、オフ時間Ｔ２の最小値とオン時間Ｔ３の最大値との合計値を超えない値に設定されることが好ましい。
Here, the control unit 3 is configured to adjust the timing to turn off the switching element 10 in accordance with the error between the detected value of the output current and the target value of the output current. For example, when the detected value of the output current is lower than the target value of the output current, the control unit 3 extends the output period of the drive signal and extends the on-time T3 of the switching element 10. On the other hand, if the detected value of the output current exceeds the target value of the output current, the control unit 3 shortens the output period of the drive signal and shortens the on-time T3 of the switching element 10. However, the cycle in which the control unit 3 outputs the drive signal (switching cycle T1 of the switching element 10) is synchronized with the cycle of the clock signal (oscillation cycle of the oscillation unit 33). If the clock signal falls before the detected value of the input current I11 reaches the command value of the current peak value command, the control unit 3 stops the output of the drive signal and turns off the switching element 10. That is, it is preferable that the control unit 3 is configured such that the off time T2 of the switching element 10 does not fall below the minimum value obtained from the expression (1/2) × π × (L1 × C2) 1/2 . Furthermore, it is preferable that the on-time T3 of the switching element 10 does not exceed a predetermined maximum value in order to prevent magnetic saturation of the core of the transformer 11 due to the input current I11. Therefore, the cycle of the clock signal (switching cycle T1) is preferably set to a value that does not exceed the total value of the minimum value of the off time T2 and the maximum value of the on time T3.
ここで、制御部３は、出力電圧（負荷電圧Ｖｏｕｔ）に応じて出力電流Ｉ３の目標値を調整することにより、負荷２に供給する電力を一定にする制御（定電力制御）を行うように構成されている。ただし、負荷２がＬＥＤ光源のように定電流で駆動される負荷の場合、制御部３は、出力電流Ｉ３の目標値を固定して負荷２に供給する電流を一定にする定電流制御を行うように構成されることが好ましい。また、負荷２が定電圧で駆動される負荷の場合、制御部３は、出力電圧の検出値と出力電圧の目標値との誤差を第２演算部３１で演算するように構成されてもよい。つまり、本実施形態における制御部３は、実際の出力と当該出力の目標値との誤差を減らすようにスイッチング素子１０のオン時間を調整する構成であることが好ましい。また、制御部３は、出力電圧が上昇して基準電圧以上になった場合、第２比較器３７の出力をローレベルにしてアンドゲート３９の出力をローレベルとすることにより、スイッチング素子１０を強制的にオフさせて出力電圧の上昇を抑制することが好ましい。
Here, the control unit 3 adjusts the target value of the output current I3 according to the output voltage (load voltage Vout) so as to perform control (constant power control) to keep the power supplied to the load 2 constant. It is configured. However, when the load 2 is a load driven by a constant current such as an LED light source, the control unit 3 performs constant current control to fix the target value of the output current I3 and to keep the current supplied to the load 2 constant. It is preferable to be configured as described above. When the load 2 is a load driven at a constant voltage, the control unit 3 may be configured to calculate an error between the output voltage detection value and the output voltage target value by the second calculation unit 31. . That is, the control unit 3 in the present embodiment is preferably configured to adjust the on-time of the switching element 10 so as to reduce the error between the actual output and the target value of the output. In addition, when the output voltage increases to become the reference voltage or higher, the control unit 3 sets the output of the second comparator 37 to a low level and sets the output of the AND gate 39 to a low level, thereby switching the switching element 10. It is preferable to forcibly turn off to suppress an increase in output voltage.
なお、制御部３は、アナログ回路とデジタル回路を混載して構成されてもよい。あるいは、制御部３の一部若しくは全部が、マイクロコントローラと、当該マイクロコントローラで実行される制御用のソフトウェアとで構成されてもよい。
The control unit 3 may be configured by mounting an analog circuit and a digital circuit together. Alternatively, part or all of the control unit 3 may be configured by a microcontroller and control software executed by the microcontroller.
また、本実施形態の電源装置１は、図１に示した回路構成に限定されず、例えば、図４Ａ、図４Ｂあるいは図４Ｃに示す回路構成でも構わない。図４Ａに示す回路構成は、図１に示した回路構成と比較して、第１ダイオード１３及び第２ダイオード１４のそれぞれのカソードと、第２キャパシタ１６及び負荷２との接続点が直流電源５の正極に電気的に接続される点が異なる。図４Ａに示す回路構成では、第４閉回路に直流電源５が含まれない。また、図４Ｂに示す回路構成は、図１に示した回路構成に対して、直流電源５、第１ダイオード１３及び第２ダイオード１４の極性を反転させた点が異なる。同じく、図４Ｃに示す回路構成は、図４Ａに示した回路構成に対して、直流電源５、第１ダイオード１３及び第２ダイオード１４の極性を反転させた点が異なる。
In addition, the power supply device 1 of the present embodiment is not limited to the circuit configuration illustrated in FIG. 1, and may have the circuit configuration illustrated in FIG. 4A, FIG. 4B, or FIG. 4C, for example. 4A is different from the circuit configuration shown in FIG. 1 in that the connection point between the cathodes of the first diode 13 and the second diode 14, the second capacitor 16 and the load 2 is the DC power source 5. It is different in that it is electrically connected to the positive electrode. In the circuit configuration illustrated in FIG. 4A, the fourth closed circuit does not include the DC power supply 5. 4B is different from the circuit configuration shown in FIG. 1 in that the polarities of the DC power supply 5, the first diode 13, and the second diode 14 are inverted. Similarly, the circuit configuration illustrated in FIG. 4C is different from the circuit configuration illustrated in FIG. 4A in that the polarities of the DC power supply 5, the first diode 13, and the second diode 14 are inverted.
上述のように本実施形態の電源装置１は、スイッチング素子１０と、トランス１１と、インダクタ１５と、第１キャパシタ１２と、第２キャパシタ１６と、第１ダイオード１３と、第２ダイオード１４とを少なくとも備える。電源装置１は、直流電源５から供給される直流電圧Ｖｉｎを、負荷２に必要とされる直流の負荷電圧に変換する。スイッチング素子１０は、少なくともトランス１１の１次巻線１１０及び直流電源５とともに第１閉回路を形成し、かつ第１閉回路に流れる電流（入力電流Ｉ１１）を周期的に断続するように構成される。トランス１１は、第１閉回路に入力電流Ｉ１１が流れることにより、１次巻線１１０との巻数比に対応した誘導電圧を２次巻線１１１に生じるように構成される。２次巻線１１１は、一端（第３端子１１１Ａ）に第１ダイオード１３の一端（アノード）が電気的に接続され、他端（第４端子１１１Ｂ）に第２ダイオード１４の一端（アノード）が電気的に接続されるように構成される。第２ダイオード１４は、少なくとも２次巻線１１１、インダクタ１５及び第１キャパシタ１２とともに第２閉回路を形成し、少なくとも上記誘導電圧が印加されることで導通するように構成される。第１キャパシタ１２は、少なくとも負荷２とともに第３閉回路を形成するように構成される。第２キャパシタ１６は、１次巻線１１０とスイッチング素子１０との接続点（第１端子１１０Ａ）を２次巻線１１１と第２ダイオード１４との接続点（第４端子１１１Ｂ）に電気的に接続するように構成される。あるいは、第２キャパシタ１６は、直流電源５の１次巻線１１０に電気的に接続されない側の一端（負極）を第１キャパシタ１２の一端に電気的に接続するように構成される。第２ダイオード１４は、少なくとも１次巻線１１０及び第２キャパシタ１６とともに第４閉回路を形成し、スイッチング素子１０がオフした後、トランス１１の漏れインダクタンスに生じる誘導電圧が印加されているときに導通するように構成される。第１ダイオード１３は、少なくとも１次巻線１１０、第２キャパシタ１６及び２次巻線１１１とともに第５閉回路を形成し、トランス１１の励磁エネルギを第５閉回路を介して放出させて第２キャパシタ１６を充電するように構成される。
As described above, the power supply device 1 of the present embodiment includes the switching element 10, the transformer 11, the inductor 15, the first capacitor 12, the second capacitor 16, the first diode 13, and the second diode 14. At least. The power supply device 1 converts the DC voltage Vin supplied from the DC power supply 5 into a DC load voltage required for the load 2. The switching element 10 forms a first closed circuit together with at least the primary winding 110 of the transformer 11 and the DC power supply 5 and is configured to periodically interrupt the current (input current I11) flowing through the first closed circuit. The The transformer 11 is configured to generate an induced voltage in the secondary winding 111 corresponding to the turn ratio with the primary winding 110 when the input current I11 flows through the first closed circuit. In the secondary winding 111, one end (anode) of the first diode 13 is electrically connected to one end (third terminal 111A), and one end (anode) of the second diode 14 is connected to the other end (fourth terminal 111B). Configured to be electrically connected. The second diode 14 forms a second closed circuit together with at least the secondary winding 111, the inductor 15, and the first capacitor 12, and is configured to be conductive when at least the induced voltage is applied. The first capacitor 12 is configured to form a third closed circuit with at least the load 2. The second capacitor 16 electrically connects a connection point (first terminal 110A) between the primary winding 110 and the switching element 10 to a connection point (fourth terminal 111B) between the secondary winding 111 and the second diode 14. Configured to connect. Alternatively, the second capacitor 16 is configured to electrically connect one end (negative electrode) on the side that is not electrically connected to the primary winding 110 of the DC power supply 5 to one end of the first capacitor 12. The second diode 14 forms a fourth closed circuit together with at least the primary winding 110 and the second capacitor 16, and when the induced voltage generated in the leakage inductance of the transformer 11 is applied after the switching element 10 is turned off. Configured to conduct. The first diode 13 forms a fifth closed circuit together with at least the primary winding 110, the second capacitor 16, and the secondary winding 111, and releases the excitation energy of the transformer 11 via the fifth closed circuit. It is configured to charge the capacitor 16.
本実施形態の電源装置１は上述のように構成され、１次巻線１１０の漏れインダクタンスに蓄積される磁気エネルギを第２キャパシタ１６に充電することができるので、スイッチング素子１０のオン・オフによって生じるサージ電圧の抑制を図ることができる。
The power supply device 1 of the present embodiment is configured as described above, and can charge the second capacitor 16 with the magnetic energy accumulated in the leakage inductance of the primary winding 110. Accordingly, the switching element 10 is turned on and off. It is possible to suppress the generated surge voltage.
また、本実施形態の電源装置１において、第２キャパシタ１６を介して電気的に直列接続される１次巻線１１０と２次巻線１１１の合成インダクタンス値をＬ１とする。また、第２キャパシタ１６のキャパシタンス値をＣ２とし、スイッチング素子１０が入力電流Ｉ１１を断続する周期（スイッチング周期）をＴ１とする。このとき、本実施形態の電源装置１において、トランス１１及び第２キャパシタ１６は、スイッチング周期Ｔ１が、Ｔ１＞２π×（Ｌ１×Ｃ２）１／２の関係を満たすように構成されることが好ましい。
In the power supply device 1 of the present embodiment, the combined inductance value of the primary winding 110 and the secondary winding 111 that are electrically connected in series via the second capacitor 16 is L1. Further, the capacitance value of the second capacitor 16 is C2, and the cycle (switching cycle) in which the switching element 10 interrupts the input current I11 is T1. At this time, in the power supply device 1 of the present embodiment, the transformer 11 and the second capacitor 16 are preferably configured such that the switching cycle T1 satisfies the relationship of T1> 2π × (L1 × C2) 1/2. .
本実施形態の電源装置１が上述のように構成されれば、スイッチング周期Ｔ１の１周期内でトランス１１の励磁エネルギをリセットすることができ、トランス１１のコアの磁気飽和が防止できる。
If the power supply device 1 of the present embodiment is configured as described above, the excitation energy of the transformer 11 can be reset within one cycle of the switching cycle T1, and magnetic saturation of the core of the transformer 11 can be prevented.
また、本実施形態の電源装置１において、第１キャパシタ１２のキャパシタンス値は、第２キャパシタ１６のキャパシタンス値の１００倍以上であることが好ましい。言い換えると、第２キャパシタ１６のキャパシタンス値が、第１キャパシタ１２のキャパシタンス値の１００分の１以下であることが好ましい。
In the power supply device 1 of the present embodiment, the capacitance value of the first capacitor 12 is preferably 100 times or more the capacitance value of the second capacitor 16. In other words, the capacitance value of the second capacitor 16 is preferably 1/100 or less of the capacitance value of the first capacitor 12.
本実施形態の電源装置１が上述のように構成されれば、１次巻線１１０の漏れインダクタンスに蓄積された磁気エネルギと、トランス１１の励磁エネルギのほとんど全てが第２キャパシタ１６に充電されるので、リセット時間を更に短縮することができる。
When the power supply device 1 of the present embodiment is configured as described above, almost all of the magnetic energy accumulated in the leakage inductance of the primary winding 110 and the excitation energy of the transformer 11 is charged in the second capacitor 16. Therefore, the reset time can be further shortened.
さらに、本実施形態の電源装置１において、スイッチング素子１０を所定のスイッチング周期Ｔ１でオン・オフする制御部３を備えることが好ましい。制御部３は、スイッチング周期Ｔ１に対するスイッチング素子１０のオン時間を延長及び短縮することで負荷２に流れる電流若しくは負荷２に供給する電力を所定の目標値に一致させるように構成されることが好ましい。かつ、制御部３は、トランス１１の励磁エネルギを第２キャパシタ１６に放出し終えた後にスイッチング素子１０をオンするように構成されることが好ましい。
Furthermore, the power supply device 1 according to the present embodiment preferably includes a control unit 3 that turns on and off the switching element 10 at a predetermined switching period T1. The control unit 3 is preferably configured to make the current flowing through the load 2 or the power supplied to the load 2 coincide with a predetermined target value by extending and shortening the ON time of the switching element 10 with respect to the switching cycle T1. . In addition, the control unit 3 is preferably configured to turn on the switching element 10 after the excitation energy of the transformer 11 has been released to the second capacitor 16.
本実施形態の電源装置１が上述のように構成されれば、トランス１１の巻数比倍の電圧よりも高い電圧を負荷２に印加することができる。
If the power supply device 1 of this embodiment is comprised as mentioned above, a voltage higher than the voltage of the turns ratio times of the transformer 11 can be applied to the load 2.
（実施形態２）
点灯装置の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。本実施形態の点灯装置１は、複数の発光ダイオード２０の直列回路からなる光源２（負荷）を点灯するように構成される。ただし、光源２は、発光ダイオード２０に限定されず、例えば、有機エレクトロルミネッセンス素子などであってもよい。なお、本実施形態の点灯装置１は、実施形態１の電源装置と基本的な回路構成が共通しているので、共通の構成要素（回路素子）には同一の符号を付して適宜説明を省略する。
(Embodiment 2)
An embodiment of a lighting device will be described in detail with reference to the drawings. The lighting device 1 of the present embodiment is configured to light a light source 2 (load) composed of a series circuit of a plurality of light emitting diodes 20. However, the light source 2 is not limited to the light emitting diode 20, and may be, for example, an organic electroluminescence element. In addition, since the lighting device 1 of the present embodiment has the same basic circuit configuration as the power supply device of the first embodiment, common components (circuit elements) are denoted by the same reference numerals and will be described as appropriate. Omitted.
本実施形態の点灯装置１は、図５に示すように、スイッチング素子１０と、トランス１１と、インダクタ１５と、第１キャパシタ１２と、第２キャパシタ１６と、第１ダイオード１３と、第２ダイオード１４とを少なくとも備える。スイッチング素子１０は、ＭＯＳ型の電界効果トランジスタであり、トランス１１の第１端子１１０Ａにドレインが電気的に接続され、直流電源５の負極にソースが電気的に接続される。すなわち、スイッチング素子１０は、少なくともトランス１１の１次巻線１１０及び直流電源５とともに第１閉回路を形成し、かつ第１閉回路に流れる電流を周期的に断続するように構成される。
As illustrated in FIG. 5, the lighting device 1 of the present embodiment includes a switching element 10, a transformer 11, an inductor 15, a first capacitor 12, a second capacitor 16, a first diode 13, and a second diode. 14. The switching element 10 is a MOS type field effect transistor. A drain is electrically connected to the first terminal 110 </ b> A of the transformer 11, and a source is electrically connected to the negative electrode of the DC power supply 5. That is, the switching element 10 is configured to form a first closed circuit together with at least the primary winding 110 of the transformer 11 and the DC power supply 5 and to periodically interrupt the current flowing through the first closed circuit.
第２ダイオード１４は、少なくとも２次巻線１１１、インダクタ１５及び第１キャパシタ１２とともに第２閉回路を形成し、少なくとも誘導電圧が印加されることで導通するように構成される。すなわち、第２ダイオード１４のアノードがトランス１１の第４端子１１１Ｂと電気的に接続され、第２ダイオード１４のカソードが第１キャパシタ１２の高電位側の一端及び負荷の一端（光源２の正極）と電気的に並列接続される。また、第２ダイオード１４は、少なくとも１次巻線１１０及び第２キャパシタ１６とともに第４閉回路を形成するように構成される。さらに、第２ダイオード１４は、スイッチング素子１０がオフした後、トランス１１の漏れインダクタンスに生じる誘導電圧が印加されているときに導通するように構成される。
The second diode 14 forms a second closed circuit together with at least the secondary winding 111, the inductor 15, and the first capacitor 12, and is configured to be conductive when at least an induced voltage is applied. That is, the anode of the second diode 14 is electrically connected to the fourth terminal 111B of the transformer 11, and the cathode of the second diode 14 is one end on the high potential side of the first capacitor 12 and one end of the load (the positive electrode of the light source 2). And electrically connected in parallel. The second diode 14 is configured to form a fourth closed circuit together with at least the primary winding 110 and the second capacitor 16. Furthermore, after the switching element 10 is turned off, the second diode 14 is configured to conduct when an induced voltage generated in the leakage inductance of the transformer 11 is applied.
また、第１ダイオード１３は、少なくとも１次巻線１１０、第２キャパシタ１６及び２次巻線１１１とともに第５閉回路を形成するように構成される。さらに、第１ダイオード１３は、トランス１１の励磁エネルギを第５回路を介して放出させて第２キャパシタ１６を充電するように構成される。すなわち、第１ダイオード１３のアノードが、トランス１１の第３端子１１１Ａと電気的に接続され、第１ダイオード１３のカソードが、第１キャパシタ１２の高電位側の一端及び負荷の一端（光源２の正極）と電気的に並列接続される。
The first diode 13 is configured to form a fifth closed circuit together with at least the primary winding 110, the second capacitor 16, and the secondary winding 111. Further, the first diode 13 is configured to charge the second capacitor 16 by releasing the excitation energy of the transformer 11 through the fifth circuit. That is, the anode of the first diode 13 is electrically connected to the third terminal 111A of the transformer 11, and the cathode of the first diode 13 is connected to one end on the high potential side of the first capacitor 12 and one end of the load (of the light source 2). Electrically connected in parallel with the positive electrode).
また、本実施形態の点灯装置１は、制御部４を備えることが好ましい。制御部４は、スイッチング素子１０を周期的にオン・オフするように構成される。ただし、制御部４の詳細な構成は後述する。
Moreover, it is preferable that the lighting device 1 of the present embodiment includes the control unit 4. The control unit 4 is configured to periodically turn on / off the switching element 10. However, the detailed configuration of the control unit 4 will be described later.
制御部４がスイッチング素子１０をオンすると、第１閉回路に励磁電流Ｉ１１が流れ、第２端子１１０Ｂ側を高電位とし、かつ電源電圧Ｖｉｎに等しい誘導起電力Ｖ１１が１次巻線１１０に生じる（図６Ａ参照）。そして、トランス１１の２次巻線１１１には、第４端子１１１Ｂ側を高電位とし、かつ電源電圧Ｖｉｎの巻数比倍の電圧Ｖ２１が生じる（図６Ａ参照）。当該電圧Ｖ２１により、トランス１１の第４端子１１１Ｂ→第２ダイオード１４→第１キャパシタ１２→インダクタ１５→トランス１１の第３端子１１１Ａの向きで第２閉回路に電流Ｉ２１が流れて第１キャパシタ１２が充電される(図６Ａ参照）。そして、第１キャパシタ１２の両端電圧（負荷電圧Ｖｏｕｔ）により、第３閉回路に負荷電流Ｉ３が流れて負荷２に直流電力が供給される。また、スイッチング素子１０のオン時間には、トランス１１に励磁エネルギが蓄積される。
When the control unit 4 turns on the switching element 10, an exciting current I11 flows through the first closed circuit, and an induced electromotive force V11 equal to the power supply voltage Vin is generated in the primary winding 110 with the second terminal 110B side at a high potential. (See FIG. 6A). In the secondary winding 111 of the transformer 11, a voltage V21 having a high potential on the side of the fourth terminal 111B and a turn ratio of the power supply voltage Vin is generated (see FIG. 6A). The voltage V21 causes the current I21 to flow through the second closed circuit in the direction of the fourth terminal 111B of the transformer 11 → the second diode 14 → the first capacitor 12 → the inductor 15 → the third terminal 111A of the transformer 11, and the first capacitor 12 Is charged (see FIG. 6A). Then, due to the voltage across the first capacitor 12 (load voltage Vout), the load current I3 flows through the third closed circuit, and DC power is supplied to the load 2. Further, excitation energy is accumulated in the transformer 11 during the on-time of the switching element 10.
制御部４は、スイッチング素子１０をオンしてから所定のオン時間が経過するとスイッチング素子１０をオフする。スイッチング素子１０がオンからオフに切り換わると、トランス１１の１次巻線１１０の漏れインダクタンスに蓄積された磁気エネルギが放出され、第４閉回路に電流Ｉ１２が流れる。なお、当該電流Ｉ１２は、トランス１１の第１端子１１０Ａ→第２キャパシタ１６→第２ダイオード１４→第１キャパシタ１２→直流電源５→トランス１１の第２端子１１０Ｂの経路で第１キャパシタ１２及び第２キャパシタ１６を充電する（図６Ｂ参照）。また、トランス１１に蓄積された励磁エネルギにより、２次巻線１１１には、第３端子１１１Ａ側が高電位となる電圧Ｖ２２が生じる（図６Ｂ参照）。しかしながら、スイッチング素子１０がオフした直後は、トランス１１の励磁エネルギの放出による電流に比べて、漏れインダクタンスの磁気エネルギの放出による電流の方が大きくなる。そのため、トランス１１の励磁エネルギの放出による電流Ｉ２２は、第４閉回路を介して第５閉回路に流れる（図６Ｂ参照）。
The controller 4 turns off the switching element 10 when a predetermined on-time elapses after the switching element 10 is turned on. When the switching element 10 is switched from on to off, the magnetic energy accumulated in the leakage inductance of the primary winding 110 of the transformer 11 is released, and a current I12 flows through the fourth closed circuit. Note that the current I12 is transmitted through the first capacitor 12 and the second capacitor 110 in the path of the first terminal 110A of the transformer 11 → the second capacitor 16 → the second diode 14 → the first capacitor 12 → the DC power supply 5 → the second terminal 110B of the transformer 11. The two capacitors 16 are charged (see FIG. 6B). Further, the excitation energy accumulated in the transformer 11 generates a voltage V22 in the secondary winding 111 that has a high potential on the third terminal 111A side (see FIG. 6B). However, immediately after the switching element 10 is turned off, the current due to the leakage inductance magnetic energy emission becomes larger than the current due to the excitation energy emission of the transformer 11. Therefore, the current I22 resulting from the release of the excitation energy of the transformer 11 flows to the fifth closed circuit via the fourth closed circuit (see FIG. 6B).
そして、漏れインダクタンスの磁気エネルギの放出による電流Ｉ１２が、トランス１１の励磁エネルギの放出による電流Ｉ２２よりも小さくなると、第２ダイオード１４が導通しなくなる（オフする）。第２ダイオード１４がオフすると、トランス１１の励磁エネルギの放出による電流Ｉ２２が第５閉回路に流れて第１キャパシタ１２及び第２キャパシタ１６が充電される（図６Ｃ参照）。このとき、インダクタ１５に蓄積されている磁気エネルギが、第１ダイオード１３を介して第１キャパシタ１２に放出され、第１キャパシタ１２で平滑された直流電流Ｉ３が光源２に供給される。トランス１１に蓄積された励磁エネルギが全て放出されると、１次巻線１１０、２次巻線１１１、インダクタ１５及び第２キャパシタ１６で形成される共振回路の共振動作により、第２キャパシタ１６に充電された電荷が放電される。当該電荷の放電により、第２キャパシタ１６→１次巻線１１０→直流電源５→インダクタ１５→２次巻線１１１→第２キャパシタ１６の経路で共振電流Ｉ４が流れる（図６Ｄ参照）。この共振電流Ｉ４が流れている間に、制御部４がスイッチング素子１０をオンすれば、２次巻線１１１に生じる電圧Ｖ１２に第２キャパシタ１６の両端電圧Ｖ３が重畳され、第２閉回路に流れる電流が増加する。そのため、本実施形態の点灯装置１においても、電源電圧Ｖｉｎを巻数比倍した電圧よりも高い負荷電圧Ｖｏｕｔを光源２に印加することができる。
When the current I12 due to the leakage inductance magnetic energy release becomes smaller than the current I22 due to the excitation energy release of the transformer 11, the second diode 14 becomes non-conductive (turns off). When the second diode 14 is turned off, a current I22 generated by releasing the excitation energy of the transformer 11 flows into the fifth closed circuit, and the first capacitor 12 and the second capacitor 16 are charged (see FIG. 6C). At this time, the magnetic energy accumulated in the inductor 15 is released to the first capacitor 12 via the first diode 13, and the direct current I 3 smoothed by the first capacitor 12 is supplied to the light source 2. When all of the excitation energy accumulated in the transformer 11 is released, the resonance operation of the resonance circuit formed by the primary winding 110, the secondary winding 111, the inductor 15 and the second capacitor 16 causes the second capacitor 16 to The charged charge is discharged. Due to the discharge of the electric charge, a resonance current I4 flows through the path of the second capacitor 16, the primary winding 110, the DC power source 5, the inductor 15, the secondary winding 111, and the second capacitor 16 (see FIG. 6D). If the control unit 4 turns on the switching element 10 while the resonance current I4 flows, the voltage V3 across the second capacitor 16 is superimposed on the voltage V12 generated in the secondary winding 111, and the second closed circuit The flowing current increases. Therefore, also in the lighting device 1 of the present embodiment, a load voltage Vout higher than a voltage obtained by multiplying the power supply voltage Vin by a turns ratio can be applied to the light source 2.
すなわち、本実施形態の点灯装置１は、スイッチング素子１０のオン時間中に１次巻線１１０の漏れインダクタンスに蓄積される磁気エネルギを、第４閉回路に放出して第２キャパシタ１６を充電するように構成される。そのため、本実施形態の点灯装置１は、１次巻線１１０の漏れインダクタンスに蓄積される磁気エネルギの放出経路を有しない比較例に比べて、スイッチング素子１０のオフ時に生じるサージ電圧の抑制を図ることができる。しかも、第２キャパシタ１６の放電による共振電流Ｉ４が流れている間に、制御部４がスイッチング素子１０をオンすれば、２次巻線１１１に生じる電圧Ｖ１２に第２キャパシタ１６の両端電圧Ｖ３が重畳され、第２閉回路に流れる電流Ｉ２１が増加する。そのため、本実施形態の点灯装置１は、比較例と同様に、電源電圧Ｖｉｎを巻数比倍した電圧よりも高い負荷電圧Ｖｏｕｔを光源２に印加することができる。なお、負荷電圧Ｖｏｕｔは、スイッチング素子１０のオン時間に比例して増大する。したがって、本実施形態の点灯装置１は、比較例と同様に、共振動作によりトランス１１の励磁エネルギを放出し終わるまでの時間を短くし、スイッチング素子１０のオン時間（オンデューティ比）を長くして高い負荷電圧Ｖｏｕｔを得やすいという利点がある。
That is, the lighting device 1 of the present embodiment discharges the magnetic energy accumulated in the leakage inductance of the primary winding 110 during the ON time of the switching element 10 to the fourth closed circuit to charge the second capacitor 16. Configured as follows. Therefore, the lighting device 1 according to the present embodiment suppresses a surge voltage generated when the switching element 10 is turned off, as compared with a comparative example that does not have a discharge path for magnetic energy accumulated in the leakage inductance of the primary winding 110. be able to. In addition, if the control unit 4 turns on the switching element 10 while the resonance current I4 due to the discharge of the second capacitor 16 is flowing, the voltage V3 across the second capacitor 16 is set to the voltage V12 generated in the secondary winding 111. The current I21 that is superimposed and flows through the second closed circuit increases. Therefore, the lighting device 1 of the present embodiment can apply a load voltage Vout higher than the voltage obtained by multiplying the power supply voltage Vin to the light source 2 as in the comparative example. Note that the load voltage Vout increases in proportion to the ON time of the switching element 10. Therefore, as in the comparative example, the lighting device 1 of the present embodiment shortens the time until the excitation energy of the transformer 11 is completely released by the resonance operation, and lengthens the on-time (on-duty ratio) of the switching element 10. Therefore, there is an advantage that a high load voltage Vout can be easily obtained.
ただし、スイッチング素子１０のスイッチング周期Ｔ１の１周期内でトランス１１の励磁エネルギをリセットするためには、次の条件を満足させることが好ましい。例えば、第２キャパシタ１６を介して電気的に直列接続される１次巻線１１０と２次巻線１１１の合成インダクタンス値をＬ１とする。また、第２キャパシタ１６のキャパシタンス値をＣ２とし、スイッチング素子１０のスイッチング周期をＴ１とする。このとき、トランス１１及び第２キャパシタ１６は、スイッチング周期Ｔ１が、Ｔ１＞２π×（Ｌ１×Ｃ２）１／２の関係（条件）を満足することが好ましい。さらに、スイッチング素子１０のオフ時間Ｔ２が、Ｔ２≧（１／２）×π×（Ｌ１×Ｃ２）１／２の関係（条件）を満足することが好ましい。上記２つの条件を満足させれば、スイッチング周期Ｔ１の１周期内でトランス１１の励磁エネルギをリセットすることができ、トランス１１のコアの磁気飽和が防止できる。
However, in order to reset the excitation energy of the transformer 11 within one cycle of the switching cycle T1 of the switching element 10, it is preferable to satisfy the following condition. For example, the combined inductance value of the primary winding 110 and the secondary winding 111 that are electrically connected in series via the second capacitor 16 is L1. The capacitance value of the second capacitor 16 is C2, and the switching period of the switching element 10 is T1. At this time, the transformer 11 and the second capacitor 16 preferably satisfy the relationship (condition) in which the switching period T1 satisfies T1> 2π × (L1 × C2) 1/2 . Furthermore, it is preferable that the OFF time T2 of the switching element 10 satisfies the relationship (condition) of T2 ≧ (1/2) × π × (L1 × C2) 1/2 . If the above two conditions are satisfied, the excitation energy of the transformer 11 can be reset within one cycle of the switching cycle T1, and magnetic saturation of the core of the transformer 11 can be prevented.
なお、本実施形態の点灯装置１において、スイッチング素子１０と直流電源５の接続点と、第１キャパシタ１２と第２ダイオード１４の接続点との間に第２キャパシタ１６が電気的に接続されても構わない。この回路構成の場合、トランス１１の第１端子１１０Ａと第４端子１１１Ｂとが直接、電気的に接続される。
In the lighting device 1 of the present embodiment, the second capacitor 16 is electrically connected between the connection point of the switching element 10 and the DC power supply 5 and the connection point of the first capacitor 12 and the second diode 14. It doesn't matter. In the case of this circuit configuration, the first terminal 110A and the fourth terminal 111B of the transformer 11 are directly electrically connected.
また、本実施形態の点灯装置１において、第２キャパシタ１６のキャパシタンス値を第１キャパシタ１２のキャパシタンス値よりも十分に小さい値（例えば、１００分の１以下の値）とすることが好ましい。この場合、１次巻線１１０と２次巻線１１１と第２キャパシタ１６の直列共振回路の共振周期がスイッチング周期Ｔ１よりも十分に小さくなる。その結果、１次巻線１１０の漏れインダクタンスに蓄積された磁気エネルギと、トランス１１の励磁エネルギのほとんど全てが第２キャパシタ１６に充電されるので、リセット時間を更に短縮することができる。
In the lighting device 1 of the present embodiment, it is preferable that the capacitance value of the second capacitor 16 is set to a value sufficiently smaller than the capacitance value of the first capacitor 12 (for example, a value equal to or less than 1/100). In this case, the resonance period of the series resonance circuit of the primary winding 110, the secondary winding 111, and the second capacitor 16 is sufficiently smaller than the switching period T1. As a result, almost all of the magnetic energy accumulated in the leakage inductance of the primary winding 110 and the excitation energy of the transformer 11 is charged in the second capacitor 16, so that the reset time can be further shortened.
次に、制御部４の詳細な構成を説明する。ただし、本実施形態における制御部４は、実施形態１における制御部３と回路構成の一部が共通している。したがって、実施形態１における制御部３の共通の構成要素（回路素子）には同一の符号を付して適宜説明を省略する。
Next, a detailed configuration of the control unit 4 will be described. However, the control unit 4 in the present embodiment shares a part of the circuit configuration with the control unit 3 in the first embodiment. Therefore, common components (circuit elements) of the control unit 3 in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted as appropriate.
制御部４は、図５に示すように、第１演算部３０、第２演算部３１、信号生成部３２、第１比較器３５、第２比較器３７、第１基準電源３８、信号発生部４０、発振器４１、第３比較器４２、第２基準電源４３、アンドゲート４４、オアゲート４５などを有する。
As shown in FIG. 5, the control unit 4 includes a first calculation unit 30, a second calculation unit 31, a signal generation unit 32, a first comparator 35, a second comparator 37, a first reference power supply 38, a signal generation unit. 40, an oscillator 41, a third comparator 42, a second reference power supply 43, an AND gate 44, an OR gate 45, and the like.
発振器４１は、のこぎり波信号（あるいは三角波信号）を発生するように構成される。また、発振器４１は、電圧制御発振器からなり、電源電圧Ｖｉｎの電圧値に応じて、立ち上がり時の波形の傾き（発振周波数）を変化させるように構成されることが好ましい。なお、発振器４１が発生するのこぎり波信号は、第１比較器３５の反転入力端子及び第３比較器４２の反転入力端子にそれぞれ入力される。
The oscillator 41 is configured to generate a sawtooth wave signal (or a triangular wave signal). The oscillator 41 is preferably a voltage-controlled oscillator and is preferably configured to change the slope of the rising waveform (oscillation frequency) in accordance with the voltage value of the power supply voltage Vin. The sawtooth wave signal generated by the oscillator 41 is input to the inverting input terminal of the first comparator 35 and the inverting input terminal of the third comparator 42, respectively.
第１比較器３５は、のこぎり波信号と、第１演算部３０で演算される励磁電流ピーク指令で示される電圧値（指令値）とを比較するように構成される。第１比較器３５は、のこぎり波信号の信号レベルが励磁電流ピーク指令の指令値未満の場合に出力をハイレベルとし、のこぎり波信号の信号レベルが励磁電流ピーク指令の指令値以上の場合に出力をローレベルとするように構成される。なお、第１比較器３５の出力は、アンドゲート４４の一方の入力端子に入力される。
The first comparator 35 is configured to compare the sawtooth wave signal with the voltage value (command value) indicated by the excitation current peak command calculated by the first calculation unit 30. The first comparator 35 outputs a high level when the signal level of the sawtooth wave signal is less than the command value of the excitation current peak command, and outputs when the signal level of the sawtooth wave signal is equal to or greater than the command value of the excitation current peak command. Is configured to be at a low level. Note that the output of the first comparator 35 is input to one input terminal of the AND gate 44.
第３比較器４２は、のこぎり波信号と、第２基準電源４３の第２基準電圧とを比較するように構成される。第３比較器４２は、のこぎり波信号の信号レベルが第２基準電圧未満の場合に出力をハイレベルとし、のこぎり波信号の信号レベルが第２基準電圧以上の場合に出力をローレベルとするように構成される。なお、第３比較器４２の出力は、アンドゲート４４の他方の入力端子に入力される。
The third comparator 42 is configured to compare the sawtooth signal with the second reference voltage of the second reference power supply 43. The third comparator 42 sets the output to a high level when the signal level of the sawtooth signal is lower than the second reference voltage, and sets the output to a low level when the signal level of the sawtooth signal is equal to or higher than the second reference voltage. Configured. The output of the third comparator 42 is input to the other input terminal of the AND gate 44.
アンドゲート４４は、第１比較器３５の出力と第３比較器４２の出力の論理積を演算するように構成される。すなわち、アンドゲート４４の出力は、のこぎり波信号の信号レベルが、励磁電流ピーク指令の指令値未満かつ第２基準電圧未満である場合にのみ、ハイレベルとなる。言い換えると、アンドゲート４４の出力は、のこぎり波信号の信号レベルが、励磁電流ピーク指令の指令値及び第２基準電圧の少なくともいずれか一方よりも大きい場合にローレベルとなる。なお、アンドゲート４４の出力は、オアゲート４５の一方の入力端子に入力される。
The AND gate 44 is configured to calculate a logical product of the output of the first comparator 35 and the output of the third comparator 42. That is, the output of the AND gate 44 becomes a high level only when the signal level of the sawtooth wave signal is less than the command value of the excitation current peak command and less than the second reference voltage. In other words, the output of the AND gate 44 becomes a low level when the signal level of the sawtooth wave signal is larger than at least one of the command value of the excitation current peak command and the second reference voltage. The output of the AND gate 44 is input to one input terminal of the OR gate 45.
オアゲート４５は、アンドゲート４４の出力と信号発生部４０の出力との論理和を演算するように構成される。すなわち、オアゲート４５の出力は、のこぎり波信号の信号レベルが励磁電流ピーク指令の指令値及び第２基準電圧のいずれよりも低い場合、あるいは信号発生部４０の出力がハイレベルの場合にハイレベルとなる。言い換えると、オアゲート４５の出力は、のこぎり波信号の信号レベルが励磁電流ピーク指令の指令値及び第２基準電圧の少なくともいずれか一方と同じ又は高く、かつ信号発生部４０の出力がローレベルの場合にローレベルとなる。なお、オアゲート４５の出力は、駆動信号としてスイッチング素子１０のゲートに出力される。つまり、オアゲート４５の出力がハイレベルの間はスイッチング素子１０がオン状態に維持され、オアゲート４５の出力がローレベルの間はスイッチング素子１０がオフ状態に維持される。
The OR gate 45 is configured to calculate a logical sum of the output of the AND gate 44 and the output of the signal generator 40. That is, the output of the OR gate 45 is high when the signal level of the sawtooth signal is lower than both the command value of the excitation current peak command and the second reference voltage, or when the output of the signal generator 40 is high. Become. In other words, the output of the OR gate 45 is when the signal level of the sawtooth signal is the same as or higher than at least one of the command value of the excitation current peak command and the second reference voltage, and the output of the signal generator 40 is at the low level. It becomes low level. The output of the OR gate 45 is output to the gate of the switching element 10 as a drive signal. That is, the switching element 10 is maintained in an on state while the output of the OR gate 45 is at a high level, and the switching element 10 is maintained in an off state while the output of the OR gate 45 is at a low level.
信号発生部４０は、オアゲート４５の出力（駆動信号）がハイレベルからローレベルに立ち下がった時点から所定の遅延時間が経過した時点で、所定幅のハイレベルパルスを出力するように構成される。なお、上記パルス出力幅は、発振器４１の出力がクリアされ、かつアンドゲート４４の出力がハイレベルに移行するまでに必要な時間以上であることが望ましく、上記パルス出力幅がスイッチング素子１０のオン時間の最小値に相当する。また、信号発生部４０は、第２比較器３７の出力がハイレベルの場合に動作し、第２比較器３７の出力がローレベルの場合は停止して出力をローレベルに維持するように構成される。信号発生部４０の出力は、オアゲート４５の他方の入力端子と、発振器４１とにそれぞれ入力される。なお、発振器４１は、信号発生部４０の出力がハイレベルに立ち上がると、発振動作を初期化して出力を一旦ローレベルに落とすように構成される。
The signal generator 40 is configured to output a high level pulse having a predetermined width when a predetermined delay time has elapsed from the time when the output (drive signal) of the OR gate 45 falls from the high level to the low level. . The pulse output width is preferably equal to or longer than the time required until the output of the oscillator 41 is cleared and the output of the AND gate 44 shifts to a high level. It corresponds to the minimum value of time. The signal generator 40 is configured to operate when the output of the second comparator 37 is at a high level, and to stop when the output of the second comparator 37 is at a low level and maintain the output at a low level. Is done. The output of the signal generator 40 is input to the other input terminal of the OR gate 45 and the oscillator 41, respectively. The oscillator 41 is configured to initialize the oscillation operation and temporarily lower the output to a low level when the output of the signal generator 40 rises to a high level.
続いて、制御部４の動作を説明する。ただし、以下の説明においては、第２比較器３７の出力が常にハイレベルである場合を想定している。
Next, the operation of the control unit 4 will be described. However, in the following description, it is assumed that the output of the second comparator 37 is always at a high level.
信号発生部４０の出力の立ち上がりに同期してオアゲート４５の出力が立ち上がると、制御部４から駆動信号が出力されてスイッチング素子１０がオンする。スイッチング素子１０がオンすることで第１閉回路に入力電流Ｉ１１が流れる。なお、信号発生部４０の出力が立ち上がることで発振器４１が初期化されて出力がローレベルとなり、第１比較器３５及び第３比較器４２の出力が双方ともハイレベルとなる。そのため、信号発生部４０の出力がローレベルに立ち下がっても、オアゲート４５の出力がハイレベルに維持される。
When the output of the OR gate 45 rises in synchronization with the rise of the output of the signal generator 40, a drive signal is outputted from the controller 4 and the switching element 10 is turned on. When the switching element 10 is turned on, the input current I11 flows through the first closed circuit. When the output of the signal generator 40 rises, the oscillator 41 is initialized and the output becomes a low level, and the outputs of the first comparator 35 and the third comparator 42 both become a high level. Therefore, even if the output of the signal generator 40 falls to a low level, the output of the OR gate 45 is maintained at a high level.
発振器４１から出力されるのこぎり波信号の信号レベルが上昇して励磁電流ピーク指令の指令値以上になると、第１比較器３５の出力がローレベルとなり、アンドゲート４４の出力がローレベルになる。そして、アンドゲート４４の出力がローレベルになれば、オアゲート４５の出力（駆動信号）もローレベルとなるので、スイッチング素子１０がオフする。スイッチング素子１０がオフすれば、既に説明したように、１次巻線１１０の漏れインダクタンスに蓄積された磁気エネルギ及びトランス１１の励磁エネルギが放出されて第２キャパシタ１６が充電される。さらに、第２キャパシタ１６の充電電荷が放電されることで共振電流Ｉ４が流れる。そして、共振電流Ｉ４が流れている間に信号発生部４０の出力が再度立ち上がり、制御部４から駆動信号が出力されてスイッチング素子１０がオンする。つまり、制御部４がスイッチング素子１０をオンするタイミングは、駆動信号の立ち下がり時点から遅延時間が経過した時点（信号発生部４０が出力をハイレベルに立ち上げる時点）となる。つまり、スイッチング素子１０のオフ時間Ｔ２は、信号発生部４０の遅延時間で規定される。
When the signal level of the sawtooth wave signal output from the oscillator 41 rises and exceeds the command value of the excitation current peak command, the output of the first comparator 35 becomes low level and the output of the AND gate 44 becomes low level. When the output of the AND gate 44 becomes low level, the output (drive signal) of the OR gate 45 also becomes low level, so that the switching element 10 is turned off. When the switching element 10 is turned off, as described above, the magnetic energy accumulated in the leakage inductance of the primary winding 110 and the excitation energy of the transformer 11 are released and the second capacitor 16 is charged. Further, the resonance current I4 flows as the charge of the second capacitor 16 is discharged. Then, the output of the signal generation unit 40 rises again while the resonance current I4 flows, and a drive signal is output from the control unit 4 to turn on the switching element 10. That is, the timing at which the control unit 4 turns on the switching element 10 is the time when the delay time has elapsed from the time when the drive signal falls (the time when the signal generator 40 raises the output to the high level). That is, the off time T2 of the switching element 10 is defined by the delay time of the signal generator 40.
ここで、制御部４は、出力電流の検出値と出力電流の目標値との誤差に応じて、スイッチング素子１０をオフするタイミングを調整するように構成される。例えば、出力電流の検出値が出力電流の目標値を下回っている場合、第１演算部３０の励磁電流ピーク指令の指令値が高く（大きく）なる。そのため、制御部４においては、のこぎり波信号の信号レベルが励磁電流ピーク指令の指令値に達するまでの時間、すなわち、スイッチング素子１０のオン時間が延長される。反対に、出力電流の検出値が出力電流の目標値を上回っている場合、第１演算部３０の励磁電流ピーク指令の指令値が低く（小さく）なる。そのため、制御部４においては、のこぎり波信号の信号レベルが励磁電流ピーク指令の指令値に達するまでの時間、すなわち、スイッチング素子１０のオン時間が短縮される。ただし、制御部４が駆動信号を出力する周期（スイッチング素子１０のスイッチング周期Ｔ１）は、発振器４１の発振周期（のこぎり波信号の周期）に同期している。したがって、制御部４は、電源電圧Ｖｉｎに応じて発振器４１の発振周波数を変化させることにより、スイッチング素子１０のオフ時間Ｔ２を延長及び短縮することができる。
Here, the control unit 4 is configured to adjust the timing for turning off the switching element 10 in accordance with the error between the detected value of the output current and the target value of the output current. For example, when the detected value of the output current is lower than the target value of the output current, the command value of the excitation current peak command of the first calculation unit 30 is high (large). Therefore, in the control unit 4, the time until the signal level of the sawtooth wave signal reaches the command value of the excitation current peak command, that is, the ON time of the switching element 10 is extended. On the other hand, when the detected value of the output current exceeds the target value of the output current, the command value of the excitation current peak command of the first computing unit 30 becomes low (small). Therefore, in the control unit 4, the time until the signal level of the sawtooth wave signal reaches the command value of the excitation current peak command, that is, the ON time of the switching element 10 is shortened. However, the cycle in which the control unit 4 outputs the drive signal (the switching cycle T1 of the switching element 10) is synchronized with the oscillation cycle of the oscillator 41 (the cycle of the sawtooth wave signal). Therefore, the control unit 4 can extend and shorten the off time T2 of the switching element 10 by changing the oscillation frequency of the oscillator 41 according to the power supply voltage Vin.
また、スイッチング素子１０のオン時間Ｔ３は、入力電流Ｉ１１によるトランス１１のコアの磁気飽和を防ぐために、所定の最大値を超えないことが好ましい。そのため、制御部４は、のこぎり波信号の信号レベルが第２基準電圧以上となった場合に第３比較器４２の出力をローレベルとし、オン時間Ｔ３が第２基準電圧で規定される最大値を超えないように構成されることが好ましい。ただし、トランス１１のコアが磁気飽和するまでの時間は、入力電圧（電源電圧Ｖｉｎ）が高くなるほどに短くなる。したがって、発振器４１を電圧制御発振器で構成し、電源電圧Ｖｉｎの電圧値が高くなるに連れて、のこぎり波信号の傾きを大きくすることにより、オン時間Ｔ３の最大値を短縮することが好ましい。
Further, it is preferable that the on-time T3 of the switching element 10 does not exceed a predetermined maximum value in order to prevent magnetic saturation of the core of the transformer 11 due to the input current I11. Therefore, the control unit 4 sets the output of the third comparator 42 to the low level when the signal level of the sawtooth wave signal is equal to or higher than the second reference voltage, and the on time T3 is the maximum value defined by the second reference voltage. It is preferable to be configured so as not to exceed. However, the time until the core of the transformer 11 is magnetically saturated becomes shorter as the input voltage (power supply voltage Vin) becomes higher. Therefore, it is preferable to shorten the maximum value of the on-time T3 by configuring the oscillator 41 as a voltage-controlled oscillator and increasing the slope of the sawtooth wave signal as the voltage value of the power supply voltage Vin increases.
なお、発振器４１の発振周波数（のこぎり波信号の傾き）が直流電源５の電源電圧Ｖｉｎによって変化すれば、第１演算部３０の励磁電流ピーク指令によらず、電源電圧Ｖｉｎに応じてスイッチング素子１０のオン時間Ｔ３が延長及び短縮される。
If the oscillation frequency of the oscillator 41 (slope of the sawtooth wave signal) changes according to the power supply voltage Vin of the DC power supply 5, the switching element 10 depends on the power supply voltage Vin regardless of the excitation current peak command of the first arithmetic unit 30. The on-time T3 is extended and shortened.
ここで、制御部４は、負荷である光源２に供給する電流（負荷電流Ｉ３）を一定にする、定電流制御を行うように構成されることが好ましい。つまり、信号生成部３２は、光源２の定格電流値を目標値とするように構成されることが好ましい。また、制御部４は、出力電圧が上昇して基準電圧以上になった場合、第２比較器３７の出力をローレベルにして信号発生部４０の出力をローレベルとすることにより、スイッチング素子１０を強制的にオンしないようにして出力電圧の上昇を抑制することが好ましい。なお、第２比較器３７の出力がハイレベル状態で信号発生部４０のパルス出力が所定期間発生しない場合、信号発生器４０から強制的にパルス出力されることが好ましい。
Here, the control unit 4 is preferably configured to perform constant current control in which the current (load current I3) supplied to the light source 2 as a load is constant. That is, it is preferable that the signal generation unit 32 is configured to set the rated current value of the light source 2 as a target value. In addition, when the output voltage increases to become the reference voltage or higher, the control unit 4 sets the output of the second comparator 37 to a low level and sets the output of the signal generation unit 40 to a low level, thereby switching the switching element 10. It is preferable not to forcibly turn on the output voltage so as to suppress an increase in output voltage. In addition, when the output of the second comparator 37 is in a high level state and the pulse output of the signal generator 40 is not generated for a predetermined period, it is preferable that the signal generator 40 forcibly output the pulse.
ところで、制御部４は、第２キャパシタ１６の充電電荷の放電が終了する時点付近でスイッチング素子１０をオンするために、信号発生部４０の遅延時間をπ×（Ｌ１×Ｃ２）１／２の式で求まる時間に設定することが好ましい。あるいは、制御部４は、共振電流Ｉ４を検知したり、トランス１１の１次巻線１１０若しくは２次巻線１１１の電圧を検知することでスイッチング素子１０をオンするタイミングを決定するように構成されてもよい。
By the way, the control unit 4 sets the delay time of the signal generation unit 40 to π × (L1 × C2) 1/2 in order to turn on the switching element 10 in the vicinity of the time point when the discharge of the charge of the second capacitor 16 ends. It is preferable to set the time determined by the equation. Alternatively, the control unit 4 is configured to determine the timing for turning on the switching element 10 by detecting the resonance current I4 or detecting the voltage of the primary winding 110 or the secondary winding 111 of the transformer 11. May be.
また、直流電源５の電源電圧Ｖｉｎが低下し、オン時間Ｔ３を最大値としても出力電流Ｉ３が目標値に届かない場合、制御部４は、オフ時間Ｔ２を最小値以上の範囲内で短縮することで出力電流を調整することが好ましい。なお、オフ時間Ｔ２の最小値は、（１／２）×π×（Ｌ１×Ｃ２）１／２の式から求められる値とすることが好ましい。
Further, when the power supply voltage Vin of the DC power supply 5 decreases and the output current I3 does not reach the target value even when the on time T3 is maximized, the control unit 4 shortens the off time T2 within a range equal to or larger than the minimum value. Therefore, it is preferable to adjust the output current. Note that the minimum value of the off time T2 is preferably a value obtained from an expression of (1/2) × π × (L1 × C2) 1/2 .
さらに、電源電圧Ｖｉｎが高く、かつ光源２の等価インピーダンスが小さい場合などにおいて、オン時間Ｔ３が非常に短くなるとスイッチング周波数が過度に上昇し、スイッチング損失やノイズが増加する可能性がある。そのため、制御部４は、オン時間Ｔ３が所定の下限値に達した場合、オン時間Ｔ３を下限値に固定した状態でオフ時間Ｔ２（信号発生器４０の遅延時間）を延長することによって出力電流を調整することが好ましい。制御部４が上述のようにして出力電流を調整すれば、スイッチング周波数を過度に上昇させてしまうことが防止できる。
Further, when the power supply voltage Vin is high and the equivalent impedance of the light source 2 is small, the switching frequency may be excessively increased and the switching loss and noise may be increased if the on-time T3 is very short. Therefore, when the on-time T3 reaches a predetermined lower limit, the control unit 4 extends the off-time T2 (delay time of the signal generator 40) with the on-time T3 fixed at the lower limit. Is preferably adjusted. If the control unit 4 adjusts the output current as described above, it can be prevented that the switching frequency is excessively increased.
なお、制御部４は、アナログ回路とデジタル回路を混載して構成されてもよい。あるいは、制御部４の一部若しくは全部が、マイクロコントローラと、当該マイクロコントローラで実行される制御用のソフトウェアとで構成されてもよい。また、制御部４は、実施形態１における制御部３と共通の構成であってもよい。さらに、実施形態１における制御部３が、本実施形態における制御部４と共通の構成であってもよい。すなわち、制御部３、４は、実施形態１及び実施形態２で説明した制御を実行可能な構成であれば、実施形態１及び実施形態２に開示した構成に限定されない。
The control unit 4 may be configured by mounting an analog circuit and a digital circuit together. Alternatively, part or all of the control unit 4 may be configured by a microcontroller and control software executed by the microcontroller. Further, the control unit 4 may be configured in common with the control unit 3 in the first embodiment. Furthermore, the control unit 3 in the first embodiment may be configured in common with the control unit 4 in the present embodiment. That is, the control units 3 and 4 are not limited to the configurations disclosed in the first and second embodiments as long as they can perform the control described in the first and second embodiments.
また、本実施形態の点灯装置１は、図５に示した回路構成に限定されず、例えば、図７Ａ、図７Ｂあるいは図７Ｃに示す回路構成でも構わない。図７Ａに示す回路構成は、図５に示した回路構成と比較して、インダクタ１５の一端と、第２キャパシタ１６及び光源２との接続点が直流電源５の正極に電気的に接続される点が異なる。図７Ａに示す回路構成では、第４閉回路に直流電源５が含まれない。また、図７Ｂに示す回路構成は、図５に示した回路構成に対して、直流電源５、第１ダイオード１３及び第２ダイオード１４の極性を反転させた点が異なる。同じく、図７Ｃに示す回路構成は、図７Ａに示した回路構成に対して、直流電源５、第１ダイオード１３及び第２ダイオード１４の極性を反転させた点が異なる。
In addition, the lighting device 1 of the present embodiment is not limited to the circuit configuration illustrated in FIG. 5, and may have the circuit configuration illustrated in FIG. 7A, FIG. 7B, or FIG. 7C, for example. In the circuit configuration shown in FIG. 7A, compared to the circuit configuration shown in FIG. 5, the connection point between one end of the inductor 15 and the second capacitor 16 and the light source 2 is electrically connected to the positive electrode of the DC power supply 5. The point is different. In the circuit configuration shown in FIG. 7A, the DC power source 5 is not included in the fourth closed circuit. Further, the circuit configuration shown in FIG. 7B is different from the circuit configuration shown in FIG. 5 in that the polarities of the DC power supply 5, the first diode 13, and the second diode 14 are inverted. Similarly, the circuit configuration illustrated in FIG. 7C is different from the circuit configuration illustrated in FIG. 7A in that the polarities of the DC power supply 5, the first diode 13, and the second diode 14 are inverted.
上述のように本実施形態の点灯装置１は、電源装置を有し、電源装置から供給される電力で、負荷である光源２を点灯するように構成される。
As described above, the lighting device 1 of the present embodiment includes a power supply device, and is configured to light the light source 2 that is a load with power supplied from the power supply device.
また、本実施形態の点灯装置１（電源装置）において、スイッチング素子１０を所定のスイッチング周期Ｔ１でオン・オフする制御部４を備えることが好ましい。制御部４は、スイッチング周期Ｔ１に対するスイッチング素子１０のオフ時間Ｔ２が所定の最小値よりも短くならない範囲内において、スイッチング周期Ｔ１に対するスイッチング素子１０のオン時間Ｔ３を延長及び短縮するように構成されることが好ましい。制御部４は、光源２（負荷）に流れる電流若しくは光源２に供給する電力を所定の目標値に一致させるように構成されることが好ましい。オフ時間Ｔ３の最小値は、（１／２）×π×（Ｌ１×Ｃ２）１／２の式から求められることが好ましい。ただし、第２キャパシタ１６を介して電気的に直列接続される１次巻線１１０と２次巻線１１１の合成インダクタンス値をＬ１とし、第２キャパシタ１６のキャパシタンス値をＣ２とする。
In addition, the lighting device 1 (power supply device) of the present embodiment preferably includes a control unit 4 that turns on and off the switching element 10 at a predetermined switching period T1. The control unit 4 is configured to extend and shorten the on-time T3 of the switching element 10 with respect to the switching period T1 within a range where the off-time T2 of the switching element 10 with respect to the switching period T1 does not become shorter than a predetermined minimum value. It is preferable. The control unit 4 is preferably configured to match the current flowing through the light source 2 (load) or the power supplied to the light source 2 with a predetermined target value. It is preferable that the minimum value of the off-time T3 is obtained from an equation of (1/2) × π × (L1 × C2) 1/2 . However, the combined inductance value of the primary winding 110 and the secondary winding 111 that are electrically connected in series via the second capacitor 16 is L1, and the capacitance value of the second capacitor 16 is C2.
本実施形態の点灯装置１（電源装置）が上述のように構成されれば、スイッチング周期Ｔ１の１周期内でトランス１１の励磁エネルギをリセットすることができ、トランス１１のコアの磁気飽和が防止できる。
If the lighting device 1 (power supply device) of the present embodiment is configured as described above, the excitation energy of the transformer 11 can be reset within one cycle of the switching cycle T1, and magnetic saturation of the core of the transformer 11 is prevented. it can.
また、本実施形態の点灯装置１（電源装置）において、スイッチング素子１０を所定のスイッチング周期Ｔ１でオン・オフする制御部４を備えることが好ましい。制御部４は、スイッチング周期Ｔ１に対するスイッチング素子１０のオフ時間Ｔ２を所定値に固定した状態でスイッチング周期Ｔ１に対するスイッチング素子１０のオン時間Ｔ３を延長及び短縮するように構成されることが好ましい。制御部４は、オン時間Ｔ３を延長及び短縮することで光源２（負荷）に流れる電流若しくは光源２に供給する電力を所定の目標値に一致させるように構成されることが好ましい。かつ、制御部４は、スイッチング周期Ｔ１あるいはオン時間Ｔ３をそれぞれの下限値まで短縮した場合は、オン時間Ｔ３を下限値に固定した状態でオフ時間Ｔ２を延長することでスイッチング周期Ｔ１が前記下限値を下回らないように構成されることが好ましい。第２キャパシタ１６を介して電気的に直列接続される１次巻線１１０と２次巻線１１１の合成インダクタンス値をＬ１とし、第２キャパシタ１６のキャパシタンス値をＣ２とする。オフ時間Ｔ２の所定値は、π×（Ｌ１×Ｃ２）１／２の式から求められることが好ましい。
In addition, the lighting device 1 (power supply device) of the present embodiment preferably includes a control unit 4 that turns on and off the switching element 10 at a predetermined switching period T1. The control unit 4 is preferably configured to extend and shorten the on-time T3 of the switching element 10 with respect to the switching period T1 in a state where the off-time T2 of the switching element 10 with respect to the switching period T1 is fixed to a predetermined value. The control unit 4 is preferably configured so that the current flowing through the light source 2 (load) or the electric power supplied to the light source 2 matches a predetermined target value by extending and shortening the on-time T3. In addition, when the switching period T1 or the ON time T3 is shortened to the respective lower limit values, the control unit 4 extends the OFF time T2 in a state where the ON time T3 is fixed to the lower limit value, so that the switching period T1 is It is preferable to be configured not to fall below the value. The combined inductance value of the primary winding 110 and the secondary winding 111 that are electrically connected in series via the second capacitor 16 is L1, and the capacitance value of the second capacitor 16 is C2. The predetermined value of the off time T2 is preferably obtained from an equation of π × (L1 × C2) 1/2 .
本実施形態の点灯装置１（電源装置）が上述のように構成されれば、スイッチング素子１０のスイッチング周波数を過度に上昇させることがないので、スイッチング損失やノイズの抑制を図ることができる。
If the lighting device 1 (power supply device) of the present embodiment is configured as described above, the switching frequency of the switching element 10 is not increased excessively, and therefore switching loss and noise can be suppressed.
さらに、本実施形態の点灯装置１（電源装置）において、制御部４は、以下のように構成されることが好ましい。すなわち、制御部４は、オン時間Ｔ３を所定の上限値まで延長しても、光源２（負荷）に流れる電流若しくは光源２に供給する電力を目標値に一致させることができない場合、オフ時間Ｔ２を所定の下限値まで短縮するように構成されることが好ましい。第２キャパシタ１６を介して電気的に直列接続される１次巻線１１０と２次巻線１１１の合成インダクタンス値をＬ１とし、第２キャパシタ１６のキャパシタンス値をＣ２とする。オフ時間Ｔ２の下限値は、（１／２）×π×（Ｌ１×Ｃ２）１／２の式から求められることが好ましい。
Furthermore, in the lighting device 1 (power supply device) of the present embodiment, the control unit 4 is preferably configured as follows. That is, when the control unit 4 cannot extend the current flowing through the light source 2 (load) or the power supplied to the light source 2 to the target value even if the on time T3 is extended to a predetermined upper limit value, the off time T2 Is preferably shortened to a predetermined lower limit. The combined inductance value of the primary winding 110 and the secondary winding 111 that are electrically connected in series via the second capacitor 16 is L1, and the capacitance value of the second capacitor 16 is C2. The lower limit value of the off time T2 is preferably obtained from the formula of (1/2) × π × (L1 × C2) 1/2 .
本実施形態の点灯装置１（電源装置）が上述のように構成されれば、光源２（負荷）に供給する電力（電流）の調整範囲を拡げることができる。
If the lighting device 1 (power supply device) of the present embodiment is configured as described above, the adjustment range of power (current) supplied to the light source 2 (load) can be expanded.
なお、実施形態１の電源装置１及び実施形態２の点灯装置１は、制御部３あるいは制御部４がスイッチング素子１０をスイッチング制御する他励式の回路構成を採用しているが、自励式の回路構成を採用しても構わない。
The power supply device 1 according to the first embodiment and the lighting device 1 according to the second embodiment employ a separately excited circuit configuration in which the control unit 3 or the control unit 4 performs switching control of the switching element 10, but a self-excited circuit. A configuration may be adopted.
なお、本実施形態は光源２を負荷とする点灯装置しているが、光源以外を負荷とする電源装置として構成されてもよい。本実施形態が光源以外を負荷とする電源装置である場合、出力電力又は出力電圧を目標値に一致させるよう制御する構成であってもよい。
In addition, although this embodiment is the lighting device which uses the light source 2 as a load, it may be configured as a power supply device using a load other than the light source. When this embodiment is a power supply device which uses loads other than a light source, the structure controlled so that output electric power or an output voltage may be made to correspond with a target value may be sufficient.
本実施形態の点灯装置１（電源装置）において、スイッチング素子１０は、直流電源５から入力される入力電圧（電源電圧Ｖｉｎ）が高くなるに連れて、オン時間Ｔ３の最大値を短縮するように構成されることが好ましい。
In the lighting device 1 (power supply device) of the present embodiment, the switching element 10 reduces the maximum value of the on-time T3 as the input voltage (power supply voltage Vin) input from the DC power supply 5 increases. Preferably, it is configured.
本実施形態の点灯装置１（電源装置）が上述のように構成されれば、トランス１１のコアの磁気飽和を防ぐことができる。
If the lighting device 1 (power supply device) of the present embodiment is configured as described above, magnetic saturation of the core of the transformer 11 can be prevented.
（実施形態３）
車両用前照灯装置の実施形態を図８に示す。本実施形態の車両用前照灯装置は、点灯装置１と、点灯装置１を保持して車両８に取り付けられる灯具７とを備える（図９参照）。灯具７は、図９に示すように、普通乗用車（自動車）などの車両８の前端部における左右両側に取り付けられる。
(Embodiment 3)
An embodiment of a vehicle headlamp device is shown in FIG. The vehicle headlamp device of the present embodiment includes a lighting device 1 and a lamp 7 that holds the lighting device 1 and is attached to the vehicle 8 (see FIG. 9). As shown in FIG. 9, the lamps 7 are attached to the left and right sides at the front end of a vehicle 8 such as a normal passenger car (automobile).
灯具７は、図８に示すように、灯具本体７０、カバー７１、放熱体７２、反射板７３などを備える。灯具本体７０は、合成樹脂により、前面が開口された有底筒状に形成される。カバー７１は、石英ガラスやアクリル樹脂などの透光性を有する材料により、後面が開口された有底筒状に形成される。そして、灯具本体７０の前端にカバー７１の後端が結合され、カバー７１で塞がれる灯具本体７０内に、光源２、放熱体７２、反射板７３が収納される。
As shown in FIG. 8, the lamp 7 includes a lamp body 70, a cover 71, a radiator 72, a reflector 73, and the like. The lamp body 70 is formed of a synthetic resin into a bottomed cylindrical shape having an open front surface. The cover 71 is formed in a bottomed cylindrical shape whose rear surface is opened by a light-transmitting material such as quartz glass or acrylic resin. Then, the rear end of the cover 71 is coupled to the front end of the lamp body 70, and the light source 2, the radiator 72, and the reflection plate 73 are housed in the lamp body 70 that is closed by the cover 71.
放熱体７２は、例えば、アミルダイカストなどにより、平板の一面に多数の放熱フィンが設けられることが好ましい。放熱体７２の上面に光源２と反射板７３が取り付けられる。反射板７３は、半球状に形成されており、その内周面で光源２から放射される光を前方に反射するように構成されている。
The radiator 72 is preferably provided with a large number of radiation fins on one surface of the flat plate, for example, by amyl die casting. The light source 2 and the reflection plate 73 are attached to the upper surface of the radiator 72. The reflection plate 73 is formed in a hemispherical shape, and is configured to reflect light emitted from the light source 2 forward on its inner peripheral surface.
点灯装置１は、実施形態１の電源装置１で構成されてもよいし、実施形態２の点灯装置１であっても構わない。この点灯装置１は、ケース１００に収納されて灯具本体７０の下面あるいは内部に取り付けられる。また、点灯装置１が灯具本体７０の内部に取り付ける場合はケース１００に収納されなくてもよい。なお、点灯装置１と光源２とは、電源ケーブル１０１を介して電気的に接続されることが好ましい。
The lighting device 1 may be configured by the power supply device 1 of the first embodiment or the lighting device 1 of the second embodiment. The lighting device 1 is housed in a case 100 and attached to the lower surface or inside of the lamp body 70. Further, when the lighting device 1 is mounted inside the lamp main body 70, the lighting device 1 may not be stored in the case 100. In addition, it is preferable that the lighting device 1 and the light source 2 are electrically connected via the power cable 101.
また、点灯装置１は、電源スイッチ６を介して、車両８に搭載されているバッテリ（直流電源５）の正極及び負極と電気的に接続される。なお、電源スイッチ６は、車両８のダッシュボードや、ステアリングコラムに設けられたコンビネーションスイッチに設けられることが好ましい。
The lighting device 1 is electrically connected to the positive electrode and the negative electrode of a battery (DC power supply 5) mounted on the vehicle 8 via the power switch 6. The power switch 6 is preferably provided on a dashboard of the vehicle 8 or a combination switch provided on the steering column.
上述のように本実施形態の車両用前照灯装置は、点灯装置１と、車両８の前照灯（灯具７）に用いられる光源２とを有する。本実施形態の車両用前照灯装置は、スイッチング素子１０のオン・オフによって生じるサージ電圧の抑制を図ることができる。
As described above, the vehicle headlamp device of the present embodiment includes the lighting device 1 and the light source 2 used for the headlamp (lamp 7) of the vehicle 8. The vehicle headlamp device according to the present embodiment can suppress a surge voltage generated by turning on / off the switching element 10.