JP2016051545A - Ｌｅｄ駆動装置及びこれを用いたｌｅｄ照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高効率で小型化が可能な擬似共振方式の特長を生かしつつ、負荷にＬＥＤを使用した時に、調光レベルを低くした条件の照度のチラツキ問題を解決する。【解決手段】直流電源の両端子間に、スイッチング素子Ｑ１とリアクトルＬ２が直列に接続され、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ駆動させる集積回路Ｚ１と、平滑コンデンサＣ３と複数のＬＥＤ素子からなるＬＥＤ負荷５とが並列接続され、ＬＥＤ負荷５と直列にダイオードＤ３と抵抗Ｒ２が接続されて、リアクトルＬ２の両端子間に接続された回路を有する。集積回路Ｚ１は、リアクトルＬ２の電圧信号を得て、スイッチング素子Ｑ１の電圧がボトムになるタイミングを検出してオンさせ、外部からの調光レベル信号ＤＩＭに応じて、スイッチング素子Ｑ１をオンオフするオフ時間を拡張してボトムになるタイミングよりも遅らせてオンさせる機能を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、ＬＥＤ駆動装置及びこれを用いたＬＥＤ照明装置に関する。

ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）素子は、液晶表示装置のバック
ライト、或いは街路灯等の照明器具の光源として利用され始めている。特に、白熱電球や
蛍光灯を代替する照明器具として、白色ＬＥＤ素子を用いた蛍光灯型又は電球型のＬＥＤ
照明装置の開発が進められている。このようなＬＥＤ照明装置を構成するＬＥＤ駆動装置
は、ＬＥＤ素子に所望の電力を精度良く供給することが求められる。
特許文献１には、調光レベルが低い場合でも安定した調光制御を行うことができるＬＥＤ点灯装置が開示されている。
また、ＬＥＤ駆動装置においても、電源効率とＥＭＩノイズ低減等の目的により、図７に示す擬似共振方式の電源が採用されている。

特開２０１４−１７０５７号公報

特許文献１で提案された回路構成では降圧チョッパ回路のインダクタ電流Ｉ１の検出値と閾値Ｖｓとの比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｑ１のオフタイミングを決定し、調光レベルに基づいて、スイッチング素子Ｑ１がオンする周期を長くするものである。従って、特許文献１の図２に示されているように調光レベルが低い程、発振周波数は調光レベルが高い場合に比較して低い周波数になる。
逆にとらえるならば、調光レベルが高い（重負荷）程、発振周波数が高くなるので、調光レベルと比例する負荷電流と発振周波数の増加により、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失が増加する点が問題であると考えられる。

また、図７に示す従来の擬似共振方式のＬＥＤ電源は、図８（ｂ）に示すように調光レベルが低い（軽負荷）程、発振周波数が上昇してしまう。発振周波数の上昇により、最小オン幅以下の制御になると間欠発振に転じる等、発振周波数が不安定になり、結果としてＬＥＤ照明の照度がチラツクという欠点が発生する。
軽負荷時の発振周波数の上昇を抑制するためにスイッチング素子のドレイン・ソース間電圧のボトム（底）を検出して、ターンオンさせるタイミングを次以降のボトムで行う擬似共振方式のボトムスキップ制御方式もあるが、図８（ｃ）に示すように調光レベルが低い軽負荷条件において、ボトムスキップさせる回数が安定するとは限らない。負荷に変動が無い条件下でボトムスキップさせる回数が一定しないと、ＬＥＤ照明の照度のチラツキが発生してしまう。

上記問題に鑑み、本発明は、高効率で小型化を可能とする擬似共振方式の特長を生かしながら、その欠点であるＬＥＤ駆動装置としての照度のチラツキ要因を解決することを課題とする。

上記課題を解決するために、本発明の一態様によれば、直流電源の両端子間に、スイッチング素子とリアクトルが直列に接続され、
前記スイッチング素子をオンオフ駆動させる制御回路と、
平滑コンデンサと複数のＬＥＤ素子からなるＬＥＤ負荷とが並列接続された並列回路と、
前記並列回路と直列にダイオードと抵抗が接続されて、前記リアクトルの両端子間に接続された回路とを有し、
前記制御回路は、前記リアクトルの電圧信号を得て、前記スイッチング素子の電圧がボトムになるタイミングを検出してオン駆動させ、
外部からの調光レベル信号に応じて、前記スイッチング素子をオンオフ駆動するオフ時間を拡張して前記スイッチング素子の電圧がボトムになるタイミングよりも遅らせてオン駆動させる機能を備えることを特徴とする。

本発明によると、擬似共振方式の制御方法において、調光信号に合わせてスイッチングオフ期間を拡張させることにより、調光レベルが低い（軽負荷）条件での発振周波数上昇の抑制と発振周波数の変動量を安定させることが可能になる。これにより、調光レベルが低い（軽負荷）条件でＬＥＤ照度のチラツキを確実に防止できる。

図１は、本発明の実施形態に係るＬＥＤ駆動装置の基本構成を示す図である。 図２は、図１に示したＯＦＦ時間拡張回路６の回路構成図の一例である。 図３は、実施形態に係る、調光レベルと調光比及びＯＦＦ時間拡張との相関図を示す。 図４は、実施形態に係る各部シーケンス図を示す。 図５は、従来技術の擬似共振方式と本発明の実施形態の波形を比較した図を示す。 図６は、従来技術の擬似共振方式と本発明の実施形態の調光比−発振周波数特性を比較した図を示す。 図７は、従来技術の擬似共振方式のＬＥＤ駆動装置の基本構成を示す図である。 図８は、従来技術の擬似共振方式の重負荷時の波形、軽負荷時の波形及びボトムスキップ方式の軽負荷時の波形を示す。

（実施形態）
図１は、本発明の実施形態に係るＬＥＤ駆動装置の基本構成を示す図である。また、図７に、従来技術の擬似共振方式のＬＥＤ駆動装置の基本構成図を示す。
従来技術の擬似共振方式と本発明の実施形態との違いは、擬似共振のターンオンのタイミングを検出するためのボトム検出回路が異なる。具体的には、従来技術の図７のダイオードＤ２、抵抗Ｒ３を削除して、ＯＦＦ時間拡張回路６を本発明の実施形態は追加している。
図１に示す基本構成は、交流入力電源１に接続されたラインフィルター２を介して整流器ＤＢ１で直流電圧に整流し、リアクトルＬ１、コンデンサＣ１で構成されたラインフィルターを介して、集積回路Ｚ１に内蔵されたＭＯＳＦＥＴＱ１、抵抗Ｒ１、リアクトルＬ２の直列回路に接続されている。また、抵抗Ｒ１とリアクトルＬ２の直列回路に、抵抗Ｒ２，ダイオードＤ３、及び平滑コンデンサＣ３が直列に接続され、平滑コンデンサＣ３には負荷（ＬＥＤ）が並列接続されている。ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン・ソース端子間には、電圧共振コンデンサＣ２が接続されている。
また、集積回路Ｚ１のＶｒｅｆ端子（５ピン）には、調光レベルのパルス信号ＤＩＭをＬＥＤ駆動装置の信号に変換する調光レベル信号変換回路４が接続されている。

ＬＥＤ駆動装置３は、整流器ＤＢ１で直流電圧に整流された電圧を、集積回路Ｚ１のＭＯＳＦＥＴＱ１をオンオフスイッチングし、リアクトルＬ２に抵抗Ｒ１を介して印加する。ＭＯＳＦＥＴＱ１のオンによりリアクトルＬ２に電流が流れ、励磁する。次に、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフすると、リアクトルＬ２の電流は平滑コンデンサＣ３と負荷（ＬＥＤ）の並列回路とダイオードＤ３、抵抗Ｒ２、Ｒ１を介して流れる。これにより平滑コンデンサＣ３と負荷（ＬＥＤ）に電力が供給され、負荷であるＬＥＤが発光する。ここで、抵抗Ｒ２の電圧降下を集積回路Ｚ１のＩｓｅｎ端子で検出し、抵抗Ｒ２の平均電圧値が調光レベルＶｒｅｆに相関する値になるように、集積回路Ｚ１の制御回路ｃｏｎｔを介してＭＯＳＦＥＴＱ１のオンオフ制御がされ、負荷であるＬＥＤの調光が行われる。
抵抗Ｒ１はＭＯＳＦＥＴＱ１に流れる電流を検出する抵抗であって、抵抗Ｒ１の電圧降下は集積回路Ｚ１のＯＣＰ／ＢＤ端子に抵抗Ｒ４を介して入力される。ＭＯＳＦＥＴＱ１に過電流が流れた場合には、集積回路Ｚ１の制御回路ｃｏｎｔはＭＯＳＦＥＴＱ１のオンをターンオフさせる。また、集積回路Ｚ１のＯＣＰ／ＢＤ端子には、図１のＯＦＦ時間拡張回路６が接続され、擬似共振制御におけるターンオン信号を入力している。これは、リアクトルＬ２のＬ２−２巻線電圧がゼロクロスに到達、或いは拡張されたＯＦＦ時間が終了したことをＯＣＰ／ＢＤ端子に入力することで、ＭＯＳＦＥＴＱ１のターンオン制御を行わせている。

調光レベル信号変換回路４は、調光レベルのパルス信号ＤＩＭを整流器ＤＢ２を介して信号の極性を固定してフォトカプラダイオードＰＣ１に印加する。抵抗Ｒ１３、ツェナーダイオードＺＤ１は電圧クランプ回路を構成し、フォトカプラダイオードＰＣ１に過電圧が入力されるのを保護する。
フォトカプラトランジスタＰＣ１は、フォトカプラダイオードＰＣ１のパルス信号を受けてトランジスタＱ２のベース電流を供給する。トランジスタＱ２は調光レベルのパルス信号ＤＩＭに応じてオンオフし、電源Ｒｅｇ電圧をコンデンサＣ１０に抵抗Ｒ７，Ｒ８を介して充電及び抵抗Ｒ８を介しての放電を行う。これによりコンデンサＣ１０には調光レベルのパルス信号ＤＩＭの平均値に相当する電圧が発生し、抵抗Ｒ６を介して、調光レベルＶｒｅｆとして集積回路Ｚ１に入力される。

以下に本実施形態で構成されるＬＥＤ駆動装置の制御方法について図１〜図４を用いて詳細に述べる。
ここで、図１に本発明の実施形態に係るＬＥＤ駆動装置の基本構成を示し、図２はＯＦＦ時間拡張回路６の回路構成図の一例を示す。また、図３は、調光レベルと調光比及びＯＦＦ時間拡張との相関図を示し、図４は、実施形態に係る各部シーケンス図を示す。
本実施形態で構成されるＬＥＤ駆動装置３は、擬似共振方式を構成するが、図３に示すように調光レベルＶｒｅｆの１／２レベルを境にして、調光レベルが低い条件（暗）で集積回路Ｚ１のＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチングＯＦＦ時間の拡張を調光レベルに応じて行う。
ＯＦＦ時間の拡張を行うことで擬似共振動作が外れてしまうが、調光レベルが低い条件、すなわち軽負荷条件での擬似共振方式の発振周波数が増加に転じることを抑制することができる。これにより、調光レベルが低い条件でのＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチング損失の増加は相殺される傾向にある。
また、調光レベルが高い条件（明）では擬似共振動作が行われるため、従来通りの効率を維持することが可能である。
ＯＦＦ時間の拡張を開始する調光レベルの設定は、図２に示すＯＦＦ時間拡張回路４の電圧Ｎ倍変換部で決定される。図３で示した調光レベルＶｒｅｆの１.５Ｖ設定は、電圧Ｎ倍変換部で調光レベルＶｒｅｆ電圧を２倍に設定することで得られる。即ち、電圧Ｎ倍変換部の倍率Ｎを２倍に設定することにより、ＯＦＦ時間の拡張を開始する調光レベルを最大入力電圧３Ｖの１／２に調整することができる。
ここで、ＯＦＦ時間の拡張を開始する調光レベルの設定方法を以下に説明する。まず、ＯＦＦ時間の拡張を開始したい調光レベルを、調光レベルＶｒｅｆの最大入力電圧（３Ｖ）に対して１／Ｎ倍（Ｎ＝２）の値と規定する。次に、調光レベルＶｒｅｆの最大入力電圧（３Ｖ）を抵抗Ｒ８０と抵抗Ｒ８１で分圧した電圧、即ちオペアンプ６１の非反転端子電圧が、シャントレギュレータＺ６０のリファレンス電圧Ｖ_Ｚ６０のＮ倍（Ｎ＝２）となるように抵抗Ｒ６２、Ｒ６３を含めて設定する。
ＯＦＦ時間の拡張を開始する調光レベルを１／２とすることを例示するならば、リファレンス電圧Ｖ_Ｚ６０を２．５Ｖし、抵抗Ｒ６０、Ｒ６１の抵抗分圧比を８０％とする。これによりオペアンプ６１の非反転端子電圧の最大値は２．５Ｖになる。また、抵抗Ｒ６２、Ｒ６３の値を同じ抵抗値とすれば、オペアンプ６１の増幅率はＮ＝２倍になる。ここで、調光レベルＶｒｅｆが１．５Ｖ以上の場合のオペアンプ６１の出力電圧は２．５Ｖでクランプされる。また、調光レベルＶｒｅｆが１．５Ｖ未満の場合のオペアンプ６１の出力電圧は、２．５Ｖ未満の、非反転端子電圧に入力される２倍の電圧が出力されることになる。
以上の設定方法により、ＯＦＦ時間の拡張を開始する調光レベルを調整することが可能になる。

次に、図２に示すように、ＯＦＦ時間拡張回路４は電圧Ｎ倍変換部、ＶＩ（電圧電流）変換部、拡張時間生成部、及びボトム検出部から構成されている。
電圧Ｎ倍変換部は、調光レベルの電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ６０、Ｒ６１で分圧し、オペアンプＯＰ６１の非反転端子に入力する。オペアンプＯＰ６１の反転端子には抵抗Ｒ６３の一端と抵抗Ｒ６２の一端とシャントレギュレータＺ６０のカソード・リファレンスが接続され、抵抗Ｒ６２の他端とシャントレギュレータＺ６０のアノードはＧＮＤに接地されている。また、抵抗Ｒ６３の他端はオペアンプＯＰ６１の出力端子に接続されている。
電圧Ｎ倍変換部は、調光レベルの電圧ＶｒｅｆをシャントレギュレータＺ６０のリファレンス電圧Ｖｚ６０に達するまでＮ倍に増幅する。リファレンス電圧Ｖｚ６０以上となる調光レベルの電圧Ｖｒｅｆが入力された場合、抵抗Ｒ６３とＲ６２の抵抗比×リファレンス電圧Ｖｚ６０でオペアンプＯＰ６１の出力電圧はクランプされる。この調光レベルの電圧ＶｒｅｆをＮ倍に増幅できる電圧が、前述のＯＦＦ時間の拡張を開始する調光レベル（１／Ｎ）に相当することになる。
電圧Ｎ倍変換部の出力電圧は、ＶＩ変換部に入力される。ＶＩ変換部は、抵抗Ｒ６４〜Ｒ６８、オペアンプＯＰ６２から構成され、電圧Ｎ倍変換部の出力電圧を電流変換してコンデンサＣ６１の一端へ出力する。
コンデンサＣ６１は、ＧＮＤと拡張時間生成部のコンパレータＣＰ６３の非反転端子間に接続され、また、コンデンサＣ６１の一端は、ダイオードＤ６０のアノードに接続されている。
拡張時間生成部は、コンデンサＣ６１、抵抗Ｒ６９〜Ｒ７２、コンパレータＣＰ６３、ダイオードＤ６１から構成されている。ここで、電源Ｒｅｇに接続された抵抗Ｒ６９、Ｒ７０の分圧比で決定される基準値Ｖ_Ｒ７０と、コンデンサＣ６１の電圧Ｖ_Ｃ６１をコンパレータＣＰ６３で比較してＯＦＦ時間の拡張時間を生成し、ダイオードＤ６１を介して集積回路Ｚ１のＯＣＰ／ＢＤ端子（３ピン）へ出力する。なお、抵抗Ｒ７１は、出力信号のチャタリングを防止する目的のヒステリシスを得るための抵抗である。
ボトム検出部は、ダイオードＤ６０、Ｄ６２、抵抗Ｒ７３〜Ｒ７８、コンパレータＣＰ６４から構成され、リアクトルＬ２の第２巻線Ｌ２−２の電圧Ｌ２−ｄを入力する。ボトム検出部は、リアクトルＬ２の電圧Ｌ２−ｄのフライバック電圧をダイオードＤ６２、抵抗Ｒ７３、Ｒ７４を介してコンパレータＣＰ６４の反転端子に入力し、非反転端子には、電源Ｒｅｇに接続された抵抗Ｒ７５、Ｒ７６の分圧電圧が入力されている。
リアクトルＬ２の電圧Ｌ２−ｄのフライバック電圧が、抵抗Ｒ７５、Ｒ７６の分圧電圧以上になると、コンパレータＣＰ６４の出力はＬレベルに反転し、ダイオードＤ６０を介してコンデンサＣ６１の充電電流を引き込む。これにより拡張時間生成部の出力からＨレベルの電圧がＯＣＰ／ＢＤ端子へ出力される。集積回路Ｚ１は、拡張時間生成部の出力からの正極のバイアス電圧をＯＣＰ／ＢＤ端子で検出し、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態を維持する。
次に、リアクトルＬ２の電圧Ｌ２−ｄのフライバック電圧が、抵抗Ｒ７５、Ｒ７６の分圧電圧未満になると、コンパレータＣＰ６４の出力はＨレベルに反転し、ダイオードＤ６０を介してコンデンサＣ６１の充電電流を引き込んでいた状態から、解放状態に反転する。これにより、拡張時間生成部のコンデンサＣ６１は、ＶＩ変換部から調光レベルＶｒｅｆに応じた充電電流で充電される。コンデンサＣ６１の充電電圧が電源Ｒｅｇに接続された抵抗Ｒ６９、Ｒ７０の分圧比で決定される基準値Ｖ_Ｒ７０を超えた時点で拡張時間生成部の出力からＬレベルの電圧がＯＣＰ／ＢＤ端子へ出力される。これにより、集積回路Ｚ１は、拡張時間生成部の出力電圧がゼロになったことをＯＣＰ／ＢＤ端子で検出し、スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。
なお、ここでいうＧＮＤは集積回路Ｚ１のＧＮＤ（１ピン）になり、図１で示されているようにフローティングとなる。

次に、ＬＥＤ駆動装置の調光レベルに応じたＯＦＦ時間の拡張が行われる説明をする。図４には、上から順に、調光レベル電圧Ｖｒｅｆ、ボトム検出部の入力信号整流後電圧Ｖ_Ｌ２d、拡張時間生成部のコンデンサＣ６１電圧Ｖ_Ｃ６1、拡張時間生成部の出力信号（ＯＣＰ／ＢＤ端子へ出力する信号）を示している。
ここで、調光レベル電圧Ｖｒｅｆが、時刻ｔ１の調光レベルが高い条件（明）＝３Ｖから時刻ｔ１５近傍の調光レベルが低い条件（暗）＝０Ｖに至る過程での各部波形を示す。
まず、時刻ｔ１の調光レベルが高い条件（明）＝３Ｖから時刻ｔ７の期間は、ＯＦＦ時間拡張回路４の拡張時間生成部が生成する拡張時間はｄ１及びｄ２は等しく、拡張時間はゼロに近い値である。これは、調光レベル電圧Ｖｒｅｆを電圧Ｎ倍変換部及びＶＩ変換部を介して電流変換し、コンデンサＣ６１を調光レベルに応じた最大値で充電するのでＯＦＦ時間の拡張は、ほぼ行われないことを示している。
これに対して、時刻ｔ７から時刻ｔ１５の期間にかけて、ＯＦＦ時間拡張回路４の拡張時間生成部が生成する拡張時間は、調光レベル電圧Ｖｒｅｆが低下するごとに長くなることが分かる。これは、調光レベル電圧Ｖｒｅｆを電圧Ｎ倍変換部及びＶＩ変換部を介して電流変換するが、コンデンサＣ６１を調光レベルに応じた電流値で充電するので、調光レベル電圧Ｖｒｅｆが低くなるに従いコンデンサＣ６１電圧Ｖ_Ｃ６1の充電電圧の上昇が緩やかになる。このコンデンサＣ６１電圧Ｖ_Ｃ６1が拡張時間生成部のコンパレータＣＰ６３の非反転端子電圧Ｖ_Ｒ７０に達するまでの時間がＯＦＦ時間拡張の時間に相当する。

図５（ａ）、（ｃ）に従来技術の擬似共振方式、図５（ｂ）、（ｄ）に本発明の実施形態の波形を示す。
図５（ａ）と（ｂ）は、調光レベルが高い条件（明）＝３Ｖの調光比１００％時の従来技術の擬似共振方式と本発明の実施形態の波形を比較したものである。前述したように、調光レベルが高い条件においては、ＯＦＦ時間拡張が行われないことが分かる。
次に、図５（ｃ）と（ｄ）は、調光レベルが低い条件（暗）＝０．６Ｖの調光比２０％時の従来技術の擬似共振方式と本発明の実施形態の波形を比較したものである。前述したように、調光レベルが低い条件においては、ＯＦＦ時間拡張が行われ、ボトムでのオンタイミングは外れているが、発振周波数が従来技術の擬似共振方式と比べて２／３の値に抑制されていることが分かる。
なお、ＯＦＦ時間拡張回路４の拡張時間生成部において、調光レベルが高い条件（明）＝３Ｖの調光比１００％時であっても、図４で示すように拡張時間ｄ１はゼロではない。このため、ＯＦＦ時間拡張回路４のボトム検出部のボトム検出値を、従来技術の擬似共振方式よりも早い段階で検出する値に予め補正しておくことが望ましい。

図６に、従来技術の擬似共振方式と本発明の実施形態の、調光レベルの調光比と発振周波数との特性を比較した図を示す。本発明の実施形態は、従来技術の擬似共振方式と比べ、調光レベルが低い条件になるにしたがい、発振周波数の上昇が抑制されていることが分かる。
図６の特性図からは明らかにできないが、本発明の実施形態は、従来技術の擬似共振方式と比べ調光レベルが低い条件になっても発振動作が安定しているので、負荷であるＬＥＤの照度のチラツキを生じることは無い。

以上、本発明の実施形態を説明したが、上記実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための例示であって、個々の構成、組合せ等を上記のものに特定するものではない。本発明は、要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施できる。
例えば、ＯＦＦ時間拡張回路４に関数回路を加えて、図３に示した調光レベルとＯＦＦ時間拡張との相関を直線で変化させるのではなく、曲線状に変化させてもよい。

以上のように、本発明に係るＬＥＤ駆動装置は、調光時にチラツキを抑制でき、ＬＥＤ照明器具に用いるのに好適である。従って、これを用いたＬＥＤ照明装置及びＬＥＤ照明器具などに利用可能である。

１ 交流電源
２ ラインフィルター
３ ＬＥＤ駆動装置
４ 調光レベル信号変換回路
５ 負荷（ＬＥＤ）
６ ＯＦＦ時間拡張回路
Ｃ１〜Ｃ１１ コンデンサ
ＣＰ６３、ＣＰ６４ コンパレータ
Ｄ１〜Ｄ３、Ｄ６０〜６１ ダイオード
ＤＢ１、ＤＢ２ 整流器
Ｌ１、Ｌ２ リアクトル
ＯＰ６１、ＯＰ６２ オペアンプ
ＰＣ１ フォトカプラ
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２ トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ１３、Ｒ６０〜Ｒ７８ 抵抗
Ｒｅｇ 電源
Ｚ１ 集積回路
Ｚ６０ シャントレギュレータ
ＺＤ１ ツェナーダイオード

Claims (6)

1. 直流電源の両端子間に、スイッチング素子とリアクトルが直列に接続され、
   前記スイッチング素子をオンオフ駆動させる制御回路と、
   平滑コンデンサと複数のＬＥＤ素子からなるＬＥＤ負荷とが並列接続された並列回路と、
   前記並列回路と直列にダイオードと抵抗が接続されて、前記リアクトルの両端子間に接続された回路とを有し、
   前記制御回路は、前記リアクトルの電圧信号を得て、前記スイッチング素子の電圧がボトムになるタイミングを検出してオン駆動させ、
   外部からの調光レベル信号に応じて、前記スイッチング素子をオンオフ駆動するオフ時間を拡張して前記スイッチング素子の電圧がボトムになるタイミングよりも遅らせてオン駆動させる機能を備えることを特徴とするＬＥＤ駆動装置。
2. 前記制御回路は、前記外部からの調光レベル信号が所定の値以下の条件で、前記スイッチング素子をオンオフ駆動するオフ時間を拡張して前記スイッチング素子の電圧がボトムになるタイミングよりも遅らせてオン駆動させることを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ駆動装置。
3. 請求項１乃至請求項２記載のＬＥＤ駆動装置を用いたＬＥＤ照明装置。
4. 直流電源の両端子間に、スイッチング素子とリアクトルが直列に接続され、
   前記スイッチング素子の両端子間にはコンデンサが並列に接続され、
   前記スイッチング素子をオンオフ駆動させる擬似共振方式の制御回路と、
   平滑コンデンサと複数のＬＥＤ素子からなるＬＥＤ負荷とが並列接続された並列回路と、
   前記並列回路と直列にダイオードと抵抗が接続されて、前記リアクトルの両端子間に接続された回路とを有し、
   外部からの調光レベル信号に応じて、前記スイッチング素子をオンオフ駆動するオフ時間を拡張して前記スイッチング素子の電圧がボトムになるタイミングよりも遅らせてオン駆動させるＯＦＦ時間拡張回路を備えることを特徴とするＬＥＤ駆動装置。
5. 前記ＯＦＦ時間拡張回路は、前記外部からの調光レベル信号が所定の値以下の条件で、前記スイッチング素子をオンオフ駆動するオフ時間を拡張して前記スイッチング素子の電圧がボトムになるタイミングよりも遅らせてオン駆動させることを特徴とする請求項４記載のＬＥＤ駆動装置。
6. 請求項４乃至請求項５記載のＬＥＤ駆動装置を用いたＬＥＤ照明装置。