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JP2015509355A - 電力変換回路、電力供給システムおよび方法 - Google Patents

電力変換回路、電力供給システムおよび方法 Download PDF

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JP2015509355A JP2014552613A JP2014552613A JP2015509355A JP 2015509355 A JP2015509355 A JP 2015509355A JP 2014552613 A JP2014552613 A JP 2014552613A JP 2014552613 A JP2014552613 A JP 2014552613A JP 2015509355 A JP2015509355 A JP 2015509355A
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インフィネオン テクノロジーズ オーストリア アクチエンゲゼルシャフト
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Abstract

電力変換回路、電力供給システムおよび方法について開示する。電力変換回路は、複数の変換ユニット（２）を有し、直列回路出力電流（ｉ１ＯＵＴ；ｉＯＵＴ−ＲＥＣ）を出力するように構成された、少なくとも１つの変換直列回路と、少なくとも１つの同期信号（Ｓｖ１）を生成するように構成された同期回路（１０）とを備え、複数の上記変換ユニット（２）のうちの少なくとも１つが、出力電流（ｉ１）の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号（Ｓｖ１）に依存するような出力電流（ｉ１）を生成するように構成されている。

Description

発明の詳細な説明
〔技術分野〕
本発明の実施形態は、電力変換回路、電力変換回路を有する電力供給システム、および電力変換回路を動作する方法に関する。
〔背景技術〕
持続可能なエネルギー生産への関心が高まる中、電力を作る光起電性モジュールを用いることに注目が集まっている。光起電性（ＰＶ）モジュールは、太陽電池としても知られる複数の光起電性（ＰＶ）セルを有する。１つのセルの出力電圧は比較的低いので、ＰＶモジュールは、通常、直列接続された５０ないし１００個のセルなどの、直列接続された複数の太陽電池を有する列、または、このような列がいくつか並列接続されたものを、有している。
ＰＶモジュールはＤＣ供給電圧を提供し、一方、国立電力グリッドなどの電力グリッドは、ＡＣ供給電圧を提供する。それゆえ、ＰＶモジュールによって提供されるエネルギーを電力グリッドに供給するためには、ＰＶモジュールのＤＣ電圧を、電力グリッドのＡＣ供給電圧と一致するＡＣ電圧に変換する必要がある。ＤＣ電源によって提供されるＤＣ電圧をＡＣ電圧およびＡＣ電流にそれぞれ変換するいくつかの構想が知られている。
ＰＶモジュールのＤＣ電圧を電力グリッドのＡＣ電圧に変換する第１のアプローチは、いくつかのＰＶモジュールを直列接続することを含み、それにより、電力グリッドのＡＣ電圧のピーク電圧より高いＤＣ電圧を得て、ＤＣ／ＡＣ変換器を用いてＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換する。ＤＣ電圧の振幅は典型的には２００Ｖないし１０００Ｖの間である。しかしながら、高いＤＣ電圧は、電気アークの発生という点で危険である。
第２のアプローチでは、複数のＤＣ／ＡＣ変換器が設けられ、ここでは、これらの変換器のそれぞれがＰＶモジュールに接続されている。個々の変換器は、そのＡＣ電圧出力部が並列に接続され、これらの変換器のそれぞれが、太陽電池の列によって提供されるＤＣ電圧から、電力グリッドのＡＣ供給電圧と一致するＡＣ電圧を生成する。ＰＶモジュールによって提供されるＤＣ電圧は、通常、１つのモジュール内に直列接続されたセルの個数に応じて、および、太陽電池を実装するのに用いられる技術に応じて、２０Ｖないし１００Ｖの範囲の振幅を有しており、一方、電力グリッドのＡＣ電圧のピーク電圧は、国に応じて、約１５５Ｖまたは３２５Ｖである。しかしながら、入力電圧と出力電圧との間の大きな差異により、これらの変換器は、効率の点で欠点を有している。
Walker、G.R. et al.: "Cascaded DC-DC converter connection of photovoltaic modules"、IEEE Transactions on Power Electronics、July 2004、pages 1130-1139は、ＰＶモジュールからＤＣ電圧をそれぞれ受けて、直列接続された出力部を有し、共通のＤＣバスを用いる、いくつかのカスケードＤＣ−ＤＣ変換器を有する電力変換回路を開示している。ハーフブリッジまたはフルブリッジの変換器は、ＤＣバスで利用可能なエネルギーを電力グリッドに伝達する。
Alonso、O. et al. "Cascaded H-Bridge Multilevel Converter for Grid Connected Photovoltaic Generators with Independent Maximum Power Point Tracking of each Solar Array"、Power Electronic Specialist Conference、2003. PESC '03. 2003 IEEE 34th Annual、pages 731-735は、ＰＶモジュールからＤＣ電圧をそれぞれ受けるいくつかのＤＣ−ＤＣ変換器を有する電力変換回路を開示している。多重レベル変換器は、個々のＤＣ−ＤＣ変換器から出力電圧（エネルギー）を受けて、そのエネルギーを電力グリッドに伝達する。
Johnson、B. et al.: "Photovoltaic AC Module Composed of a Very Large Number of Interleaved Inverters"は、直列接続された複数のインバータを有する電力変換回路を開示している。個々のインバータはそれぞれ、ＤＣ電源からＤＣ電圧を受け、ＰＷＭ電圧を出力する。個々のインバータのＰＷＭ電圧のデューティサイクルは、個々のインバータのＰＷＭ電圧の合計である総出力電圧が正弦波形を有するように時間とともに変化する。
Ertl H. et al.: "A Novel Multicell DC-AC Converter for Applications in Renewable Energy Systems"、IEEE Transactions on Industrial Electronics、VOL. 49、NO. 5、October 2002、pages 1048-1057は、直列接続されたいくつかのＤＣ−ＡＣ変換段を有する電力変換回路を開示している。個々の変換器は、インターリーブＰＷＭモードで動作される。
ＵＳ ２００９／０２１２６２９ Ａ１は、複数のキャパシタを有する光起電性ラダーインバータを開示している。各キャパシタは、１つの光起電性モジュールに接続され、接続ブランチを介して電源バスに結合されている。各接続ブランチは制御回路を有し、個々の制御回路は、グリッドサイクルの前半には、キャパシタのいくつかが、電力バスを介してグリッドに放電し、一方、残りのキャパシタは、グリッドサイクルの後半に放電する準備として充電するように相互作用する。
それゆえ、比較的低いＤＣ供給電圧を、電力グリッド電圧と一致するＡＣ出力信号に効率良く変形することができる電力変換回路が必要である。
〔発明の概要〕
第１の様相は電力変換回路に関する。電力変換回路は、複数の変換ユニットを有する少なくとも１つの変換直列回路と、少なくとも１つの同期信号を生成するように構成された同期回路とを備えている。少なくとも１つの上記変換直列回路が、直列回路出力電流を出力するように構成され、複数の上記変換ユニットのうちの少なくとも１つが、出力電流の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号に依存するような出力電流を生成するように構成されている。
第２の様相は、電力変換回路と、変換直列回路の変換ユニットのそれぞれに結合された電源とを有する、電力供給システムに関する。
第３の様相は、方法に関する。この方法は、同期回路によって少なくとも１つの同期信号を生成し、複数の変換ユニットを有する少なくとも１つの変換直列回路によって、直列回路出力電流を出力し、複数の上記変換ユニットのうちの少なくとも１つによって、出力電流の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号に依存するような出力電流を出力する、ことを含んでいる。
〔図面の簡単な説明〕
図面を参照して例を説明する。図面は、基本的な原理を説明するためのものであり、基本的な原理を理解するのに必要な点のみを示している。図面は一定比率ではない。図面では、同じ参照符号は、同様の信号や回路素子を表す。
図１は、直列に接続された複数のＤＣ／ＡＣ変換器および電圧測定回路を含む電力変換回路を概略的に示す図であり、
図２Ａないし図２Ｃは、それぞれが少なくとも１つの太陽電池を有している、光電池アレイの種々の実施形態を示す図であり、
図３は、直列に接続された複数のＤＣ／ＡＣ変換器および、直列に接続された複数の測定ユニットを有する電圧測定回路を含む電力変換回路を概略的に示す図であり、
図４Ａないし図４Ｄは、測定ユニットの種々の実施形態を示す図であり、
図５は、ＤＣ／ＡＣ変換器および制御回路を有する１つのＤＣ／ＡＣ変換ユニットの第１実施形態を示すブロック図であり、
図６は、図５のＤＣ／ＡＣ変換器の実施形態を詳細に示す図であり、
図７は、図６のＤＣ／ＡＣ変換器に用いられうるスイッチの種々の実施形態を示す図であり、
図８は、ＤＣ／ＡＣ変換ユニットの制御回路の第１実施形態を示す図であり、
図９は、図８の制御回路の第１ブランチを詳細に示す図であり、
図１０は、１つのＤＣ／ＡＣ変換ユニットの制御回路の第２実施形態を示す図であり、
図１１は、ＤＣ／ＤＣ変換器、最大電力点トラッカー、ＤＣ／ＡＣ変換器および制御回路を有する、１つの変換ユニットの第２実施形態を示すブロック図であり、
図１２は、ブースト変換器として実装されるＤＣ／ＤＣ変換器の実施形態を示す図であり、
図１３は、図１２のＤＣ／ＤＣ変換器の制御回路を概略的に示す図であり、
図１４は、バック変換器として実装されるＤＣ／ＤＣ変換器の実施形態を示す図であり、
図１５は、ＤＣ／ＡＣ変換器の制御回路のさらなる実施形態を示す図であり、
図１６は、２つのインターリーブブースト変換段で実装されるＤＣ／ＤＣ変換器の実施形態を示す図であり、
図１７は、図１６のＤＣ／ＤＣ変換器のための制御回路の第１実施形態を示す図であり、
図１８は、図１６のＤＣ／ＤＣ変換器のための制御回路の第２実施形態を示す図であり、
図１９は、バック変換器および展開ブリッジを有する１つのＤＣ／ＡＣ変換ユニットのさらなる実施形態を示すブロック図であり、
図２０は、図１９のＤＣ／ＡＣ変換ユニットの動作原理を示すタイミングブロック図であり、
図２１は、図１９のＤＣ／ＡＣ変換ユニットで実装されるコントローラの第１実施形態を示す図であり、
図２２は、図１９のＤＣ／ＡＣ変換ユニットで実装されるコントローラの第２実施形態を示す図であり、
図２３は、並列に接続された２つの直列回路に組織された複数の変換ユニットを有する電力変換回路の実施形態を示す図であり、
図２４は、同期回路のさらなる実施形態を示す図であり、
図２５は、図２４の同期回路内の伝達回路の実施形態を示す図であり、
図２６は、１つの変換ユニットのさらなる実施形態を示す図であり、
図２７は、図２６の変換ユニットの信号生成器の第１実施形態を示す図であり、
図２８は、図２７の信号生成器で発生する信号を示すタイミングブロック図であり、
図２９は、図２６の変換ユニットの信号生成器の第１実施形態を示す図であり、
図３０は、電力変換回路の、２つの可能な動作モードを概略的に示す図であり、
図３１は、動作モードコントローラを有する電力変換回路の実施形態を示す図であり、
図３２は、動作モードユニットを有する変換ユニットの実施形態を示す図であり、
図３３は、第１動作モードから第２動作モードへの伝達の第１実施形態を示す図であり、
図３４は、第１動作モードから第２動作モードへの伝達の第２実施形態を示す図であり、
図３５は、電力変換回路のさらなる実施形態を示す図であり、
図３６は、図３５の電力変換回路で実装される変換ユニットの実施形態を示す図であり、
図３７は、変換ユニットのさらなる実施形態を示す図であり、
図３８は、変換ユニットを有する直列回路と出力端子との間に接続された展開回路を有する電力変換回路の実施形態を示す図であり、
図３９は、図３８の電力変換回路の動作原理を示すタイミングブロック図であり、
図４０は、展開回路の実施形態を示す図であり、
図４１は、図３８の電力変換回路における変換ユニットの第１実施形態を示す図であり、
図４２は、図３８の電力変換回路における変換ユニットの第２実施形態を示す図であり、
図４３は、図３８の電力変換回路における変換ユニットの第３実施形態を示す図であり、
図４４は、少なくとも１つのトランスを有する電力変換回路の第１実施形態を示す図であり、
図４５は、少なくとも１つのトランスを有する電力変換回路の第２実施形態を示す図であり、
図４６は、トランスを有するＤＣ／ＤＣ変換器の一実施形態を概略的に示す図であり、
図４７は、ツートランジスタフォワード（ＴＴＦ）構成を有するＤＣ／ＤＣ変換器の実施形態を示す図であり、
図４８は、位相偏移（ＰＳ）ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）変換器構成を有するＤＣ／ＤＣ変換器の実施形態を示す図であり、
図４９は、フライバック変換器構成を有するＤＣ／ＤＣ変換器の実施形態を示す図であり、
図５０は、ＬＬＣ変換器構成を有するＤＣ／ＤＣ変換器の実施形態を示す図であり、
図５１は、トランスを有するＤＣ／ＡＣ変換器の一実施形態を示す図であり、
図５２は、１つのトランスを共有する複数のＤＣ／ＤＣ変換器を有する電力変換回路の一実施形態を示す図であり、
図５３は、１つのトランスを共有する複数のＤＣ／ＤＣ変換器を有する電力変換回路のさらなる実施形態を示す図である。
〔発明の詳細な実施形態〕
以下の詳細な記述においては、該記述の一部分を形成するとともに本発明が実行されうる特定の実施形態を図解により示している添付図面を参照する。この点で、方向の用語、例えば「最上部」、「底部」、「前」、「後」、「先導する」、「後続する」は、記載の図面の方向に関して用いられる。実施形態の素子は多くの種々の方向に位置しているので、方向の用語は、説明の目的で用いられており、限定するものではない。本発明の範囲から逸脱することなく、他の実施形態を用いうること、および、構造的または論理的な変更を行いうることが理解されるべきである。それゆえ、以下の詳細な説明は、限定的な意味でされるものではなく、本発明の範囲は添付の請求項によって規定される。ここに記載の種々の例示的な実施形態の特徴は、そうでない旨を特記しない限り、互いに組み合わせてもよいことが理解されるべきである。
以下では、本発明の実施形態が、特定の文脈で、すなわち、複数の光電池アレイによって提供される電力や電圧を、交流、特に、電力グリッドに供給される交流に変換するという文脈で、説明される。交流と、交流電力グリッド電圧とは、以下では、それぞれ、ＡＣ電流およびＡＣ電力グリッド電圧とも称する。しかしながら、これは単に例であり、本発明の実施形態は、直流電圧と直流電流とをＡＣ電圧およびＡＣ電流に変換する必要があるような広範囲の応用に用いることができる。以下では、直流電圧と直流電流とをそれぞれＤＣ電圧およびＤＣ電流とも称する。光電池アレイの代わりに、燃料電池など、任意のタイプのＤＣ電源を用いることができる。光電池アレイと燃料電池とのような、異なるタイプのＤＣ電源を１つの応用に用いることさえ可能である。
図１は、複数であるｎ個（少なくとも２つ）のＤＣ入力電圧Ｖ３１、Ｖ３２、Ｖ３ｎを、それぞれ、１つのＡＣ出力電圧ｖ１および１つのＡＣ出力電流ｉＯＵＴに変換する電力変換回路（電力インバータ回路）４の第１実施形態を示す。この接続では、全図面において、ＤＣ電圧およびＤＣ電流は、大文字「Ｖ」および「Ｉ」を用いて示し、ＡＣ電圧およびＡＣ電流は、小文字「ｖ」および「ｉ」を用いて示すことに注意すべきである。電力変換回路は、複数であるｎ個（少なくとも２つ）の変換ユニット（インバータユニット）２１、２２、２ｎを有し、ｎ≧２である。これらの変換ユニットのそれぞれは、ＤＣ電源３１、３２、３ｎに結合されるように構成された入力端子２１１、２２１；２１２、２２２；２１ｎ、２２ｎを有する。図１では、変換ユニット２１、２２、２ｎを有する電力変換回路１の他に、ＤＣ電源３１、３２、３ｎも示されている。これらのＤＣ電源３１、３２、３ｎは、電力変換回路１と共に、ＡＣ電力供給システムまたはＡＣ電流供給システムを形成している。ＤＣ電源３１、３２、３ｎは、図１に示す実施形態においては、光起電性（ＰＶ）モジュールとして実装されている。しかしながら、ＤＣ電源としてＰＶモジュールを採用することは単に例である。燃料電池を含む電源などの他の任意のタイプのＤＣ電源も同様に用いることができる。１つの電力供給システムにおいて異なるタイプのＤＣ電源を用いることもできる。
変換ユニット２１、２２、２ｎのそれぞれは、さらに、出力端子２３１、２４１；２３２、２４２；２３ｎ、２４ｎを有する出力部を有する。変換ユニット２１、２２、２ｎは、電力変換回路１の出力端子１１、１２を有する出力部間に直列接続（カスケード）されている。このために、第１の変換ユニット２１は、電力変換回路１の第１の出力端子１１に結合された第１の出力端子２３１を有し、カスケードの最後の変換ユニット２ｎは、電力変換回路１の第２の出力端子１２に結合された第２の出力端子２４１を有する。さらに、第１の出力端子のそれぞれ（出力端子２３１以外）は、別の変換ユニットの１つの第２の出力端子（出力端子２４ｎ以外）に接続されている。
電力変換回路１の出力端子１１、１２は電圧ｖ１を受けるように構成されることができる。例えば、外部電圧ｖ１がグリッド電圧に対応するように、より具体的には、電力グリッドの１つの位相に対応するように、出力端子１１、１２が電力グリッドに接続されるように構成される。図１では、電力グリッドは、電圧源１００と、電源１００と並列に接続された負荷Ｚとによって表される。電力グリッドの電圧源１００は電力グリッド内の複数のＡＣ電圧源を表し、負荷Ｚは、電力グリッドの電源に接続された複数の負荷を表す。電力グリッドは、出力端子１１、１２間のＡＣ電圧ｖ１を規定する。電圧ｖ１は、電力グリッドのような外部源によって規定されるので、この電圧は、以下では外部ＡＣ電圧ｖ１と称する。
変換ユニット２１、２２、２ｎのそれぞれは、その出力端子２３１、２４１、２３２、２４２、２３ｎ、２４ｎの間に、ＡＣ出力電圧ｖ２１、ｖ２２、ｖ２ｎを有する。直列接続された変換ユニット２１、２２、２ｎを有することによって、変換ユニット２１、２２、２ｎの個々のＡＣ出力電圧ｖ２１、ｖ２２、ｖ２ｎの合計は、電力変換回路１が定常状態にあるときの外部電圧ｖ１に対応する、すなわち、以下の式の通りである。
Figure 2015509355
各電力変換ユニット２１、２２、２ｎは、さらに、個々の出力端子２３１、２４１、２３２、２４２、２３ｎ、２４ｎの間に接続された出力キャパシタンス（出力キャパシタ）Ｃ１、Ｃ２、Ｃｎを有し、出力電流ｉ１１、ｉ１２、ｉ１ｎを提供する。１つの変換ユニット２１、２２、２ｎの出力電流は、出力キャパシタンスＣ１、Ｃ２、Ｃｎと出力端子の１つとに共通する回路ノードで受けられる電流である。例えば、第１の変換ユニット２１では、変換ユニット２１の出力電流は、出力キャパシタＣ１が第１の出力端子２３１に接続される回路ノードに流れる電流である。第１の変換ユニット２１の第１の出力端子２３１から流れる電流は、複数の変換ユニット２１−２ｎを有する直列回路の出力電流であり、以下では、変換回路出力電流ｉＯＵＴ、または、直列回路出力電流ＩＯＵＴと称する。この電流は、個々の変換ユニット２１−２ｎの間を流れる電流に対応する。出力キャパシタンスＣ１、Ｃ２、Ｃｎは、個々の変換ユニット２１、２２、２ｎの一部分であり、ここでは以下でいくつかの例を参照して説明されるように、多くの異なったやり方で実装することができる。
定常状態では、ＡＣ出力電流ｉ１１、ｉ１２、ｉ１ｎ、または、より正確には、ＡＣ出力電流ｉ１１、ｉ１２、ｉ１ｎのｒｍｓ値は、電力変換回路出力電流ｉＯＵＴまたは出力電流ｉＯＵＴのｒｍｓ値にそれぞれ対応し、それによって、出力キャパシタＣ１−Ｃｎに入るｒｍｓ電流は非常に少ないか皆無である。しかしながら、個々の変換ユニット２１、２２、２ｎの出力電流ｉ１１、ｉ１２、ｉ１ｎが変化して、出力電流ｉ１１、ｉ１２、ｉ１ｎが互いに異なり、その結果システムが新しい（等しい）出力電流ｉ１１、ｉ１２、ｉ１ｎに落ち着くに至るような状況も起こりうる。これについては以下でさらに詳細に述べる。
電力変換回路１はさらに、電力変換回路１の出力端子１１、１２間に接続された同期回路１０を有する。同期回路１０は、少なくとも１つの同期信号Ｓｖ１を提供するように構成されている。一実施形態によれば、同期信号は、外部ＡＣ電圧ｖ１の位相と周波数にそれぞれ応じた位相と周波数とを有する交流（ＡＣ）信号である。
個々の変換ユニット２１、２２、２ｎは、それぞれ、１つの同期信号Ｓｖ１を受けるように構成されている。図１に示した実施形態においては、個々の変換ユニット２１、２２、２ｎは、同じ同期信号Ｓｖ１を受ける。しかしながら、これは単に例である。変換ユニット２１、２２、２ｎのそれぞれに対して１つの同期信号を生成することも可能である。各変換ユニット２１−２ｎに対して１つの同期信号を生成する同期回路１０の実施は、ここでは以下で図３を参照して説明される。
少なくとも１つの同期信号Ｓｖ１は、種々のやり方で、個々の変換ユニット２１、２２、２ｎへ伝達されることができる。図１を参照して、少なくとも１つの同期信号Ｓｖ１が個々の変換ユニット２１、２２、２ｎへ伝達されるときに用いられる信号伝達バスが提供される。さらなる実施形態（図１に示さない）によれば、電圧同期回路１０と各変換ユニット２１、２２、２ｎとの間に専用の伝達パスがある。信号伝達バスまたは信号伝達パスは、従来の信号伝達バスや従来の信号伝達パスで実装することができる。信号バスまたは信号パスは、同期回路１０から、（直列接続により）異なる基準電位または異なる電圧領域を有する個々の変換ユニット２１、２２、２ｎへ、少なくとも１つの同期信号を伝達する、レベルシフタや他の手段を有してもよい。
個々の変換ユニット２１、２２、２ｎはそれぞれ、ここでは以下でさらに詳細に述べる少なくとも１つの内部コントロールループを有する。個々の変換ユニット２１、２２、２ｎのコントロールループは、少なくとも１つの同期信号Ｓｖ１によって表される位相と、ＡＣ出力電流ｉ１１、ｉ１２、ｉ１ｎの位相との間に、所定の位相差があるような、対応する出力電流ｉ１１、ｉ１２、ｉ１ｎを、個々の変換ユニット２１、２２、２ｎに生成させるように構成されている。一実施形態によれば、同期信号Ｓｖ１は、外部ＡＣ電圧ｖ１と同位相であり、個々の出力電流ｉ１１、ｉ１２、ｉ１ｎは、同期信号Ｓｖ１、およびそれゆえ外部ＡＣ電圧ｖ１と同位相となるように生成され、それによって位相差がゼロになる。他の実施形態によれば、位相差はゼロでない。位相差をゼロ以外の値に設定すると、無効電力が電力グリッドに供給される。これにより、外部ＡＣ電圧、例えば電力グリッドを、安定化するのを補助することができる。
図１では、ＤＣ電圧源３１、３２、３ｎの同一の特徴は、同一の参照符号を有し、ここで、個々のＤＣ電圧源３１、３２、３ｎの参照符号は、添え字指数”１”、”２”、”ｎ”によって各他と区別することができる。同様に、変換ユニット２１、２２、２ｎの同一の特徴は、添え字指数、”１”：第１の変換ユニット２１、”２”：第２の変換ユニット２２、”ｎ”：ｎ番目の変換ユニット２ｎ、によって区別することができる同一の参照符号を有する。以下では、ＤＣ電源２１、２２、２ｎのそれぞれまたは変換ユニット２１、２２、２ｎのそれぞれに対し、同様に説明が適用されるときは、指数無しで参照符号を用いる。以下では、例えば、参照符号２は、変換ユニットのうちの任意の１つのものを表し、参照符号２３は、変換ユニットのうちの任意の１つのものの第１の出力端子を表し、参照符号ｉ１は、任意の変換ユニット２の出力電流を表し、参照符号は、任意の変換ユニット２の出力キャパシタンスＣを表す、などである。
図１の電力変換器は、ｎ＝３の変換ユニット２を有する。しかしながら、ｎ＝３の変換ユニット２を有するのは単に例である。ｎ＞１である任意の数ｎ個の変換ユニット２が、直列接続して電力変換回路１を形成することができる。
変換ユニット２の内部コントロールループのほかには、電力変換回路１は、電力変換回路１が定常状態のときには、個々の変換ユニット２および／または個々の変換ユニット２間の付加的な伝達パスに接続された外部コントロールループを要しない。電力変換回路１が定常状態のときには、システムは、変換ユニット２のそれぞれについて、方程式（１）およびもう１つの方程式によって規定されることができる。
Figure 2015509355
ここで、ｖ２ｒｍｓは、１つの変換ユニット２の出力電圧ｖ２のＲＭＳ（２乗平均平方根）値を表し、ｉ１ＲＭＳは、１つの変換ユニットの出力電流ｉ１のＲＭＳ値を表し、Ｖ３は、入力電圧を表し、Ｉ３は、その変換ユニット２の入力電流を表す。各変換ユニット２においては（非常に少ない）ロスが起こりうることに注意すべきである。定常状態では、個々の出力電流のＲＭＳ値ｉ１ＲＭＳは、電力変換回路出力電流ｉのＲＭＳ値ＯＵＴ−ＲＭＳに対応している、すなわち、以下の方程式（３）の通りである。
Figure 2015509355
方程式（２）および（３）は、個々の変換ユニットのそれぞれに対して有効であるため、ｎ個の方程式があり、これらの方程式のそれぞれは、変換ユニット２のそれぞれの、入力電力と平均出力電力との間の関係を記述しており、ここで、入力電力Ｐｉｎは、以下の方程式（４）で与えられ、
Figure 2015509355
出力電力Ｐｏｕｔは、以下の方程式（５）で与えられる。
Figure 2015509355
個々の変換ユニット２のそれぞれの、入力電力Ｐｉｎと、入力電圧Ｖ３と入力電流Ｉ３とは、それぞれ、個々のＤＣ電源３によって与えられる外部パラメータである。出力端子１１、１２間の外部ＡＣ電圧ｖ１は、電力グリッドによって規定される。
したがって、電力変換回路１にはｎ＋１個の変数がある、すなわち、個々の変換ユニット２のｎ個の出力電圧ｖ２と、（等しい）出力電流ｉ１である。しかしながら、方程式（１）（２）によれば、システムは、ｎ＋１個の方程式によって規定され、その結果、システムがその定常状態のときにｎ＋１個の変数のそれぞれが決定される。ＡＣ出力電流ｉ１と外部ＡＣ電圧との間に所定の位相差（ゼロなど）があるように変換器２がＡＣ出力電流ｉ１を生成するようにさせることのほかには、さらなる制御または調節の機構は不要である。個々の変換ユニット２の出力電流ｉ１が外部ＡＣ電圧ｖ１と同位相のときには、各変換ユニットの実数の出力電力はみかけの出力電力と等しくなり、その結果、無効出力電力がゼロになる。個々の変換ユニット２は、少なくとも１つの同期信号Ｓｖ１によって表されるような位相情報に応じてその出力電流ｉ１を制御し、また、入力端子２１、２２にて受けられた入力電力が出力端子２３、２４での出力電力と等しくなるようにその出力電流を制御する。
ＰＶアレイとして実装される直流電源３は、図１では、単に概略的に示されている。ＰＶアレイはそれぞれ、少なくとも１つの太陽電池を有する。少なくとも１つの太陽電池を有するＰＶアレイのいくつかの例示的実施形態は、図２Ａないし図２Ｃに示されている。図２Ａは、第１実施形態を示す。この実施形態では、ＰＶアレイ３は太陽電池３１を１個だけ有する。図２Ｂに示すさらなる実施形態によれば、１個のＰＶアレイは、直列接続されたｍ個（ｍ＞１）の太陽電池３１、３ｍの列を有する。図２Ｃに示すさらなる実施形態によれば、太陽電池のｐ個（ｐ＞１）の列が並列に接続されている。列のそれぞれは、ｍ個の太陽電池３１１、３ｍ１、３１ｐ、３ｍｐを有する。しかしながら、図２Ａないし図２Ｃに示される実施形態は単に例である。他の多くの太陽電池配列が、ＤＣ源３として同様に用いられうる。
図３は、複数の測定ユニット１０１、１０２、１０ｎを有する電圧測定回路として実装される同期回路１０を有する電力変換回路の実施形態を示す。個々の測定ユニット１０１、１０２、１０ｎは、出力端子１１、１２間に直列接続されている。説明の簡略化のため、出力キャパシタンス（図１のＣ１−Ｃｎ）は図３には示していない。複数の測定ユニット１０１、１０２、１０ｎは分圧器を形成し、ここで、測定ユニット１０１、１０２、１０ｎのそれぞれにかかる電圧降下ｖ１１、ｖ１２、ｖ１ｎは外部ＡＣ電圧ｖ１の関数であり、外部ＡＣ電圧ｖ１の周波数および位相の情報を有する。この実施形態では、各変換ユニット２１、２２、２ｎは、２つの入力端子２５１、２６１、２５２、２６２、２５ｎ、２６ｎを有する同期入力部を有し、各変換ユニット２１、２２、２ｎは、１つの測定ユニット１０１、１０２、１０ｎに結合された同期入力端子を有し、それによって、同期信号として、１つの測定電圧ｖ１１、ｖ１２、ｖ１ｎを受けるようになっている。
図３に示した実施形態では、測定ユニット１０１、１０２、１０ｎの個数は変換ユニット２１、２２、２ｎの個数と対応し、その結果、各測定ユニット１０１、１０２、１０ｎは１つの変換ユニット２１、２２、２ｎと関連している。しかしながら、これは単に例である。さらなる実施形態（図示せず）によれば、１つの測定ユニットにより提供される測定電圧が、２個またはそれより多い変換ユニットによって受けられる。
個々の測定ユニット１０１、１０２、１０ｎは多くの種々の方法で実装可能である。図４Ａないし図４Ｄを参照して以下にいくつかの例を示す。これらの図４Ａないし図４Ｄでは、参照符号１０ｉは、図３に示した測定ユニット１０１、１０２、１０ｎのうちの任意の１つを示す。
図４Ａを参照して、１つの測定ユニット１０ｉは、個々の測定ユニット（図３の１０１−１０ｎ）を直列接続するとともに個々の測定ユニットを変換ユニット（図３の（２１−２ｎ）に結合する、測定ユニット１０ｉの出力端子、の間に接続された抵抗器１０１を有してもよい。一実施形態によれば、個々の測定ユニット１０ｉの抵抗器１０１の抵抗同士は、等しいか、または少なくともほぼ等しい。この場合、個々の測定ユニット１０ｉにより提供される測定電圧ｖ１ｉの絶対値は、等しい。抵抗器１０１で実装された測定ユニット１０ｉを有する測定回路１０では、個々の測定電圧ｖ１ｉは出力電圧ｖ１と比例する。
抵抗器を有する測定ユニット１０ｉを有する測定回路１０では、個々の測定ユニット１０ｉは抵抗分圧器を形成する。図４Ｂに示されたさらなる実施形態によれば、個々の測定ユニット１０ｉはそれぞれ、抵抗器の代わりにキャパシタ１０２を有する。この場合、個々の測定ユニット１０ｉは、出力端子１１、１２の間の容量性分圧器を形成する。
さらなる実施形態を示す図４Ｃによれば、各測定ユニット１０ｉは、抵抗器１０１とキャパシタ１０２とを有する並列回路で実装されることができる。
１つの測定ユニット１０ｉのさらなる実施形態を示す図４Ｃによれば、各測定ユニットまたは少なくとも測定ユニットのうちのいくつかは、第１の出力端子１１分圧器１０１と第２の分圧器素子１０２とを有する分圧器で実装されることができる。これらの分圧器素子は、図４Ｄによる実施形態では抵抗器として実装されている。しかしながら、これらの分圧器素子１０１、１０２は、キャパシタとして、または、少なくとも１つの抵抗器と少なくとも１つのキャパシタとの組み合わせとして、実装されることもできる。この実施形態では、測定電圧ｖ１ｉは、測定ユニット１０ｉにかかる電圧ではなく、第１の分圧器素子１０１にかかる電圧であり、その結果、測定電圧ｖ１ｉは、測定ユニット１０ｉにかかる電圧の一部分である。
外部ＡＣ電圧ｖ１と同位相となる同期信号Ｓｖ１を生成する電圧測定回路として同期回路１０を実装することは単に例であることに注意すべきである。他の同期回路の例をここでは以下でさらに述べる。
図５は、１つのＤＣ源（図３には示さず）によって提供されるＤＣ入力電圧をＡＣ出力電圧ｖ２に変換する変換ユニット２の第１実施形態を示す。変換ユニット２は、入力端子２３、２２と出力端子２３、２４との間に接続されたＤＣ／ＡＣ変換器４を有する。ＤＣ／ＡＣ変換器は、入力電圧としての、ＤＣ電源によって提供されるＤＣ電圧Ｖ３と、入力電流としての、ＤＣ電源のＤＣ供給電流Ｉ３と、を受ける。ＤＣ／ＡＣ変換器４はさらに、周波数および位相を有する交流信号であってよい基準信号ＳＲＥＦを受ける。ＤＣ／ＡＣ変換器４は、出力電流ｉ１の周波数および位相が同期信号Ｓｖ１の周波数および位相にそれぞれ対応するように、基準信号ＳＲＥＦに応じたＡＣ出力電流ｉ１を生成するように構成されている。ＤＣ／ＡＣ変換器４は、交流基準信号と同位相の出力電流を生成するように構成された従来のＤＣ／ＡＣ変換器のように実装されることができる。このようなＤＣ／ＡＣ変換器は一般に公知である。
ＤＣ／ＡＣ変換ユニット２１、２２、２ｎのそれぞれは、少なくとも１つの同期信号Ｓｖ１に応じた位相と周波数とを有するようにその出力電流ｉ１を制御することに注意すべきである。
基準信号ＳＲＥＦは、同期信号Ｓｖ１および出力電流信号Ｓｉ１に応じて制御回路５によって生成される。同期信号Ｓｖ１は、図１を参照して示した同期信号Ｓｖ１、図３を参照して示した測定電圧ｖ１ｉのうちの１つ、または、それを調整したものまたはそれの一部分、のいずれかである。出力電流信号Ｓｉ１は、出力電流ｉ１を表す、すなわち、出力電流信号Ｓｉ１は、出力電流ｉ１に依存する。一実施形態によれば、出力電流信号Ｓｉ１は、出力電流ｉ１を調整したものである。出力電流信号Ｓｉ１は、電流測定回路（図示せず）を用いて、出力電流ｉ１から従来の方法で生成されることができる。出力電流信号Ｓｉ１は、各変換ユニットの各出力電流を検出することによって、個々に、変換ユニット（２１−２ｎ）のそれぞれに対して生成される。図５を参照すれば、図示された変換ユニット２の出力電流ｉ１は、第１の出力端子２３と出力キャパシタンスＣとに共通の回路ノードにて受けられる電流である。
制御回路５は、以下ではコントローラとも称するが、同期信号Ｓｖ１および出力電流信号Ｓｉ１に応じて、基準信号ＳＲＥＦに対応して出力電流が生成されたときに出力電流が外部ＡＣ電圧ｖ１と同位相であるかまたは外部ＡＣ電圧ｖ１に対して所定の位相偏移を有するように、基準信号ＳＲＥＦを生成する。外部ＡＣ電圧ｖ１および出力電流ｉ１は交流信号であるため、同期信号Ｓｖ１および出力電流信号Ｓｉ１も交流信号であることに注意すべきである。変換ユニット２においては、ＤＣ／ＡＣ変換器４およびコントローラ５は、出力電流ｉ１が外部ＡＣ電圧ｖ１と同位相であるかまたは外部ＡＣ電圧ｖ１に対して所定の位相偏移を有するように、出力電流ｉ１を制御するコントロールループの一部である。
入力端子２１、２２と出力端子２３、２４との間に接続されたＤＣ／ＡＣ変換器４としての変換ユニット２においては、従来のＤＣ／ＡＣ変換器を用いることができるが、本発明の実施形態の理解を容易にするために、図６を参照して、ＤＣ／ＡＣ変換器４の１つの例を詳細に説明する。
図６に示したＤＣ／ＡＣ変換器４は、入力端子２１、２２間にそれぞれ接続された２つのハーフブリッジ回路を有するフルブリッジ（Ｈ４）である。これらのハーフブリッジ回路のそれぞれは、負荷経路と制御端子とをそれぞれ有する２つのスイッチを有する。１つのハーフブリッジ回路の２つのスイッチの負荷経路が、入力端子２１、２２間に直列接続されており、ここで、第１のスイッチ４２１および第２のスイッチ４２２が第１のハーフブリッジを形成し、第３のスイッチ４２３および第４のスイッチ４２４が第２のハーフブリッジを形成している。ハーフブリッジのそれぞれは、出力部を有し、ここで、第１のハーフブリッジの出力部が、第１のスイッチ４２１の負荷経路と第２のスイッチ４２２の負荷経路とに共通の回路ノードによって形成されている。第２のハーフブリッジの出力部が、第３のスイッチ４２３の負荷経路と第４のスイッチ４２４の負荷経路とに共通の回路ノードによって形成されている。第１のハーフブリッジの出力部は、チョークのような第１の誘導性素子４４１を介して、変換ユニット２の第１の出力端子２３に結合されている。第２のハーフブリッジの出力部は、チョークのような第２の誘導性素子４４２を介して、変換ユニット２の第２の出力端子２４に結合されている。さらなる実施形態（図示せず）によれば、第１の誘導性素子４４１および第２の誘導性素子４４２のうちの１つのみが採用される。変換器４はさらに、入力端子２１、２２間に接続されたキャパシタンスのような入力キャパシタンス４１と、出力端子２３、２４間に接続された出力キャパシタンスＣと、を有する。
スイッチ４２１、４２２、４２３、４２４のそれぞれは、その制御端子において、制御信号Ｓ４２１、Ｓ４２２、Ｓ４２３、Ｓ４２４を受ける。これらの制御信号Ｓ４２１−Ｓ４２４は、コントローラ５から受けた基準信号ＳＲＥＦに応じて、駆動回路４５によって提供される。駆動信号Ｓ４２１−Ｓ４２４は、対応するスイッチ４２１−４２４をオンオフするように構成された、パルス幅変調（ＰＷＭ）駆動信号である。ＰＷＭ信号Ｓ４２１−Ｓ４２４のスイッチング周波数は、交流基準信号ＳＲＥＦの周波数よりも著しく高いことに注意すべきである。基準信号ＳＲＥＦは、電力グリッドが実装される国に応じて５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの周波数を有する正弦波とすることができ、一方、個々のスイッチ４２１−４２４のスイッチング周波数は、数ｋＨｚから数１０ｋＨｚまで、またはさらに数１００ｋＨｚまでの範囲とすることができる。駆動回路４５は、出力電流ｉ１の波形が基準信号ＳＲＥＦの波形に追従するようにするために、０と１との間で、駆動信号Ｓ４２１−Ｓ４２４のそれぞれのデューティサイクルを個々に調整するように構成されている。１つの駆動信号のデューティサイクルが０のとき、対応するスイッチは永久にスイッチオフであり、１つの駆動信号のデューティサイクルが１のとき、対応するスイッチは永久にスイッチオンである。駆動信号のデューティサイクルは、対応するスイッチを駆動信号が切り換える期間と、１つのスイッチングサイクルの期間との間の関係である。１つのスイッチングサイクルの期間は、スイッチング周波数の逆数である。
ここまでに述べた通り、出力電流ｉ１は、出力電流が正である正のハーフサイクルと、出力電流ｉ１が負である負のハーフサイクルと、を有するＡＣ電流である。出力電流ｉ１の時間的振る舞いは、同じく正のハーフサイクルと負のハーフサイクルとを有する基準信号ＳＲＥＦに依存する。
変換器４の２つの可能な動作原理について簡単に説明する。まず、出力電流ｉ１の正のハーフサイクルが生成されると仮定する。第１の動作原理、これは、バイポーラスイッチングまたは２レベルスイッチングとして知られているが、この原理によれば、第１スイッチ４２１および第４スイッチ４２４が同期してスイッチオンオフされ、一方、第２スイッチ４２２および第３スイッチ４２３は永久にスイッチオフである。第１スイッチ４２１および第４スイッチ４２４のオン位相のとき、入力キャパシタンス４１にかかる入力電圧Ｖ３と、出力電圧ｖ２との間の電圧差に応じた出力電流ｉ１が、チョーク４４１、４４２に流れ、ここで、出力電圧ｖ２は、電力グリッド電圧ｖＮによって規定される。スイッチ４２１−４２４はそれぞれ、図４にも示されているダイオードのようなフリーホイール素子を有する。第２スイッチ４２２および第３スイッチ４２３のフリーホイール素子は、第１スイッチ４２１および第４スイッチ４２４がスイッチオフのとき、この電流をチョーク４４１、４４２に流れさせる。この方法では、出力電流ｉ１の振幅は、第１スイッチ４２１および第４スイッチ４２４の同期スイッチング動作のデューティサイクルにおいて調整されることができる。第１スイッチ４２１および第４スイッチ４２４のスイッチング周波数が出力電流の所望の周波数よりもはるかに大きいときは、ＡＣ出力電流ｉ１の振幅、周波数および位相は、第１スイッチ４２１および第４スイッチ４２４の同期スイッチング動作のデューティサイクルにおいて、基準信号ＳＲＥＦに応じて調整されることができる。負のハーフサイクルの間は、第２スイッチ４２２および第３スイッチ４２３が同期してスイッチオンオフされ、一方、第１スイッチ４２１および第４スイッチ４２４は永久にスイッチオフであり、その結果、これらの第１スイッチ４２１および第４スイッチ４２４の本体ダイオード（body diode）は導通している。あるいは、第１スイッチ４２１および第４スイッチ４２４は、それらの本体ダイオードがフォワードバイアスされているときは、（短い不感時間で）スイッチングされ、それによって、同期整流器として動作される。
第２の動作原理、これは、チョッピングスイッチングまたは３レベルスイッチングとして知られているが、この原理によれば、出力電圧ｖ２の正のハーフサイクル中、第１スイッチ４２１は永久にスイッチオンであり、第２スイッチ４２２および第３スイッチ４２３は永久にスイッチオフであり、第４スイッチ４２４はクロック方式でスイッチオンオフされる。第１スイッチ４２１および第４スイッチ４２４のオン位相のとき、入力キャパシタンス４１にかかる入力電圧Ｖ３と、出力電圧ｖ２との間の電圧差に応じた出力電流ｉ１がチョーク４４１、４４２に流れる。第４スイッチ４２４のオフ位相のとき、フリーホイール経路は、スイッチ４２３と、スイッチオンになった第１スイッチ４２１とのフリーホイール素子によって提供され、したがって、出力チョークのゼロボルト状態が可能になる。この方法では、出力電流ｉ１の振幅は、第４スイッチ４２１、４２４のスイッチング動作のデューティサイクルにおいて調整されることができる。負のハーフサイクルの間は、第１スイッチ４２１および第４スイッチ４２４は永久にスイッチオフであり、第２スイッチ４２２は永久にスイッチオンであり、第３スイッチ４２３はクロック方式でスイッチオンオフされる。
正のハーフサイクルのときの出力電流ｉ１の瞬間振幅を制御するために、駆動回路４５は、クロック方式でスイッチオンオフされる少なくとも１つのスイッチのデューティサイクルを変化させる。少なくとも１つのクロックスイッチのデューティサイクルと、その駆動信号のデューティサイクルとは、それぞれ、出力電流ｉ１の振幅を増加させるために増加し、出力電流ｉ１の振幅を減少させるために減少する。デューティサイクルは、基準信号ＳＲＥＦの瞬間振幅に依存する。
スイッチ４２１−４２４は、従来の電子スイッチとして実装してよい。スイッチを実装する第１実施形態を示す図７を参照して、スイッチは、ＭＯＳＦＥＴとして、特にｎタイプのＭＯＳＦＥＴとして実装してよい。図７Ａに示すｎタイプのＭＯＳＦＥＴのような、ＭＯＳＦＥＴは、図７Ａに同じく示される集積ダイオードを有する。このダイオードは、本体ダイオードとして知られ、フリーホイール素子として動作しうる。ドレイン端子とソース端子との間の経路であるドレイン−ソース経路は、ＭＯＳＦＥＴの負荷経路を形成し、ゲート端子は制御端子を形成する。
図７Ｂを参照して、スイッチ４２１−４２４は、ＩＧＢＴとして実装してもよく、ここでは、さらに、ダイオードが、ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子との間に接続されてもよい。このダイオードは、フリーホイール素子として動作する。ＩＧＢＴにおいては、負荷経路が、エミッタ端子とコレクタ端子との間を通り、ゲート端子は制御端子を形成する。
さらなる実施形態によれば、４つのスイッチのうちの２つ、第１のスイッチ４２１と第３のスイッチ４２３など、が、ＳＣＲ再リス他として実装され、一方、他の２つのスイッチはＭＯＳＦＥＴとして実装される。
図７Ｃに示すさらなる実施形態によれば、スイッチ４２１−４２４は、ＧａＮ−ＨＥＭＴ（窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ）として実装することができる。従来の（シリコンまたは炭化シリコン）ＭＯＳＦＥＴと異なり、ＧａＮ−ＨＥＭＴは、集積本体ダイオード（integrated body diode）を含まない。ＧａＮ−ＨＥＭＴでは、逆方向（従来のＭＯＳＦＥＴの本体ダイオードの順方向に対応して）の電流導通は、基板バイアスオン（substrate biased turn-on）によって得られる。スイッチをＧａＮ技術で実装するとき、１つの変換ユニットのうちの全てのスイッチを、共通の半導体基板上に実装することができる。
図８は、同期信号Ｓｖ１および出力電流信号Ｓｉ１に応じた基準信号ＳＲＥＦを生成するコントローラ５の実施形態を概略的に示している。図８は、コントローラ５の動作原理を示すブロック図である。なお、図８に示したブロック図は、コントローラ５の機能を図示したものであり、コントローラ５の実装形態を示すものではない。個々の機能ブロック（それらの詳細については後述する）は、コントローラを実装するのに適した従来の技術を用いて実装すればよい。具体的には、コントローラ５の機能ブロックは、アナログ回路として実装されてもよく、デジタル回路として実装されてもよく、コントローラ５の機能を実行する特定のソフトウェアを実行するマイクロコントローラなどのハードウェアおよびソフトウェアを用いて実装されてもよい。
図８に示すように、コントローラ５は、同期信号Ｓｖ１の周波数および位相を示す周波数位相信号Ｓωｔを生成するフェイズロックループ（ＰＬＬ）５１を備えている。具体的には、Ｓωｔは、コントローラ５の入力部で受けた（正弦波）同期信号の瞬間的な位相角を示している。以下の説明では、信号Ｓωｔを位相角信号とも称する。ＰＬＬ５１は同期信号Ｓｖ１を受ける。ＰＬＬ５１によって生成された周波数位相信号ＳωｔはＶＣＯなどの信号生成器に受けられ、この信号生成器は、同期信号Ｓｖ１と同位相の正弦波信号Ｓｉ１−ＲＥＦを生成し、変換ユニット２の出力電流ｉ１に関する基準信号を生成する。
図８に示すように、上記コントローラはさらに、出力電流信号Ｓｉ１を受け、出力電流基準信号Ｓｉ１−ＲＥＦから出力電流信号Ｓｉ１を減算することによりエラー信号を計算する。上記減算処理は、入力端子で出力電流基準信号Ｓｉ１−ＲＥＦおよび出力電流信号Ｓｉ１を受けて出力端子から上記エラー信号を提供する減算器によって行われる。上記エラー信号（正弦波信号とも呼ぶ）は、減算器５４の下流側に接続されたフィルタ５３でフィルタ処理される。基準信号ＳＲＥＦは、フィルタ５３の出力部で利用可能な、フィルタ処理された上記エラー信号である。上記フィルタは、例えば、比例（Ｐ）フィルタである。
なお、正弦波基準信号Ｓｉ１−ＲＥＦを生成する前にＰＬＬ５１の出力信号に位相信号Ｓφを加算してもよい。この場合、基準信号Ｓｉ１−ＲＥＦおよびそれゆえ出力電流ｉ１は、位相信号Ｓφによって規定される位相偏移を有する同期信号Ｓｖ１に対応する位相を有する。
図９は図６のＰＬＬ５１の実施形態を示している。このＰＬＬは、位相角信号Ｓωｔの正弦あるいは余弦を計算する計算ユニット５１１を有する位相検出器と、計算ユニット５１１からの出力信号および同期信号Ｓｖ１を受ける乗算器５１２とを備えている。エラー信号ＳＥＲＲＯＲは、乗算器５１２の出力部で利用可能である。エラー信号ＳＥＲＲＯＲは、例えば線形比例積分（ＰＩ）フィルタなどの線形フィルタ（ＬＦ）５１４によって受けられる。定常状態では、上記線形フィルタの出力信号Ｓωは同期信号Ｓｖ１の周波数を示している。積分回路（積分（Ｉ）特性を有するフィルタ）は上記線形フィルタからの出力信号を受け、上記線形フィルタ５１４の出力信号を積分し、周波数位相信号（位相角信号）Ｓωｔを提供し、この周波数位相信号（位相角信号）Ｓωｔに基づいてＶＣＯ（図８の符号５２参照）が基準信号Ｓｉ１−ＲＥＦを生成する。時間領域における線形フィルタの出力信号の積分は、周波数領域における１／ｓの乗算に対応する。
図１０は、コントローラ５の他の実施形態を示している。この実施形態では、第２のＰＬＬ５１´が、出力電流信号Ｓｉ１を受け、当該出力電流信号Ｓｉ１の周波数および位相を表すさらなる周波数位相信号を計算する。上記さらなる周波数位相信号は、減算器５４を用いて、エラー信号を提供するために、同期信号Ｓｖ１（およびオプションとして位相偏移Ｓφ）の周波数および位相を表す周波数位相信号Ｓωｔから減算される。上記エラー信号はフィルタ５３を用いてフィルタ処理され、さらに、信号生成器５２（例えばＶＣＯなど）が、エラー信号を受け、フィルタ処理された上記エラー信号によって規定される周波数および位相を有する正弦波基準信号を生成する。この実施形態では、フィルタ５３は、ＰフィルタあるいはＰＩフィルタとして実装することができる。
図１１は、変換ユニット２の他の実施形態を示している。この変換ユニットは、ＤＣ／ＡＣ変換器４およびコントローラ５に加えて、入力端子２１，２２とＤＣ／ＡＣ変換器４との間に接続されたＤＣ／ＤＣ変換器６を備えている。ＤＣ／ＡＣ変換器４は、図１１のＤＣ／ＡＣ変換器４が変換ユニット２の入力電圧Ｖ３の代わりにＤＣ／ＤＣ変換器６からＤＣ入力電圧Ｖ６を受ける点が相違している以外は、図６−図１０で説明した方法と同様の方法で実装することができる。端子６１，６２間に接続されたキャパシタ６０は、ＤＣ／ＤＣ変換器６の出力キャパシタ、ＤＣ／ＡＣ変換器４の入力キャパシタ、あるいはその両方として表される。キャパシタ６０はＤＣリンクキャパシタと呼ぶことができる。
ＤＣ／ＤＣ変換器６は、入力電圧Ｖ３または入力電流Ｉ３を、それぞれ、当該ＤＣ／ＤＣ変換器６が受ける基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３に応じた電圧値または電流値になるように調整するように構成されている。説明の目的のために、ＤＣ／ＤＣ変換器６は入力電圧Ｖ３を基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３に応じて調整すると仮定する。変換ユニット２の入力電圧Ｖ３の調整は、入力端子２１，２２に接続されたＤＣ電源３を最適な動作点で動作させることに寄与しうる。この点については後述する。
太陽電池、および複数の太陽電池を含むＰＶモジュールは、太陽光に晒されたときにＤＣ出力電圧およびＤＣ出力電流を提供する発電機のように動作する。ＰＶアレイによって受けられる所定の光エネルギーに対して、ＰＶアレイを動作させることができる出力電流の範囲およびそれに対応する出力電圧の範囲が存在する。しかしながら、ＰＶアレイによって提供される電力が最大値になるような出力電流およびそれに対応する出力電圧はそれぞれ１つしか存在しない。出力電力が最大であるとみなされる出力電流および出力電圧は、最大電力点（ＭＰＰ；maximum power point）を規定する。ＭＰＰは、上記アレイによって受けられる光エネルギーおよび温度に応じて変化する。
図１１に示したように、変換ユニット２は、ＤＣ源３が当該ＤＣ電源３のＭＰＰで動作するようにＤＣ／ＤＣ変換器６が入力電圧を調整するように、基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３を提供するように構成されている最大電力点トラッカー（ＭＰＰＴ；maximum power point tracker）７をさらに備えている。ＭＰＰＴ７は、ＤＣ源３（図９に破線で示す）によって提供される入力電流Ｉ３を示す入力電流信号ＳＩ３、および、ＤＣ源３によって提供される入力電圧Ｖ３を示す入力電圧信号ＳＶ３を受ける。ＭＰＰＴ７は、上記入力電流信号ＳＩ３および上記入力電圧信号ＳＶ３から、ＤＣ源３によって提供される瞬間入力電力を計算する。入力電圧信号ＳＶ３は、例えば電圧測定回路を用いるなどの従来の方法によって入力電圧Ｖ３から得ることができる。同様に、入力電流信号ＳＩ３は、電流測定回路を用いるなどの従来の方法によって入力電流Ｉ３から得ることができる。これらの電圧測定回路および電流測定回路は一般に公知であるので、図１１には図示していない。
ＭＰＰを見つけるためのＭＰＰＴ７の基本的な動作原理は、基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３を所定の信号範囲内で変化させ、種々の基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３によって規定される入力電圧Ｖ３のそれぞれに対してＤＣ源３によって提供される入力電力を決定する。ＭＰＰＴ７はさらに、最大入力電力が得られる入力電圧Ｖ３を検出し、最終的に、基準信号ＶＲＥＦ−Ｖ３を、最大入力電力が検出された値に設定するように構成されている。
ＰＶアレイ３が受ける太陽エネルギーは変化する場合があるので、ＭＰＰＴ７はさらに、ＤＣ源３がまだ最大電力点で動作しているかどうかを、定期的に、あるいは、最大電力点が変化したことが示されるときに、チェックするように構成されている。最大電力点が変化したことが示されるのは、例えば、基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３が変化することなく入力電流信号ＳＩ３によって示される入力電流Ｉ３が変化した場合である。ＤＣ源３がまだ最大電力点で動作しているかについてＭＰＰＴ７が定期的にまたはイベント発生時に行うチェックは、最初の最大電力点の検出についての上述した説明と同じアルゴリズムを含んでいてもよい。ＭＰＰＴ７にて実装されうる、最大電力点を検出するための従来のアルゴリズムは、例えば“ヒルクライミングアルゴリズム（hill climbing algorithm）”あるいは“山登りアルゴリズム（perturb-and-observe algorithm）”などを含んでいる。
ＤＣ／ＤＣ変換器６は、従来のＤＣ／ＤＣ変換器などで実装することができる。変換ユニット２内で用いることができるＤＣ／ＤＣ変換器６の第１の実施形態を図１２に示す。図１２に示したＤＣ／ＤＣ変換器６は、ブースト(boost)変換器として実装されている。このタイプ>の変換器は、チョークなどの誘導性蓄電素子６４と、ＤＣ／ＤＣ変換器６の入力端子間に配置されたスイッチ６５とを有する直列回路を備えており、ここで、ＤＣ／ＤＣ変換器６の入力端子は、変換ユニット２の入力端子２１、２２に対応する。また、ダイオードなどの整流素子６６が、誘導性蓄電素子６４とスイッチ６５との共通の回路ノードと、ＤＣ／ＤＣ変換器６の第１の出力端子６１との間に接続されている。ＤＣ／ＤＣ変換器６の第２の出力端子６２は、第２の入力端子２２に接続されている。ＤＣ／ＤＣ変換器の出力電圧Ｖ６は出力端子６１，６２間で利用可能である。図１２に示すように、ＤＣ／ＤＣ変換器６はさらに、入力端子２１，２２間に配置されたキャパシタ等の第１の容量性蓄電素子６３と、出力端子６１，６２間に配置されたキャパシタ等の第２の容量性蓄電素子６８とを備えている。第２の容量性蓄電素子６８は、ＤＣ／ＤＣ変換器６の出力部で利用可能なＤＣ電圧Ｖ６からＡＣ出力電流ｉ１を生成するときに必要になるエネルギー保存部として動作する。
スイッチ６５は、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの従来の電子スイッチとして実装することができる。また、整流素子６６は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの電子スイッチを用いた整流素子である同期整流器として実装することができる。また、他の実施形態として、スイッチ６５はＧａＮ−ＨＥＭＴとして実装してもよい。
ＤＣ／ＤＣ変換器６はさらに、スイッチ６５の駆動信号Ｓ６５を生成する制御回路（コントローラ）６７を備えている。この駆動信号Ｓ６５は、パルス幅変調（ＰＷＭ）駆動信号である。ＰＷＭコントローラ６７は、入力電圧Ｖ３が基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３で示されるような所望の入力電圧に対応するように、この駆動信号Ｓ６５のデューティサイクルを調整するように構成されている。そのために、制御回路６７は、基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３と、入力電圧Ｖ３を示す入力電圧信号ＳＶ３とを受ける。
ＰＷＭ制御回路６７の第１の実施形態を図１３に示す。図１１では、図８（コントローラ５の実施形態を示した図面）と同様、コントローラ６７の機能ブロックを図示している。これらの機能ブロックは、アナログ回路であってもよく、デジタル回路であってもよく、ハードウェアとソフトウェアとを用いて実装されるものであってもよい。図１３に示すように、制御回路６７は、入力電圧信号ＳＶ３および基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３からエラー信号ＳＥＲＲを計算する。エラー信号ＳＥＲＲは、基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３から入力電圧信号ＳＶ３を減算するか、あるいは入力電圧信号ＳＶ３から基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３を減算することにより計算される。エラー信号ＳＥＲＲは、入力電圧信号ＳＶ３および基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３を受ける減算素子６７１によって提供される。
エラー信号ＳＥＲＲは、エラー信号ＳＥＲＲからデューティサイクル信号ＳＤＣを生成するフィルタ６７２に受けられる。デューティサイクル信号ＳＤＣは、制御回路６７によって提供される駆動信号Ｓ６５のデューティサイクルを示す。フィルタ６７２としては、ＤＣ／ＤＣ変換器のＰＷＭコントローラにおいてエラー信号ＳＥＲＲからデューティサイクル信号ＳＤＣを生成するための従来のフィルタ（例えばＰフィルタやＰＩフィルタやＰＩＤフィルタなど）を用いることができる。
ＰＷＭ６７３は、デューティサイクル信号ＳＤＣおよびクロック信号ＣＬＫを受け、クロック信号ＣＬＫによって規定されるスイッチング周波数およびデューティサイクル信号ＳＤＣによって規定されるデューティサイクルを有するＰＷＭ信号としての駆動信号Ｓ６５を生成する。このドライバ６７３は、クロック信号およびデューティサイクル情報に基づいてＰＷＭ駆動信号を生成するように構成されている従来のＰＷＭドライバであってもよい。このようなドライバは、一般によく知られているので、この点についての更なる情報は不要である。
図１２のコントローラ６７の基本的な制御原理について簡単に説明する。入力電圧Ｖ３が基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３によって示される所定の値に調整されている状態であって、基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３が変化したために入力電圧Ｖ３を再調整する必要がある場合を仮定する。説明のために、入力電圧Ｖ３が基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３によって規定されたように増加する場合を仮定する。この場合、制御回路６７は、駆動信号Ｓ６５のデューティサイクルを低下させる。駆動信号Ｓ６５のデューティサイクルを低下させることにより、（平均）入力電流Ｉ３は減少し、ＤＣ源３によって提供される所定の電力で入力電流Ｉ３が減少することにより入力電圧Ｖ３が増大する。同様に、入力電圧Ｖ３が減少するとデューティサイクルは増加する。デューティサイクルが増加すると入力電流Ｉ３が増加する。
図１２に示したブースト変換器は、ＤＣ源３を最大電力点で動作させるためにＤＣ源３に負荷を提供するだけではない。このブースト変換器は、ＤＣ／ＡＣ変換器４（図１１参照）によって受けられる、入力電圧Ｖ３よりも高い出力電圧Ｖ６を生成する。また、上記ブースト変換器は、出力電圧Ｖ６が、上記ＤＣ／ＡＣ変換器の出力電圧Ｖ２のピーク電圧よりも高くなり、かつ上記ＤＣ／ＡＣ変換器に実装されたスイッチ（図６の４２１−４２４参照）の電圧遮断能力よりも低くなるように実装されている。
図１４に示すように、ＤＣ／ＤＣ変換器６はバック(buck)変換器として実装されてもよい。このバック変換器は、第１の入力端子２１と第１の出力端子６１との間に配置された、チョークなどの誘導性蓄電素子６４とスイッチ６５との直列回路を含んでいる。ダイオードなどのフリーホイール素子６６が、第２の出力端子６２と、誘導性蓄電素子６４とスイッチ６５との共通の回路ノードとの間に接続されている。キャパシタ等の容量性蓄電素子６３が、入力端子２１，２２間に接続されている。
図１２のブースト変換器と同様、図１４のバック変換器におけるスイッチ６５は、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの従来の電子スイッチとして実装されてもよく、ＧａＮ−ＨＥＭＴとして>実装されてもよい。また、フリーホイール素子６６としては、同期整流器として実装することができる。
図１２のブースト変換器と同様、図１４のバック変換器におけるスイッチ６５は、制御回路６７によって提供されるＰＷＭ駆動信号Ｓ６５によって駆動される。制御回路６７は、図１３の例と同様に実装することができる。図１４のバック変換器における制御回路６７の動作原理は図１２のブースト変換器の場合と同様であり、すなわち、入力電圧Ｖ３が減少すると、駆動信号Ｓ６５のデューティサイクルが増加し、また、入力電圧Ｖ３が増加すると、デューティサイクルが減少する。
なお、ブースト変換器（図１２参照）あるいはバック変換器（図１４参照）としてのＤＣ／ＤＣ変換器６の実装は例示にすぎない。ＤＣ／ＤＣ変換器６は、バックブースト変換器、ブーストバック変換器、フライバック変換器（flyback converter）などとして実装することもできる。ＤＣ源３の最大電力点を追跡してＤＣ／ＡＣ変換器４に入力電圧Ｖ６を提供するためのＤＣ／ＤＣ変換器として、ブースト変換器またはバック変換器のどちらを用いるかは、変換ユニット２の出力電圧ｖ２の合計が外部ＡＣ電圧ｖ１に対応するようにするために直列接続されるべき変換ユニット２の個数に影響を及ぼす。この点については後に示す実施形態で説明する。
２４０ＶＲＭＳを有する外部ＡＣ電圧ｖ１が存在することが要求される場合を仮定する。この電圧ｖ１のピーク電圧（最大振幅）は３３８Ｖ（２４０Ｖ×√２）である（ここで、√は平方根である）。また、ＤＣ源３は、太陽光に晒されたときに２４Ｖないし２８Ｖの出力電圧を提供するＰＶアレイであると仮定する。ＤＣ／ＡＣ変換器４は、出力電圧ｖ２（図４参照）のピーク値が、受けたＤＣ入力電圧Ｖ３またはＶ６よりもそれぞれ小さいバック特性を有している。したがって、変換ユニット２内でバック変換器をＤＣ／ＤＣ変換器６として用いる場合、あるいはＤＣ／Ｃ変換器を用いない場合、ＰＶパネルが接続される変換ユニット２を少なくとも１５個直列に接続する必要がある。これは、各ＰＶアレイがＶ３＝２４Ｖの最小電圧を生成し、外部ＡＣ電圧ｖ１のピーク電圧が３３８Ｖであるという仮定に基づいている。上記の１５という数は、単純に３３８Ｖを２４Ｖで除算（３３８Ｖ／２４Ｖ＝１４．０８）し、除算結果を次に高い整数に丸めることによって得られる。
しかしながら、例えば入力電圧Ｖ３（２４Ｖないし２８Ｖ）から出力電圧Ｖ６＝６０Ｖを生成するＤＣ／ＤＣ変換器６としてブースト変換器を用いる場合は、直列に接続すべき変換ユニット２の個数を約６個に減らすことができる。
図１１に示すＤＣ／ＡＣ変換器では、ＤＣ／ＤＣ変換器の出力電圧Ｖ６は、入力端子２１，２２でＤＣ源３から受ける入力電力および出力電力ｉ１（より正確には出力電流ｉ１の平均値）に応じて変化する。図１５に示す他の実施形態では、制御回路５はさらに、ＤＣ／ＡＣ変換器４の入力電圧およびＤＣ／ＤＣ変換器６の出力電圧をそれぞれ制御するように構成されている。そのために、制御回路５は、入力電圧Ｖ６を示す入力電圧信号ＳＶ６を受ける。制御回路５は、クロック方式で駆動されるＤＣ／ＡＣ変換器４におけるスイッチのデューティサイクルを変化させることにより入力電圧Ｖ６を調整するように構成されている。上記入力電圧は、一般に、デューティサイクルを減少させることにより増加させることができ、一般に、デューティサイクルを増加させることにより減少させることができる。そのために、制御回路５は、更なる制御ループを備えており、ここで、この制御ループは、出力電流ｉ１が基準信号ＳＲＥＦに追従するようにする制御ループよりも遅い。この制御ループは、例えば、１Ｈｚないし１０Ｈｚの周波数でデューティサイクルを変化させるように構成される。
図１５の制御回路５は、図８に示した制御回路に基づいており、さらにまた、入力電圧信号ＳＶ６に応じて出力電流基準信号Ｓｉ１−ＲＥＦの振幅を調整するために備えられたさらなる制御ループを含んでいる。図１５の制御回路を、図８に示した制御ループではなく、図１０に示した制御回路に基づいて実装してもよい。図１５に示すように、上記制御ループは、さらなる減算素子５６、フィルタ５５、および乗算器５７を備えている。減算素子５６は、入力電圧信号ＳＶ６と、入力電圧Ｖ６の設定値を示す基準信号ＳＶ６−ＲＥＦとを受ける。そして、減算素子５６は、入力電圧信号ＳＶ６と基準信号ＳＶ６−ＲＥＦとの差に基づいてさらなるエラー信号を生成する。フィルタ５５は、上記さらなるエラー信号を受け、上記さらなるエラー信号から基準信号ＳＲＥＦの振幅を示す振幅信号ＳＡＭＰＬを生成する。上記フィルタは、Ｐ特性を有していてもよく、Ｉ特性を有していてもよく、ＰＩ特性を有していてもよく、ＰＩＤ特性を有していてもよい。上記振幅信号ＳＡＭＰＬ、およびＶＣＯ５２の出力信号は、出力電流基準信号Ｓｉ１−ＲＥＦを提供する乗算器５７によって受けられる。出力電流基準信号Ｓｉ１−ＲＥＦは、入力電圧Ｖ６に応じた、ＤＣ／ＡＣ変換器（図１１の符号４）の入力電圧Ｖ６を制御するための振幅と、出力電流ｉ１の周波数および位相とを有する。基準信号ＳＲＥＦの周波数および位相は、少なくとも１つの同期信号Ｓｖ１および上記出力信号Ｓｉ１に応じており、また、出力電流と出力電圧との間に所定の位相差が存在するように出力電流ｉ１の周波数および位相を調整するために用いられる。
入力電圧基準信号ＳＶ６−ＲＥＦは、ＤＣ／ＡＣ変換器内で用いられるスイッチの電圧遮断能力よりも入力電圧Ｖ６が十分に低くなるように選択される、固定値であってもよい。しかしながら、入力電圧基準信号ＳＶ６−ＲＥＦを、出力電流に応じて（具体的には出力電流ｉ１のｒｍｓ値に応じて）、変化させてもよい。一実施形態では、出力電流ｉ１が増加すると入力電圧基準信号ＳＶ６−ＲＥＦが減少し、出力電流が減少すると入力電圧基準信号ＳＶ６−ＲＥＦが増加する。また、一実施形態では、入力電圧基準信号ＳＶ６−ＲＥＦは、出力電流ｉ１が所定の閾値より低い場合には第１の信号値を取り、出力電流ｉ１が所定の閾値より高い場合にはより低い第２の信号値を取る。
図１５に示す制御回路は、また、ＤＣ／ＤＣ変換器が省略されている図６に示した変換器に実装されてもよい。この場合、制御すべき入力電圧はＰＶモジュールの出力電圧Ｖ３であり、図１５における電圧信号ＳＶ６は、ＤＣ源３の出力電圧を示す電圧信号ＳＶ３に置き換えられ、入力信号基準信号ＳＶ６−ＲＥＦは、ＤＣ源３の所望の出力電圧を規定する基準信号ＳＶ３−ＲＥＦに置き換えられる。この場合、入力電圧基準信号ＳＶ３−ＲＥＦは、ＤＣ源（ＰＶモジュール）３をそのＭＰＰで動作するためにＭＰＰＴによって提供されてもよい。
図１６は、図１１のＤＣ／ＡＣ変換ユニット２に実装することができるＤＣ／ＤＣ変換器６のさらなる実施形態を示している。図１６のＤＣ／ＤＣ変換器は、２つの変換器段６０１，６０２を有するブースト変換器として実装されている。２つの変換器段６０１，６０２は、入力端子２１，２２と出力端子６１，６２との間に並列に接続されている。各変換ユニット６０１，６０２は、図１２のブースト変換器と同様に実装されており、ＤＣ／ＤＣ変換器６の入力端子間に配置された、チョーク等の誘導性蓄電素子６４１，６４２とスイッチ６５１，６５２とを有する直列回路を備えており、ＤＣ／ＤＣ変換器６の入力端子は変換ユニット２の入力端子２１，２２に対応している。さらに、各変換器段は、誘導性蓄電素子６４１、誘導性蓄電素子６４２とスイッチ６５１、６５２との共通の回路ノードと、ＤＣ／ＤＣ変換器６の第１の出力端子６１との間に接続された、ダイオード等の整流素子６６１，６６２を備えている。ＤＣ／ＤＣ変換器６の第２の出力端子６２は、第２の入力端子２２に接続されている。
２つの変換器段６０１，６０２は、入力端子２１，２２間の第１の容量性蓄電素子６３を共有し、また、出力端子６１，６２間の第２の容量性蓄電素子６８を共有している。ＤＣ／ＤＣ変換器６の出力電圧Ｖ６は、第２の容量性蓄電素子６８の両端で利用可能である。
図１６に示すように、ＤＣ／ＤＣ変換器６の制御回路（コントローラ）６７は、２つのＰＷＭ駆動信号Ｓ６５１、Ｓ６５２、すなわち、第１の変換器段６０１のスイッチ６５１に対する第１の駆動信号Ｓ６５１と、第２の変換器段６０２のスイッチ６５２に対する第２の駆動信号Ｓ６５２とを生成する。一実施形態では、第１および第２のブースト変換器段６０１，６０２はインターリーブ動作、すなわち第１のスイッチ６５１の切り換えサイクルと第２のスイッチ６５２の切り換えサイクルとの間に時間的オフセットが存在するように動作される。２つの変換器段６０１，６０２を設け、それら変換器段６０１，６０２をインターリーブモードで動作することにより、ＤＣ／ＤＣ変換器６の入力電圧Ｖ３および出力電圧Ｖ６の電圧リップルを低減することができる。もちろん、３つ以上のブースト変換器段６０１，６０２を並列に接続してもよい。
図１６に示したように、各ブースト変換器段６０１，６０２は、出力電流Ｉ６１、Ｉ６２を提供する。これらの出力電流Ｉ６１、Ｉ６２は、合計されてＤＣ／ＤＣ変換器の総出力電流Ｉ６を形成する。図１７は、各変換器段６０１，６０２に対してＰＷＭ駆動信号Ｓ６５１，Ｓ６５２を生成するように構成されるとともに、変換器段６０１，６０２の出力電流Ｉ６１，Ｉ６２が釣り合うようにＰＷＭ駆動信号Ｓ６５１，Ｓ６５２を生成するように構成されている、コントローラ６７の第１の実施形態を示している。
図１７に示すように、制御回路６７は、図１３の制御回路６７に加えて、入力電圧信号ＳＶ３および入力電圧基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３を受ける減算素子６７１と、デューティサイクル信号ＳＤＣを生成するフィルタ６７２とを備えている。図１７のコントローラ６７は、さらに、フィルタ６７２によって提供されるデューティサイクル信号ＳＤＣに応じた第１のデューティサイクル信号ＳＤＣ１とクロック信号ＣＬＫ１とを受ける第１のＰＷＭドライバ６７３１と、フィルタ６７２によって提供されるデューティサイクル信号ＳＤＣに応じた第２のデューティサイクル信号ＳＤＣ２とクロック信号ＣＬＫ２とを受ける第２のＰＷＭドライバ６７３２とを備えている。一実施形態として、第１のクロック信号ＣＬＫ１および第２のクロック信号ＣＬＫ２は周波数が同じであってもよい。しかしながら、第１のクロック信号ＣＬＫ１および第２のクロック信号ＣＬＫ２との間に位相差があるので、第１のＰＷＭドライバ６７３１によって供給される第１のＰＷＭ駆動信号Ｓ６５１と第２のＰＷＭドライバ６７３２によって供給される第２のＰＷＭ駆動信号Ｓ６５２との間に位相差が生じる。
第１の変換器段６０１および第２の変換器段６０２が完全に一致し、出力電流Ｉ６１，Ｉ６２の不平衡のリスクが全くないならば、デューティサイクル信号ＳＤＣを第１のデューティサイクル信号ＳＤＣ１および第２のデューティサイクル信号ＳＤＣ２として用いることができる。しかしながら、変換器段６０１，６０２には不可避な素子ミスマッチが存在するので、第１の駆動信号Ｓ６５１および第２の駆動信号Ｓ６５２を正確に同じデューティサイクルで生成すると、出力電流Ｉ６１，Ｉ６２に不平衡が生じ得る。
第１の出力電流Ｉ６１および第２の出力電流Ｉ６２の不平衡を補償するために、図１７のコントローラ６７は、電流平衡化ループあるいは電力平衡化ループと呼ばれるさらなる制御ループを備えている。この制御ループは、第１の変換器段６０１の第１の出力電流Ｉ６１を示す第１の出力電流信号ＳＩ６１と、第２の変換器段６０２の出力信号Ｉ６２を示す第２の出力電流信号ＳＩ６２とを受ける。これら各出力電流信号ＳＩ６１，ＳＩ６２は、従来の電流測定ユニットを用いて生成することができる。上記の出力電流信号ＳＩ６１，ＳＩ６２は、さらなるエラー信号ＳＥＲＲ２を生成する減算ユニット６７５によって受けられる。上記さらなるエラー信号ＳＥＲＲ２は、第１の出力電流Ｉ６１と第２の出力電流Ｉ６２との差を示す。さらなるエラー信号ＳＥＲＲ２は、フィルタ処理されたエラー信号を生成するフィルタ６７６によって受けられる。フィルタ６７６は、Ｐ特性を有していてもよく、Ｉ特性を有していてもよく、ＰＩ特性を有していてもよい。
さらなる減算ユニット６７４１は、デューティサイクル信号ＳＤＣから、フィルタ処理された上記エラー信号を減算して、第１のデューティサイクル信号ＳＤＣ１を生成し、加算器６７４２は、フィルタ処理された上記エラー信号をデューティサイクル信号ＳＤＣに加算して、第２のデューティサイクル信号ＳＤＣ２を生成する。
図１７のコントローラ６７の動作原理は以下の通りである。第１の出力電流Ｉ６１および第２の出力電流Ｉ６２が同一である場合、エラー信号ＳＥＲＲ２はゼロである。この場合、第１のデューティサイクル信号ＳＤＣ１と第２のデューティサイクル信号ＳＤＣ２とは一致する。例えば、第１の出力電流Ｉ６１が第２の出力電流Ｉ６２よりも大きい場合、上記さらなるエラー信号ＳＥＲＲ２およびフィルタ処理されたエラー信号は正の値になる。この場合、デューティサイクル信号ＳＤＣ１（デューティサイクル信号ＳＤＣから上記フィルタ処理されたエラー信号を減算することによって得られる）は、第２のデューティサイクル信号ＳＤＣ２（デューティサイクル信号ＳＤＣに上記フィルタ処理されたエラー信号を加算することによって得られる）よりも小さくなる。したがって、第１の駆動信号Ｓ６５１のデューティサイクルは第２の駆動信号Ｓ６５２のデューティサイクルよりも小さくなり、第１の出力電流Ｉ６１を減少させ、第２の出力電流Ｉ６２を増加させ、出力電流信号Ｉ６１，Ｉ６２を平衡化させる。
図１８は、出力電流Ｉ６１，Ｉ６２を平衡化させるように構成された制御回路６７の他の実施形態を示している。図１８の制御回路６７は、図１７の制御回路６７に基づいている。図１８の制御回路６７において、第１のデューティサイクル信号ＳＤＣ１を生成する減算ユニット６７４１は、デューティサイクル信号ＳＤＣは受けず、デューティサイクル信号ＳＤＣと第１の出力電流信号ＳＩ６１との差分をフィルタ処理したものを受ける。減算ユニット６７７１は上記差分を計算し、フィルタ６７８１は、当該差分をフィルタ処理する。上記フィルタは、Ｐ特性を有していてもよく、Ｉ特性を有していてもよく、ＰＩ特性を有していてもよい。同様に、第２のデューティサイクル信号ＳＤＣ２を提供する加算器６７４２は、デューティサイクル信号ＳＤＣは受けず、デューティサイクル信号ＳＤＣと第２の出力電流信号ＳＩ６２との差分をフィルタ処理したものを受ける。減算ユニット６７７２は、デューティサイクル信号ＳＤＣと第２の出力電流信号ＳＩ６２との差分を計算し、フィルタ６７８２は、当該差分をフィルタ処理する。フィルタ６７８１の出力信号およびフィルタ６７８２の出力信号は、それぞれ、減算ユニット６７４１および加算器６７４２によって受けられる。
図１７に示した例では入力電圧Ｖ３を調節するために単一の制御ループを用いているが、図１８の例では二重の制御ループ構造を用いている。
図１９は、ＤＣ／ＡＣ変換器４を有する変換ユニット２のさらなる実施形態を示している。変換ユニット２は、入力端子２１，２２とＤＣ／ＡＣ変換器との間に接続されたＤＣ／ＤＣ変換器６（図９参照）をさらに備えていてもよい。ただし、このようなＤＣ／ＤＣ変換器は図１３には図示していない。変換ユニット２がＤＣ／ＤＣ変換器を含むか否かに応じて、ＤＣ／ＡＣ変換器４は、入力電圧として、変換ユニット２の入力電圧Ｖ３あるいはＤＣ／ＤＣ変換器４（図１９では図示せず）の出力電圧を受ける。説明の目的のためだけに、ＤＣ／ＡＣ変換器４が入力電圧Ｖ３を受けると仮定する。
図１９のＤＣ／ＡＣ変換器は、入力電圧Ｖ３を入力電圧として受けるバック変換器８０を含んでいる。バック変換器８０は、ＤＣ／ＡＣ変換器４の出力電流ｉ１を整流した出力電流ｉ８０を生成するように構成されている。例えば、要求される出力電流ｉ１の波形が正弦波であると仮定する。この場合、変換器８０によって提供される出力電流ｉ８０は、それぞれ、整流された正弦曲線波形あるいは正弦曲線の絶対値の波形を有している。図２０は、正弦波の出力電流ｉ１およびそれに対応する変換器８０の出力電流ｉ８０のタイミングチャートを概略的に示している。
ＤＣ／ＡＣ変換器４の出力電流ｉ１は、２つのハーフブリッジを有するブリッジ回路８５を用いて、バック変換器８０の出力電流ｉ８０から生成され、これらのハーフブリッジのそれぞれは、バック変換器８０の出力端子８１，８２間に接続されている。ブリッジ回路８５は、展開ブリッジと呼ぶことができる。第１のハーフブリッジは、出力端子８１，８２間に直列接続された第１のスイッチ８５１および第２のスイッチ８５２を含んでおり、第２のハーフブリッジは、出力端子８１，８２間に直列接続された第３のスイッチ８５３および第４のスイッチ８５４を含んでいる。第１のスイッチ８５１および第２のスイッチ８５２の共通の回路ノードである第１のハーフブリッジの出力端子は、第１の出力端子２３に接続されている。第３のスイッチ８５３および第４のスイッチ８５４の共通の回路ノードである第２のハーフブリッジの出力端子は、変換ユニット２の第２の出力端子２４に接続されている。オプションとして、チョーク等の２つのインダクタンスを備えたＥＭＩフィルタ８８が、ハーフブリッジの出力端子と変換ユニット２の出力端子２３，２４との間に接続される。ＥＭＩフィルタ８８の一部として、出力端子間に接続される変換ユニット２の出力静電容量Ｃを設けてもよい。
図１９を参照して、バック変換器８０の出力電流ｉ８０は、出力電流ｉ１の２倍の周波数を有している。ブリッジ回路８５のスイッチ８５１−８５４の切り換え周波数は、出力電流ｉ１の周波数に一致する。出力電流ｉ１の正のハーフサイクル中は、第１のスイッチ８５１および第４のスイッチ８５４がスイッチオンされ、出力電圧ｖ２の負のハーフサイクル中は、第２のスイッチ８５２および第３のスイッチ８５３がスイッチオンされる。ブリッジ回路８５のスイッチは、駆動回路８８によって生成される駆動信号Ｓ８５１−Ｓ８５４によって駆動される。図２０には、これらの駆動信号Ｓ８５１−Ｓ８５４のタイミングチャートも示している。図２０において、これらのタイミングチャートのハイ信号レベルは、対応する駆動信号Ｓ８５１−Ｓ８５４のオンレベルを表す。駆動信号のオンレベルとは、対応するスイッチがスイッチオンされる信号レベルである。例えば、駆動信号Ｓ８５１−Ｓ８５４は、バック変換器８０の出力電圧ｖ８０に応じて生成され、一実施形態では、駆動回路８８は、出力電圧ｖ８０が０にまで低下する毎にスイッチの切り換え状態を変化させる。スイッチの切り換え状態を変化させるとは、第１のスイッチ８５１および第４のスイッチ８５４をオンにして他の２つのスイッチをオフにするか、または、第２のスイッチ８５２および第３のスイッチ８５３をオンにして他の２つのスイッチをオフにするか、のいずれか一方を意味している。
バック変換器８は従来のバック変換器の構成であってもよく、誘導性蓄電素子８４に直列に接続されたスイッチ８３を備えていてもよく、直列回路は、変換ユニット２の第１の入力端子２１またはＤＣ／ＤＣ変換器（図示せず）の第１の出力端子６１と、バック変換器８０の第１の出力端子８１との間にそれぞれ接続される。バック変換器の第２の出力端子８２（第２の入力端子２２に対応）と、スイッチ８３と誘導性蓄電素子８４との共通の回路ノードとの間に、整流素子８６が接続されている。スイッチ８３は、例えば、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの従来の電子スイッチとして実装してもよく、ＧａＮ−ＨＥＭＴとして実装してもよい。整流素子８６は、ダイオードあるいは同期整流器として実装することができる。また、バック変換器８０の入力端子間にはキャパシタ等の容量性蓄電素子８５が接続されており、出力端子８１，８２間には、オプションの平滑化キャパシタ８９が接続される。
バック変換器８０のスイッチ８３は、制御回路あるいはコントローラ８７によって生成されるＰＷＭ駆動信号Ｓ８３によって駆動される。バック変換器８０のコントローラ８７は、変換ユニット２のコントローラ５から基準信号ＳＲＥＦを受ける。バック変換器８０のコントローラ８７は、基準信号ＳＲＥＦに対応して出力電流ｉ８０を生成するように構成されている。図１９に示すこの基準信号ＳＲＥＦは、図１１の基準信号ＳＲＥＦとは異なり、出力電流ｉ１の波形は有さず、整流された出力電流ｉ１の波形を有している。この基準信号ＳＲＥＦはまた、同期信号Ｓｖ１および出力電流信号Ｓｉ１から生成される。
図１９に示した基準信号ＳＲＥＦを生成するためのコントローラ５は、図８および図１５に示したコントローラに対応しているが、発振器５３の出力部で提供される発振信号が整流される点が異なっている。図２１は、図１９に対応するコントローラ５の実施形態を示している。このコントローラ５は、図８のコントローラに対応しているが、フィルタ５３の出力信号が、発振器５３の発振出力信号を整流する整流器５８に受けられる点が異なっている。これは、数学的には、発振器５３の発振出力信号の絶対値を生成することと等価である。基準信号ＳＲＥＦは、整流器５８の両端で利用可能である。
図２２は、図１９のＤＣ／ＡＣ変換器４に実装することができるコントローラ５の他の実施形態を示している。図２２のコントローラ５は、図１５のコントローラ５に基づいているが、振幅信号ＳＡＭＰＬが、ＤＣ源３によって提供される入力電圧Ｖ３を表す入力電圧信号ＳＶ３、および、入力電圧基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３から生成される点が異なっている。入力電圧基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３を、ＭＴＴＰ（例えば図１１を参照して説明したＭＴＴＰ７など）によって生成するようにしてもよい。
もちろん、図１５、図２１、および図２２に示した制御ループを、図８ではなく図１５の制御ループ構造に基づいて変更してもよい。
図１９を参照して、バック変換器８０のコントローラ８７は、バック変換器のＰＷＭ駆動信号を提供するための従来のコントローラと同様に実装することができる。コントローラ８６は、基準信号ＳＲＥＦおよび出力電流信号Ｓｉ８０を受けり、出力電流信号Ｓｉ８０は、バック変換器８０の出力電流ｉ８０を表す。コントローラ８６は、バック変換器８０の出力電流ｉ８０が基準信号ＳＲＥＦに一致するように、駆動信号Ｓ８３のデューティサイクルを変化させるように構成されている。コントローラ８６の機能は、図１３に示したコントローラ６７の機能と同様である。図１９に示した実施形態では、上記コントローラは、基準信号ＳＲＥＦを生成するために、出力電流ｉ１を示す出力電流信号Ｓｉ１と、同期信号Ｓｖ１とを受ける。ただし、これは一例にすぎない。バック変換器８０の出力電圧ｖ８０および出力電流ｉ８０を表す信号に基づいて基準信号ＳＲＥＦを生成することもできる。この場合、基準信号は、バック変換器８０の出力電流ｉ８０および出力電圧ｖ８０が所定の位相差を持つように生成される。
図１９に示したＤＣ／ＡＣ変換器を有する電力変換回路１の動作原理について、図１および図１９を参照しながら説明する。なお、この説明は、電力グリッド１００の電圧が正弦電圧であり、また、正弦波波形の出力電流ｉ１が要求されている、という仮定に基づいて行う。また、個々のＤＣ／ＡＣ変換器の入力電力はゼロであり、動作中には個々の変換ユニットの入力端子１１，１２およびブリッジ回路８５に電力グリッド電圧ｖＮが印加されると仮定する。この場合、バック変換器の平滑化キャパシタ８９は出力端子１１，１２間に直列に接続される。個々のキャパシタ８９が同じサイズである場合、それぞれのキャパシタ８９の両端に印加される電圧は電力グリッド電圧ｖＮの１／ｎ倍である。
ＤＣ／ＡＣ変換器が、自身に接続されたＰＶモジュール３から入力電力を受けると仮定する。上記ＤＣ／ＡＣ変換器は、その共通の出力電流ｉ１を外部電圧ｖ１（電力グリッド電圧）の位相に調整する。特に、出力電流ｉ１の振幅は、入力電圧Ｖ３を介して制御され、ここで、電圧Ｖ３が増加すると上記電流が増加し、電圧Ｖ３が減少すると上記電流が減少する。
あるＤＣ／ＡＣ変換器によって提供される出力電流ｉ１が減少すると、出力電流ｉ１と共通電流ｉ１ＯＵＴとの差に対応する電流が、出力キャパシタＣによって提供され、これにより、出力キャパシタＣの電圧ｖ２が、ＤＣ／ＡＣ変換器に提供する入力電力がその出力電力に一致するまで減少する。あるＤＣ／ＡＣ変換器４あるいはある変換ユニット２の出力キャパシタ８９にかかる電圧ｖ２の減少は、他の変換ユニットの出力キャパシタにかかる電圧の増加を生じさせる。このプロセスは、変換ユニット２が、より低い出力電流ｉ１における安定動作点に落ち着くまで行われる。他の変換ユニット２を最初に同じデューティサイクルで動作させ続けると、その出力キャパシタにかかる電圧が増加し、それにより、出力電力が入力電力と等しい状態を維持するために出力電流ｉ１の減少（およびそれによる共通出力電流の減少）が生じる。ＤＣ／ＡＣ変換器によって提供される出力電流ｉ１が共通電流ｉ１ＯＵＴよりも大きい値に増加した場合、対応する出力キャパシタＣが充電されて、当該１つの変換器の出力キャパシタＣにかかる電圧が増加し、他の変換器の出力キャパシタにかかる電圧が減少する。
上述した説明から明らかなように、個々の変換ユニット２の制御ループのほかには、当該個々の変換ユニット２の出力電圧を制御するための追加の制御ループを必要としない。変換ユニット２を有する電力変換回路１は、「自主組織性」を有する("self organizing")。図１を参照し、例えば、安定状態において、対応するＰＶアレイが影に入るなどにより、第１のＤＣ源３１によって第１の変換ユニット２１に提供される入力電力が低下すると仮定する。その後、対応する変換ユニット２の出力電圧ｖ２１が低下し、一方、式（１）によって規定される条件を満たすようにするために、他の変換ユニット２２，２ｎの出力電圧が増加する。さらに、共通出力電流ｉ１ＯＵＴが減少する。移行プロセスは以下の通りである。第１の変換ユニット２１が受ける入力電力が低下した場合、共通出力電流ｉ１ＯＵＴは初めのうちは変化しないままであるが、一方、第１の変換ユニット２１の出力電流ｉ１１は減少する。出力電流ｉ１１が減少する一方で共通出力電流ｉ１ＯＵＴが変化しないので、第１の変換ユニット２１の出力キャパシタＣ１が放電し、出力電圧ｖ２１が減少する。しかしながら、第１の変換ユニットの出力電圧が減少すると、他の変換器の出力電圧が増加し、この出力電圧増加によって今度は、当該他の出力電力が当該他の入力電力と等しい状態を維持するために、当該他の出力電流が減少する。この移行プロセスは、「新たな」共通出力電流ｉＯＵＴが、個々の出力電流ｉ１が対応するような値に落ち着いたときに終了する。これが、上述した個々の変換ユニット２に備えられる制御ループ以外に追加の制御ループを必要としない、自主組織性および自主安定性を有するプロセスである。
図２３は、電力変換回路の他の実施形態を示している。この電力変換回路では、直列に接続された複数の変換ユニット２Ｉ１−２Ｉｎおよび変換ユニット２ＩＩ１−２ＩＩｎを有する１つのグループをそれぞれ含んでいる、２つの直列回路１Ｉ，１ＩＩが、出力端子１１、１２間に並列に接続されている。各直列回路１Ｉ，１ＩＩは、上述した変換ユニット２１−２ｎの直列回路と同様に実装されることができる。２つのグループ（２つの直列回路）の変換ユニットは、上述した実施形態のうちの１つに従って実装されることができる同じ同期回路１０に結合される。もちろん、それぞれが複数の変換ユニットを有する直列回路を３つ以上並列に接続してもよい。
上述したように、同期回路１０は、外部ＡＣ電圧ｖ１を測定して以下のような少なくとも１つの同期信号Ｓｖ１を生成する電圧測定回路として実装することができる：すなわち、少なくとも１つの上記同期信号Ｓｖ１は、外部ＡＣ電圧ｖ１を示す連続信号であり、それゆえ外部ＡＣ電圧ｖ１と同じ周波数および位相を有する。図２４は、同期回路１０の他の実施形態を示している。
図２４に示す実施形態では、同期回路１０は、出力端子１１，１２間で利用可能な外部ＡＣ電圧ｖ１を受け、外部ＡＣ電圧ｖ１の周波数および位相に応じた周波数および位相を有する連続信号としての同期信号Ｓｖ１を生成する。ある実施形態では、同期回路１０は、同期信号Ｓｖ１と外部ＡＣ電圧ｖ１との間の所望の位相偏移を規定した位相偏移信号ＳＰＳを受ける。図２４に示す実施形態では、同期回路１０は、出力電圧ｖ１´を提供する位相偏移回路１１０を備えている。位相偏移回路１１０の出力電圧ｖ１´は、外部ＡＣ電圧ｖ１に対して、位相偏移信号ＳＰＳによって規定された位相偏移を有している。伝達回路１２０は、位相偏移回路１１０の出力電圧ｖ１´を受け、個々の変換ユニット２（図２４では図示せず）に伝達する少なくとも１つの同期信号Ｓｖ１を生成する。
図２５に示すように、伝達回路１２０は、直列に接続された複数の分圧素子１２０１，１２０２，１２０ｎを有する分圧器として実装されてもよい。伝達回路１２０の分圧器は、図３に示した分圧器と同様である。分圧器１２０の分圧素子１２０１−１２０ｎは、図４Ａから図４Ｃおよび図５を参照して説明した分圧素子１０ｉと同様に実装することができる。図２５に示すように、分圧素子１２０１−１２０ｎは、それぞれ電圧ｖ１１´，ｖ１２´，ｖ１ｎ´を提供し、ここで、これらの電圧ｖ１１´，ｖ１２´，ｖ１ｎ´は、図３の個々の変換ユニット２１−２ｎが電圧ｖ１１，ｖ１２，ｖ１ｎを受けるのと同様に、１つの変換ユニット２（図２５では図示せず）によって受けられる１つの同期信号を示している。
図２４に示した同期回路１０を用いる場合、個々の変換ユニット２の出力電流ｉ１と外部ＡＣ電圧ｖ１との間の位相偏移は、位相偏移信号ＳＰＳを用いて調整することができるので、個々の変換ユニット２に位相偏移信号（図１５，２１，２２のＳφ参照）を個別に提供する必要がない。ただし、もちろん、上記に加えて、個々の変換ユニット２に位相偏移信号を提供するようにしてもよい。
図２５に示すように、少なくとも１つの同期信号Ｓｖ１を個々の変換ユニットに分圧器を介して伝達することは、１つの実施形態にすぎない。他の実施形態によれば、少なくとも１つの同期信号Ｓｖ１を個々の変換ユニット２に信号バスを介して伝達してもよく、無線パスを介して伝達してもよく、電力線通信を用いて電力線により伝達する。その場合、もちろん、対応する受信回路を変換ユニット２に設ければよい。
電力線通信に関しては、変換回路の出力電流ｉＯＵＴはＡＣ電流なので、同期回路１０と個々の変換ユニット２との間の通信には、標準的な電力線通信回路を用いることができる。この場合、出力電流ｉＯＵＴを運んで個々の変換ユニット２の出力を接続する、変換回路１の電力線を通信に用いることができる。電力線に結合された第１の電力線通信インターフェース（図示せず）は、同期信号ＳＶ１を受け、適切に変調した同期信号Ｓｖ１を個々の変換ユニット２に電力線を介して送る。各変換ユニットは、電力線に結合され、変調された同期信号Ｓｖ１を受けて復調するように構成された電力線通信インターフェースを備えている。
図２４に破線で示すさらなる実施形態によれば、同期回路は、位相偏移信号ＳＰＳを受けるだけではなく、位相偏移信号ＳＰＳに加えて、あるいは位相偏移信号ＳＰＳの代わりに、同期信号Ｓｖ１の他のパラメータ（同期信号Ｓｖ１の周波数および／または振幅など）の調整に用いることができる制御信号ＳＣＴＲＬを受ける。この実施形態では、同期信号Ｓｖ１は、外部ＡＣ電圧ｖ１とは無関係に生成することができ、このことは、後述する動作シナリオにおいて有用となりうる。
本明細書で上述したように、各変換ユニット２によって受けられる同期信号Ｓｖ１は、同期回路１０から変換ユニット２に連続的に伝達される連続信号であってもよい。各変換ユニット２は、同期信号Ｓｖ１に応じた対応する出力電流ｉ１、すなわち、同期信号Ｓｖ１によって規定された周波数および位相を有する出力電流ｉ１を連続的に生成する。
他の実施形態によれば、同期信号Ｓｖ１は連続する信号パルスを含むパルス信号であり、個々の変換ユニット２は、上記パルス信号から、周波数および位相を有する連続信号を生成するように構成されている。
図２６は、同期信号Ｓｖ１としてパルス信号を受けるように構成されている変換ユニット２の実施形態を示している。図２６の変換ユニット２は、図５および図１１の変換ユニットに対応しており、それに加えて、パルス同期信号Ｓｖ１を受け、当該パルス同期信号Ｓｖ１から連続正弦波同期信号Ｓｖ´を生成するように構成されている信号生成器２０を備えている。この実施形態では、信号生成器２０の出力部で提供される連続同期信号Ｓｖ１´が制御回路５によって受けられ、上述した連続正弦波同期信号Ｓｖ１と同様の方法で制御回路５にて処理される。ＤＣ／ＡＣ変換器４およびオプションのＤＣ／ＤＣ変換器６は、すでに説明したようにして実装することができる。
一実施形態によれば、パルス同期信号Ｓｖ１は、等間隔の信号パルスを有する周期的な信号であり、信号生成器２０は、パルス信号Ｓｖ１から正弦波信号Ｓｖ１´を生成するように構成されている。ある実施形態では、信号生成器２０は、パルス同期信号Ｓｖ１の信号パルスが発生する毎に正弦波信号Ｓｖ１´のゼロクロスが発生するように、正弦波同期信号Ｓｖ１´を生成する。この実施形態では、信号パルスの相互間隔が、信号生成器２０によって生成される連続同期信号Ｓｖ１´の周波数を規定し、また、時間スケールでの個々の信号パルスの絶対的な位置が、連続同期信号の位相を規定する。図２７は、パルス同期信号Ｓｖ１を受けように構成されるとともに、パルス同期信号Ｓｖ１によって規定された周波数および位相を有する連続正弦波同期信号Ｓｖ１´を生成するように構成されている信号生成器２０の一例を示している。図２８に、この信号生成器で生じる信号のタイミングチャートを示している。
図２７を参照して、信号生成器は、パルス同期信号Ｓｖ１をクロック信号として受ける積分器２０２を備えている。パルス同期信号Ｓｖ１の実施形態のタイミングチャート図２８に示す。上記積分器は、パルス同期信号Ｓｖ１´の各信号パルスで始まる、第２の入力部で受けられる一定信号Ｃを積分するように構成されている。積分器２０２の出力信号は、パルス同期信号Ｓｖ１´の周波数に対応する周波数を有するランプ(ramp)信号ＳＲＡＭＰである。上記一定信号は、パルス信号Ｓｖ１を受け、パルス同期信号Ｓｖ１´に比例するか、あるいはパルス同期信号Ｓｖ１´の期間Ｔ（図２８参照）に反比例する、一定信号Ｃを計算する計算ユニット２０１によって提供される。定常状態では、ランプ信号ＳＲＡＭＰの個々のランプの傾斜は周波数に依存し（周波数が減少すると減少する）、個々のランプ同士の振幅は等しい。ある実施形態では、計算ユニット２０１は、パルス信号Ｓｖ１´の各サイクルにおいて一定値Ｃを計算し、計算した値を次のサイクルで上記積分器に提供する。したがって、同期の周波数の変化は、パルス信号の１サイクルの遅延を伴うランプ信号ＳＲＡＭＰを生成するうえで有効になる。
図２７を参照して、三角関数生成器２０３は、ランプ信号ＳＲＡＭＰを受け、ランプ信号ＳＲＡＭＰの瞬間値の正弦あるいは余弦を算出することによって連続同期信号Ｓｖ１´を生成する。生成された連続同期信号Ｓｖ１´を図２８に示す。図２７および図２８に示した実施形態では、パルス同期信号の信号パルスが発生するごとに、連続同期信号Ｓｖ１´は、負から正へのゼロクロスを有する。
もちろん、図２７の信号生成器を、パルス信号Ｓｖ１のパルスごとに正から負へのゼロクロスが発生するような連続同期信号Ｓｖ１´を生成するように容易に変更することができる。
ある実施形態では、パルス同期信号Ｓｖ１は、パルス信号の周波数および／または位相が変化するときに短時間だけ伝達される。すなわち、パルス信号Ｓｖ１のいくつかのサイクルを有する短いシーケンスのみが伝達され、一方、当該シーケンスの伝達後には、１サイクル期間よりも十分に長い期間、パルス信号の伝達が遮断される。この遮断は、数秒であってもよく、数分であってもよい。本実施形態では、クロック生成器がパルス信号Ｓｖ１を受ける。上記クロック生成器は、パルス信号Ｓｖ１の周波数を測定するように構成されているとともに、測定したパルス信号Ｓｖ１の周波数に対応した周波数を有する、積分器に提供されるべきクロック信号を生成するように構成されている。上記クロック生成器は、特に、周波数情報を保存するように構成され、パルス信号Ｓｖ１がスイッチオフされている期間であってもクロック信号を生成するように構成されており、パルス信号Ｓｖ１の新たなシーケンスが伝達される毎に周波数を更新する。同様に、上記計算ユニットは、当該計算ユニット２０１に上記一定値の再計算を行わせる新たなパルス信号Ｓｖ１のシーケンスが伝達されるまで、計算した値Ｃを保存する。
他の実施形態によれば、同期信号Ｓｖ１は、所定期間（例えば当該ＡＣ信号の数周期のみに対応する期間）にだけ伝達されるＡＣ信号である。この実施形態では、信号生成器２０は、同期信号Ｓｖ１の周波数および位相の情報を評価し、この周波数および時間の情報に基づいて連続同期信号Ｓｖ１を生成するように構成されている。この実施形態では、同期信号Ｓｖ１は、電力変換回路１の動作開始時に個々の変換ユニットに１度だけ伝達されるか、あるいは電力変換回路１の動作中に周期的に伝達される。
ある実施形態によれば、各変換ユニット２によって受けられるＡＣ同期信号Ｓｖ１は、電力変換回路１が活性化する前、すなわち個々の変換ユニット２が活性化して出力電流ｉ１を生成する前の、各変換ユニット２の出力キャパシタＣにかかる電圧ｖ２である。図１を参照して、出力端子１１，１２に外部電圧ｖ１が印加され、個々の変換ユニット２が非活性である場合（まだ活性化されていない場合）、出力キャパシタＣにかかる電圧ｖ２は、外部電圧ｖ１と同位相であり、それら各電圧ｖ２は、外部電圧ｖ１を分かち合ったものである。したがって、それぞれの変換ユニット２は、出力キャパシタＣにかかる電圧を、所定期間（すなわち変換ユニット２が活性化される前の期間）にのみ受けられるＡＣ同期信号として用いることができる。各変換ユニット内の上記信号生成器２０（図２６参照）は、対応する同期信号Ｓｖ１（電圧ｖ２）の周波数および位相の情報を評価し、この周波数および時間の情報に基づいて連続同期信号Ｓｖ１´を生成する。変換ユニット２が活性化した後には、個々の出力電圧ｖ２のうちの少なくともいくつかが外部電圧ｖ１と同位相でなく、それゆえ、変換ユニット２が活性化した後においては出力電流ｉ１を生成するために各変換ユニット２の連続同期信号を用いるような、動作シナリオとしてもよい。この実施形態では、同期回路１０は、個々の変換ユニット２の出力電圧ｖ２を測定する。このことについては、図３５を参照しながら以下に詳細に説明する。
数周期だけ利用可能な同期信号Ｓｖ１から連続（正弦波）同期信号Ｓｖ１´を生成するように構成されている信号生成器２０の実施形態を図２９に示す。図２９の信号生成器は、図２７の信号生成器の構成に加えて、同期信号Ｓｖ１を受けてパルス信号を生成するように構成されているゼロクロス検出器２０５を備えている。上記ゼロクロス検出器によって生成されたパルス信号は、正または負のゼロクロスが検出されるごとに信号パルスを含む。ゼロクロス検出器２０５によって提供されるパルス信号は、その後、図２７および図２８を参照して説明したように、クロック生成器２０４、計算ユニット２０１、積分器２０２、および三角関数生成器２０３によって処理される。この実施形態では、連続同期信号Ｓｖ１´は、同期信号Ｓｖ１が利用可能である期間中は、同期信号Ｓｖ１に同期され、上記同期信号がスイッチオフされた後は、クロック生成器２０４および計算ユニット２０１に保存されている周波数および位相の情報に基づいて連続同期信号Ｓｖ１´を生成し続ける。
他の実施形態によれば、個々の変換ユニットに伝達される同期信号Ｓｖ１は、図１５、図２１、および図２２を参照して説明した周波数位相信号Ｓωｔに対応している。この実施形態において、信号生成器２０を省略してもよく、制御回路５はＰＬＬ５１を省略することにより単純化してもよい。
同期信号Ｓｖ１の種々の信号波形が議論されたそれぞれの場合において、同期信号Ｓｖ１を、出力端子１１，１２間に接続された同期回路１０によって生成するようにしてもよい。
ここまでは、ノーマル動作モードにおける電力変換回路の動作について説明してきた。ノーマル動作モードでは、個々の変換ユニット２のそれぞれは、当該変換ユニット２が受けた同期信号Ｓｖ１によって規定された周波数および位相を出力電流ｉ１が有するように、出力電流ｉ１を生成するように構成されている。ノーマル動作モードのほかに、電力変換回路１の他の動作モードも同様である。
図３０に概略的に示したある実施形態によれば、電力変換回路１は、ノーマルモード９０１あるいはスタンバイモード９０２で動作する。スタンバイモード９０２では、個々の変換ユニット２は非活性になって個々の変換ユニット２の出力電流ｉ１がゼロになるが、再活性化させることができる。
例えば、ＤＣ電源によって提供される供給電圧（図１のＶ３１−Ｖ３ｎ）が出力電流ｉ１を生成するのには低すぎる場合、電力変換器は例えばスタンバイモードになる。これは、個々のＤＣ電源３１−３ｎがＰＶモジュールとして実装されている場合、夜間に生じる。
電力変換回路１は、シャットダウン条件が満たされたときにノーマルモード９０１からスタンバイモード９０２に切り換えられ、スタートアップ条件が満たされたときにスタンバイモードからノーマルモードに変化する。以下では、電力変換回路１をノーマルモードからスタンバイモードへ切り換える工程をシャットダウンと称し、この工程に含まれる動作シーケンスをシャットダウンシーケンスと称する。また、以下では、電力変換回路１のスタンバイモードからノーマルモードへ切り換える工程をスタートアップと称し、この工程に含まれる動作シーケンスをスタートアップシーケンスと称する。
電力変換回路１は、電力変換回路１の動作モードを規定する動作モードコントローラを備えている。言い換えれば、動作モードコントローラ５０は、電力変換回路１の全体の動作を制御する。図３１は、動作モードコントローラ５０を有する電力変換回路１のブロック図である。動作モードコントローラ５０は、マイクロプロセッサ、ＡＳＩＣ、デジタル信号プロセッサ、ステートマシンなどとして実装することができる。
図３１の実施形態では、動作モードコントローラ５０は、電力変換回路１の少なくとも１つの動作パラメータを測定ユニット６００から受け、個々の変換ユニット２１−２ｎを有する直列回路と出力端子１１，１２との間に接続された接続回路７０を制御し、同期ユニット１０を制御するように構成されている。測定回路６００は、変換ユニット２１−２ｎを有する直列回路の出力電流ｉＯＵＴおよび直列回路２１−２ｎの電圧ｖＯＵＴのうちの少なくとも一方を測定する。図３１に概略的に示すように、測定回路６００は、出力電流ｉＯＵＴを測定するための電流測定回路６００と、出力電圧ｖＯＵＴを測定するための電圧測定回路６０２とを備えていてよい。上記直列回路が出力端子１１，１２に接続されている場合、上記直列回路にかかる出力電圧ｖＯＵＴは、外部ＡＣ電圧ｖ１と一致する。直列回路２１−２ｎと出力端子１１，１２とを接続するか、あるいは直列回路２１−２ｎと出力端子１１，１２とを切断する接続回路７０は、２つのスイッチを備えていてもよい：すなわち、接続回路７０は、直列回路２１−２ｎと第１の出力端子１１との間に接続された第１のスイッチ７０１と、直列回路２１−２ｎと第２の出力端子１２との間に接続された第２のスイッチ７０２と、を備えていてもよい。これらのスイッチ７０１，７０２は、例えばリレーや半導体スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなど）等の従来のスイッチとして実装することができる。図３１を参照して、接続回路７０は、直列回路２１−２ｎと並列に接続されたオプションの第３のスイッチ７０３を備えていてもよい。このスイッチ７０３は、個々の変換ユニット２を有する直列回路の出力電圧が所定の電圧閾値より高い時に、出力電圧を制限するために閉じられる。オプションとしては、抵抗器あるいは他のタイプの電流制限素子が、スイッチ７０３に直列に接続される。
図３１において、測定回路６００によって動作モードコントローラ５０に提供される信号Ｓ６００は、測定回路６００によって測定される少なくとも１つの動作パラメータを表す。この測定信号Ｓ６００は、出力電流ｉＯＵＴおよび出力電圧ｖＯＵＴのうちの少なくとも一方についての情報を含む。図３１の信号Ｓ７０は、動作モードコントローラ５０によって生成されて接続回路７０に受けられる制御信号を概略的に示している。接続回路７０は、制御信号Ｓ７０に応じて、上記直列回路を出力端子１１，１２に接続し、直列回路を出力端子１１，１２から切断し、あるいは、直列回路２１−２ｎを短絡させる。
図３１を参照して、動作モードコントローラ５０は、さらに、同期信号Ｓｖ１を生成する同期回路１０を制御する。図３１では、制御信号ＳＣＴＲＬのみが同期回路１０によって受けられるように描かれている。制御信号ＳＣＴＲＬは、同期信号Ｓｖ１の信号パラメータ（例えば周波数、位相、振幅等）を規定する。制御信号ＳＣＴＲＬにより制御されることによって、同期信号Ｓｖ１は、外部ＡＣ電圧に対して所定の位相偏移（ゼロまたはゼロ以外）を有するように、同期回路１０によって受けられる外部ＡＣ電圧ｖ１に依存することができ、または、同期信号Ｓｖ１は、外部ＡＣ電圧ｖ１とは無関係とすることもできる。後述するように、外部ＡＣ電圧ｖ１とは無関係に同期信号Ｓｖ１を生成することを要する（障害克服(fault ride through)のような）動作シナリオとすることもできる。
図３１の電力変換回路において、同期信号Ｓｖ１は、出力電流ｉ１を生成するための個々の変換ユニット２に同期情報を提供するノーマルモードにおいて用いられるだけではなく、スタンバイモードからノーマルモードへの切り換えが要求されることを個々の変換ユニット２に知らせるスタンバイモードにおいても用いられる。この電力変換回路１では、動作モードコントローラ５０は、スタンバイモードにおいて、同期回路１０に、スタンバイ波形を有する同期信号Ｓｖ１を生成させる。スタンバイ波形は、ノーマルモードにおける同期信号Ｓｖ１の信号波形とは異なる波形である。ある実施形態では、上記スタンバイ波形は、一定の信号値（例えばゼロ）の波形である。
図３２は、同期信号Ｓｖ１に含まれる動作モード情報を評価するように構成されて、ノーマルモードまたはスタンバイモードで動作されうる、変換ユニット２の実施形態を示す。総電力変換回路１は、変換ユニット２のそれぞれがノーマルモードであるときにはノーマルモードになり、変換ユニットのそれぞれがスタンバイモード２であるときにはスタンバイモードになる。図３２に示す変換ユニット２は、図５、図１１、図２６の変換ユニット２に基づいており、ここで、ＤＣ／ＤＣ変換器６とその制御回路７、および信号生成器２０はオプションである。変換ユニット２は、同期信号Ｓｖ１を受けて、同期信号Ｓｖ１を評価するように構成された、動作モードユニット３０を有する。動作モードユニット３０は、特に、スタンバイ波形からノーマル波形への同期信号Ｓｖ１の変化を検出するように構成されており、ノーマル波形は、ノーマルモードのときの通常の波形である。上記説明を参照して、ノーマル波形は、連続ＡＣ波形、パルス信号波形、または、いくつかの周期のみのＡＣ波形、とすることができる。
動作モードユニット３０はさらに、ＤＣ／ＡＣ変換器４を制御するように、特に、ノーマルモードのときにＤＣ／ＡＣ変換器４を作動させるように、また、スタンバイモードのときにＤＣ／ＡＣ変換器４を停止させるように、構成されている。変換ユニット２がさらにＤＣ／ＤＣ変換器６を含むときには、動作モードユニット３０はさらに、ＤＣ／ＤＣ変換器６の動作を制御（作動または停止）する。ＤＣ／ＡＣ変換器４とオプションのＤＣ／ＤＣ変換器６とが作動されると、変換ユニット２の動作原理は、すでに説明した動作原理に対応し、これは、変換ユニット２が、同期信号Ｓｖ１と関連して出力電流ｉ１を提供することを意味する。ＤＣ／ＡＣ変換器４とオプションのＤＣ／ＤＣ変換器６とが停止されると、ＤＣ／ＡＣ変換器４とＤＣ／ＤＣ変換器のスイッチ（図６、図１９参照）が、スイッチオフされるか、または、スイッチのうちのいくつかは永久にスイッチオンされる。これは以下に詳細に説明する。
スタンバイモードでは、動作モードコントローラ５０は、出力端子１１、１２から、それゆえ外部ＡＣ電圧ｖ１から、直列回路２１−２ｎを切断するか、または、直列回路２１−２ｎを出力端子１１、１２に接続したままにする。
スタンバイモードからノーマルモードへ切り換えるスタートアップシーケンスの実施形態について以下に述べる。説明の目的から、個々のＤＣ電源はＰＶモジュールであると仮定する。この場合、スタートアップシーケンスは、１日に少なくとも１回、すなわち日の出の後の朝に、必要である。
〔スタートアップシーケンスＡ〕
図３３に、スタートアップシーケンスの第１実施形態（スタートアップシーケンスＡ）を示す。この実施形態では、スタンバイモード９０２の個々の変換ユニット２は、入力端子２１、２２から出力端子２３、２４まで入力電圧を印加するように構成され、動作モードコントローラ５０は、接続回路７０に対し、出力端子１１、１２から直列回路２１−２ｎを切断させるように構成されている。
特定の構造において、ＤＣ／ＡＣ変換器４およびオプションのＤＣ／ＤＣ変換器６のスイッチをスイッチオンすることによって、入力電圧Ｖ３を、変換ユニット２を通して、出力端子２３、２４に接続することができる。例えばＤＣ／ＡＣ変換器４が、図６に示したようなＨ４ブリッジで実装されると、第１スイッチ４２１および第４スイッチ４２４を永久にスイッチオンすることによって、入力電圧Ｖ３を出力端子２３、２４まで接続することができる。図１２に示すようにオプションのＤＣ／ＤＣ変換器６がブースト変換器のとき、スイッチ６５は永久にスイッチオフされ、図１４に示すようにオプションのＤＣ／ＤＣ変換器６がバック変換器のとき、スイッチ６５は永久にスイッチオンされる。スタンバイモードのときのＤＣ／ＡＣ変換器４およびＤＣ／ＤＣ変換器６のスイッチの切り換え状態は、動作モードユニット３０により支配される。
図１９に示すようにＤＣ／ＡＣ変換器がバック変換器および展開ブリッジで実装されるとき、展開ブリッジ８５で第１スイッチ８５１および第４スイッチ８５４を永久にスイッチオンすることによって、および、バック変換器８０でスイッチ８３をスイッチオンすることによって、入力電圧Ｖ３を出力端子２３、２４まで接続することができる。
日の出の後、入力端子２１、２２での入力電圧Ｖ３、およびそれゆえ、この段階ではＤＣ電圧である出力電圧ｖ２は、増加する。動作モードコントローラ５０は、出力電圧ｖＯＵＴを検出するように構成されている。出力電圧ｖＯＵＴは、個々の変換ユニット２の出力電圧ｖ２の和であり、ここで、太陽電池がＰＶモジュールによって受けられると、出力電圧ｖＯＵＴは、日の出の後増加する。出力電圧ｖＯＵＴが所定の閾値電圧ｖＯＵＴ−ＴＨに達すると、動作モードコントローラ５０はノーマル波形の同期信号Ｓｖ１を生成するように同期回路１０を制御し、また、接続回路７０が直列回路２１−２ｎを出力端子１１、１２に接続するようにさせる。上記説明を参照して、ノーマルモードでの同期信号Ｓｖ１は、連続ＡＣ信号、パルス信号、または、限られた期間のみのＡＣ信号、とすることができる。
動作モードユニット３０は、スタンバイ波形からノーマル波形への同期信号Ｓｖ１の変化を検出する。動作モードユニット３０は、その後、図１ないし図２３を参照してすでに説明したように動作するように、ＤＣ／ＡＣ変換器４およびオプションのＤＣ／ＤＣ変換器６を作動する。一実施形態によれば、ＤＣ／ＡＣ変換器４およびオプションのＤＣ／ＤＣ変換器６は、同期信号Ｓｖ１のゼロクロスの時に作動され、出力電流ｉ１を増強する。
一実施形態によれば、出力電流ｉ１の周波数および位相だけでなく、出力電流ｉ１の振幅も、スタートアップフェーズ中に、例えばスタートアップフェーズ中に出力電流を連続的に増加させるように、制御される。各変換器２の出力電流ｉ１は、変換器２の入力電力を制御することによって制御可能である。入力電圧Ｖ３が制御される各変換器構成において、すなわち、入力電圧Ｖ３が入力電圧基準信号ＳＶ３−ＲＥＦに応じて調整されるような各構成において、入力電力を制御することが可能である。ノーマルモードでは、入力電圧基準信号ＳＶ３−ＲＥＦは、ＰＶモジュール３を動作して最大動作点で入力電圧Ｖ３を提供するのに役立つＭＰＰトラッカー（図１１、図３２の回路ブロック７参照）によって生成されることができる。スタートアップ中に入力電圧Ｖ３を制御するために、およびそれゆえ出力電流ｉ１を制御するために、動作モードユニット３０は、スタートアップ中に入力電圧基準信号ＳＶ３−ＲＥＦを提供するように構成されること、または、スタートアップ中にＭＰＰトラッカーを制御するように構成されることができる。これは、図３２に破線で概略的に示されている。スタートアップフェーズ中、このＭＰＰにおいて、ＰＶモジュール３は必ずしも動作されない。一実施形態によれば、動作モードユニット３０は、入力電圧基準信号ＳＶ３−ＲＥＦを、２段、３段、またはそれより多い段にて、段階的に増加させ、それにより、個々の変換ユニット２のＡＣ出力電流ｉ１の振幅を段階的に増加させる。
図３２の変換ユニット２において、ＤＣ／ＡＣ変換器４が、図１９に示したようなバック変換器８０およびＨ４ブリッジ８５を有するときには、バック変換器８０は、入力電圧Ｖ３を制御するように構成されている。ＤＣ／ＤＣ変換器６は、この場合には省いてもよい。図１９のＤＣ／ＡＣ変換器４にて入力電圧Ｖ３を制御するように構成された制御回路５の実施形態を図２２に示す。ノーマルモードにおいては入力電圧基準信号ＳＶ３−ＲＥＦはＭＰＰトラッカー（図１９、図２２には示さず）によって提供され、スタートアップフェーズ中に出力電流ｉ１を制御するために、スタートアップフェーズ中に動作モードユニット３０によって入力電圧基準信号ＳＶ３−ＲＥＦが提供されてもよい。
スタンバイモードでＤＣ／ＡＣ変換器４およびオプションのＤＣ／ＤＣ変換器６のスイッチのスイッチオンは、電力供給が必要である。図３２を参照して、各変換ユニット２は、変換ユニット２の各素子の電力供給を提供する電力供給ユニット４０を有する。電力供給ユニット４０は、入力端子２１、２２と、出力端子２３、２４と、または、ＤＣ／ＡＣ変換器４とＤＣ／ＤＣ変換器６との間にＤＣリンクキャパシタがある場合はそのＤＣリンクキャパシタと、のいずれかと接続されている。
電力供給ユニット４０が入力端子２１、２２と接続されている場合、ＤＣ／ＡＣ変換器４およびＤＣ／ＤＣ変換器６のスイッチのスイッチオンのためのエネルギーは、もちろん、ゼロでない入力電圧Ｖ３がＤＣ電源によって提供される場合にのみ提供される。それゆえ、日の出の後、入力電圧Ｖ３は、まず、電力供給ユニット４０に電源供給し、これが電力変換ユニット２の素子に電源供給し、そして、これが入力電圧Ｖ３を出力端子２３、２４まで印加し、その後、動作モードコントローラ５０によって出力電圧ｖ２が検出され、この動作モードコントローラ５０は、その後、同期回路１０に対し、スタンバイ波形からノーマル波形へ同期信号Ｓｖ１を変化させるようにすることによってノーマルモードに変化する。ソーラー電力がＰＶモジュールによって提供される前、すなわち、入力電圧Ｖ３がゼロのとき、変換ユニット２のスイッチのそれぞれは、スイッチオフされ、変換ユニットは作動することができない。この動作モードは、シャットオフモードと呼ぶことができる。
〔スタートアップシーケンスＢ〕
図３４に、スタートアップシーケンスの第２実施形態（スタートアップシーケンスＢ）を示す。この実施形態では、電力変換回路１がスタンバイモードのときには、動作モードコントローラ５０は、直列回路２１−２ｎを出力端子１１、１２に接続したままにする。個々の変換ユニット２は停止され、それによって、出力電流ｉＯＵＴはゼロになり、出力電圧ｖＯＵＴは外部ＡＣ電圧ｖ１に対応する。外部ＡＣ電圧ｖ１は、ＤＣ／ＡＣ変換器４の入力キャパシタを充電するが、これは、ＤＣ／ＡＣ変換器４およびＤＣ／ＤＣ変換器６が採用されている場合にはＤＣリンクキャパシタである。ＤＣ／ＡＣ変換器４の入力キャパシタの充電は、以下の図６と図１９とのＤＣ／ＡＣ変換器構成に対して説明される。図６を参照して、Ｈ４ブリッジのスイッチは、それぞれ、フリーホイール素子４２１−４２４を有する。スイッチ４２１−４２４がスイッチオフのときには、これらのフリーホイール素子を介して、入力キャパシタ４１（または図１１のＤＣリンクキャパシタ６００）が、出力端子２３、２４間のＡＣ電圧ｖ２のピーク値にまで充電される。それゆえ、スタンバイモードのときには、動作モードユニット（図３２では３０）は、Ｈ４ブリッジで実装されるＤＣ／ＡＣ変換器４のスイッチを、スイッチオフするように制御する。
ＤＣ／ＡＣ変換器４が、図１９に示したような展開ブリッジで実装されると、個々のスイッチ８５１−８５４のＤＣリンクキャパシタ８９は、フリーホイール素子（図１９には示さず）を通じて、ＡＣ入力電圧ｖ２のピーク値にまで充電される。
この実施形態では、電力供給ユニット４０は、ＤＣ／ＡＣ変換器４の入力キャパシタに、すなわち、変換ユニット２の電力供給を永久に提供するＤＣリンクキャパシタに、接続されている。
スタートアップシーケンスＡでは、十分高い入力電圧Ｖ３が提供されたときには電力変換器が自動的にノーマルモードに入る一方、スタートアップシーケンスＢでは、電力変換回路１がスタンバイモードからノーマル動作モードに切り換えてもよいことを動作モードコントローラ５０に知らせるさらなるトリガ信号が必要である。一実施形態によれば、トリガ信号は、日の出を示す信号であり、それゆえ、スタンバイモードからノーマルモードへの切り換えをうまく行うために個々のＰＶモジュールによって十分なソーラー電力を受けることが期待される時期を示す信号である。トリガ信号は、外部源から動作モードコントローラ５０へ提供されることができ、または、具体的な日にち、ＰＶモジュールの地理的位置、および、種々の日にちにおける地理的位置での日の出の時刻を含むテーブルに応じて動作モードコントローラ５０にて計算されることができる。スタンバイモードからノーマルモードへの切り替えをトリガするこの信号は、以下では、トリガ信号または日の出信号と称する。
〔スタートアップシーケンスＣ〕
スタートアップシーケンスＡおよびＢの両方からの特徴を有するさらなる実施形態（スタートアップシーケンスＣ）によれば、スタンバイモードのときには、動作モードコントローラ５０は、直列回路２１−２ｎを出力端子１１、１２から切断したままにする。さらに、変換ユニット２は、スタンバイモードにおいて、入力電圧Ｖ３を出力端子２３、２４まで印加するように構成されている。この実施形態では、スタンバイモードからノーマルモードへの電力変換回路１の切り換えは、日の出信号によって開始される。また、スタンバイモードからノーマルモードへの電力変換回路１の切り換えは、同期信号Ｓｖ１の波形の、スタンバイ波形からノーマル波形への変化を含んでいる。
電力変換回路１をノーマルモードからスタンバイモードへ切り換わる原因はいくつかある。一実施形態によれば、動作モードコントローラ５０はまた、動作モードコントローラ５０がシャットダウン条件の発生を検出すると、電力変換回路１をノーマルモードからスタンバイモードへ切り換えるように構成されている。シャットダウン情報は、動作モードコントローラ５０から個々の変換ユニット２へ、種々の方法で伝達することができる。シャットダウン情報が個々の変換ユニット２により受け取られると、変換ユニット２は停止されてスタンバイモードに入る。
スタートアップシーケンスＩに関連して上述した通り、動作モードコントローラ５０は、スタンバイモードでの出力電圧ｖＯＵＴが所定の基準電圧より高いとき、電力変換回路１をスタートアップさせるのみであるように構成されることができる。出力電圧ｖＯＵＴが低すぎるとき、これはいくつかの原因があり、１番目として、ＰＶモジュールにより受けるソーラー電力が低すぎることがある。２番目として、直列接続された十分な変換ユニット２がない。
〔シャットダウン情報Ｉの伝達〕
第１実施形態によれば、動作モードコントローラ５０から個々の変換ユニット２にシャットダウン情報を伝達するために、同期信号Ｓｖ１が用いられる。ノーマルモードでの同期信号Ｓｖ１の波形とは無関係に、動作モードコントローラ５０は、同期信号Ｓｖ１のスタンバイ波形を生成するように、同期回路１０を簡素に制御する。個々の変換器２の動作モードユニット３０は、スタンバイ波形を検出し、スタンバイ波形の検出時に対応する変換ユニットを停止するように構成されている。スタンバイモードのときに個々の変換ユニット２の出力電流ｉ１はゼロになる。
〔シャットダウン情報Ｉの伝達〕
第１実施形態によれば、動作モードコントローラ５０は、ノーマルモードからシャットオフモードへの切り替えが要求されたときに、出力端子１１、１２から直列回路を切断するための接続回路７０を有する。直列回路２１−２ｎが電力グリッドから切断されて、かつ、変換ユニット２がまだノーマルモードであるときに、各変換ユニット２によって提供される出力電流によって、個々の変換ユニット２の出力電圧ｖ２が増加し、それによって、総出力電圧ｖＯＵＴが増加する。この実施形態では、変換ユニット２は、その出力電圧ｖ２を検出し、出力電圧が過電圧閾値にまで増加するとスタンバイモードに入るように構成されている。一実施形態によれば、各変換ユニット２の動作モードユニット３０は、出力電圧ｖ２を監視し、出力電圧を過電圧閾値と比較し、出力電圧ｖ２が過電圧閾値に達すると変換ユニット２をシャットダウンする。一実施形態によれば、過電圧閾値は、各変換ユニット２のＤＣ／ＡＣ変換器４に採用されている半導体スイッチの電圧遮断能力に応じて選択される。
この実施形態では、動作モードコントローラ５０から個々の変換ユニット２へ直接の情報伝達はない。代わりに、切り換え情報は、個々の変換ユニット２の出力電圧ｖ２を過電圧閾値にまで増加させることによって提供される。
切り換え情報の伝達に同期信号が用いられることによって個々の変換ユニット２にて意図された過電圧が起きないような場合にも、１つの変換ユニット２の出力電圧の過電圧が起きることがあり、これは例えば、電力グリッドから直列回路２１−２ｎを切断するときである。したがって、過電圧保護は、各場合に個々の変換ユニット２で実装してもよい。
動作モードコントローラによって検出できるシャットダウン条件（エラー）のいくつかの実施形態を以下に述べる。エラーのタイプに応じて、動作モードコントローラ５０は、ある時の後に電力変換回路１を再スタートさせるよう試みてもよいし、電力変換回路がシャットダウンするままにしてもよい。
〔低出力電流〕
一実施形態によれば、電力変換回路は、出力電流が所定の電流閾値より下がるとノーマルモードからスタンバイモードに切り替わる。この伝達は、出力電流ｉＯＵＴを、測定ユニット６００から受けた情報に基づいて、電流閾値と比較する動作モードコントローラ５０によって開始される。電流閾値は、例えば、０．２Ａないし０．５Ａの範囲から選択される。
〔不足電圧〕
変換ユニット２のそれぞれによって受けられるソーラー電力が低いときには別のタイプのエラーが発生しうる。この場合、個々の変換ユニット２を有する直列回路の出力電流ｉＯＵＴは、出力電圧ｖ１の瞬間値が低いときに出力電流ｉＯＵＴの波形が外部ＡＣ電圧ｖ１の波形に追従するような、また、出力電流ｉＯＵＴが一定値に保たれるような、またはさらに、出力電流の瞬間がもっと高い値の場合には、減少するような、非正弦波を有してもよい。このタイプのエラーは、動作モードコントローラ５０によって、出力電圧ｖＯＵＴの波形または外部ＡＣ電圧ｖ１と、それぞれ、出力電流ｉＯＵＴとを比較することによって、検出することができる。このタイプのエラーが動作モードコントローラ５０によって検出されたときには、動作モードコントローラ５０は、電力変換回路１をスタンバイモードに切り換えるために、上述のシャットダウンシーケンスの１つを開始する。
〔位相差〕
さらなる実施形態によれば、動作モードコントローラ５０は、外部ＡＣ電圧ｖ１と出力電流ｉＯＵＴの位相の間の位相差を測定するように構成されている。この位相差が、所望の位相差、すなわち、同期信号Ｓｖ１ ｖ１によって与えられる位相差および／または位相信号Ｓφによって規定される位相差、より大きいときは、動作モードコントローラ５０によって開始される２つの異なった動作コースが可能である。例えば、出力電圧ｉＯＵＴと外部ＡＣ電圧ｖ１との間の位相差が第１の位相差閾値より小さいときは、出力電流ｉＯＵＴと外部ＡＣ電圧ｖ１との間の位相差を再調整するために、外部ＡＣ電圧ｖ１に対する同期信号Ｓｖ１の位相差を変化させることができる。しかしながら、位相差が上記位相差閾値より大きいときは、動作モードコントローラ５０は、すでに述べたようなシャットダウンシーケンスの１つを用いて電力変換回路１をシャットダウンしてもよい。
位相差の評価は、電力変換回路のノーマル動作の開始のときまたはそれより前にまたは電力変換回路のノーマル動作中のある時期だけに、同期信号Ｓｖ１だけが利用可能な場合、および、同期信号Ｓｖ１から連続同期信号Ｓｖ１’が生成される場合には、特に妥当である。
〔日の入り〕
日の出のときにトリガ信号を用いて電力変換器にスタートアップさせるのと同様に、日の入りのときにシャットダウンするために、対応するトリガ信号を用いることができる。
〔自動シャットダウン〕
例えば、ＰＶモジュールのうちのいくつかによって受けられるソーラー電力が、他のモジュールによって受けられるソーラー電力よりはるかに小さいときには、低いソーラー電力を受けるＰＶモジュールに接続された変換ユニット２の出力電圧が減少し、一方、他の変換ユニット２の出力電圧は増加する。この機構はすでにここで詳細に説明された。他のモジュールより著しく小さいソーラー電力を受けるいくつかのＰＶモジュールがある場合は、出力端子１１、１２に適用される外部ＡＣ電圧ｖ１によって、他の変換ユニット２の出力部で過電圧が起こりうる。過電圧を有する変換ユニット２はシャットダウンし、その結果、他の変換ユニット２の出力部で過電圧が起こり、これらはその後シャットダウンされる。これは、変換ユニット２のそれぞれがシャットダウンされるまで進行する。変換ユニット２がシャットダウンされると、出力電流がゼロになる。この場合、個々の変換ユニット２は自動的にシャットダウンし、それにより、動作モードコントローラ５０から個々の変換ユニット２へシャットダウン情報は伝達されない。出力電流が減少してゼロになることは、動作モードコントローラ５０によって検出され、これによって、同期回路２０が同期信号Ｓｖ１のスタンバイ波形を生成する。
動作モードコントローラ５０は、電力変換回路１の動作を監視するように構成されているだけではなく、エラーが検出されたときに電力変換回路１をシャットダウンさせるために、電力グリッド、特に外部ＡＣ電圧ｖ１を監視するようにも構成されていてもよい。
〔抗アイランド化〕
起こりうるグリッドエラーの第１のタイプは「アイランド化」である。この場合、電力グリッドは、入力端子７、１２で高い入力インピーダンスを有する。このエラーは、変換ユニット２を有する直列回路が、一定の出力電流ｉＯＵＴ、すなわち、外部ＡＣ電圧ｖ１の周波数とは異なる周波数を持つＡＣ出力電流ｉＯＵＴ、を生成することによって検出することができる。ここまでに説明したように、出力電流ｉＯＵＴの周波数（出力電流ｉＯＵＴが一定のときはこれはゼロである）は、同期信号Ｓｖ１を通じて調整することができる。
アイランド化エラーの発生をテストするために、動作モードコントローラ５０は、外部ＡＣ電圧ｖ１の周波数とは異なる周波数を持つ同期信号Ｓｖ１を同期回路１０が生成するように構成されることができる。すでに述べた通り動作モードコントローラ５０が出力電流ｉＯＵＴを変化させるテストモードでは、動作モードコントローラ５０は、出力電流ｉＯＵＴの波形を、出力端子１１、１２で利用可能な外部電圧ｖ１の波形と比較する。外部電圧ｖ１の波形が出力電流ｉＯＵＴの波形に追従するときには、電力グリッドは、高い入力インピーダンスを有する（または、出力端子１１、１２から離れてスイッチオフされている）。この場合、動作モードコントローラは、電力変換回路１をシャットダウンする。
〔グリッド電圧の遮断〕
一実施形態によれば、動作モードコントローラ５０は、外部ＡＣ電圧ｖ１を監視するように構成されるとともに、外部ＡＣ電圧ｖ１がスイッチオフまたは遮断されたときには電力変換回路１をシャットダウンするように構成されている。
〔障害克服〕
一実施形態によれば、動作モードコントローラ５０は、外部ＡＣ電圧ｖ１が遮断されたときにすぐに電力変換回路１をシャットダウンするのではなく、例えば数ミリ秒（ｍｓ）などの特定の期間だけ、ＡＣ出力電流ｉＯＵＴを直列回路が生成するようにする。この特定の期間の後も外部ＡＣ電圧ｖ１が遮断回復しないときには動作モードコントローラ１は電力変換回路１をシャットダウンする。外部ＡＣ電圧ｖ１が遮断されたり、非同位相であったり、通常より低かったり、歪んでいたり、短絡していたり、などがあっても、ＡＣ出力電流ｉＯＵＴが提供される動作モードを、障害克服と称する。
障害克服モードでは、その同期情報に関連して個々の変換ユニット２がその出力電流ｉ１を生成するような同期情報は、種々の方法で提供される。同期情報がノーマルモードの初めにのみ伝達され、かつ、連続同期信号が（信号生成器２０にて）生成されるような実施形態では、障害克服モードにおいて追加の同期情報が提供される必要はない。しかしながら、個々の変換ユニット２が連続同期信号を要求し、外部ＡＣ電圧ｖ１からノーマルモードの同期信号が生成される場合には、ノーマルモードに入る前に、すなわち、外部ＡＣ電圧ｖ１の遮断が検出される前に生成された同期信号の周波数および位相の情報に基づいて、障害克服モードでの同期回路１０が連続同期信号を連続的に生成する。
〔無効電力生成〕
電力変換回路１は、電力グリッドにかかる電圧を安定化するためにも用いることができる。
すでに提供された説明を参照して、ノーマルモードでは、個々の変換ユニット２の直列回路によって生成される出力電流ｉＯＵＴは、同期信号Ｓｖ１によって規定されるような周波数および位相を有する。同期信号Ｓｖ１の周波数および位相は、動作モードコントローラ５０によって調整することができる。ノーマルモードでは、通常、同期信号Ｓｖ１に含まれる周波数情報が外部ＡＣ電圧ｖ１の周波数に対応するとともに、位相情報が外部ＡＣ電圧ｖ１の位相に対応するように、同期信号Ｓｖ１が生成される。この場合、出力電流ｉＯＵＴは、外部ＡＣ電圧ｖ１と同位相である。
しかしながら、電力グリッドに無効電力を提供して電力グリッドにかかる電圧を安定化するためには、出力電流ｉＯＵＴと外部ＡＣ電圧ｖ１との間の位相差を有することが所望されるような状況もありうる。この位相差は、同期信号Ｓｖ１に含まれる位相情報を適切に調整することによって容易に調整することができる。一実施形態によれば、動作モードコントローラ５０は、ユーティリティプロバイダから外部信号を受け、ここで、この外部信号は、出力電流ｉＯＵＴと外部ＡＣ電圧ｖ１との間の所望される位相差を含んでいる。この外部信号は、無線チャネル、電力線、インターネットなどの、従来の通信チャネルを介して動作モードコントローラへ提供されることができる。
さらなる実施形態によれば、動作モードコントローラ５０は、電力変換回路１によって電力グリッドに提供される出力電力を測定し、出力電力に応じて出力電流ｉＯＵＴと外部ＡＣ電圧ｖ１との間の位相差を調整する。一実施形態によれば、電力変換回路１によって提供される出力電力が増加するときに、位相差が増加し、それによって、ネットに提供される無効電力を増加させる。
〔有効電力ディレーティング〕
さらなる実施形態によれば、動作モードコントローラ５０は、外部ＡＣ電圧の周波数を検出するように構成されるとともに、その周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚのような設定値より大きい５０．２Ｈｚまたは６０．３Ｈｚのような周波数閾値に達すると電力変換回路１の出力電力を下げるように構成されている。グリッドに接続された消費者により消費される電力よりもグリッドに入力される電力が多いとき、グリッド電圧の周波数は増加する。
電力変換回路１の出力電力は、個々の変換ユニット２の入力電圧Ｖ３を制御することによって制御することができる。これは、すでに「スタートアップシーケンスＡ」に関連して説明した。個々の変換ユニット２の出力電力を引き下げる必要があるという情報は、同期信号Ｓｖ１が伝達されるときに通るのと同じチャネルを通って、動作モードコントローラ５０から個々の変換ユニット２に伝達されてもよい。
〔再スタート〕
上述の説明を参照して、エラーが発生した後に電力変換回路１がシャットダウンされるときの動作シナリオが考えられる。電力変換回路１がシャットダウンした後に、電力変換回路は、すでにここで説明したスタートアップシーケンスのうちの１つを用いて再スタートすることができる。以下では、電力変換回路１を「再スタートする」とは、電力変換回路１を再びスタートさせるためにスタートアップシーケンスのうちの１つを採用することを意味する。
例えば、電力グリッドのエラーによって電力変換回路１がシャットダウンしたときには、動作モードコントローラ５０は、外部ＡＣ電圧ｖ１をチェックするように構成されるとともに、グリッド電圧ｖ１がノーマルに戻った後に電力変換回路１を再スタートさせるように構成されている。動作モードコントローラ５０は、１分ごと、５分ごとなどの定期的なタイムインターバルで、グリッド電圧をチェックするように構成されていてもよい。
例えば、不足電圧、自動シャットダウンまたは位相差によって電力変換回路１がシャットダウンしたときには、動作モードコントローラは、例えば１分、２分などの所定の期間の後、電力変換回路を再スタートさせるように構成されていてもよい。
もちろん、ノーマル動作モードに達する前に電力変換回路１をシャットダウンすることさえもできるように、スタートアップ中にもエラーの発生を検出するようにしてもよい。
ここまでの説明を参照して、個々の変換ユニット２の出力電流ｉ１は、スタートアップフェーズ中の所定の時間プロフィールに応じて増加させてもよい。この電流プロフィールは、固定された電流プロフィールであってもよい。さらなる実施形態によれば、スタートアップ中の出力電流ｉ１のプロフィールは、シャットダウン履歴に応じて限定され、これは、電力変換回路１がシャットダウンしたのがエラーによるものかどうかに依存することを意味する。１実施形態によれば、電力変換回路１が、不足電圧、自動シャットダウンまたは位相差によってシャットダウンしたときには、出力電流は、（もっと浅い電流プロフィールに応じて）もっとゆっくり増加する。スタートアップフェーズ中にエラーが発生したことによって再スタートが失敗したときには、次の再スタート後には、さらに浅い電流プロフィールが適用される。「もっと浅い電流プロフィール」は、電流がもっとゆっくり増加するプロフィールである。
すでに説明した実施形態では、同期信号Ｓｖ１が同期回路１０によって提供され、ここで、同期回路１０は、外部ＡＣ電圧ｖ１に応じて、例えばノーマルモードにおいて、または、外部ＡＣ電圧とは無関係に、例えばエラーが発生したときに、同期信号Ｓｖ１を生成するように構成されている。
図３５に示すさらなる実施形態によれば、同期回路１０は、同期ユニット１０１、１０２、１０ｎを有し、各同期ユニット１０１、１０２、１０ｎは、１つの変換ユニット２１、２２、２ｎの出力端子に結合され、対応する変換ユニット２１、２２、２ｎの出力電圧ｖ２１、ｖ２２、ｖ２ｎを測定し、測定された出力電圧のそれぞれに応じた同期信号を生成し、対応する変換ユニット２１、２２、２ｎのそれぞれに１つの同期信号を提供するように構成されている。一実施形態によれば、個々の同期信号は、出力電圧ｖ２１、ｖ２２、ｖ２ｎに比例しており、それによって、個々の同期ユニット１０１、１０２、１０３が、電圧測定ユニットとして実装されてよい。
図３５の電力変換回路１で用いることができる変換ユニット２の実施形態を図３６に示す。図３６の変換ユニット２は、図３２を参照して詳細に説明した変換ユニット２に基づいている。図３６の変換ユニット２では、同期信号Ｓｖ１は、変換ユニット２の出力電圧ｖ２の測定によって受けられた電圧測定信号である。図３６の変換ユニット２の動作原理を以下に説明する。
説明の目的のため、電力変換回路１はスタンバイモードにあると仮定する。スタンバイモードでは、電力変換回路１は、出力端子１１、１２（図３５参照）に接続され、それによって、個々の変換ユニット２を有する直列回路に外部ＡＣ電圧ｖ１が適用される。スタンバイモードでは、電力変換回路１の出力電力がゼロのときには、個々の変換ユニット２の出力キャパシタンス（図３６の変換ユニット２におけるＣ）は、容量性分圧器として動作し、それによって、個々の変換ユニット２の出力部での電圧ｖ２が外部ＡＣ電圧ｖ１と同位相になっている。個々の変換ユニット２をスタートアップするのに採用されているスタートアップシーケンスは、すでに説明したスタートアップシーケンスＢに対応しているが、以下の違いがある。
スタートアップシーケンスの開始時、または、スタートアップシーケンスの開始よりも前において、同期信号Ｓｖ１の数周期分などの短い期間中に、信号生成器２０に同期信号Ｓｖ１が提供され、このときには、この同期信号Ｓｖ１は、外部ＡＣ電圧ｖ１と同位相である正弦波信号である。信号生成器２０は、同期信号Ｓｖ１に同期し、その後、自動的に、スタートアップフェーズまたはスタートアップフェーズ後のノーマルモードにおいて、連続同期信号Ｓｖ１’を生成する。信号生成器２０は、すでに図２９を参照して説明したようにして実装することができる。
図３６を参照して、動作モードユニット３０は、同期信号Ｓｖ１が信号生成器２０に提供される期間を制御してもよい。これは、同期ユニット（図３６には示さず）と信号生成器２０との間に接続されたスイッチ３０１を有することによって概略的に示されており、スイッチは、動作モードユニットによって制御されている。しかしながら、これは、実装よりもむしろ動作を示すのに役立つ。もちろん、スタートアップシーケンスの開始時または開始前において、所定の期間中に、出力電圧ｖ２に依存する同期信号Ｓｖ１を信号生成器に提供するために、多くの異なる手段を採用してもよい。
この変換回路１においては、変換回路１がノーマルモードに入った後に、動作モードコントローラ５０が、出力電流ｉ１と外部ＡＣ電圧との間の位相差を検出するように構成されるとともに、位相差が所定の閾値を超えると変換回路１をシャットダウンするように構成されていてもよい。変換回路１は、〔シャットダウン情報ＩＩの伝達〕の段落ですでに説明したようにしてシャットダウンされてもよい。再スタートの機構は、すでに説明した再スタートの機構のうちの１つに対応していてよい。シャットダウン後の再スタート時に、変換回路１は、すでに説明したようにして外部電圧ｖ１と再び同期される。
さらなる実施形態によれば、動作モードコントローラ５０は、すでに説明した位相偏移信号Ｓφに対応して、個々の変換ユニット２の制御回路５に位相偏移信号を提供する。この実施形態では、動作モードコントローラ５０は、出力電流ｉＯＵＴと外部電圧ｖ１との間の位相差が第１の位相差閾値より大きく第２の位相差閾値より小さいときに、さらに位相差が増大するのを防ぐために、位相偏移信号Ｓφを適合させるように構成されている。さらに、動作モードコントローラ５０は、位相差が、第２の位相差閾値より大きいときに再スタートを強制するために、変換回路をシャットダウンするように構成されている。
図３７は、ＤＣ入力電圧Ｖ３からＡＣ出力電圧ｖ２を生成する変換ユニット２の別の構成を示す。すでに説明した他の変換ユニット同様、図３７の変換ユニット２の出力部２３、２４は、他の対応する変換ユニットの出力端子と直列接続されることができ、それによって、ここにすでに説明した電力変換回路１を形成する。図３７では、１つの変換器２の構成のみを示し、制御回路（すでに説明した制御回路５など）は図示しない。
図３７を参照して、変換ユニット２は、展開ブリッジとバック変換器との組み合わせである第１の段２１０を有する。第１の段２１０は、第１のスイッチ２１１、２１３および第２のスイッチ２１２、２１４をそれぞれ有する２つのハーフブリッジを有する。第１の段２１０は、さらに、第１の誘導性蓄電素子２１５および第２の誘導性蓄電素子２１６を有する。第１の誘導性蓄電素子２１５は、第１のハーフブリッジの出力部に接続され、第２の誘導性蓄電素子２１６は、第２のハーフブリッジの出力部に接続され、各ハーフブリッジの出力部は、対応するハーフブリッジを形成する第１のスイッチおよび第２のスイッチに共通の回路ノードによって形成されている。第１の段２１０は、ＤＣ電源３（図３７には示さず）から供給電圧Ｖ３を受けるように構成された入力端子２１、２２に接続されている。２つのハーフブリッジのスイッチ２１１−２１４は、個々のスイッチ２１１−２１４によって受けられる駆動信号Ｓ２１１、Ｓ２１２、Ｓ２１３、Ｓ２１４を生成する駆動回路２３０によって互いに無関係にスイッチオンオフされることができる。第１の段２１０の動作原理を以下にさらに説明する。
変換ユニット２はさらに、第１の段の誘導性蓄電素子２１５、２１６と、変換ユニット３の出力端子２３、２４との間に結合された第２の段２２０を有する。第２の段２２０は、以下ではブースト段とも称するが、第１の誘導性蓄電素子２１５と変換器段２の第１の出力端子２３との間に結合された第１のスイッチ２２１を有するとともに、第２の出力端子２４と、第１の誘導性蓄電素子２１５と第１のスイッチ２２１とに共通の回路ノードとの間に結合された第２のスイッチ２２２とを有する。さらに、第２の誘導性蓄電素子２１６は、第２の出力端子２４に結合されている。第２の段のスイッチ２２１、２２２は、個々のスイッチ２２１、２２２によって受けられる駆動信号Ｓ２２１、Ｓ２２２を生成する駆動回路２３０によって互いに無関係にスイッチオンオフされることができる。図３７を参照して、第１の段２１０および第２の段２２０のスイッチ２１１−２１４および２２１、２２２のそれぞれは、スイッチング素子と並列接続されたフリーホイールダイオード（図３７にも示す）を有してもよい。しかしながら、第２の段２２０では、入力電圧と出力電圧との二極性の性質ゆえ、両方向の遮断および導通のスイッチが必要である。両方向のスイッチは、背面構成配列された２つのＭＯＳＦＥＴを有してもよい。電圧の極性に応じて、２つのＭＯＳＦＥＴのうちの１つは、永久にオンになっていてもよく、それによって、さらなる制御信号を要することなく、個々のスイッチにかかる電圧の極性に応じて導通するフリーホイール素子として、他のＭＯＳＦＥＴの本体ダイオードを用いることができる。
変換ユニット２は、駆動回路２３０によって受けられる基準信号ＳＲＥＦによって規定されるような、周波数、位相および振幅を有するＡＣ出力電流ｉ１を出力端子２３、２４で生成するように構成されている。基準信号ＳＲＥＦは、すでに説明したようにして生成することができる。
変換ユニット２の動作原理を以下に説明する。説明の目的のため、生成される出力電流ｉ１は正弦波電流であり、出力電圧ｖ２は、ＤＣ入力電圧Ｖ３より高い振幅を有する正弦波電圧であると仮定する。正弦波出力電圧ｖ２は、６つの段階を有する、すなわち、（Ａ）出力電圧ｖ２の瞬間値が正であり、入力電圧Ｖ３より小さい第１の段階、（Ｂ）出力電圧ｖ２の瞬間値が正であり、入力電圧Ｖ３より大きい第２の段階、（Ｃ）出力電圧ｖ２の瞬間値が正であり、再び入力電圧Ｖ３より小さい第３の段階、（Ｄ）出力電圧ｖ２の瞬間値が負であり、入力電圧Ｖ３より小さい大きさを有する第４の段階、（Ｅ）出力電圧ｖ２の瞬間値が負であり、入力電圧Ｖ３より大きい大きさを有する第５の段階、（Ｆ）出力電圧ｖ２の瞬間値が負であり、再び入力電圧Ｖ３より小さい大きさを有する第６の段階、である。
第１の段階（Ａ）では、出力電流ｉ１は、駆動回路２３０によってＰＷＭ方式で駆動される第１のハーフブリッジの第１のスイッチ２２１を通じて制御される。第２の段２２０の第１のスイッチ２２１はこの段階でスイッチオンされ、一方、第２の段２２０の第２のスイッチ２２２はスイッチオフされる。第１の段階では、第２のハーフブリッジの第１のスイッチ２１３は永久にオフであり、第２のハーフブリッジの第２のスイッチ２１４は、永久にオンである。第１のハーフブリッジの第２のスイッチ２１２は、第１のスイッチ２１１がオフである期間にはフリーホイール素子として動作する。このため、フリーホイールダイオードは、フリーホイール電流を通す。スイッチ２１２は、導通本体ダイオードと並行してオンになってもよい。
第１の段階（Ａ）では、変換ユニット２はバック変換器として動作する。この段階では、出力電流ｉ１の振幅は、第１のスイッチ１１１のデューティサイクルを通じて制御される。出力電圧の振幅は、外部電圧ｖ１（図３７には示さず）によって規定される。
第２の段階（Ｂ）では、第１のハーフブリッジの第１のスイッチ２１１と、第２のハーフブリッジの第２のスイッチ２１４は、オンであり、一方、第１のハーフブリッジの第２のスイッチ２１２と、第２のハーフブリッジの第１のスイッチ２１３は、オフである。第２の段１２０の第２のスイッチ２２２はＰＷＭ方式で駆動され、第１のスイッチ２２１は、第２のスイッチ１２２がオフである期間にはフリーホイール素子として動作する。出力電流ｉ１の振幅は、第２のスイッチ２２２のデューティサイクルを通じて制御される。第２の段階（Ｂ）では、変換ユニット３はバック変換器として動作し、第２の段２２０の第２のスイッチ２２２がオンになるたび、誘導性蓄電素子２１５にエネルギーが保存される。このエネルギーは、第２のスイッチ２２２がオフになった後に、出力端子２３、２４を有する出力部に伝達される。
第３の段階（Ｃ）の動作原理は、第１の段階（Ａ）の動作原理に対応している。
第４の段階（Ｄ）では、出力電流ｉ１は、ＰＷＭ方式で駆動される第２のハーフブリッジの第１のスイッチ２１３を通じて制御される。この段階では、第２の段の第１のスイッチ２２１はオンであり、一方、第２のスイッチ２２２はオフである。さらに、この段階では、第１のハーフブリッジの第１のスイッチ２１１はオフであり、第１のハーフブリッジの第２のスイッチ２１２はオンであり、第２のハーフブリッジの第２のスイッチ２１４は、第１のスイッチ２１３がオフである期間にはフリーホイール素子として動作する。第４の段階（Ｄ）では、変換ユニット３は、負の出力電流ｉ１を提供するバック変換器として動作する。出力電流ｉ１の振幅は、第２のハーフブリッジの第１のスイッチ２１３のデューティサイクルを通じて制御される。
第５の段階（Ｅ）では、第２のハーフブリッジの第１のスイッチ２１３と、第１のハーフブリッジの第２のスイッチ２１２はオンであり、一方、第２のハーフブリッジの第２のスイッチ２１４と、第１のハーフブリッジの第１のスイッチ２１１は、オンである。第２の段１２０の第２のスイッチ２２２はＰＷＭ方式で駆動され、第１のスイッチ２２１は、第２のスイッチ２２２がオフである期間にはフリーホイール素子として動作する。出力電流ｉ１の振幅は、第２のスイッチ２２２のデューティサイクルを通じて制御される。第５の段階（Ｅ）では、第２の段階同様、変換ユニット２はバック変換器として動作する。
第６の段階（Ｆ）の動作原理は、第４の段階の動作原理に対応している。
駆動回路２３０は、入力電圧Ｖ３を表す入力電圧信号ＳＶ３と、出力電圧ｖ２を表す出力電圧信号Ｓｖ２と、を受ける。これらの信号に基づいて、駆動回路２３０は、出力電圧ｖ２が正か負か、および、出力電圧ｖ２の瞬間値が入力電圧より高いか低いか、を検出する。この検出に基づいて、駆動回路２３０は、バックモードおよびブーストモードのうちの１つにおいて変換ユニット２を動作する。これらの段階のそれぞれにおいて、出力電流ｉ１の要求されるレベルが、電圧制御信号ＳＲＥＦによって規定される。この信号は、交流の出力電圧や出力電流を生成するために交流信号とすることができ、また、すでに説明したようにして出力電流信号Ｓｉ１および同期信号Ｓｖ１に応じて生成することができる。各場合において、ＰＷＭ方式で動作されるスイッチのスイッチング周波数は、基準信号の周波数より著しく高い。スイッチング周波数は、数１０ｋＨｚまたは数１００ｋＨｚとすることができ、一方、基準信号は、数１０Ｈｚ、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚとすることができる。基準信号ＳＲＥＦの周波数は、出力電流ｉ１の周波数を正確に制御することができるようにするために、変化させてもよい。
電力変換回路１がＡＣ出力電流を負荷に提供するすでに説明した実施形態のそれぞれにおいては、各変換ユニット２はＡＣ電流ｉｏ１を提供する。このために、各変換ユニット２は、特に各変換ユニット２におけるＤＣ／ＡＣ変換器４は、２つのハーフブリッジを有するＨ４ブリッジを有する（例えば、図６の第１のハーフブリッジ４２１、４２２および第２のハーフブリッジ４２３、４２４を参照）。
図３８は、個々の変換ユニット２の複雑さを減少させることができる電力変換回路１の実施形態を示す。この実施形態では、個々の変換ユニット２は、ＡＣ信号の代わりに、整流されたＡＣ信号である、同期信号Ｓｖ１’’を受ける。したがって、ここですでに同期信号Ｓｖ１に関連して説明された他のすべてのことは、同期信号Ｓｖ１’’に適用される。
すでに説明した変換ユニット２同様、図３８の変換ユニットは、同期信号Ｓｖ１’’によって規定されるような周波数および位相を有する出力電流ｉ１を生成するように構成されている。一実施形態によれば、同期回路１０は、出力端子１１、１２に適用される外部電圧ｖ１に応じて同期信号Ｓｖ１’’を生成する。具体的には、同期回路１０は、整流された外部電圧ｖ１に依存する周波数および位相を同期信号Ｓｖ１’’が有するような、同期信号Ｓｖ１’’を生成してもよい。もし、例えば外部電圧ｖ１が正弦波形を有するならば、同期信号Ｓｖ１’’は、整流された正弦波信号の波形を有する。同期信号Ｓｖ１’’は、整流された外部電圧ｖ１’’と同位相であってもよく、同期信号Ｓｖ１’’と、整流された外部電圧ｖ１’’との間に位相差があってもよい。
図３９は、正弦波形を有する外部電圧ｖ１と、対応する整流された外部電圧ｖ１’’と、同期信号Ｓｖ１’’との、タイミングダイヤグラムを概略的に示す。図３９に示す実施形態では、同期信号Ｓｖ１’’は、整流された外部電圧ｖ１’’と同位相である。しかしながら、これは単に例であり、これらの信号Ｓｖ１’’、ｖ１’’との間に位相差があってもよい。図３９はさらに、変換ユニット２のうちの１つの出力電流ｉ１のタイミングダイヤグラムを示す。出力電流ｉ１は、１つの変換ユニットの出力電流ｉ１が、整流された正弦波信号の波形を有するような、同期信号Ｓｖ１’’によって規定される周波数および位相を有する。定常状態では、変換ユニット直列回路の総出力電流ｉＯＵＴ−ＲＥＣは、個々の変換ユニット２の出力電流ｉ１の波形を有する。
図３８を参照して、変換ユニットを有する直列回路と出力端子１１、１２との間に接続された展開回路３００は、変換ユニット直列回路によって提供される出力電流ｉＯＵＴ−ＲＥＣを受けるとともに、整流されたＡＣ信号（整流された正弦波信号など）の波形を有するこの出力電流ｉＯＵＴ−ＲＥＣを、ＡＣ信号（正弦波信号など）の波形を有する出力電流ｉＯＵＴへと、変形（展開）する。出力電流ｉＯＵＴは、出力端子１１、１２にて出力される。
展開回路３００の一実施形態を示す図４０を参照して、展開回路３３０は、図１９を参照して説明したブリッジ回路８５に似た２つのハーフブリッジを有するブリッジ回路を有してもよい。図４０では、参照符号２３１は、第１の変換ユニット２１（図４０には示さず）の第１の出力端子を示し、参照符号２３２は、ｎ番目の変換ユニット２ｎ（図４０には示さず）の第２の出力端子を示す。これらの出力端子は、それぞれ、変換ユニット直列回路の第１の出力端子および第２の出力端子を示す。展開回路は、直列回路出力電流ｉＯＵＴ−ＲＥＣをＡＣ出力電流ＩＯＵＴに変形する。展開回路３００は、第１の切り換え状態および第２の切り換え状態を交互にとる。第１の切り換え状態では、直列回路の第１の出力端子２３１は、第１の出力端子１１に接続され、直列回路の第２の出力端子２４ｎは、第２の出力端子１２に接続され、第２の切り換え状態では、直列回路の第１の出力端子２３１は、第２の出力端子１２に接続され、直列回路の第２の出力端子２４ｎは、第１の出力端子１２に接続される。展開回路は、同期信号Ｓｖ１’’の各周期の開始時の切り換え状態を変化させる。図３８の実施形態では、同期信号の新しい周期は、同期信号Ｓｖ１’’がゼロにまで減少する時期ごとに始まる。
図４０を参照して、展開回路３００は、第１のスイッチ３０１、３０３および第２のスイッチ３０２、３０４をそれぞれ有する第１のハーフブリッジおよび第２のハーフブリッジを有する。本実施形態では、２つのハーフブリッジは、変換ユニット直列回路の出力端子２３１、２４ｎ間に接続されている。第１のハーフブリッジ３０１、３０２の出力端子は、第１の出力端子１１に接続され、第２のハーフブリッジ３０３、３０４の出力端子は、第２の出力端子１２に接続されている。この展開回路では、第１の切り換え状態では、第１のハーフブリッジの第１のスイッチ３０１と、第２のハーフブリッジの第２のスイッチ３０４と、が、スイッチオンされ、他のスイッチ３０２、３０３がスイッチオフされ、第２の切り換え状態では、第１のハーフブリッジの第２のスイッチ３０２と、第２のハーフブリッジの第１のスイッチ３０３と、が、スイッチオンされ、他のスイッチ３０１、３０４がスイッチオフされる。制御回路３１０は、同期信号Ｓｖ１’’を受けて、展開回路３００が同期信号Ｓｖ１’’に応じて第１の切り換え状態および第２の切り換え状態を交互にとるように、個々のスイッチを制御し、それによって、変換ユニット直列回路によって提供される交流出力電流ｉＯＵＴ−ＲＥＣから交流出力電流ｉＯＵＴを生成する。
一実施形態によれば、同期回路１０は、外部電圧ｖ１に応じて同期信号Ｓｖ１’’を生成する。この場合、同期回路１０は、外部電圧ｖ１を受けてもよく、または、（図３８に破線で示すような）整流された外部電圧ｖ１’’を受けてもよい。この実施形態では、展開回路の制御回路３１０は、展開回路ブリッジを制御するために、同期信号Ｓｖ１’’の代わりに、外部電圧ｖ１（または外部電圧を表す信号）を受けてもよい。この実施形態では、制御回路３１０は、外部電圧ｖ１の正のハーフサイクルでは第１の切り換え状態で、また、外部電圧ｖ１の負のハーフサイクルでは第２の切り換え状態で、展開回路ブリッジ３００を動作する。
図３８を参照して、展開回路ブリッジ３００は、直列回路の出力電流ｉ１ＯＵＴ−ＲＥＣを電力変換回路１の出力電流ｉ１ＯＵＴに変換するだけではなく、外部電圧ｖ１を変換（整流）し、整流された外部電圧ｖ１’’を、変換ユニット２を有する直列回路へ（およびオプションとして同期回路１０へ）適用する。
さらなる実施形態によれば、同期回路１０は、外部電圧ｖ１以外の情報に基づいて同期信号Ｓｖ１’’を生成する。これは、端子１１、１２間の電圧ｖ１が外部（グリッド）電圧でないような場合に必要になり、したがって、電力変換回路１がこの電圧ｖ１の周波数を規定することも必要である。例えば、これは、電力変換回路１がアイランドグリッドを動作するときに必要になる。
図３８の電力変換回路１では、個々の変換ユニット２は、１つの極性を有する出力電流ｉ１を提供することができることが必要であるだけであり、正と負の極性間で周期的に変化する出力電流を提供することができる必要はない。これにより、変換ユニット２のそれぞれにおいて、ＤＣ／ＡＣ変換器４の構成を簡素化できる。本発明の記載では、用語「ＤＣ／ＡＣ変換器」は、直流入力電流および直流入力電圧から交流出力電流をそれぞれ生成する、すでに説明した変換器４に関連して用いられる。しかしながら、用語「ＤＣ／ＡＣ変換器」は、整流された正弦波信号の波形を有する出力電流のように、周期的に変化する振幅を有し、１つのみの極性を有する、出力電流を生成する変換器４に関連しても用いられる。
一実施形態によれば、変換ユニット２のそれぞれにおけるＤＣ／ＡＣ変換器４は、バック変換器、ブースト−バック変換器、または、バック−ブースト変換器の構成を用いて実装される。バック変換器４を有するＤＣ／ＡＣ変換器４を有する変換ユニット２の一実施形態を図４１に示す。図４１を参照して、ＤＣ／ＡＣ変換器４は、変換ユニット２の、第１の入力端子２１および第２の入力端子２２を有する入力部と、出力端子２３、２４を有する出力部と、の間に結合されている。オプションとして、ＤＣ／ＤＣ変換器６が、変換ユニット２の入力部２１、２２と、ＤＣ／ＡＣ変換器４との間に接続されている。ＤＣ／ＤＣ変換器６および対応する制御回路７は、すでに説明したＤＣ／ＤＣ変換器６のうちの１つに対応してもよい。
図４１のＤＣ／ＡＣ変換器４は、すでに説明したＨ４ブリッジを有するＤＣ／ＡＣ変換器４のうちの１つから、第３のスイッチ４２３と誘導性蓄電素子４４２とを省き、第４のスイッチ４２４を短絡回路で置き換えることによって、得ることができる。図４１を参照して、バック変換器は、直列接続された、高い側のスイッチ４０１と低い側のスイッチ４０２とを有するハーフブリッジを有する。ハーフブリッジは、入力電圧Ｖ３または（変換ユニット２がＤＣ／ＤＣ変換器６を有するときに）ＤＣリンク電圧Ｖ６を受ける。ハーフブリッジの出力部と、変換ユニット２の出力部２２、２３との間に、誘導性蓄電素子４０３が結合されている。本実施形態では、誘導性蓄電素子４０４は、ハーフブリッジ４０１、４０２の出力部と、第１の出力端子２３との間に結合されている。
図４１のＤＣ／ＡＣ変換器４では、高い側のスイッチ４０１は、出力電流ｉ１が、駆動回路４０４によって受けられる基準信号ＳＲＥＦによって規定されるような波形を有するように、駆動回路４０４によってＰＷＭ方式で駆動される。基準信号ＳＲＥＦは、同期信号Ｓｖ１’’と、出力電流ｉ１を表す出力電流信号Ｓｉ１とに応じて制御回路５によって生成される。一実施形態によれば、制御回路５は、ＤＣ／ＡＣ変換器が同期信号Ｓｖ１’’と同位相になるような出力電流ｉ１を生成するような、基準信号ＳＲＥＦを生成する。
図４１のＤＣ／ＡＣ変換器４では、低い側のスイッチ４０２は、高い側のスイッチ４０１がスイッチオフされたときに、電流を、誘導性蓄電素子４０３に通す。低い側のスイッチ４０２は、（図４１にも示す）フリーホイールダイオードを有してもよい。一実施形態によれば、低い側のスイッチ４０２は、フリーホイールダイオードによって置き換えられる。
ＤＣ／ＡＣ変換器４は、出力電圧ｖ２のレベルが、入力電圧Ｖ３およびＤＣリンク電圧Ｖ６０の各レベルより常に小さいときには、バック変換器として実装されることができる。もし、ＤＣ／ＡＣ変換器の出力電圧ｖ２の最大レベルが、入力電圧Ｖ３およびＤＣリンク電圧Ｖ６０の各レベルより常に高いときには、ＤＣ／ＡＣ変換器は、ブースト−バック変換器構成およびバック−ブースト変換器構成を用いて実装されてもよい。
ブースト−バック変換器構成を有するＤＣ／ＡＣ変換器４を有する変換ユニット２の一実施形態を図４２に示し、バック−ブースト変換器構成を有するＤＣ／ＡＣ変換器４を有する変換ユニット２の一実施形態を図４３に示す。図４２および図４３では、入力端子２１、２２とＤＣ／ＡＣ変換器４との間に接続されたオプションのＤＣ／ＤＣ変換器６は図示していない。図４２および図４３の変換ユニット２がＤＣ／ＤＣ変換器６を用いて実装される場合、ＤＣ／ＡＣ変換器４は、入力電圧Ｖ３の代わりにＤＣリンク電圧Ｖ６を受ける。
図４２を参照して、ＤＣ／ＡＣ変換器４は、第１の誘導性蓄電素子４１１、第１のスイッチ４１２、第２のスイッチ４１３、および容量性蓄電素子４１４を有するブースト段を有する。第１の誘導性蓄電素子４１１および第１のスイッチ４１２を有する直列回路は、入力電圧Ｖ３を受ける。第２のスイッチ４１３および容量性蓄電素子４１４を有する直列回路は、第１のスイッチ４１２と並列に接続されている。ブースト段は、容量性蓄電素子４１４にかかるブースト電圧Ｖ４１４を生成する。
ブースト段は、従来のブースト変換器と同様に動作し、また、容量性蓄電素子４１４において、一定のブースト電圧Ｖ４１４を生成するように構成されていてもよい。この場合、第１の駆動回路４１８は、ブースト電圧Ｖ４１４が一定になるように、駆動信号Ｓ４１、Ｓ４１３を介して第１のスイッチ４１２および第２のスイッチ４１３を駆動する。このため、第１の駆動回路４１８は、ブースト電圧Ｖ４１４を表すブースト電圧信号ＳＶ４１４を受けてもよい。具体的には、ＰＷＭ方式で第１のスイッチ４１２を駆動し、ここで、第１のスイッチ４１２がスイッチオンされるたびに、第１の誘導性蓄電素子にエネルギーが保存される。第１のスイッチ４１２で受けられるＰＷＭ駆動信号Ｓ４１２のデューティサイクルは、ブースト電圧に応じて変化してもよく、より具体的には、ブースト電圧Ｖ４１４と所望の設定電圧との間のエラーに応じて変化してもよい。第２のスイッチ４１３は、第１のスイッチ４１２がスイッチオフされるたびに、電流を誘導性蓄電素子４１１に流し、容量性蓄電素子を充電する。
図４２を参照して、ＤＣ／ＡＣ変換器４はさらに、第３のスイッチ４１５、第２のスイッチ４１６および第２の誘導性蓄電素子４１７を有するバック段を有する。バック段は、図４１のＤＣ／ＡＣ変換器４の構成に対応する構成を有し、第３のスイッチ４１５は、図４１の高い側のスイッチ４０１に対応し、第４のスイッチ４１６は、図４１の低い側のスイッチ４０２に対応し、第２の誘導性蓄電素子４１７は、図４１の誘導性蓄電素子４０３に対応する。
図４１を参照して説明した駆動回路４０４に対応する第２の駆動回路４１９は、駆動信号Ｓ４１５、Ｓ４１６を介してバック段のスイッチ４１５、４１６を駆動する。この実施形態では、バック段は、ブースト段によって提供されるブースト電力Ｖ４１４から基準信号ＳＲＥＦによって規定されるような波形を有する出力電流ｉ１を生成するように構成されている。すでに説明した実施形態同様、基準信号ＳＲＥＦは、制御回路５によって出力される。
図４２のＤＣ／ＡＣ変換器４では、ブースト段とバック段とが同時に動作されるが、図４３に示すバック−ブースト構成を有するＤＣ／ＡＣ変換器４は、（ブーストモードにおいて）ブースト変換器として動作するか、（バックモードにおいて）バック変換器として動作するか、のいずれか一方である。図４３を参照して、ＤＣ／ＡＣ変換器４は、入力端子２３、２４間に接続された第１のスイッチ４２１と第２のスイッチ４２２とを有する直列回路と、出力端子間に接続された第３のスイッチ４２３と第４のスイッチ４２４とを有する直列回路と、を有する。第１のスイッチ４２１と第２のスイッチ４２２とに共通の第１の回路ノードと、第３のスイッチ４２３と第４のスイッチ４２４とに共通の第２の回路ノードと、の間に、誘導性蓄電素子４２５が接続されている。ＤＣ／ＡＣ変換器は、図３７の変換ユニット２から、第２のハーフブリッジ２１３、２１４と誘導性蓄電素子２１６とを省き、第２の入力部２２を第２の出力部２４に接続することによって、得ることができる。
駆動回路４２６は、ＤＣ／ＡＣ変換器４がバックモードまたはブーストモードのいずれかで動作されるように個々のスイッチを制御する。図４３のＤＣ／ＡＣ変換器４の動作原理は、動作段階（Ａ）ないし（Ｃ）における変換ユニット２の動作原理に対応し、この変換ユニットは、段階（Ａ）ないし（Ｃ）ではバックモードで動作し、段階（Ｂ）ではブーストモードで動作する。
図４３のＤＣ／ＡＣ変換器がバックモードのとき、第３のスイッチ４２３は永久にオンであり、第４のスイッチ４２４は永久にオフである。さらに、駆動回路４２６によって受けられる基準信号ＳＲＥＦによって規定されるような波形を出力電流ｉ１が有するように、第１のスイッチ４２１がＰＷＭ方式で駆動される。第２のスイッチ４２２は、第１のスイッチ４２１がスイッチオフされる期間にフリーホイール素子として動作する。一実施形態によれば、第２のスイッチ４２２は、ダイオードのようなフリーホイール素子によって置き換えられる。
ブーストモードでは、第１のスイッチ４２１は永久にオンであり、第２のスイッチ４２２は永久にオフである。ブーストモードでは、基準信号ＳＲＥＦによって規定されるような波形を出力電流ｉ１が有するように、制御回路４２６が第４のスイッチ４２４をＰＷＭ方式で動作する。第３のスイッチ４２３は、フリーホイール素子として動作する。オプションとして、第３のスイッチ４２３は、ダイオードによって置き換えられる。
図４３を参照して、駆動回路４２６は、基準信号ＳＲＥＦの他にも、出力電圧ｖ２の瞬間値を表す出力電圧信号Ｓｖ２と、入力電圧を表す入力電圧信号ＳＶ３と、をも受ける。入力電圧Ｖ３が出力電圧ｖ２の瞬間値より高いことを出力電圧信号Ｓｖ２と入力電圧信号ＳＶ３とが示すときはいつでも、駆動回路４２６はＡＣ／ＤＣ変換器４をバックモードで動作するように構成されている。それ以外のときは、駆動回路４２６はＤＣ／ＡＣ変換器４をブーストモードで動作する。
すでに説明した電力変換器１の実施形態では、ＤＣ電源３が接続されている個々の変換ユニット２の入力端子２１、２２は、出力電流ｉ１ＯＵＴが利用可能である出力端子１１、１２から電気的(galvanic)に分離されていない。しかしながら、特に、出力部での電圧ｖ１の振幅と入力部での電圧Ｖ３との間の比率が高いような応用において、電気的な分離が望ましいこともある。一実施形態によれば、出力電流ｉ１ＯＵＴを受ける電力グリッドは、約１０ｋＶと約２０ｋＶとの間の振幅を有する電圧ｖ１を供給する中程度の電圧グリッドであり、一方、個々のＤＣ電源３は、数１０Ｖまたは数１００Ｖの供給電圧を出力する。この場合、入力部２１、２２と出力部１１、１２との間の電気的な分離が必要になることもある。
入力部２１、２２と出力部１１、１２との間の電気的な分離を提供するいくつかの異なる概念がある。以下の図４４および図４５を参照して２つの主な概念を説明する。
図４４は、少なくとも１つのトランスを備えた電力変換回路１の第１の実施形態を示している。電力変換回路１において、変換ユニット２（参照番号「２」は、図４４の変換ユニット２１−２ｎのうちの任意の１つを指す）はそれぞれ、上述の図１１を参照して説明したように、ＤＣ／ＤＣ変換器６およびＤＣ／ＡＣ変換器４を備えている。なお、図示の簡単化のために、図４４では、ＤＣ／ＤＣ変換器６およびＤＣ／ＡＣ変換器４の制御回路は図示されていない。ＤＣ／ＤＣ変換器６はそれぞれ、１つのＤＣ電源３と１つのＤＣ／ＡＣ変換器４との間に接続され、また、ＤＣ／ＤＣ変換器６はそれぞれ、ＤＣ電源と出力端子１１，１２との間を電気的に分離させるトランス６９を備えている。ＤＣ／ＤＣ変換器６の具体的な構成例について、以下に説明する。
図４４のＤＣ／ＤＣ変換器はそれぞれ、１つのトランスを備えているように図示されているが、２つ以上のＤＣ／ＤＣ変換器６が１つのトランスを共有していてもよい。ＤＣ／ＤＣ変換器６はそれぞれ、対応するＤＣ／ＡＣ変換器４によって受けられるＤＣリンク電圧を出力する。
ＤＣ／ＡＣ変換器４はそれぞれ、上述したように実装されてよい。さらに、オプションとして、展開ブリッジ３００は、変換ユニット２を有する直列回路、または、ＤＣ／ＡＣ変換器４を有する直列回路のそれぞれ、および、出力端子１１，１２に接続される（上述の図３８を参照して説明した通りである）。変換ユニット２のそれぞれがＡＣ電流ｉ１を出力する場合には展開ブリッジ３００は省略されてもよく、また、変換ユニット２のそれぞれが、整流されたＡＣ電流ｉ１を出力する場合には、展開ブリッジ３００は、変換ユニット２を有する直列回路および出力端子に接続される。
図４５は、少なくとも１つのトランスを備えた電力変換回路１のさらなる実施形態を例示している。電力変換回路１において、変換ユニット２はそれぞれ、ＤＣ／ＡＣ変換器４を備えており、ＤＣ／ＡＣ変換器４はそれぞれ、１つのトランス６９を備えている。図４５のＤＣ／ＡＣ変換器４の具体的な構成例について、以下に説明する。
図４５によれば、各ＤＣ／ＡＣ変換器４の入力は、１つのＤＣ電源３に結合されている。さらに、オプションとして、変換ユニット２のそれぞれにおいて、ＤＣ／ＤＣ変換器６は、ＤＣ電源３とＤＣ／ＡＣ変換器４との間に接続される。ＤＣリンク電圧Ｖ６を出力するＤＣ／ＤＣ変換器６はそれぞれ、上述の図１２−図１８を参照して説明したように実装されてよい。なお、図示の簡単化のために、図４５では、ＤＣ／ＡＣ変換器４およびオプションのＤＣ／ＤＣ変換器６は図示されていない。
ＤＣ／ＡＣ変換器４は、ＡＣ電流ｉ１または整流されたＡＣ電流のいずれかを出力するように実装されてよい。第１の場合には、ＤＣ／ＡＣ変換器４を有する直列回路は、出力端子１１，１２に接続されていてもよく、また、第２の場合には、展開ブリッジ（図４５では、破線によって示されている）は、整流されたＡＣ電流を受け、当該ＡＣ電流を出力端子１１，１２に出力する。ＤＣ／ＡＣ変換器４の具体的な構成例について、各図面を参照し以下に説明する。
トランスを備え、かつ、図４４を参照して説明した電力変換回路１に用いられるＤＣ／ＤＣ変換器６のいくつかの具体的な構成について、図４６−図５０を参照して以下に説明する。
図４６は、一次巻線６９Ｐおよび二次巻線６９Ｓを有するトランス６９を備えたＤＣ／ＤＣ変換器６の基本的な構成を示している。ＤＣ／ＤＣ変換器６は、入力電圧Ｖ３を受けてトランス６９の一次巻線６９Ｐにパルス幅変調電圧Ｖ６９Ｐを印加するスイッチング回路６２１を備えている。オプションとして、上述の入力キャパシタ６３に対応する入力キャパシタ６３は、入力端子２１，２２の間に接続される。二次巻線６９Ｓは、一次巻線６９Ｐと誘導的に結合されており、二次巻線自身と接続される整流回路６２２を備えている。整流回路６２２は、ＤＣリンクキャパシタ６０を備えており、一次巻線に印加される電圧Ｖ６９ＳからＤＣリンク電圧Ｖ６０を生成する。ＤＣ／ＤＣ変換器６は、出力電圧Ｖ３およびＤＣリンク電圧Ｖ６０のうちの少なくとも１つを制御するように構成されていてよい。ここでは、説明のために、ＤＣ／ＤＣ変換器６は、入力電圧６を制御するものと仮定する。この場合、スイッチング回路６２１は、上述の入力電圧基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３を受ける。ＭＰＰトラッカー（図４４には図示されていない）が、入力電圧基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３を出力してもよい。スイッチング回路６２１は、一次巻線６９Ｐに印加されるＰＷＭ電圧Ｖ６９Ｐのデューティサイクルを適切に調整することにより、入力電圧を制御するように構成されていてよい。
オプションとして、ブースト段６２３（図４６では破線によって示されている）が、入力部２１，２２とスイッチング回路６２１との間に接続される。ブースト段６２３は、スイッチング回路６２１によって受けられる、入力電圧Ｖ３よりも高いブースト電圧Ｖ６２３を出力するように構成されている。ブースト段６２３は、従来のブースト変換器の構成を備えていてよい。ブースト段６２３が入力部２１，２２とスイッチング回路６２１との間に接続されている場合は、ブースト段６２３は、入力電圧基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３を受けて入力電圧Ｖ３を制御するように構成されていてよい。
図４６を参照して説明した基本的な構成をそれぞれ有するＤＣ／ＤＣ変換器６のさらに具体的な構成例について、図４７−図５０を参照して以下に説明する。ＤＣ／ＤＣ変換器の構成のそれぞれは、図４６を参照して説明した入力キャパシタを有していてもよい。しかしながら、このような入力キャパシタは、図４７−図５０には図示されていない。さらに、オプションとして、ＤＣ／ＤＣ変換器の構成のそれぞれは、入力部２１，２２とスイッチング回路６２１との間に接続されたブースト段を有する。しかしながら、このようなブースト段は、図４７−図５０には図示されていない。
図４７は、一次巻線６９Ｐおよび二次巻線６９Ｓを有するトランス６９を備えたＤＣ／ＤＣ変換器６の第１の実施形態を示している。図４７のＤＣ／ＤＣ変換器６は、ツートランジスタフォワード(two transistor forward)（ＴＴＦ）の構成として公知である構成を有している。このタイプのＤＣ／ＤＣ変換器６において、一次巻線６９Ｐおよび二次巻線６９Ｓは、同じ巻き方向を有している。一次巻線６９Ｐは、スイッチング回路６２１の第１のスイッチ５０６１と第２のスイッチ５０６２との間に接続されており、ここで、スイッチ５０６１，５０６２と一次巻線２２Ｐとを有する直列回路は、ＤＣ入力電圧Ｖ３を受けるための入力端子２１，２２の間に接続されている。第１のスイッチ５０６１と一次巻線６９Ｐとの共通の回路ノードは、ダイオード等の第１整流素子５０７１を介して、第２の入力端子２２に接続されている。さらに、一次巻線６９Ｐと第２のスイッチ５０６２との共通の回路ノードは、ダイオード等の第２の整流素子５０７２を介して、第１の入力端子２１に接続されている。
整流回路６２２において、第３の整流素子５０４、誘導性蓄電素子５０８、およびＤＣリンクキャパシタ６０を有する直列回路は、二次巻線６９Ｓと並列に接続されている。ＤＣリンクキャパシタ６０は、ＤＣリンク電圧Ｖ６０が利用可能である場合には、ＤＣ／ＤＣ変換器の出力端子６１，６２の間に接続される。第４の整流素子５０５は、誘導性蓄電素子５０８およびＤＣリンクキャパシタ６０を有する直列回路と並列に接続されている。
図４７によれば、駆動回路５１０は、同期してスイッチオンオフされる第１のスイッチ５０６１および第２のスイッチ５０６２に対する駆動信号Ｓ５０６を生成する。駆動信号Ｓ５０６は、入力電圧基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３と、入力電圧Ｖ３を表す入力電圧信号ＳＶ３と、に応じたデューティサイクルを有するパルス幅変調（ＰＷＭ）駆動信号である。駆動回路５１０は、入力電圧Ｖ３の電圧レベルが、基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３によって表される電圧レベルに一致するように、駆動信号Ｓ５０６のデューティサイクルを調整するように構成されている。
図４７のＤＣ／ＤＣ変換器６の動作原理は以下の通りである。第１のスイッチ５０６１および第２のスイッチ５０６２がスイッチオンされるごとに、一次巻線６９Ｐは入力端子２１，２２に接続され、電流が一次巻線６９Ｐに流れる。図４７には、入力電圧Ｖ３が図４７に示される極性を有している場合における、二次巻線６９ｓに印加される電圧Ｖ６９ｓの極性が示されている。この電圧は、第３の整流素子５０４、誘導性蓄電素子５０８、およびＤＣリンクキャパシタ６０に流れる電流を生成する。スイッチ５０６１およびスイッチ５０６２がスイッチオフされると、一次巻線６９Ｐに流れる電流は、２つの整流素子５０７１，５０７２によって継続して流れる。しかしながら、二次巻線２２ｓに印加される電圧Ｖ６９ｓの極性は反転し、これにより、第１の整流素子５０４に流れる電流はゼロになり、誘導性蓄電素子５０８によって誘導される電流は第２の整流素子５０５に流れる。ＤＣ電源Ｖ３によって提供される所定の入力電力において駆動信号Ｓ５０６のデューティサイクルが一時的に増加すると、入力電流Ｉ３が増加し、かつ、入力電圧Ｃ３が減少し、また、上記デューティサイクルが減少すると、入力電流Ｉ３が減少し、かつ、入力電圧Ｖ３が増加する。
図４７のＤＣ／ＤＣ変換器６において、上述および以降のＤＣ／ＤＣ変換器６と同様に、ダイオード記号によって表された整流素子は、ダイオードとして実装されてよい。しかしながら、これらの整流素子を、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を含んだ同期整流器（ＳＲ）として実装することも可能である。
図４８は、ＤＣ／ＤＣ変換器６のさらなる実施形態を示している。図４８のＤＣ／ＤＣ変換器６は、位相偏移ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）フルブリッジの構成を備えている。図４８によれば、スイッチング回路６２１は２つのハーフブリッジを備えており、２つのハーフブリッジはそれぞれ、入力電圧Ｖ３を受けるための入力端子２１，２２間に接続された、高い側のスイッチ６０５１，６０６２および低い側のスイッチ６０６１，６０６２を有している。誘導性蓄電素子６１０と、トランス６９の一次巻線６９Ｐとを有する直列回路は、２つのハーフブリッジの出力端子間に接続されている。トランス６９は、２つの二次巻線部６９Ｓ１，６９Ｓ２を形成するセンタータップを有する二次巻線を備えている。第１の二次巻線部６９Ｓ１，第２の二次巻線部６９Ｓ２はそれぞれ、一次巻線６９Ｐと誘導的に結合されている。一次巻線６９Ｐおよび二次巻線部６９Ｓ１，６９Ｓ２は、同じ巻き方向を有する。
整流回路６２２は、誘導性蓄電素子６１１およびＤＣリンクキャパシタ６０を有する直列回路を備えている。第１の二次巻線部６９Ｓ１は、第１の整流素子６０７を介して、この直列回路６１１，６０に結合されており、また、第２の二次巻線部６９Ｓ２は、第２整流素子６０９を介して、直列回路６１１，６０に結合されている。第３の整流素子６１２は、誘導性蓄電素子６１１およびＤＣリンクキャパシタ６０を有する直列回路と並列に接続されている。より正確には、誘導性蓄電素子６１１は、第１整流素子６０７を介して第１の二次巻線部６９Ｓ１に接続されており、かつ、第２整流素子６０９を介して第２の二次巻線部６９Ｓ２に接続されている。二次巻線部６９Ｓ１，６９Ｓ２のセンタータップは、誘導性蓄電素子６１１と離間して対向しているＤＣリンクキャパシタ６０の回路ノードに接続されている。この回路ノードは、第２の出力端子６２に対応している。
ハーフブリッジのスイッチ６０５１，６０５２，６０６１，６０６２は、入力電圧基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３および入力電圧ＳＶ３に応じて、駆動回路６０９によって周期的にスイッチオンおよびオフされ、これにより、入力電圧Ｖ３のレベルは、基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３によって表されるレベルに一致する。図４８において、参照記号Ｓ６０５１，Ｓ６０５２，Ｓ６０６１，Ｓ６０６２は、駆動回路６０９によってスイッチ６０５１，６０５２，６０６１，６０６２のそれぞれに与えられる駆動信号を表している。スイッチ６０５１，６０５２，６０６１，６０６２のそれぞれは、ドライブ機構に応じて、周期的にスイッチオンおよびオフされる。この駆動機構において、各周期は４つの異なる段階を有している。第１の段階において、第１のハーフブリッジの高い側のスイッチ６０５１および第２のハーフブリッジの低い側のスイッチ６０６２がスイッチオンされる。これにより、電流Ｉ６９Ｐが第１誘導性蓄電素子６１０および一次巻線６９Ｐに流れる。入力電圧Ｖ３が図４８に示された極性を有している場合に、二次巻線部６９Ｓ１に印加される電圧Ｖ６９Ｓ１、および二次巻線部６９Ｓ２に印加される電圧Ｖ６９Ｓ２は、図４８に示された極性を有する。第１の二次巻線部６９Ｓ１に印加される電圧Ｖ６９Ｓ１によって電流Ｉ６０７が第１整流素子６０７、第２誘導性蓄電素子６１１、および容量性蓄電素子６０８を流れ、一方、第２整流素子６０９はこの電流を遮断する。
第２の段階において、第１のハーフブリッジの高い側のスイッチ６０５１がスイッチオンされるとともに、第２のハーフブリッジの高い側のスイッチ６０６１がスイッチオンされる。第１のハーフブリッジの低い側のスイッチ６０５２のスイッチオフと、第２のハーフブリッジの高い側のスイッチ６０６１のスイッチオンとの間に、遅延時間が生じていてもよい。この遅延時間中に、高い側のスイッチ６０６１と並列に接続されたフリーホイール素子（不図示）に、電流が流れてもよい。スイッチ６０５１，６０５２，６０６１，６０６２は、パワートランジスタとして実装されてよく、特にパワーＭＯＳＦＥＴとして実装されてよい。パワーＭＯＳＦＥＴは、フリーホイール素子として動作可能な集積本体ダイオードを備えている。
第２の段階において、一次巻線６９Ｐに印加される電圧、二次巻線部６９Ｓ１に印加される電圧Ｖ６９Ｓ１、および二次巻線部６９Ｓ２に印加される電圧Ｖ６９Ｓ２は、０である。誘導性蓄電素子６１１を通る電流は流れ続け、ここで、第３の整流素子６１０が、誘導性蓄電素子６１１および容量性蓄電素子６０８にこの電流を流す。
第３の段階において、第２のハーフブリッジの高い側のスイッチ６０６１および第１のハーフブリッジの低い側のスイッチ６０５２がスイッチオンされる。二次巻線６９Ｓ１に印加される電圧Ｖ６９Ｓ１、および二次巻線部６９Ｓ２に印加される電圧Ｖ６９Ｓ２は、図１１に示された極性と反対の極性を有する。この場合、第２の二次巻線部６９Ｓ２、第２の整流素子６０９、誘導性蓄電素子６１１、および容量性蓄電素子６０８に、電流が流れる。
第４の段階において、第１のハーフブリッジの低い側のスイッチ６０５２がオフされ、第１のハーフブリッジのハーフサイドのスイッチ６０５１がオンされる。一次巻線６９Ｐに印加される電圧、二次巻線部６９Ｓ１に印加される電圧、および二次巻線部６９Ｓ２に印加される電圧は、ゼロになる。誘導性蓄電素子６１１および容量性蓄電素子６０８を通る電流は流れ続け、ここで、第３の整流素子６０９が、この電流の電流経路を提供する。
一実施形態において、２つのハーフブリッジの各スイッチ６０５１，６０５２，６０６１，６０６２におけるスイッチオンおよびオフのタイミングは、各スイッチに印加される電圧がゼロの時に、これらのスイッチのうちの少なくともいくつかがスイッチオンおよび／またはオフになるものである。これは、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）として知られている。
上述のＤＣ／ＤＣ変換器６と同様に、入力電圧Ｖ３は、入力電圧Ｖ３のレベルが基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３によって表されるレベルに一致するように制御されてもよい。特に、入力電圧Ｖ３は、第１の段階および第３の段階の期間を調整することによって調節されてもよく一方、これらの期間の増加によって（入力電圧信号ＳＶ３および基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３に応じて）、入力電流Ｉ３が増加し、これにより、ＤＣ電源３（図４８では図示されていない）によって提供される所定の入力電力においては、入力電圧Ｖ３は低下する。同様に、第１の段階および第３の段階の期間を増加させた場合には、入力電圧Ｖ３は増加する。
図４９は、さらなる実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換器６を示している。図４９のＤＣ／ＤＣ変換器６は、フライバック変換器として実装される。図４９によれば、ＤＣ／ＤＣ変換器６のスイッチング回路６２１は、トランス６９の一次巻線６９Ｐと直列に接続されたスイッチング素子７０１を備えている。一次巻線６９Ｐおよびスイッチング素子７０１を備えた直列回路が入力端子２１，２２の間に接続され、ここで、入力電圧Ｖ３が利用可能である。トランス６９の二次巻線６９Ｓに接続された整流回路６２２は、整流素子７０３およびＤＣリンクキャパシタ６０を有する直列回路を備えている。ＤＣリンクキャパシタ６０は、ＤＣ／ＤＣ変換器６の出力端子６１，６２の間に接続されている。
図４９によれば、ＤＣ／ＤＣ変換器６は、スイッチング素子７０１によって受けられるＰＷＭ駆動信号Ｓ７０１を出力するように動作可能な駆動回路７０２をさらに備えている。
ＤＣ／ＤＣ変換器６の基本的な動作原理は、以下の通りであ：スイッチング素子７０１がスイッチオンされるごとに、エネルギーがトランス６９のエアギャップに磁気的に保存される。一次巻線６９Ｐと二次巻線２２ｓとは、逆の巻き方向を有し、これにより、スイッチング素子７１１がスイッチオンされる時には、二次巻線６９ｓに流れる電流はゼロになる。スイッチング素子７１１がスイッチオフされる時には、トランス６９に保存されたエネルギーが二次巻線６９ｓに伝達されそして、この伝達されたエネルギーによって、二次巻線６９ｓから整流素子７１３を介して整流回路６２２のＤＣリンクキャパシタ６０に流れる電流が発生する。駆動回路７１２の特定のタイプに応じて、ＤＣ／ＤＣ変換器２の動作パラメータの少なくとも１つが調整されてよい。この点について、以下にさらに詳細に説明する。
一実施形態において、上述のＤＣ／ＤＣ変換器６と同様に、入力電圧Ｖ３は、入力電圧Ｖ３のレベルが駆動回路７１２により受けられる基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３によって表されるレベルに一致するように制御される。入力電圧３は、ＰＷＭ駆動信号Ｓ７１１のデューティサイクルを調整することによって、調節されてよく、一方、デューティサイクルの増加によって、入力電流Ｉ３が増加し、これにより、ＤＣ電源３（図４７では図示されていない）によって提供される所定の入力電力入力電圧Ｖ３は低下する。同様に、デューティサイクルを増加させた場合には、入力電圧Ｖ３は増加する。
図５０は、ＬＬＣ共振構成を備えたさらなる実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換器６を示している。図５０によれば、ＤＣ／ＤＣ変換器６のスイッチング回路６２１は、ＤＣ入力電圧Ｖ３を受けるための入力端子２１，２２間に接続された高い側のスイッチ８０５１および低い側のスイッチ８０５２を有するハーフブリッジを備えている。スイッチング回路６２１は、容量性蓄電素子８０６、誘導性蓄電素子８０７、およびトランス６９の一次巻線６９Ｐを有する直列ＬＬＣ回路をさらに備えている。この直列ＬＬＣ回路は、低い側のスイッチ８０５２に並列に接続されている。さらなる誘導性蓄電素子８０８は、一次巻線６９Ｐに並列に接続されている。
トランス６９は、２つの二次巻線部を形成するセンタータップを備えており、すなわち、２つの二次巻線部とは、一次巻線６９Ｐと結合した、第１の二次巻線部６９Ｓ１および第２の二次巻線部６９Ｓ２であり、第１の二次巻線部６９Ｓ１および第２の二次巻線部６９Ｓ２は、一次巻線６９Ｐと同じ巻き方向を有する。整流回路６２２において、第１の二次巻線部６９Ｓ１は、第１の整流素子８０９を介して、第１の出力端子６１に接続され、また、第２の二次巻線部６９Ｓ２は、第２の整流素子８１０を介して、第１の出力端子６１に接続されている。第１の二次巻線部６９Ｓ１および第２の二次巻線部６９Ｓ２の共通の回路ノードは、第２の出力端子６２に接続されている。ＤＣリンクキャパシタ６０は、出力端子６１，６２の間に接続されている。出力端子６１，６２の間では、ＤＣリンク電圧Ｖ６が利用可能である。
図５０において、参照記号Ｓ８０５１，Ｓ８０５２は、ハーフブリッジのスイッチ８０５１，８０５２によって受けられる駆動信号を表している。これらの駆動信号Ｓ８０５１，Ｓ８０５２は、入力電圧信号ＳＶ３および基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３に応じて、駆動回路８１２によって生成され、これにより、入力電圧Ｖ３のレベルは、基準信号ＳＲＥＦ−Ｖ３によって表されるレベルに一致する。
図５０のＤＣ／ＤＣ変換器の動作原理は、以下の通りである。駆動回路８１２は、高い側のスイッチ８０５１および低い側のスイッチ８０５２のオンとオフとを交互に切り換える。これにより、トランス６９の一次巻線６９Ｐに交流電流が発生する。この交流電流は、二次側に伝達される。一次巻線６９Ｐを流れる交流電流が、第１の方向を有している場合には、二次側における電流は、第１の二次巻線部６９Ｓ１および第１の整流素子８０９を介して、ＤＣリンクキャパシタ６０および出力端子６１，６２のそれぞれに流れる。一次巻線６９Ｐを流れる交流電流が、逆の第２の方向を有している場合には、二次側における電流は、第２の二次巻線部６９Ｓ２および第２の整流素子８１０を介して、ＤＣリンクキャパシタ６０および出力端子６１，６２のそれぞれに流れる。
直列ＬＣＣ回路は、２つの共振周波数を有し、すなわち、２つの共振周波数とは、第１の共振周波数、および第１の共振周波数よりも低い第２の共振周波数である。ＤＣ／ＤＣ変換器６の入力電力を制御するために（そして、これにより入力電圧Ｖ３を制御するために）、駆動回路８１２は、典型的には、第１の共振周波数と第２の共振周波数との間であって第１の共振周波数側に近い周波数によって、第１のスイッチ８０５１および第２のスイッチ８０５２を動作させ、ここで、スイッチング周波数を変化させることによって、ＬＬＣ回路の品質係数を変化させることができる。品質係数を変化させることによって、入力電力、およびそれゆえ、ＤＣ／ＤＣ変換器６の入力電圧Ｖ３を調整することができる。
ＴＴＦの構成、位相シフトＺＶＳの構成、フライバックの構成、およびハーフブリッジＬＬＣの構成について詳細に説明してきたが、ＤＣ／ＤＣ変換器６の実装は、これらの構成に限定されない。他の従来型のＤＣ／ＤＣ変換器の構成、例えば、シングルトランジスタフォワードの構成、フルブリッジＬＬＣの構成、またはアクティブクランプフォワードの構成等が、同様に用いられてよい。これらの構成は公知であるので、この点についてさらなる説明は必要とされない。さらに、ＤＣ／ＤＣ変換器６はそれぞれ、インターリーブ型のＤＣ／ＤＣ変換器として実装されてもよい。インターリーブ型のＤＣ／ＤＣ変換器は、以降に示す構成のうちの少なくとも２つの構成を有し、そして、これらの構成は、ＤＣ入力電圧Ｖ３を共通して受けるために、並列に接続され、そして、並列接続された個々の構成は、時間的インターリーブ方式によって作動する。
図４４に示された実施形態において、変換ユニット４はそれぞれ、ＤＣ電源３からＤＣ電圧Ｖ３を受ける。ＤＣ電圧Ｖ３のレベルは、ＤＣ電源の特定のタイプに依存する。一実施形態において、個々のＤＣ電源３はそれぞれ、直列に接続された複数のＰＶモジュールを有する列を備え、これにより、数１０Ｖから数１００Ｖまでの電圧レベルを提供することができる。この場合、電力変換回路１は、１０ｋＶから２０ｋＶまでの電圧を供給する中間電圧圧グリッドに結合されるように構成されてもよい。
ＤＣ／ＡＣ変換器４のそれぞれが、整流されたＡＣ電流ｉ１を生成するように構成されている場合には、図４４を参照して説明したように、展開ブリッジ３００は、ＤＣ／ＡＣ変換器４を有する直列回路と出力部１１、１２との間に接続される。展開ブリッジ３００の構成は、図４０の展開ブリッジ３００の構成に対応するものであってよく、ここで、スイッチ３０１−３０４はそれぞれ、出力端子１１，１２間の電圧に耐えられるように選択される。一実施形態において、これらのスイッチ３０１−３０４は、サイリスタとして実装される。
中間電圧グリッドに結合されるように構成された電力変換回路１は、図４６−図５０を参照して説明した構成のうちのいずれか任意のものを有する変換ユニット２を備えていてもよい。一特定の実施形態において、変換ユニット２はそれぞれ、ブースト段６２３（図４６を参照）、および図４８を参照して説明したＰＳ−ＺＶＳを有するＤＣ／ＤＣ変換器２を備えている。入力電圧Ｖ３と、ブースト段６２３によって提供されるブースト電圧Ｖ６２３（図４６を参照）との比は、例えば、１．２：１から１０：１までの間である。図４５を参照して説明した考え方によれば、個々の変換ユニット２のＤＣ／ＡＣ変換器４は、ＤＣ電源３が接続される入力部２１，２２と、出力部１１，１２との間を、電気的に分離する。すなわち、上述のＤＣ／ＡＣ変換器４のそれぞれは、トランスを備えたＤＣ／ＡＣ変換器４によって置き換えられてもよい。
例えば、図１９の実施形態において、バック変換器の構成を有する変換器８０は、トランスを備えたフライバック変換器の構成を有する変換器８０に置き換えられてもよい。図５１には、このように変更されたＤＣ／ＡＣ変換器４が示されている。この構成例において、ＤＣ／ＡＣ変換器４は、ＤＣ入力電圧Ｖ３を受ける入力端子２１，２２に接続されている。しかしながら、図４５を参照して説明した通り、入力端子２１，２２とＤＣ／ＡＣ変換器４との間に、ＤＣ／ＤＣ変換器６を接続することも可能である。この場合、ＤＣ／ＡＣ変換器４は、入力電圧Ｖ３に替えて、ＤＣリンク電圧Ｖ６（図５１には図示されていない）を受ける。
図５１の変換器８０は、入力端子２１，２２に結合された、トランスの一次巻線８４Ｐおよびスイッチング素子８３を有する直列回路を含んだ従来型のフライバック変換器の構成を備えている。さらに、整流素子８６およびオプションの出力キャパシタ８９を有する整流回路が、トランスの二次巻線８４Ｓに接続されている。二次巻線８４Ｓは、一次巻線８４Ｐと誘導的に結合されている。
図５１の変換器８０の動作原理は、図１９の変換器８０の動作原理に対応している。すなわち、スイッチ８３は、駆動回路８７からＰＷＭ駆動信号を受け、これにより、変換器８０の出力電流ｉ８０の信号波形は、駆動回路８７によって受けられた基準信号ＳＲＥＦによって規定されるような波形を有する。制御回路５は、同期信号Ｓｖ１および出力電流信号Ｓｉ１に応じて、基準信号ＳＲＥＦを生成し、これにより、出力電流と同期信号Ｓｖ１との間の位相差が、あらかじめ規定される。変換器８０は、整流された交流電流の波形を有するように出力電流ｉ８０を生成する。
図５１の変換ユニット２のその他の構成は、図１９を参照して説明した変換ユニット２に対応している。すなわち、展開ブリッジ８５は、変換器８０から出力電流ｉ８０を受け、整流された交流電流ｉ８０から交流出力電流ｉ１を生成する。
図５１に示されるような、複数の変換ユニット２によって実装された電力変換回路において、変換ユニット２はそれぞれ、展開ブリッジ８５を有している。しかしながら、図３８を参照して説明した実施形態や、図４５を参照して説明した実施形態に基づいて、変換ユニット２のそれぞれを変換器８０のみによって実装し、複数の変換ユニット２を有する１つの直列回路に対して展開ブリッジ（図３８の３００）を１つだけ設けることもできる。これは、変換ユニット２１−２ｎのそれぞれを、図５１のフライバック変換器８０に対応するフライバック変換器によって実装することと等価である。
しかしながら、変換器８０をフライバック変換器の構成によって実装することは、単なる一例である。変換器８０は、上述したトランスを備えた別の変換器の構成によって実装されてもよい。さらなる実施形態（不図示）において、ＤＣ／ＡＣ変換器４はそれぞれ、「Trubitsyn et al.: “High-Efficiency Inverter for Pfotovoltaic Applications”, IEEE, Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2010, pages 2803-2810.」に開示されたサイクロインバータの構成を有している。
図５２は、電力変換回路１のさらなる実施形態を示している。この電力変換回路１は、１つのトランス６９を共有する複数のＤＣ／ＤＣ変換器を有するＤＣ／ＤＣ段を備えている。本実施形態において、トランス６９は、誘導的に結合された、ｍ個の一次巻線６９Ｐ１−６０Ｐｍとｎ個の二次巻線６９Ｓ１−６０Ｓｎとを備えている。一次巻線６９Ｐ１−６０Ｐｍはそれぞれ、スイッチング回路６２１１−６２１ｍに結合され、また、スイッチング回路６２１１−６２１ｍは、入力端子２１１，２１ｍ，２２１，２２ｍを有する出力部に接続されている。本実施形態において、スイッチング回路６２１１，６２１ｍはそれぞれ、異なるＤＣ電源に接続されている。しかしながら、これは単なる一例である。さらなる実施形態（不図示）によれば、２つ以上のスイッチング回路が、１つの共通のＤＣ電源に接続されている。図５０を参照すると、整流回路６２２１−６２２ｎはそれぞれ、二次巻線６９Ｓ１−６９Ｓｎのそれぞれに接続されている。整流回路６２２１−６２２ｎはそれぞれ、対応する二次巻線６９Ｓ１−６９Ｓｎに印加される電圧からＤＣリンク電圧Ｖ６１−Ｖ６ｎを生成するように構成されている。その出力部同士が直列に接続された複数のＤＣ／ＡＣ変換器４１−４ｎはそれぞれ、ＤＣリンク電圧Ｖ６１−Ｖ６ｎのうちの１つを受け、ここで、ＤＣ／ＡＣ変換器４１−４ｎはそれぞれ、出力電流ｉ１をともに出力する。オプションとして、展開ブリッジ３００が、ＤＣ／ＡＣ変換器４１−４ｎを有する直列回路と出力端子１１，１２との間に接続されている。
本実施形態において、スイッチング回路６２１１−６２１ｍの個数ｍと、整流回路６２２１−６２２ｎの個数ｎとは、等しくなく、ｍ＜ｎである。しかしながら、電力変換回路２を、同じ個数のスイッチング回路６２１１−６２１ｍと整流回路６２２１−６２２ｎとによって実装してもよいし（ｍ＝ｎの場合）、または、スイッチング回路６２１１−６２１ｍよりも少ない個数の整流回路６２２１−６２２ｎを用いて実装することもできる（ｍ＞ｎの場合）。
ＤＣ／ＡＣ変換器４１−４ｎはそれぞれ、上述のＤＣ／ＡＣ変換器の構成のうちの１つを用いて実装されてよい。ＤＣ／ＡＣ変換器４の制御機構は、上述の制御機構に一致してよい。
図５０の電力変換器の構成において、スイッチング回路６２１１−６２１ｍは、整流回路６２２１−６２２ｎのうちの１つを備えたＤＣ／ＤＣ変換器を形成する。スイッチング回路６２１１−６２１ｍ、および対応する整流回路６２２１−６２２ｎは、図４７−図５０を参照して説明した構成のうちの１つによって実装されてよく、ここで、整流回路６２２１−６２２ｎの構成はそれぞれ、スイッチング回路６２１１−６２１ｍの構成に適合する。すなわち、スイッチング回路６２１１−６２１ｍは、上述の１つのＤＣ／ＤＣ変換器の構成に対応した構成を有しており、整流回路は、そのＤＣ／ＤＣ変換器の構成に対応した構成を有している。
図５３は、電力変換回路１のさらなる実施形態を示し、電力変換回路１は、その出力部２３，２４が、電力変換回路１の出力端子１１，１２間に直列に接続されている。変換ユニット２はそれぞれ、上述の図５−図３６を参照して説明した通り実装されてよく、それぞれ、ＤＣ／ＡＣ変換器４を備えている。オプションとして、ＤＣ／ＤＣ変換器６は、個々の変換ユニット２の入力部２１、２２と、対応するＤＣ／ＡＣ変換器との間に接続される。上述の説明によれば、ＤＣ／ＡＣ変換器４はそれぞれ、同期信号ＳＶ１に応じてＡＣ電流ｉ１を出力する。ＡＣ電流の周波数は、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであり、同期信号ＳＶ１によって規定される。
個々の変換ユニット２の入力部２１，２２と、電力変換回路１の出力部１１，１２との間を電気的に分離するために、個々の変換ユニット２は、ＤＣ／ＡＣ変換器４およびオプションのＤＣ／ＤＣ変換器２に加えて、対応するＤＣ／ＡＣ変換器４の出力部に結合された一次巻線と、二次巻線とを有する、トランス６９を備える。それぞれのトランス６９の二次巻線は、電力変換回路１の出力端子１１，１２間に直列に接続されている。トランス６９は、一次側の電流（すなわち一次巻線を流れる電流）に対応するまたは一次側の電流に比例する、二次側の電流（すなわち二次巻線を流れる電流）を生成することが可能な低周波トランスである。それぞれの場合において、一次側の電流は、対応するＤＣ／ＡＣ変換器によって出力される電流である。
動作モード制御器５０、接続回路７０、および測定回路６００は、図３１および図３５の電力変換回路１においてのみ図示されているが、動作モード制御器５０、接続回路７０、および測定回路６００は、ここで上述した他の電力変換回路のそれぞれにおいて同様に実装されてもよい。
上述の各回路は、アナログ回路、デジタル回路、またはアナログおよびデジタルの回路手段を有する混合回路として実装されてよい。したがって、上述の信号はアナログ信号であってもよいし、デジタル信号でもよい。同期信号Ｓｖ１またはＳｖ１´のそれぞれについて、「連続同期信号」とは、同期信号が、ＡＣ出力電流ｉ１の各周期において利用可能であり、また、対応する出力電流ｉ１の波形に対応する波形を有することを意味している。
保護の範囲は請求項によって定まるが、ここにすでに記載された電力変換回路、電力供給システムおよび方法のいくつかの点は、以下のように短く要約される。
Ａ１．
外部電圧を受けるように構成された出力端子と、
少なくとも２つの変換ユニットを有する少なくとも１つの直列回路であって、それぞれが、ＤＣ電源に結合されるように構成された入力端子と、ＡＣ出力電流を提供する出力端子とを備え、少なくとも１つの上記直列回路が上記電力変換回路の出力端子間に接続されている、直列回路と、
上記電力変換回路の出力端子間に接続されて、上記外部ＡＣ電圧の位相と周波数の情報を含む少なくとも１つの測定信号を提供するように構成された電圧測定回路とを備え、
少なくとも１つの上記変換ユニットは、少なくとも１つの上記測定信号を受けるように構成されるとともに、少なくとも１つの上記測定信号に応じて、ＡＣ出力電流の生成を、上記ＡＣ出力電流と上記外部ＡＣ電圧との間の位相差が所定の設定値であるように調節するように構成されている、電力変換回路。
Ａ２．
上記電圧測定回路が、上記電力変換回路の上記出力端子間に直列接続された複数の測定ユニットをさらに備え、
各測定ユニットが、上記外部ＡＣ電圧の位相と周波数の情報を含む１つの測定信号を提供するように構成され、各測定信号が、１つの変換ユニットによって受けられる、項目Ａ１の電力変換ユニット。
Ａ３．
１つの測定ユニットによって提供される上記測定信号が、上記測定ユニットにかかる電圧またはその一部分である、項目Ａ２の電力変換回路。
Ａ４．
各測定ユニットが、抵抗およびキャパシタのうちの少なくとも１つを備えた、項目Ａ２の電力変換回路。
Ａ５．
上記設定値がゼロである、項目Ａ１の電力変換回路。
Ａ６．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、
上記変換ユニットの入力端子と出力端子との間に結合されて、第１基準信号に応じた周波数および位相を有するＡＣ出力電流を生成するように構成されたＤＣ／ＡＣ変換器と、
少なくとも１つの上記測定信号と上記変換ユニットのＡＣ出力電流とに応じて上記第１基準信号を生成するように構成された制御回路とを備えた、項目Ａ１の電力変換回路。
Ａ７．
上記ＤＣ／ＡＣ変換器が、ＧａＮ−ＨＥＭＴとして実装される少なくとも１つのスイッチを備えた、項目Ａ６の電力変換回路。
Ａ８．
上記制御回路が、
少なくとも１つの上記測定信号に応じて周波数情報を生成するように構成されたフェーズロックドループと、
少なくとも１つの上記測定信号によって示される位相と、上記ＡＣ出力電流の位相との間の位相差を検出し、検出された位相差に基づいて位相差情報を提供するように構成された、位相差検出器と、
上記周波数情報および上記位相差情報に応じて上記第１基準信号を生成するように構成された信号生成器とを備えた、項目Ａ７の電力変換回路。
Ａ９．
上記ＤＣ／ＡＣ変換器が、入力電圧を受けるように構成され、
上記制御回路が、上記入力電圧に応じて第１基準信号を生成するように構成されている、項目Ａ７の電力変換器。
Ａ１０．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、
上記変換ユニットの入力端子と上記ＤＣ／ＡＣ変換ユニットの入力端子との間に結合されて、上記入力端子同士間の入力電圧および上記入力端子での入力電流のうちの少なくとも１つを、第２基準信号に応じて調整するように構成されたＤＣ／ＤＣ変換器と、
上記第２基準信号を提供するように構成された基準信号源とをさらに備えた、項目Ａ４の電力変換回路。
Ａ１１．
上記ＤＣ／ＤＣ変換器が、ＧａＮ−ＨＥＭＴとして実装される少なくとも１つのスイッチを備えた、項目Ａ１１の電力変換回路。
Ａ１２．
上記基準信号源が、最大電力点トラッカーとして実装され、上記第２基準信号を、少なくとも１つの上記変換ユニットの入力電圧および入力電流に応じて生成するように構成されている、項目Ａ１０の電力変換回路。
Ａ１３．
上記ＤＣ／ＤＣ変換器がブースト変換器である、項目Ａ１０の電力変換器。
Ａ１４．
上記ＤＣ／ＤＣ変換器がバック変換器である、項目Ａ１０の電力変換器。
Ａ１５．
上記出力端子間に接続された少なくとも２つの上記変換ユニットとそれぞれ並列接続された少なくとも２つの直列回路を備え、
少なくとも２つの上記直列回路の上記変換ユニットが上記測定回路に結合されている、項目Ａ１の電力変換回路。
Ａ１６．
外部電圧を受けるように構成された出力端子と、
少なくとも２つの変換ユニットを有する少なくとも１つの直列回路であって、それぞれが、ＤＣ電源に結合されるように構成された入力端子と、ＡＣ出力電流を提供する出力端子とを備え、少なくとも１つの上記直列回路が上記電力変換回路の出力端子間に接続されている、直列回路と、
少なくとも２つのＤＣ電圧源であって、各ＤＣ電圧源は、１つの変換ユニットの入力端子に結合されている、ＤＣ電圧源と、
上記電力変換回路の出力端子間に接続されて、上記外部ＡＣ電圧の位相と周波数の情報を含む少なくとも１つの測定信号を提供するように構成された電圧測定回路とを備え、
少なくとも１つの上記変換ユニットは、少なくとも１つの上記測定信号を受けるように構成されるとともに、少なくとも１つの上記測定信号に応じて、ＡＣ出力電流の生成を、上記ＡＣ出力電流と上記外部ＡＣ電圧との間の位相差が所定の設定値であるように調節するように構成されている、電力供給システム。
Ａ１７．
各ＤＣ電圧源が、少なくとも１つの太陽電池を有する光電池アレイを備えた、項目Ａ１６の電力供給システム。
Ａ１８．
各ＤＣ電圧源が、燃料電池を備えた、項目Ａ１６の電力供給システム。
Ａ１９．
上記設定値がゼロである、項目Ａ１４の電力変換回路。
Ａ２０．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、
上記変換ユニットの入力端子と出力端子との間に結合されて、第１基準信号に応じた周波数および位相を有するＡＣ出力電流を生成するように構成されたＤＣ／ＡＣ変換器と、
少なくとも１つの上記測定信号と上記変換ユニットのＡＣ出力電流とに応じて上記第１基準信号を生成するように構成された制御回路とを備えた、項目Ａ１６の電力変換回路。
Ａ２１．
ＤＣ電源に結合されるように構成された入力端子と、
ＡＣ出力電流を提供する出力端子と、
周波数および位相の情報を含む測定信号を受けるように構成された測定入力部とを備え、
上記変換ユニットが、ＡＣ出力電流の生成を、上記ＡＣ出力電流の位相と上記位相情報によって表される位相との間の位相差が所定の設定値であるように調節するように構成されている、電力変換ユニット。
Ａ２２．
上記設定値がゼロである、項目Ａ２１の電力変換ユニット。
Ａ２３．
上記変換ユニットの入力端子と出力端子との間に結合されたＤＣ／ＡＣ変換器であって、第１基準信号に応じた周波数および位相を有するＡＣ出力電流を生成するように構成されたＤＣ／ＡＣ変換器と、
少なくとも１つの上記測定信号と上記変換ユニットのＡＣ出力電流とに応じて上記第１基準信号を生成するように構成された制御回路とをさらに備えた、項目Ａ２１の電力変換ユニット。
Ａ２４．
電力変換回路の動作方法であって、上記電力変換回路は、
外部電圧を受けるように構成された出力端子と、
少なくとも２つの変換ユニットを有する少なくとも１つの直列回路であって、それぞれが、ＤＣ電源に結合されるように構成された入力端子と、ＡＣ出力電流を提供する出力端子とを備え、少なくとも１つの上記直列回路が上記電力変換回路の出力端子間に接続されている、直列回路と、
上記電力変換回路の出力端子間に接続されて、上記外部ＡＣ電圧の位相と周波数の情報を含む少なくとも１つの測定信号を提供するように構成された電圧測定回路とを備え、
上記方法が、
上記変換ユニットが、ＡＣ出力電流の生成を、上記ＡＣ出力電流の位相と上記位相情報によって表される位相との間の位相差が所定の設定値であるように調節することを含んでいる、電力変換回路の動作方法。
Ａ２５．
上記設定値がゼロである、項目Ａ２４の方法。
Ａ２６．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、
上記変換ユニットの入力端子と出力端子との間に結合されて、第１基準信号に応じた周波数および位相を有するＡＣ出力電流を生成するように構成されたＤＣ／ＡＣ変換器と、
少なくとも１つの上記測定信号と上記変換ユニットのＡＣ出力電流とに応じて上記第１基準信号を生成するように構成された制御回路とを備えた、項目Ａ２４の方法。
Ｂ１．
外部電圧を受けるように構成された出力端子と、
少なくとも２つの変換ユニットを有する少なくとも１つの直列回路であって、それぞれが、ＤＣ電源に結合されるように構成された入力端子と、出力電流を提供する出力端子とを備え、少なくとも１つの上記直列回路が上記電力変換回路の出力端子間に接続されている、直列回路と、
同期信号を生成するように構成された同期回路と、を備え、
上記電力変換回路が、ノーマル動作モードで動作可能であり、
上記ノーマル動作モードでは、上記同期回路が、上記外部電圧に応じて少なくとも１つの上記同期信号を生成するように構成され、
上記ノーマル動作モードでは、上記変換ユニットのうちの少なくとも１つが、少なくとも１つの上記同期信号を受けて、出力電流の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号に依存するような出力電流の生成を調節するように構成された、電力変換回路。
Ｂ２．
上記ノーマル動作モードでは、上記同期回路が、上記外部電圧の周波数に応じた周波数と、上記外部電圧の位相に対する所定の位相差と、を有する上記同期信号を生成するように構成されている、項目Ｂ１の電力変換回路。
Ｂ３．
上記位相差がゼロである、項目Ｂ２の電力変換回路。
Ｂ４．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、出力電流と上記同期信号との間に所定の位相差があるような上記出力電流を生成するように構成されている、項目Ｂ２の電力変換回路。
Ｂ５．
上記電力変換回路は、シャットダウン条件が検出されたときにスタンバイモードに入る、項目Ｂ１の電力変換回路。
Ｂ６．
スタンバイモードにおいて、少なくとも１つの上記変換回路が、ゼロ出力電流を生成するように構成されている、項目Ｂ６の電力変換回路。
Ｂ７．
上記シャットダウン条件は、以下の条件：
上記電力変換回路の出力端子での出力電流が、所定の電流閾値より小さいとき、
上記電力変換回路の出力端子での出力電流と、上記電力変換回路の出力端子での出力電圧との間の位相差が、所定の位相差閾値より大きいとき、
上記出力電圧が、所定の電圧閾値より小さいとき、
シャットダウントリガー信号を受けたとき、
のうちの少なくとも１つが満たされるときに検出される、項目Ｂ６の電力変換回路。
Ｂ８．
上記同期信号の生成を制御するように構成された動作モードコントローラをさらに備え、
上記動作モードコントローラは、
シャットダウン条件が満たされたときに、スタンバイ波形を有する上記同期信号を上記同期回路に生成させるように構成され、
少なくとも１つの上記変換ユニットは、
上記同期信号が上記スタンバイ波形を有するときに、ゼロ出力電流を生成するように構成されている、項目Ｂ５の電力変換回路。
Ｂ９．
上記スタンバイ波形が、一定の信号レベルを有する波形である、項目Ｂ７の電力変換回路。
Ｂ１０．
動作モードコントローラとをさらに備え、
上記動作モードコントローラは、
シャットダウン条件が満たされたときに、上記直列回路と上記出力端子との間の接続を遮断するように構成されている、項目Ｂ５の電力変換回路。
Ｂ１１．
少なくとも１つの上記変換ユニットは、
上記変換ユニットの出力端子間の電圧が所定の電圧閾値に達したときに、ゼロ出力電流を生成するように構成されている、項目Ｂ５の電力変換回路。
Ｂ１２．
上記スタンバイモードでは、
少なくとも１つの上記変換ユニットは、入力端子で利用可能な入力電圧（Ｖ３）を出力端子まで印加するように構成され、
上記動作モードコントローラは、上記直列回路と上記出力端子との間の接続を遮断するように構成され、
上記動作モードコントローラは、少なくとも２つの上記変換ユニットを有する直列回路にかかる電圧を検出するように構成され、
上記動作モードコントローラは、上記直列回路にかかる電圧が所定の電圧レベルより大きいときに、ノーマルモードレベルを有する上記同期信号を上記同期回路に生成させるように構成されている、項目Ｂ７の電力変換回路。
Ｂ１３．
上記外部電圧の波形とは異なる波形を有する上記同期信号が生成される第１テストモードにて、上記電力変換回路を動作するように構成されるとともに、上記出力端子での電圧の波形が上記同期信号の波形に従うときに、上記電力変換回路をシャットダウンするように構成された、動作モードコントローラをさらに備えた、項目Ｂ１の電力変換回路。
Ｂ１４．
上記外部電圧を監視するように構成されるとともに、
上記外部電圧の遮断が検出されたときに、遮断が検出される前の周波数および位相に対応する周波数および位相を有するように上記同期信号の生成を上記同期回路に続けさせるように構成された、
動作モードコントローラをさらに備えた、項目Ｂ１の電力変換回路。
Ｂ１５．
上記動作モードコントローラは、さらに、上記外部電圧の遮断後に上記外部電圧が特定の期間内に回復していないときに、上記電力変換回路をシャットダウンするように構成されている、項目Ｂ１４の電力変換回路。
Ｂ１６．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、
上記変換ユニットの入力端子と出力端子との間に結合されて、第１基準信号に応じた周波数および位相を有するＡＣ出力電流を生成するように構成されたＤＣ／ＡＣ変換器と、
少なくとも１つの上記同期信号と上記変換ユニットのＡＣ出力電流とに応じて上記第１基準信号を生成するように構成された制御回路とを備えた、項目Ｂ１の電力変換回路。
Ｂ１７．
上記ＤＣ／ＡＣ変換器が、入力電圧を受けるように構成され、
上記制御回路が、上記入力電圧に応じて第１基準信号を生成するように構成されている、項目Ｂ１６の電力変換器。
Ｂ１８．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、
上記変換ユニットの入力端子と上記ＤＣ／ＡＣ変換ユニットの入力端子との間に結合されて、上記入力端子同士間の入力電圧および上記入力端子での入力電流のうちの少なくとも１つを、第２基準信号に応じて調整するように構成されたＤＣ／ＤＣ変換器と、
上記第２基準信号を提供するように構成された基準信号源とをさらに備えた、項目Ｂ１６の電力変換回路。
Ｂ１９．
上記基準信号源が、最大電力点トラッカーとして実装され、上記第２基準信号を、少なくとも１つの上記変換ユニットの入力電圧および入力電流に応じて生成するように構成されている、項目Ｂ１８の電力変換回路。
Ｂ２０．
上記ＤＣ／ＤＣ変換器がブースト変換器およびバック変換器のうちの１つである、項目Ｂ１８の電力変換器。
Ｂ２１．
上記出力端子間に接続された少なくとも２つの上記変換ユニットとそれぞれ並列接続された少なくとも２つの直列回路を備え、
少なくとも２つの上記直列回路の上記変換ユニットが上記測定回路に結合されている、項目Ｂ１の電力変換回路。
Ｂ２２．
外部電圧を受けるように構成された出力端子と、
少なくとも２つの変換ユニットを有する少なくとも１つの直列回路であって、それぞれが、入力端子と、出力電流を提供する出力端子とを備え、少なくとも１つの上記直列回路が上記電力変換回路の出力端子間に接続されている、直列回路と、
少なくとも２つのＤＣ電圧源であって、各ＤＣ電圧源は、１つの変換ユニットの入力端子に結合されている、ＤＣ電圧源と、
同期信号を生成するように構成された同期回路と、を備え、
上記電力変換回路が、ノーマル動作モードで動作可能であり、
上記ノーマル動作モードでは、上記同期回路が、上記外部電圧に応じて少なくとも１つの上記同期信号を生成するように構成され、
上記ノーマル動作モードでは、上記変換ユニットのうちの少なくとも１つが、少なくとも１つの上記同期信号を受けて、出力電流の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号に依存するような出力電流の生成を調節するように構成された、電力供給システム。
Ｂ２３．
各ＤＣ電圧源が、少なくとも１つの太陽電池を有する光電池アレイを備えた、項目Ｂ２２の電力供給システム。
Ｂ２４．
各ＤＣ電圧源が、燃料電池を備えた、項目Ｂ２２の電力供給システム。
Ｂ２５．
電力変換回路の動作方法であって、上記電力変換回路は、
外部電圧を受けるように構成された出力端子と、
少なくとも２つの変換ユニットを有する少なくとも１つの直列回路であって、それぞれが、ＤＣ電源に結合されるように構成された入力端子と、出力電流を提供する出力端子とを備え、少なくとも１つの上記直列回路が上記電力変換回路の出力端子間に接続されている、直列回路と、
同期信号を生成するように構成された同期回路と、を備え、
上記方法が、上記出力電流の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号に依存するような出力電流の生成を調節することを含んでいる、電力変換回路の動作方法。
Ｃ１．
外部電圧を受けるように構成された出力端子と、
上記電力変換回路の出力端子間に接続されている少なくとも２つの変換ユニットを有する少なくとも１つの直列回路であって、各変換ユニットが、ＤＣ電源に結合されるように構成された入力端子と、出力電流を提供する出力端子とを備え、少なくとも１つの上記直列回路が上記電力変換回路の出力端子間に接続され、少なくとも１つの変換ユニットが、上記同期信号から連続同期信号を生成するように構成された信号生成器を備えている、直列回路と、を備え、
上記電力変換器が、ノーマル動作モードで動作可能であり、
上記ノーマルモードでは、少なくとも１つの上記変換ユニットが、出力電流の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号に依存するような出力電流の生成を調節するように構成された、電力変換回路。
Ｃ２．
上記同期信号がＡＣ信号であり、
上記信号生成器が、所定期間、上記同期信号を受け、上記同期信号の周波数および位相を検出し、上記所定期間後に、検出された周波数および位相に応じて上記連続同期信号を生成するように構成されている、項目Ｃ１の電力変換回路。
Ｃ３．
上記同期信号が、少なくとも１つの上記変換ユニットの出力端子間の電圧に依存する、項目Ｃ２の電力変換回路。
Ｃ４．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、出力電流と上記連続同期信号との間に所定の位相差があるような上記出力電流を生成するように構成されている、項目Ｃ２の電力変換回路。
Ｃ５．
上記同期信号が、複数の信号パルスを有するパルス信号であり、
上記信号生成器が、上記パルス信号の周波数および位相に応じた周波数および位相を有する上記連続同期信号を生成するように構成されている、項目Ｃ１の電力変換回路。
Ｃ６．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、出力電流と上記連続同期信号との間に所定の位相差があるような上記出力電流を生成するように構成されている、項目Ｃ６の電力変換回路。
Ｃ７．
外部電圧を受けて、上記外部電圧に応じて上記同期信号を生成するように構成された同期回路をさらに備えている、項目Ｃ５の電力変換回路。
Ｃ８．
上記同期回路が、
上記外部電圧の正または負のゼロクロスが生じるたびに、上記同期信号の信号パルスを生成するように構成されている、項目Ｃ７の電力変換器。
Ｃ９．
シャットダウン条件を検出し、シャットダウン条件が検出されると、上記直列回路と上記出力端子との間の接続を遮断するように構成されている動作モードコントローラをさらに備えている、項目Ｃ１の電力変換回路。
Ｃ１０．
以下の条件：
上記電力変換回路の出力端子での出力電流が、所定の電流閾値より小さいとき、
上記電力変換回路の出力端子での出力電流と、上記電力変換回路の出力端子での出力電圧との間の位相差が、所定の位相差閾値より大きいとき、
上記出力電圧が、所定の電圧閾値より小さいとき、
のうちの少なくとも１つが満たされるときに、上記動作モードコントローラが上記シャットダウン条件を検出する、項目Ｃ９の電力変換回路。
Ｃ１１．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、
上記変換ユニットの出力端子間の電圧（ｖ２）が所定の電圧閾値に達したときに、ゼロ出力電流を生成するように構成されている、項目Ｃ９の電力変換回路。
Ｃ１２．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、
上記変換ユニットの入力端子と出力端子との間に結合されて、第１基準信号に応じた周波数および位相を有するＡＣ出力電流を生成するように構成されたＤＣ／ＡＣ変換器と、
少なくとも１つの上記同期信号と上記変換ユニットのＡＣ出力電流とに応じて上記第１基準信号を生成するように構成された制御回路とを備えた、項目Ｃ１の電力変換回路。
Ｃ１３．
上記ＤＣ／ＡＣ変換器が、入力電圧を受けるように構成され、
上記制御回路が、上記入力電圧に応じて第１基準信号を生成するように構成されている、項目Ｃ１２の電力変換器。
Ｃ１４．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、
上記変換ユニットの入力端子と上記ＤＣ／ＡＣ変換ユニットの入力端子との間に結合されて、上記入力端子同士間の入力電圧および上記入力端子での入力電流のうちの少なくとも１つを、第２基準信号に応じて調整するように構成されたＤＣ／ＤＣ変換器と、
上記第２基準信号を提供するように構成された基準信号源とをさらに備えた、項目Ｃ１２の電力変換回路。
Ｃ１５．
上記基準信号源が、最大電力点トラッカーとして実装され、上記第２基準信号を、少なくとも１つの上記変換ユニットの入力電圧および入力電流に応じて生成するように構成されている、項目Ｃ１４の電力変換回路。
Ｃ１６．
上記ＤＣ／ＤＣ変換器がブースト変換器およびバック変換器のうちの１つである、項目Ｃ１４の電力変換器。
Ｃ１７．
上記出力端子間に接続された少なくとも２つの上記変換ユニットとそれぞれ並列接続された少なくとも２つの直列回路を備え、
少なくとも２つの上記直列回路の上記変換ユニットが上記測定回路に結合されている、項目Ｃ１の電力変換回路。
Ｃ１８．
外部電圧を受けるように構成された出力端子と、
上記電力変換回路の出力端子間に接続されている少なくとも２つの変換ユニットを有する少なくとも１つの直列回路であって、各変換ユニットが、入力端子と、出力電流を提供する出力端子とを備え、少なくとも１つの上記直列回路が上記電力変換回路の出力端子間に接続され、少なくとも１つの変換ユニットが、上記同期信号から連続同期信号を生成するように構成された信号生成器を備えている、直列回路と、
少なくとも２つのＤＣ電源であって、各ＤＣ電源が１つの変換ユニットの入力端子に結合されている、ＤＣ電源と、を備え、
上記電力変換器が、ノーマル動作モードで動作可能であり、
上記ノーマルモードでは、少なくとも１つの上記変換ユニットが、出力電流の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号に依存するような出力電流の生成を調節するように構成された、電力供給システム。
Ｃ１９．
各ＤＣ電圧源が、少なくとも１つの太陽電池を有する光電池アレイを備えた、項目Ｃ１８の電力供給システム。
Ｃ２０．
各ＤＣ電圧源が、燃料電池を備えた、項目Ｃ１８の電力供給システム。
Ｄ１．
少なくとも１つの同期信号を生成するように構成された同期回路と、
総出力電流を出力するように構成された複数の変換ユニットを有する少なくとも１つの直列回路と、を備え、
複数の上記変換ユニットのうちの少なくとも１つが、生成された出力電流の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号に依存するような出力電流を生成する、電力変換回路。
Ｄ２．
上記電力変換回路が、外部電圧を受けるように構成され、
上記同期回路が、上記外部電圧の電圧レベルに応じて上記同期信号を生成するように構成されている、項目Ｄ１の電力変換回路。
Ｄ３．
上記同期回路が、上記外部電圧と上記同期信号との間に位相差があるような上記同期信号を生成するように構成されている、項目Ｄ２の電力変換回路。
Ｄ４．
上記位相差が実質的にゼロに等しい、項目Ｄ３の電力変換回路。
Ｄ５．
上記同期回路が、整流済み交流信号としての上記同期信号を生成し、
上記電力変換回路が、上記直列回路から受けた上記総出力電流を交流出力電流に変換するように構成された展開回路をさらに備えている、項目Ｄ１の電力変換回路。
Ｄ６．上記展開回路が、
上記直列回路に結合された第１ハーフブリッジと、
上記変換直列回路に結合された第２ハーフブリッジと、
上記第１ハーフブリッジおよび上記第２ハーフブリッジを駆動するように構成された駆動回路と、を備えた、項目Ｄ５の電力変換回路。
Ｄ７．
上記駆動回路は、
上記出力端子において受けられた外部電圧、
上記外部電圧の整流済みのもの、
上記同期信号、
からなるグループから選択される１つの信号に基づいて、上記第１ハーフブリッジおよび上記第２ハーフブリッジを駆動するように構成されている、項目Ｄ６の電力変換回路。
Ｄ８．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、直流電圧を受けて上記出力電流を出力するように構成された変換器を備えた、項目Ｄ１の電力変換回路。
Ｄ９．
上記変換器が、
バック変換器構成、
バック−ブースト変換器構成、および、
ブースト−バック変換器構成
からなるグループから選択される構成を備えた、項目Ｄ８の電力変換回路。
Ｄ１０．
同期回路によって少なくとも１つの同期信号を生成し、
複数の変換ユニットを有する少なくとも１つの直列回路によって総出力信号を出力し、
複数の上記変換ユニットのうちの少なくとも１つによって、生成された出力電流の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号に依存するような出力電流を生成する、方法。
Ｄ１１．
上記電力変換回路によって外部電圧を受け、
上記同期回路によって上記外部電圧の電圧レベルに基づいて上記同期信号を生成する、項目Ｄ１０の方法。
Ｄ１２．
上記外部電圧と上記同期信号との間に位相差があるような上記同期信号を生成することをさらに有する、項目Ｄ１１の方法。
Ｄ１３．
上記位相差が実質的にゼロに等しい、項目Ｄ１２の方法。
Ｄ１４．
整流済み交流信号としての上記同期信号を生成し、
上記直列回路によって生成された上記総出力電流を交流出力電流に変換することをさらに有する、項目Ｄ１０の方法。
Ｄ１５．
上記展開回路が、
上記直列回路に結合された第１ハーフブリッジと、
上記変換直列回路に結合された第２ハーフブリッジと、
上記第１ハーフブリッジおよび上記第２ハーフブリッジを駆動するように構成された駆動回路と、を備えた、項目Ｄ１４の方法。
Ｄ１６．
上記第１ハーフブリッジおよび上記第２ハーフブリッジは、
上記出力端子において受けられた外部電圧、
上記外部電圧の整流済みのもの、
上記同期信号、
からなるグループから選択される１つの信号に基づいて駆動される、項目Ｄ１５の方法。
Ｄ１７．
上記変換ユニットのそれぞれにおいて変換器によって直流電圧を受け、上記変換器によって上記出力電流を出力することをさらに有する、項目Ｄ１の方法。
Ｄ１８．
上記変換器が、
バック変換器構成、
バック−ブースト変換器構成、および、
ブースト−バック変換器構成
からなるグループから選択される構成を備えた、項目Ｄ１７の方法。
Ｄ１９．
少なくとも１つの同期信号を生成する手段と、
総出力電流を出力する手段と、
生成された出力電流の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号に依存するような出力電流を出力する手段と、を備えた、電力変換回路。
Ｅ１．
少なくとも１つの同期信号を生成するように構成された同期回路と、
出力電流を出力するように構成された複数の変換ユニットを有する少なくとも１つの直列回路と、を備え、
複数の上記変換ユニットのうちの少なくとも１つが、トランスを備え、生成された出力電流の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号に依存するような出力電流を生成するように構成されている、電力変換回路。
Ｅ２．
上記電力変換回路が、外部電圧を受けるように構成され、
上記同期回路が、上記外部電圧の電圧レベルに基づいて上記同期信号を生成するように構成されている、項目Ｅ１の電力変換回路。
Ｅ３．
上記同期回路が、上記外部電圧と上記同期信号との間に位相差があるような上記同期信号を生成するように構成されている、項目Ｅ２の電力変換回路。
Ｅ４．
上記位相差が実質的にゼロに等しい、項目Ｅ３の電力変換回路。
Ｅ５．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、
直流電圧を受けて直流電圧を出力するように構成された第１変換器と、
上記第１変換器から上記直流電圧を受けて上記出力電流を生成するように構成された第２変換器と、を備えている、項目Ｅ１の電力変換回路。
Ｅ６．
上記第１変換器が、
フライバック変換器構成、
ツートランジスタフォワード（ＴＴＦ）変換器構成、
位相偏移ゼロ電圧スイッチング（ＰＳ ＺＶＳ）変換器構成、および、
ＬＬＣ変換器構成
からなるグループから選択される構成を備えた、項目Ｅ５の電力変換回路。
Ｅ７．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、
直流電圧を受けて、上記同期信号に基づいて整流済み電流を出力するように構成された変換器を備えている、項目Ｅ１の電力変換回路。
Ｅ８．
少なくとも１つの上記変換ユニットが、
上記整流済み電流を受けて上記出力電流を生成するように構成された展開ブリッジをさらに備えている、項目Ｅ７の電力変換回路。
Ｅ９．
上記直列回路に結合された展開ブリッジをさらに備えている、項目Ｅ７の電力変換回路。
Ｅ１０．
上記変換器が、
フライバック変換器構成、
ツートランジスタフォワード（ＴＴＦ）変換器構成、
位相偏移ゼロ電圧スイッチング（ＰＳ ＺＶＳ）変換器構成、および、
ＬＬＣ変換器構成
からなるグループから選択される構成を備えた、図７の電力変換器。
Ｅ１１．
複数の上記変換ユニットが１つのトランスを共有している、項目Ｅ１の電力変換回路。
Ｅ１２．
同期回路によって少なくとも１つの同期信号を生成し、
複数の変換ユニットを有する少なくとも１つの直列回路によって出力信号を出力し、上記変換ユニットのうちの少なくとも１つがトランスであり、
複数の上記変換ユニットのうちの少なくとも１つによって、生成された出力電流の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号に依存するような出力電流を生成する、方法。
Ｅ１３．
上記電力変換回路によって外部電圧を受け、
上記同期回路によって上記外部電圧の電圧レベルに基づいて上記同期信号を生成する、項目Ｅ１２の方法。
Ｅ１４．
上記外部電圧と上記同期信号との間に位相差があるような上記同期信号を、上記同期によって生成することをさらに有する、項目Ｅ１３の方法。
Ｅ１５．
上記位相差が実質的にゼロに等しい、項目Ｅ１４の方法。
Ｅ１６．
上記変換ユニットにおいて第１変換器によって直流電圧を受け、上記第１変換器によって直流電圧を出力することと、
上記変換ユニットにおいて第２変換器によって上記第１変換器から上記直流電圧を受け、上記第２変換器によって上記出力電流を生成することと、をさらに有する、項目Ｅ１２の方法。
Ｅ１７．
上記第１変換器が、
フライバック変換器構成、
ツートランジスタフォワード（ＴＴＦ）変換器構成、
位相偏移ゼロ電圧スイッチング（ＰＳ ＺＶＳ）変換器構成、および、
ＬＬＣ変換器構成
からなるグループから選択される構成を備えた、項目Ｅ１６の方法。
Ｅ１８．
少なくとも１つの上記変換ユニットにおいて、変換器によって、直流電圧を受けて、上記同期信号に基づいて整流済み電流を出力することをさらに有する、項目Ｅ１２の方法。
Ｅ１９．
上記展開ブリッジによって、上記整流済み電流を受けて、上記出力電流を出力することをさらに有する、項目Ｅ１８の方法。
Ｅ２０．
上記変換器が、
フライバック変換器構成、
ツートランジスタフォワード（ＴＴＦ）変換器構成、
位相偏移ゼロ電圧スイッチング（ＰＳ ＺＶＳ）変換器構成、および、
ＬＬＣ変換器構成
からなるグループから選択される構成を備えた、項目Ｅ１９の方法。
Ｅ２１．
複数の上記変換ユニットが１つのトランスを共有している、項目Ｅ１の方法。
Ｅ２２．
少なくとも１つの同期信号を生成する手段と、
総出力電流を出力する手段と、
生成された出力電流の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号に依存するような出力電流を出力する手段であって、トランスを有している手段と、を備えた、電力変換回路。
本発明の種々の例示的実施形態を示したが、本発明の精神と範囲から逸脱することなく本発明の利点のいくつかを達成する種々の変化および修正が可能であることは当業者には明らかである。同じ機能を行う素子を好適に置き換えうることは当業者には自明である。明示的に述べていない場合であっても、特定の図面を参照して説明される特徴は、他の図面の特徴と組み合わせられることが言及すべきである。さらに、本発明の方法は、同じ結果を達成する、適切なプロセッサ指示を用いた全てのソフトウェアによる実施、または、ハードウェアロジックおよびソフトウェアロジックの組み合わせを用いるハイブリッド実施のいずれによっても達成できる。添付の請求項によって、発明の概念へのこのような修正をカバーすることが意図されている。
「under」、「below」、「lower」、「over」、「upper」などの空間的相対的用語などは、ある素子の、他の素子に相対的な位置を説明するのに、記載を平易にするために用いられている。これらの用語は、図面に描いた方向とは異なる方向に加え、装置の異なる方向を包含することを意図されている。さらに、「first」、「second」などの用語は、種々の素子、領域、区域などを示すのにも用いられ、限定することは意図されない。明細書全体において、同様の用語は、同様の素子を示す。
ここで用いられるように、「having」、「containing」、「including」、「comprising」などの用語は、述べられた素子や特徴の存在を示すが、追加の素子や特徴を排除しない、開放端用語である。冠詞「a」、「an」、「the」は、そうでない旨を文脈が明らかに示していない限り、単数同様複数も含むことを意図される。
上記の変形や応用を考慮に入れて、本発明が、上記記載や添付図面に限定されないことが理解されるべきである。むしろ、本発明は、以下の請求項およびその法的同等物によってのみ限定される。
ここに述べた種々の実施形態の特徴は、そうでない旨を特記しない限り、互いに組み合わせてもよいことが理解されるべきである。
直列に接続された複数のＤＣ／ＡＣ変換器および電圧測定回路を含む電力変換回路を概略的に示す図である。 それぞれが少なくとも１つの太陽電池を有している、光電池アレイの種々の実施形態を示す図である。 それぞれが少なくとも１つの太陽電池を有している、光電池アレイの種々の実施形態を示す図である。 それぞれが少なくとも１つの太陽電池を有している、光電池アレイの種々の実施形態を示す図である。 直列に接続された複数のＤＣ／ＡＣ変換器および、直列に接続された複数の測定ユニットを有する電圧測定回路を含む電力変換回路を概略的に示す図である。 測定ユニットの種々の実施形態を示す図である。 測定ユニットの種々の実施形態を示す図である。 測定ユニットの種々の実施形態を示す図である。 測定ユニットの種々の実施形態を示す図である。 ＤＣ／ＡＣ変換器および制御回路を有する１つのＤＣ／ＡＣ変換ユニットの第１実施形態を示すブロック図である。 図５のＤＣ／ＡＣ変換器の実施形態を詳細に示す図である。 図６のＤＣ／ＡＣ変換器に用いられうるスイッチの種々の実施形態を示す図である。 ＤＣ／ＡＣ変換ユニットの制御回路の第１実施形態を示す図である。 図８の制御回路の第１ブランチを詳細に示す図である。 １つのＤＣ／ＡＣ変換ユニットの制御回路の第２実施形態を示す図である。 ＤＣ／ＤＣ変換器、最大電力点トラッカー、ＤＣ／ＡＣ変換器および制御回路を有する、１つの変換ユニットの第２実施形態を示すブロック図である。 ブースト変換器として実装されるＤＣ／ＤＣ変換器の実施形態を示す図である。 図１２のＤＣ／ＤＣ変換器の制御回路を概略的に示す図である。 バック変換器として実装されるＤＣ／ＤＣ変換器の実施形態を示す図である。 ＤＣ／ＡＣ変換器の制御回路のさらなる実施形態を示す図である。 ２つのインターリーブブースト変換段で実装されるＤＣ／ＤＣ変換器の実施形態を示す図である。 図１６のＤＣ／ＤＣ変換器のための制御回路の第１実施形態を示す図である。 図１６のＤＣ／ＤＣ変換器のための制御回路の第２実施形態を示す図である。 バック変換器および展開ブリッジを有する１つのＤＣ／ＡＣ変換ユニットのさらなる実施形態を示すブロック図である。 図１９のＤＣ／ＡＣ変換ユニットの動作原理を示すタイミングブロック図である。 図１９のＤＣ／ＡＣ変換ユニットで実装されるコントローラの第１実施形態を示す図である。 図１９のＤＣ／ＡＣ変換ユニットで実装されるコントローラの第２実施形態を示す図である。 並列に接続された２つの直列回路に組織された複数の変換ユニットを有する電力変換回路の実施形態を示す図である。 同期回路のさらなる実施形態を示す図である。 図２４の同期回路内の伝達回路の実施形態を示す図である。 １つの変換ユニットのさらなる実施形態を示す図である。 図２６の変換ユニットの信号生成器の第１実施形態を示す図である。 図２７の信号生成器で発生する信号を示すタイミングブロック図である。 図２６の変換ユニットの信号生成器の第１実施形態を示す図である。 電力変換回路の、２つの可能な動作モードを概略的に示す図である。 動作モードコントローラを有する電力変換回路の実施形態を示す図である。 動作モードユニットを有する変換ユニットの実施形態を示す図である。 第１動作モードから第２動作モードへの伝達の第１実施形態を示す図である。 第１動作モードから第２動作モードへの伝達の第２実施形態を示す図である。 電力変換回路のさらなる実施形態を示す図である。 図３５の電力変換回路で実装される変換ユニットの実施形態を示す図である。 変換ユニットのさらなる実施形態を示す図である。 変換ユニットを有する直列回路と出力端子との間に接続された展開回路を有する電力変換回路の実施形態を示す図である。 図３８の電力変換回路の動作原理を示すタイミングブロック図である。 展開回路の実施形態を示す図である。 図３８の電力変換回路における変換ユニットの第１実施形態を示す図である。 図３８の電力変換回路における変換ユニットの第２実施形態を示す図である。 図３８の電力変換回路における変換ユニットの第３実施形態を示す図である。 少なくとも１つのトランスを有する電力変換回路の第１実施形態を示す図である。 少なくとも１つのトランスを有する電力変換回路の第２実施形態を示す図である。 トランスを有するＤＣ／ＤＣ変換器の一実施形態を概略的に示す図である。 ツートランジスタフォワード（ＴＴＦ）構成を有するＤＣ／ＤＣ変換器の実施形態を示す図である。 位相偏移（ＰＳ）ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）変換器構成を有するＤＣ／ＤＣ変換器の実施形態を示す図である。 フライバック変換器構成を有するＤＣ／ＤＣ変換器の実施形態を示す図である。 ＬＬＣ変換器構成を有するＤＣ／ＤＣ変換器の実施形態を示す図である。 トランスを有するＤＣ／ＡＣ変換器の一実施形態を示す図である。 １つのトランスを共有する複数のＤＣ／ＤＣ変換器を有する電力変換回路の一実施形態を示す図である。 １つのトランスを共有する複数のＤＣ／ＤＣ変換器を有する電力変換回路のさらなる実施形態を示す図である。

Claims (60)

  1. 複数の変換ユニット（２）を有し、直列回路出力電流（ｉ１ＯＵＴ；ｉＯＵＴ−ＲＥＣ）を出力するように構成された、少なくとも１つの変換直列回路と、
    少なくとも１つの同期信号（Ｓｖ１）を生成するように構成された同期回路（１０）とを備え、
    複数の上記変換ユニット（２）のうちの少なくとも１つが、出力電流（ｉ１）の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号（Ｓｖ１）に依存するような出力電流（ｉ１）を生成するように構成されている、電力変換回路。
  2. 複数の上記変換ユニット（２）のうちのそれぞれが、電源に結合されるように構成された入力部（２１、２２）を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路。
  3. 上記電力変換回路（１）が、外部電圧（ｖ１）を受けるように構成され、
    上記同期回路（１０）が、上記外部電圧（ｖ１）の電圧レベルに応じて上記同期信号（Ｓｖ１）を生成するように構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換回路。
  4. 上記同期回路（１０）が、上記外部電圧（ｖ１）と上記同期信号（Ｓｖ１）との間に位相差があるような上記同期信号（Ｓｖ１）を生成するように構成されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  5. 位相差が実質的にゼロに等しいことを特徴とする請求項３に記載の電力変換回路。
  6. 上記電力変換回路（１）が、外部交流電圧（ｖ１）を受けるように構成され、
    上記同期回路（１０）が、上記外部交流電圧（ｖ１）に応じて、整流済み交流信号としての上記同期信号（Ｓｖ１）を生成するように構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換回路。
  7. 上記変換直列回路に結合され、上記直列回路出力電流（ｉＯＵＴ−ＲＥＣ）を交流出力信号（ｉＯＵＴ）に変換するように構成された展開回路（３００）をさらに備えたことを特徴とする請求項６に記載の電力変換回路。
  8. 上記変換直列回路に結合された第１ハーフブリッジ（３０１、３０２）と、
    上記変換直列回路に結合された第２ハーフブリッジ（３０３、３０４）と、
    上記第１ハーフブリッジおよび上記第２ハーフブリッジを駆動するように構成された駆動回路（３１０）と、を備えたことを特徴とする請求項７に記載の電力変換回路。
  9. 上記駆動回路（３１０）が、
    上記電力変換回路によって受けられた外部電圧（ｖ１）、
    上記外部電圧（ｖ１）の整流済みのもの、
    上記同期信号（Ｓｖ１）、
    からなるグループから選択される１つの信号に基づいて、上記第１ハーフブリッジ（３０１、３０２）および上記第２ハーフブリッジ（３０３、３０４）を駆動するように構成されていることを特徴とする請求項８に記載の電力変換回路。
  10. 上記同期回路（１０）が、上記変換直列回路に結合された複数の測定ユニット（１０１−１０ｎ）を有する直列回路を備え、
    各上記測定ユニット（１０１−１０ｎ）が、１つの同期信号を出力するように構成され、
    各上記変換ユニット（２）が、複数の上記測定ユニット（１０１−１０ｎ）によって出力される上記同期信号のうちの１つを受けるように構成されていることを特徴とする請求項１ないし９のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  11. 複数の上記測定ユニットのそれぞれによって提供される上記同期信号は、上記測定ユニットにかかる電圧またはその一部分であることを特徴とする請求項１０に記載の電力変換回路。
  12. 複数の上記測定ユニットのそれぞれが、
    抵抗、
    キャパシタ、
    からなるグループから選択される少なくとも１つの素子を含んでいることを特徴とする請求項１０または１１に記載の電力変換回路。
  13. 少なくとも１つの上記変換ユニット（２）が、直流電圧（Ｖ３）を受けて上記出力電流（ｉ１）を出力するように構成された第１変換器（４）を備えたことを特徴とする請求項１ないし１２のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  14. 上記第１変換器（４）が、第１基準信号に応じて上記出力電流（ｉ１）を出力するように構成され、
    上記第１基準信号（ＳＲＥＦ）が、少なくとも１つの上記同期信号（Ｓｖ１）および上記出力電流（ｉ１）に依存することを特徴とする請求項１３に記載の電力変換回路。
  15. 少なくとも１つの上記変換ユニット（２）が、
    少なくとも１つの上記同期信号（Ｓｖ１）および上記出力電流（ｉ１）に応じて上記第１基準信号（ＳＲＥＦ）を生成するように構成された制御回路（５）を備えたことを特徴とする請求項１４に記載の電力変換回路。
  16. 上記制御回路（５）が、
    少なくとも１つの上記同期信号（Ｓｖ１）に応じて周波数情報を生成するように構成されたフェーズロックドループ（５１）と、
    少なくとも１つの上記同期信号（Ｓｖ１）によって示される位相と、上記出力電流（ｉ１）の位相との間の位相差を検出し、検出された位相差に基づいて位相差情報を提供するように構成された、位相差検出器（５４）と、
    上記周波数情報および上記位相差情報に応じて上記第１基準信号（ＳＲＥＦ）を生成するように構成された信号生成器と、を備えたことを特徴とする請求項１５に記載の電力変換回路。
  17. 上記第１変換器（４）が、入力電圧（Ｖ３）を受けるように構成され、
    上記制御回路（５）が、上記入力電圧（Ｖ３）に応じて上記第１基準信号（ＳＲＥＦ）を生成するように構成されていることを特徴とする請求項１６に記載の電力変換回路。
  18. 上記第１変換器（４）が、ＧａＮ−ＨＥＭＴとして実装される少なくとも１つのスイッチを備えたことを特徴とする請求項１３ないし１７のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  19. 上記第１変換器（４）が、
    上記直流電圧（Ｖ３）を受けて、整流済み交流電流（ｉ８０）を出力するように構成された変換器（８０）と、
    上記整流済み交流電流（ｉ８０）を受けて、上記出力電流を出力するように構成された展開回路（８５）と、を備えたことを特徴とする請求項１３に記載の電力変換回路。
  20. 上記変換器（８０）が、
    バック変換器構成、
    バック−ブースト変換器構成、および、
    ブースト−バック変換器構成、
    からなるグループから選択される構成を備えたことを特徴とする請求項１９に記載の電力変換回路。
  21. 上記変換器（８０）が、上記同期信号（Ｓｖ１）に電力供給システム周波数および位相を有する上記整流済み交流電流（ｉ８０）を生成するように構成されていることを特徴とする請求項１９または２０に記載の電力変換回路。
  22. 少なくとも１つの上記変換ユニット（２）が、
    電源（３）に結合されるように構成された入力部と、
    少なくとも１つの上記変換ユニット（２）の上記入力部と上記第１変換器（４）との間に結合された第２変換器（６）と、をさらに備えたことを特徴とする請求項１３ないし２１のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  23. 上記第２変換器（６）が、上記入力部での入力信号を、第２基準信号に応じて調整するように構成されていることを特徴とする請求項２２に記載の電力変換回路。
  24. 上記入力信号が、入力電圧（Ｖ３）および入力電流（Ｉ３）のうちの１つであることを特徴とする請求項２３に記載の電力変換回路。
  25. 上記第２変換器が、ＧａＮ−ＨＥＭＴとして実装される少なくとも１つのスイッチを備えたことを特徴とする請求項２３または２４に記載の電力変換回路。
  26. 上記第２変換器の入力電圧および入力電流に応じて上記第２基準信号を生成するように構成された最大電力点トラッカーをさらに備えたことを特徴とする請求項２３ないし２５のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  27. 上記第２変換器（６）が、
    バック変換器構成、
    ブースト変換器構成、
    バック−ブースト変換器構成、
    ブースト−バック変換器構成、
    からなるグループから選択される構成を備えたことを特徴とする請求項２３ないし２６のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  28. 上記第２変換器（６）が、並列接続された少なくとも２つの変換段（６０１、６０２）を備えたことを特徴とする請求項２３ないし２７のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  29. 少なくとも１つの上記変換ユニット（２）が、出力端子（２３、２４）間に結合された出力キャパシタ（Ｃ）を備え、
    上記出力電流（ｉ１）が、上記出力キャパシタ（Ｃ）と、上記出力端子（２３、２４）のうちの１つとに共通の、回路ノードに流れる電流であることを特徴とする請求項１ないし２８のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  30. 並列接続された少なくとも２つの変換直列回路（１Ｉ、１ＩＩ）をさらに備えたことを特徴とする請求項１ないし２９のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  31. 少なくとも１つのトランス（６９）をさらに備えたことを特徴とする請求項１ないし３０のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  32. 上記第１変換器（４）が上記トランス（６９）を備えたことを特徴とする請求項１３ないし１８および３１のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  33. 上記第１変換器（４）が、
    フライバック変換器構成、
    ツートランジスタフォワード（ＴＴＦ）変換器構成、
    位相偏移ゼロ電圧スイッチング（ＰＳ ＺＶＳ）変換器構成、および、
    ＬＬＣ変換器構成、
    からなるグループから選択される構成を備えたことを特徴とする請求項３２に記載の電力変換回路。
  34. 上記変換器（８０）が上記トランス（６９）を備えたことを特徴とする請求項２０および３２に記載の電力変換回路。
  35. 上記第１変換器（８０）が、
    フライバック変換器構成、
    ツートランジスタフォワード（ＴＴＦ）変換器構成、
    位相偏移ゼロ電圧スイッチング（ＰＳ ＺＶＳ）変換器構成、および、
    ＬＬＣ変換器構成、
    からなるグループから選択される構成を備えたことを特徴とする請求項３４に記載の電力変換回路。
  36. 各上記変換ユニット（２）が、１次巻線および２次巻線を有するトランス（６９）を備え、個々の上記変換ユニット（２）の、上記トランス（６９）の上記２次巻線同士が直列接続されていることを特徴とする請求項３１に記載の電力変換回路。
  37. 出力端子（１１、１２）をさらに備え、
    上記２次巻線を有する上記直列回路が、上記出力端子（１１、１２）間に接続されていることを特徴とする請求項３６に記載の電力変換回路。
  38. 少なくとも１つの上記変換ユニット（２）が、
    上記同期信号（Ｓｖ１）から連続同期信号（Ｓｖ１’）を生成して、上記出力電流（ｉ１）の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記連続同期信号（Ｓｖ１’）に依存するような上記出力電流（ｉ１）を生成するように構成された信号生成器（２０）を備えたことを特徴とする請求項１ないし３７のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  39. 上記同期信号（Ｓｖ１）が交流信号であり、
    上記信号生成器（２０）が、所定期間、上記同期信号（Ｓｖ１）を受け、上記同期信号（Ｓｖ１）の周波数および位相を検出し、検出された周波数および位相に応じて上記連続同期信号（Ｓｖ１’）を生成するように構成されていることを特徴とする請求項３８に記載の電力変換回路。
  40. 少なくとも１つの上記変換ユニット（２）が、作動と停止とが可能であり、
    上記同期信号（Ｓｖ１）が、少なくとも１つの上記変換ユニット（２）が停止しているときの少なくとも１つの上記変換ユニットの出力部での電圧（ｖ２）であることを特徴とする請求項３８または３９に記載の電力変換回路。
  41. 上記同期回路（１０）が、少なくとも１つの上記変換ユニット（２）の上記出力部に結合された少なくとも１つの測定ユニット（１０１−１０ｎ）を備え、
    少なくとも１つの上記測定ユニット（１０１−１０ｎ）が、少なくとも１つの上記変換ユニットの上記出力部での電圧に応じて同期信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項４０に記載の電力変換回路。
  42. 上記同期信号（Ｓｖ１）が、複数の信号パルスを有するパルス信号であり、
    上記信号生成器（２０）が、上記パルス信号の周波数および位相に応じた周波数および位相を有する上記連続同期信号（Ｓｖ１’）を生成するように構成されていることを特徴とする請求項３８に記載の電力変換回路。
  43. 上記同期回路が、外部電圧（ｖ１）を受けて、上記外部電圧（ｖ１）に応じて上記同期信号（Ｓｖ１）を生成するように構成されていることを特徴とする請求項４２に記載の電力変換回路。
  44. 上記同期回路が、上記外部電圧（ｖ１）の正または負のゼロクロスが生じるたびに、上記同期信号（Ｓｖ１）の信号パルスを生成するように構成されていることを特徴とする請求項４３に記載の電力変換回路。
  45. 少なくとも１つの上記変換ユニット（２）が、上記変換ユニット（２）の出力端子間の電圧（ｖ２）が所定の電圧閾値に達したときに、ゼロ出力電流を生成するように構成されていることを特徴とする請求項１ないし４４のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  46. 上記電力変換回路が、シャットダウン条件が検出されたときにスタンバイモードに入るように構成されていることを特徴とする請求項１ないし４５のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  47. 上記スタンバイモードでは、少なくとも１つの上記変換回路（２）がゼロ出力電流を生成するように構成されていることを特徴とする請求項４６に記載の電力変換回路。
  48. 上記シャットダウン条件は、以下の条件：
    上記電力変換回路の出力端子（１１、１２）での出力電流（ｉＯＵＴ）が、所定の電流閾値より小さいとき、
    上記電力変換回路の出力端子（１１、１２）での出力電流（ｉＯＵＴ）と、上記電力変換回路の出力端子（１１、１２）での出力電圧（ｖ１）との間の位相差が、所定の位相差閾値より大きいとき、
    上記出力電圧（ｖ１）が、所定の電圧閾値より小さいとき、
    シャットダウントリガー信号を受けたとき、
    のうちの少なくとも１つが満たされるときに検出されることを特徴とする請求項４６または４７に記載の電力変換回路。
  49. 上記同期信号（Ｓｖ１）の生成を制御するように構成された動作モードコントローラ（５０）をさらに備え、
    上記動作モードコントローラ（５０）は、シャットダウン条件が満たされたときに、スタンバイ波形を有する上記同期信号（Ｓｖ１）を上記同期回路（１０）に生成させるように構成され、
    少なくとも１つの上記変換ユニット（２）は、上記同期信号（Ｓｖ１）が上記スタンバイ波形を有するときに、ゼロ出力電流を生成するように構成されていることを特徴とする請求項４６ないし４８のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  50. 上記スタンバイ波形が、一定の信号レベルを有する波形であることを特徴とする請求項４７に記載の電力変換回路。
  51. 出力端子（１１，１２）と、
    動作モードコントローラ（５０）とをさらに備え、
    上記動作モードコントローラ（５０）は、シャットダウン条件が満たされたときに、上記直列回路と上記出力端子（１１，１２）との間の接続を遮断するように構成されていることを特徴とする請求項４６ないし４８のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  52. 上記スタンバイモードでは、
    少なくとも１つの上記変換ユニット（２）は、入力端子で利用可能な入力電圧（Ｖ３）を出力端子まで印加するように構成され、
    上記動作モードコントローラ（５０）は、上記直列回路と上記出力端子（１１，１２）との間の接続を遮断するように構成され、
    上記動作モードコントローラは、上記変換直列回路にかかる電圧を検出するように構成され、
    上記動作モードコントローラ（５０）は、上記直列回路にかかる電圧が所定の電圧レベルより大きいときに、ノーマルモードレベルを有する上記同期信号を上記同期回路に生成させるように構成されていることを特徴とする請求項４６ないし５１のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  53. 上記電力変換回路の出力部（１１，１２）で受けた外部電圧（ｖ１）の波形とは異なる波形を有する上記同期信号（Ｓｖ１）が生成される第１テストモードにて、上記電力変換回路を動作するように構成されるとともに、上記出力部（１１，１２）での電圧（ｖ１）の波形が上記同期信号（Ｓｖ１）の波形に追従するときに、上記電力変換回路をシャットダウンするように構成された、動作モードコントローラ（５０）をさらに備えたことを特徴とする請求項１ないし５２のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  54. 上記電力変換回路の出力部（１１，１２）で外部電圧を監視するように構成されるとともに、
    上記外部電圧（ｖ１）の遮断が検出されたときに、遮断が検出される前の周波数および位相に対応する周波数および位相を含むように上記同期信号（Ｓｖ１）の生成を上記同期回路（１０）に続けさせるように構成された、
    動作モードコントローラ（５０）をさらに備えたことを特徴とする請求項１ないし５３のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  55. 上記動作モードコントローラ（５０）は、さらに、上記外部電圧（ｖ１）の遮断後に上記外部電圧（ｖ１）が特定の期間内に回復していないときに、上記電力変換回路をシャットダウンするように構成されていることを特徴とする請求項１ないし５４のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  56. 少なくとも１つの上記変換直列回路の上記変換ユニットのそれぞれは、１つの同期信号（Ｓｖ１）を受けるように構成されるとともに、上記出力電流（ｉ１）の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号（Ｓｖ１）に依存するような出力電流（ｉ１）を生成するように構成されていることを特徴とする請求項１ないし５５のいずれか１項に記載の電力変換回路。
  57. 少なくとも１つの上記変換直列回路の各上記変換ユニット（２）は、上記変換ユニットの出力端子（２３、２４）間に結合された出力キャパシタ（Ｃ）を備え、
    各変換ユニットの上記出力電流（ｉ１）は、上記変換ユニットの上記出力キャパシタ（Ｃ）に共通の回路ノードに流れる電流であり、
    複数の上記変換ユニット（２）の上記出力キャパシタは直列接続され、
    上記直列回路出力電流（ｉＯＵＴ）は、上記出力キャパシタ（Ｃ）を有する直列回路を流れる電流であることを特徴とする請求項５５に記載の電力変換回路。
  58. 請求項１ないし５７のいずれか１項に記載の電力変換回路と、
    少なくとも１つの上記変換ユニットの入力部に結合された直流電圧源とを備えた、電力供給システム。
  59. 上記直流電圧源が、
    太陽電池、
    複数の太陽電池を有する光電池アレイ、および、
    燃料電池、
    からなるグループから選択されることを特徴とする請求項５８に記載の電力供給システム。
  60. 同期回路（１０）によって少なくとも１つの同期信号（Ｓｖ１）を生成し、
    複数の変換ユニット（２）を有する少なくとも１つの変換直列回路によって、直列回路出力電流（ｉ１ＯＵＴ；ｉＯＵＴ−ＲＥＣ）を出力し、
    複数の上記変換ユニット（２）のうちの少なくとも１つによって、出力電流（ｉ１）の周波数および位相のうちの少なくとも１つが上記同期信号（Ｓｖ１）に依存するような出力電流を出力する、方法。
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