JP2015224963A - 過電流検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な構成の過電流検出装置を提供する。【解決手段】電源に接続されて負荷に対して電力を出力するスイッチング素子１１、スイッチング素子１１の高電位側と低電位側との間の端子間の電圧を検出する電圧検出手段と、スイッチング素子１１のターンオン期間中のうちスイッチング素子１１のミラー効果区間に、電圧検出手段により検出された検出電圧に基づいて、スイッチング素子１１に過電流が流れているか否か判定する判定手段とを備える。【選択図】 図２

Description

本発明は、過電流検出装置に関するものである。

第１電圧源に接続されドライバ回路に接続される出力トランジスタを有し、第１電圧源と第２電圧源との間に比較用トランジスタと定電流回路とを直列接続して、比較用トランジスタと定電流回路との間に参照電圧を発生させるとともに、比較用トランジスタの特性を出力トランジスタの特性と同等にする。そして、出力トランジスタの出力電圧と比較用トランジスタの出力電圧とを比較することで過電流を検出する出力回路が開示されている（特許文献１）。

特開平４−１３４２７１号公報

しかしながら、上記の構成では、温度を検出するために同特性の比較用トランジスタを追加で設ける必要があるという問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、簡易な構成の過電流検出装置を提供することである。

本発明は、スイッチング素子のターンオン期間中のうちスイッチング素子のミラー効果区間に検出されたスイッチング素子の端子間の電圧に基づいて、過電流が流れているか否か判定することによって上記課題を解決する。

本発明は、温度依存性によるバラツキの小さい区間に検出されたスイッチング素子の電圧に基づいて過電流を判定しているため、簡易な構成で過電流を検出することができる。

本発明の実施形態に係る電力変換器のブロック図である。 本発明の実施形態に係るＵ相の過電流検出装置のブロック図である。 図１のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り替わる際の電圧、電流特性を示すグラフであって、コレクタ−エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）、ゲート−エミッタ間電圧（Ｖｇｅ）、及びコレクタ電流（Ｉｃ）の時間的な推移を示すグラフである。 図３に示した電圧、電流波形に対して、検出電圧（Ｖ_ｓｅｎｓ）の時間的な推移を加えたグラフである。 図１のスイッチング素子の特性を説明するためのグラフであって、ゲート−エミッタ間電圧（Ｖｇｅ）に対するコレクタ電流（Ｉｃ）の特性を示すグラフである。 図５の定常電圧（Ｖｇｅ２）付近における、コレクタエミッタ電圧（Ｖｃｅ）に対するコレクタ電流（Ｉｃ）の特性を示すグラフである。 図５の電圧（Ｖｇｅ１）付近のおける、コレクタエミッタ電圧（Ｖｃｅ）に対するコレクタ電流（Ｉｃ）の特性を示すグラフである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は本発明の実施形態に係る過電流検出装置を備えた電力変換器のブロック図である。電力変換器は、例えば車両の駆動システムに用いられる。なお、図１は電力変換器の基本的な構成を示しており、電力変換器は図１に示す構成以外の構成を備えてもよい。

電力変換器は、バッテリ１、平滑コンデンサ２、モータ３、パワー半導体素子部１０〜６０、及び駆動回路７０を備えている。バッテリ１は、モータ３を駆動するための直流電源であり、複数の電池を接続することで構成されている。平滑コンデンサ２は、バッテリ１のリップルを抑制する回路素子であり、バッテリ１の両極に接続された一対の電源線の間に接続されている。

モータ（Ｍ）３は、３相交流の電動機であり、パワー半導体素子部１０〜６０で構成されるインバータを介して、バッテリ１に接続されている。モータ３は回生時には発電機としても機能する。

パワー半導体素子部１０は、スイッチング素子１１と還流ダイオード１２とを備えている。スイッチング素子１１は、ＩＧＢＴ等の電圧制御型のトランジスタである。還流ダイオード１１は、還流電流を流すための素子である。還流電流は、スイッチング素子１１がオフのときに、モータ３から還流ダイオード１２に流れる。スイッチング素子１１と還流ダイオード１２は互いに逆方向の向きで並列に接続されている。

パワー半導体素子部２０〜６０は、スイッチング素子２１、３１、４１、５１、６１及び還流ダイオード２２、３２、４２、５２、６２をそれぞれ備えている。パワー半導体素子部２０〜６０の構成は、パワー半導体素子部１０と同様であるため説明を省略する。

パワー半導体素子部１０とパワー半導体素子部２０は直列に接続されており、Ｕ相の駆動部を構成する。また、パワー半導体素子部３０とパワー半導体素子部４０は直列に接続されており、Ｖ相の駆動部を構成する。パワー半導体素子部５０とパワー半導体素子部６０は直列に接続されており、Ｗ相の駆動部を構成する。そして、パワー半導体素子部１０とパワー半導体素子部２０の接続点、パワー半導体素子部３０とパワー半導体素子部４０の接続点、及びパワー半導体素子部５０とパワー半導体素子部６０の接続点が、モータ３の三相に配線で接続されている。

駆動回路７０はスイッチング素子１１〜６１のゲートに、ゲート駆動信号を入力する。ゲート駆動信号は、電力変換器を制御するコントローラ（図示しない）のＰＷＭ制御によって生成されたスイッチング素子に基づき、駆動回路７０で生成される。各スイッチング素子１１〜６１は、ゲート駆動信号によりオン状態とオフ状態とを切り替える。そして、パワー半導体素子部１０〜６０のスイッチング動作によって、本例の電力変換器は、バッテリ１の直流電圧を交流電圧に変換して、モータ３に出力する。

次に、図２を用いて、本発明の過電流検出装置について説明する。過電流検出装置は、電力変換器の相毎に設けられている。図２は、電力変換器のＵ相の過電流検出装置のブロック図である。なお、Ｖ、Ｗ相の過電流検出装置は、Ｕ相と同様であるため、説明及び図示を省略する。

過電流検出装置は、駆動回路７０、Ｕ相の駆動部１００、電圧検出部１０１、マスク部１０２、異常判定部１０３、及び保護回路１０４を備えている。駆動回路７０は、図１に示した駆動回路７０のうち、Ｕ相の駆動部１００を駆動させる１相分の回路である。駆動部１００は、パワー半導体素子部１０及びパワー半導体素子部２０を含んだ回路部である。

電圧検出部１０１は、スイッチング素子１１のコレクタ−エミッタ間の電圧（Ｖｃｅ）を検出する。電圧（Ｖｃｅ）は、スイッチング素子１１の高電位側と低電位側の端子間の電圧であり、スイッチング素子１１の主端子間の電圧である。

マスク部１０２は電圧検出部１０１で検出された検出電圧を異常判定部１０３に出力する回路である。またマスク部１０２は、駆動回路７０から出力されるゲート駆動信号により、スイッチング素子１１のターンオンの時点から一定期間、電圧検出部１０１から出力される検出電圧をマスクして、異常判定部１０３に出力しないようにする。

異常判定部１０３は、マスク部１０２から出力される検出電圧に基づいて、スイッチング素子１１に過電流が流れているか否かを判定する。具体的には、異常判定部１０３は、検出電圧と電圧閾値とを比較し、検出電圧が電圧閾値以上である場合には、過電流が流れていると判定し、検出電圧が電圧閾値未満である場合には過電流が流れていないと判定する。電圧閾値は、過電流を検出するための閾値であって、予め設定されている。例えば、正常状態で電力変換器に流す電流の最大値よりも少し大きなコレクタ電流（Ｉｃ）がスイッチング素子１１に流れた時に、スイッチング素子１１のコレクタ−エミッタ間電圧が、電圧閾値として設定される。そして、異常判定部１０３は過電流の判定結果を保護回路１０４に出力する。

保護回路１０４は、スイッチング素子１１を保護する回路である。保護回路１０４は、異常判定部１０３により過電流が流れていると判定された場合には、スイッチング素子１１を安全にオフ状態にする。

次に、図２を用いて、スイッチング素子１１のスイッチング動作と過電流検出装置による過電流の検出制御について説明する。まず、駆動回路７０はゲート駆動信号をスイッチング素子１１に出力し、スイッチング素子１１を切り替える。なお、還流ダイオード１２は、スイッチング素子１１がオフ状態のときに、モータ３からの還流電流を流す。電圧検出部１０１は、所定の周期でコレクタ−エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）を検出する。

マスク部１０２は、駆動回路７０から出力されるゲート駆動信号と同期して、スイッチング素子１１のターンオンの時点からミラー効果区間に入るまでの間、電圧検出部１０１の検出電圧をマスクし、異常判定部１０３に出力しないようにする。マスク部１０２は、駆動回路７０のゲート駆動信号により、スイッチング素子１１のターンオンのタイミングを把握できる。ミラー効果区間は、スイッチング素子１１のターンオンの後で、コレクタ電流が飽和した期間内のうち、一部の所定期間に相当する。そして、スイッチング素子１１のターンオンの後、ミラー効果区間の開始時点までの時間は、スイッチング素子１１の特性に応じて、ターンオンを起点として所定時間で規定できる。そのため、マスク部１０２は、ゲート駆動信号と同期しつつ、スイッチング素子１１のターンオンのタイミングから所定時間を経過するまでを、スイッチング素子１１のターンオンの時点からミラー効果区間に入るまでの期間として、特定する。なお、ミラー効果区間については後述する。

マスク部１０２は、スイッチング素子１１のターンオンの時点からミラー効果区間に入るまでの期間を経過した後は、検出電圧を異常判定部１０３に出力する。そして、異常判定部１０３は、検出電圧（Ｖｓｅｎｓ）が電圧閾値（Ｖｔｈ）以上である場合には、過電流が流れる旨を示す異常信号を保護回路１０４に出力する。保護回路１０４は、異常判定部１０３から異常信号を受信すると、スイッチング素子１１を安全にオフ状態にする。

図３を用いて、スイッチング素子１１がオフ状態からオン状態に切り替わる際の電圧及び電流の時間的な推移を説明する。図３は、コレクタ−エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）、ゲート−エミッタ間電圧（Ｖｇｅ）、及びコレクタ電流（Ｉｃ）の時間的な推移を示すグラフである。

時間（ｔ_０）において、駆動回路７０がスイッチング素子１１にゲート駆動信号を出力し、スイッチング素子１１のゲート−エミッタ間電圧（Ｖｇｅ）が上昇する。そして、電圧（Ｖｇｅ）がスイッチング素子１１の閾値より高くなると、コレクタ−エミッタ間に電流（Ｉｃ）が流れ出し、コレクタ−エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）は下がり始める（時間ｔ_０Ａ）。

時間ｔ_０Ａ以降に、スイッチング素子１１と同相で下アームに接続されている還流ダイオード２２は逆バイアスされた状態となり、還流ダイオード２２には逆回復電流が流れる。そのため、スイッチング素子１１のコレクタ電流（Ｉｃ）はピーク値となり（時間ｔ_０Ｂ）となり、コレクタ電流（Ｉｃ）は時間ｔ_０Ｂの後に飽和する（時間ｔ_０Ｃ）。

一方、コレクタ−エミッタ電圧（Ｖｃｅ）は、時間ｔ_０Ａ以降、コレクタ電流（Ｉｃ）が流れることによる電圧降下分の傾きで、低下する。そして、コレクタ電流（Ｉｃ）がピーク値となった後には（時間ｔ_０Ｂ以降）、電圧（Ｖｃｅ）降下の傾きは、ゲート駆動信号によるゲートコレクタ間の寄生容量（帰還容量）を充電する速さに依存する。そのため、電圧（Ｖｃｅ）は、ゲート駆動信号の値（ゲートへの入力電圧）に応じた傾きで、オン電圧になるまで減少する。また、ゲート−エミッタ電圧（Ｖｇｅ）は、ゲート駆動信号によるゲートエミッタ間の寄生容量（帰還容量）を充電する速さに依存した傾きで、上昇する。

時間ｔ_１において、電圧（Ｖｃｅ）はオン電圧になるとき、コレクタ電流（Ｉｃ）は飽和している。コレクタ電流（Ｉｃ）が飽和した後、ゲートエミッタ電圧（Ｖｇｅ）は、ゲートエミッタ間の寄生容量の充電により、一定の傾きをもって上昇する。その一方で、ゲートコレクタ間の寄生容量は、低電圧で大きな容量になるという電圧依存性をもっている。そのためコレクタエミッタ電圧（Ｖｃｅ）は緩やか低下する。すなわち、ゲートエミッタ間の寄生容量の充電による電圧上昇分が、コレクタエミッタ電圧（Ｖｃｅ）の電圧低下で抑制されるため、その結果として、ゲートエミッタ電圧（Ｖｇｅ）は一定の電圧値で推移する。

時間ｔ_２の時点で電圧依存性による影響がなくなり、時間ｔ_２以降、ゲートエミッタ電圧（Ｖｇｅ）は駆動回路７０の電源電圧まで上昇する。

上記の時間ｔ_１から時間ｔ_２までの期間が、スイッチング素子１１のミラー効果区間である。すなわち、ミラー効果区間は、ゲートに入力されるゲート駆動信号が過渡的な状態の区間であって、スイッチング素子１１のターンオンの後、ゲートエミッタ電圧（Ｖｇｅ）が駆動回路７０の電源電圧よりも低い一定の電圧で推移している区間である。言い替えると、ミラー効果区間は、電圧（Ｖｃｅ）がオン電圧に達した時点から、電圧（Ｖｃｅ）が緩やかに低下しつつ、コレクタエミッタ電圧（Ｖｃｅ）が一定の電圧で推移している区間である。そして、図３の特性を用いて、マスク部１０２のマスク期間を説明すると、マスク部１０２は、時間ｔ_０から時間ｔ_１までの間、検出電圧をマスクしていることになる。

なお、図３に示す電圧波形及び電流波形は、スイッチング素子１１に正常な電流が流れる場合の推移を示している。過電流（定格以上の電流）がスイッチング素子１１に流れた場合には、コレクタ電流が飽和するまで（図３の時間ｔ_０Ｃに相当）までは、電圧は、図３に示した波形と同様な波形で推移する。ただし、電流値は高くなる。

次に、図４を用いて、電圧検出部１０１、マスク部１０２、及び異常判定部１０３の回路動作について説明する。図４は、図３に示した電圧、電流波形に対して、検出電圧の時間的推移を加えたグラフである。

時間（ｔ_０）で、スイッチング素子１１をターンオンさせるためのゲート駆動信号が、駆動回路７０からマスク部１０２に入力される。マスク部１０２は、ゲート駆動信号に同期して、時間（ｔ_０）から、検出電圧をマスクして、異常判定部１０３に検出電圧を出力しない。そのため、図４に示すように、マスク部１０２から異常判定部１０３に出力される検出電圧（Ｖ_ｓｅｎｓ）はほぼゼロになる。

マスク部１０２は、ゲート駆動信号の受信の時点（時間ｔ_０）から所定時間を検出すると、検出電圧のマスクを解除する（時間ｔ_１）。そして、マスク部１０２から異常判定部１０３に出力される検出電圧（Ｖ_ｓｅｎｓ）は、ゼロよりも高くなり、電圧（Ｖｃｅ）に応じて推移する。所定時間は、スイッチング素子１１のターンオンのタイミングからミラー効果区間の開始時点までの時間である。

そして、時間（ｔ_１）以降のミラー効果区間で、マスク部１０２は電圧検出部１０１の検出電圧を異常判定部１０３に出力する。異常判定部１０３に入力される電圧（Ｖ_ｓｅｎｓ）はスイッチング素子１１のコレクタ−エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）に依存した値となる。異常判定部１０３は、時間（ｔ_１）以降に、マスク部１０２から入力された検出電圧（Ｖ_ｓｅｎｓ）と閾値電圧（Ｖ_ｔｈ）とを比較する。過電流がスイッチング素子１１に流れている場合には、図４に示す時間ｔ_１以降の検出電圧が閾値電圧（Ｖ_ｔｈ）以上になる。異常判定部１０３は、時間（ｔ_１）以降に検出電圧が閾値電圧（Ｖ_ｔｈ）以上となることで、スイッチング素子１１に過電流が流れていると判定する。

次に、図５を用いて、ＩＧＢＴ（スイッチング素子１１）伝達特性の温度依存性について説明する。図５は、ゲート−エミッタ間電圧（Ｖｇｅ）に対するコレクタ電流（Ｉｃ）の特性を示すグラフである。なお、図５において、定常電圧（Ｖｇｅ２）は、ゲート−エミッタ間電圧が、スイッチング素子１１のターンオンの後、ミラー効果区間の経過後に、定常状態となったときの電圧であり、図４における時間（ｔ_２）以降の定常電圧である。

図５に示すように、ＩＧＢＴの伝達特性は、温度係数（ゼロ）となる電圧（Ｖｇｅ１）をもっており、この電圧（Ｖｇｅ１）を境に異なる特性となる。電圧（Ｖｇ１）では、コレクタ電流（Ｉｃ）は温度に依存せずに一定値（Ｉｃ１）になる。一方、ゲート−エミッタ間電圧がＶｇｅ１より低い低電圧領域では、温度が高いほどコレクタ電流は増加する。また、ゲート−エミッタ間電圧がＶｇｅ１より高い高電圧領域では、温度が高いほどコレクタ電流は減少する。さらに、ゲート−エミッタ間電圧が高くなり定常電圧（Ｖｇｅ２）の付近の電圧になると、温度によるコレクタ電流の変化が大きくなる。

そして、図３、４に示すように、ミラー効果区間（ｔ_１からｔ_２までの時間）におけるゲート−エミッタ電圧は定常電圧（Ｖｇｅ２）よりも低い。よって、図５に示す特性から、時間ｔ_２以降の定常時よりも、ミラー効果区間の方が、温度に対するゲート−エミッタ間電圧のバラツキが小さくなる。

図６及び図７を用いて、ミラー効果区間の後の定常状態の区間におけるＩＧＢＴ
伝達特性の温度依存性と、ミラー効果区間におけるＩＧＢＴ伝達特性の温度依存性について説明する。図６は図５の定常電圧（Ｖｇｅ２）付近における、コレクタエミッタ電圧（Ｖｃｅ）に対するコレクタ電流（Ｉｃ）の特性を示すグラフである。図７は図５の電圧（Ｖｇｅ１）付近における、コレクタエミッタ電圧（Ｖｃｅ）に対するコレクタ電流（Ｉｃ）の特性を示すグラフである。なお、図６、図７に示す電圧（Ｖｃｅ１）はある温度条件の下、過電流の検出を行いたい検出レベルとして設定したコレクタ−エミッタ間電圧である。

ゲート−エミッタ間電圧がＶｇｅ１より高い高電圧領域では、温度に対するコレクタ電流（Ｉｃ）の特性のバラツキが大きく（図５を参照）、同様に、コレクタ−エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）に対するコレクタ電流（Ｉｃ）についても、温度に対するバラツキが大きくなる。

一方、ゲート−エミッタ間電圧が、定常電圧（Ｖｇｅ２）より低く、電圧（Ｖｇｅ１）に近づくと、温度に対するコレクタ電流（Ｉｃ）の特性のバラツキは小さい（図５を参照）。同様に、コレクタ−エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）に対するコレクタ電流（Ｉｃ）についても、温度に対するバラツキが小さくなる。

図６に示すように、過電流の検出レベル（Ｖｃｅ１）をとった場合には、温度に対するコレクタ電流の変化量が大きくなる。一方、図７に示すように、過電流の検出レベル（Ｖｃｅ１）をとった場合には、温度に対するコレクタ電流の変化量が小さくなる。すなわち、ゲート−エミッタ間電圧が定常電圧（Ｖｇｅ２）より低いときに、過電流検出装置が電圧（Ｖｃｅ）を検出しつつ過電流を判定することで、温度に対するバラツキの小さい電圧（又は電流）を用いて過電流を判定できる。そして、ゲート−エミッタ間電圧（Ｖｇｅ）は時間ｔ_２以降の定常状態の区間よりも、ミラー効果区間（ｔ_１からｔ_２までの時間）で低くなる。ゆえに本発明の過電流検出装置は、スイッチング素子のミラー効果区間における検出電圧（Ｖｃｅ）を、過電流の判定に用いることで、温度による影響を抑え、過電流の検出精度を高めることができる。

上記のように、本発明は、スイッチング素子１１〜６１のターンオン期間中のうちスイッチング素子１１〜６１のミラー効果区間に検出されたスイッチング素子１１〜６１の端子間の電圧に基づいて、過電流が流れているか否か判定する。これにより、温度に対するバラツキの小さい区間で、電圧を検出しつつ過電流の有無を判定できるため、簡易な構成で過電流を検出することができ、過電流の検出精度を高めることができる。

また本発明は、過電流の検出用のトランジスタを、スイッチング素子１１〜６１とは別に設けなくてもよいため、検出用のトランジスタの特性に影響されることなく、過電流を検出できる。また、検出用のトランジスタを設ける必要もないため、トランジスタの部品点数を抑制できる。

また本発明は、スイッチング素子１１〜６１のターンオンの時点からミラー効果区間に入るまで、電圧検出部１０１の検出電圧を異常判定部１０３に出力しないように制御している。図３及び図４に示したように、ターンオン直前（図３、４の時間ｔ_０より前の時間）のコレクタ−エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）は電源電圧（バッテリ１の電圧）と等しい。そして、ターンオン直後（図３の時間ｔ_０Ａ）にコレクタ電流が流れ始めるため、電圧（Ｖｃｅ）は低下する。そして、電圧（Ｖｃｅ）は安定する（図３の時間ｔ_０Ｃ）。すなわち、少なくとも時間ｔ_０Ａから時間ｔ_０Ｃまでの間は、コレクタ−エミッタ間電圧が安定しない。そのため、コレクタ−エミッタ間電圧の不安定な区間を含めるように、ターンオンの時点から所定期間、検出電圧をマスクすることで、過電流の誤検出を防止できる。

なお、マスク部１０２は、ターンオンの時点から所定時間を計測することで、検出電圧をマスクする区間を設定したが、スイッチング素子１１のターンオンの後、ゲート−エミッタ電圧が一定値で推移することで検出することで、検出電圧のマスク区間を設定してもよい。

また、ミラー効果区間の後の定常状態の区間（温度に対する電圧、電流のバラツキが大きい区間）において、過電流の検出を避けるために、マスク部１０２は、ミラー効果区間の後の定常状態の区間において、検出電圧をマスクしてもよい。これにより、温度による検出電圧のバラツキを防ぎつつ、過電流の検出精度を高めることができる。

上記の電圧検出部１０１が本発明の「電圧検出手段」に相当し、マスク部１０２が本発明の「出力手段」に相当し、異常判定部１０３が本発明の「判定手段」に相当する。

１０、２０、３０、４０、５０、６０…パワー半導体素子部
１１、２１、３１、４１、５１、６１…スイッチング素子
１２、２２、３２、４２、５２、６２…還流ダイオード
７０…駆動回路
１０１…電圧検出部
１０２…マスク部
１０３…異常判定部
１０４…保護回路

Claims (2)

1. 電源に接続されて負荷に対して電力を出力するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子の高電位側と低電位側との間の端子間の電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記スイッチング素子のターンオン期間中のうち前記スイッチング素子のミラー効果区間に、前記電圧検出手段により検出された検出電圧に基づいて、前記スイッチング素子に過電流が流れているか否か判定する判定手段とを備える
   ことを特徴とする過電流検出装置。
2. 請求項１記載の過電流検出手段において、
   前記検出電圧を前記判定手段に出力する出力手段を備え、
   前記出力手段は、前記スイッチング素子のターンオンの時点から前記ミラー効果区間に入るまで、前記電圧検出手段により検出された前記検出電圧を前記判定手段に出力しない
   ことを特徴とする過電流検出装置。

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