JP2015042079A

JP2015042079A - ダイオード回路およびｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP2015042079A
Application number: JP2013172354A
Authority: JP
Inventors: 東良啓市; Yoshihiro Shito
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2013-08-22
Filing date: 2013-08-22
Publication date: 2015-03-02
Anticipated expiration: 2033-08-22
Also published as: JP6038745B2; US20150053994A1; US9196686B2

Abstract

【課題】順バイアス時のオン抵抗を小さくしつつ、逆バイアス時の漏れ電流を少なくしたダイオード回路およびＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】ダイオード回路１は、窒化ガリウム系半導体を用いたスイッチング素子２と、スイッチング素子に直列接続される、窒化ガリウム系半導体を用いたダイオード３と、ダイオードに並列接続されるインピーダンス素子４と、ダイオードのアノード電極、インピーダンス素子の一端部、およびスイッチング素子の制御電極に接続される第１信号伝送部５と、順バイアス時に、第１信号伝送部から、ダイオードまたはインピーダンス素子と、スイッチング素子と、を通過して流れる電流を出力する第２信号伝送部６と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、窒化ガリウム系半導体を用いたダイオード回路およびＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

シリコンに代わる半導体材料として、ＳｉＣやＧａＮが注目されている。ＳｉＣとＧａＮはいずれも、シリコンよりもバンドギャップが大きいため、絶縁破壊電圧が大きくて、オン抵抗の低い素子を製造可能である。実用化の観点では、ＧａＮよりもＳｉＣが先行しているが、ＳｉＣはウエハの価格がＧａＮよりもはるかに高く、ＧａＮを用いた素子を実用化する研究開発が進められている。

ＧａＮは、イオン注入によって特性の優れたｐ型層を形成するのが困難であるが、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）の構造を採用することにより、オン抵抗が小さくて、高周波動作が可能な素子を作製することができる。

ＧａＮ−ＨＥＭＴを用いた高耐圧のＤＣ−ＤＣコンバータを設計する場合、同じくＧａＮ半導体材料を用いたダイオード（ＧａＮ−Ｄｉ）が必要となる。

ところが、ＧａＮ−Ｄｉは、ＧａＮ−ＨＥＭＴに比べて、逆バイアス時の漏れ電流が大きいという問題がある。また、ＧａＮ−Ｄｉはラテラル構造で形成されることが多いが、ラテラル構造にすると、オン抵抗が高くなるため、順方向電圧が大きくなってしまい、電力損失が増大するという問題がある。

特開2008-198735号公報

本発明が解決しようとする課題は、順バイアス時のオン抵抗を小さくしつつ、逆バイアス時の漏れ電流を少なくしたダイオード回路およびＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

本発明の一態様では、窒化ガリウム系半導体を用いたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に直列接続される、窒化ガリウム系半導体を用いたダイオードと、
前記ダイオードに並列接続されるインピーダンス素子と、
前記ダイオードのアノード電極、前記インピーダンス素子の一端部、および前記スイッチング素子の制御電極に接続される第１信号伝送部と、
順バイアス時に、前記第１信号伝送部から、前記ダイオードまたは前記インピーダンス素子と、前記スイッチング素子と、を通過して流れる電流を出力する第２信号伝送部と、を備えるダイオード回路が提供される。

一実施形態に係るダイオード回路１の回路図。ダイオード３の順方向特性とインピーダンス素子４の電圧−電流特性とを示す図。（ａ）は印加電圧が所定電圧未満のときの電流経路図、（ｂ）は印加電圧が所定電圧以上のときの電流経路図。図１のダイオード回路１の断面構造を示す図。図１のダイオード回路１を用いたＤＣ−ＤＣコンバータ２１の回路図。

以下、図面を参照しながら、本発明の一実施形態について説明する。

図１は一実施形態に係るダイオード回路１の回路図である。図１のダイオード回路１は、スイッチング素子２と、ダイオード３と、インピーダンス素子４と、第１信号伝送部５と、第２信号伝送部６とを備えている。ダイオード３とインピーダンス素子４は並列接続されて並列回路７を構成している。この並列回路７とスイッチング素子２は、第１信号伝送部５と第２信号伝送部６の間に直列接続されている。

スイッチング素子２とダイオード３は、窒化ガリウム系半導体により形成されている。以下では、スイッチング素子２がＧａＮを用いたＨＥＭＴ（以下、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８）であり、ダイオード３がＧａＮを用いたダイオード３（以下、ＧａＮ−Ｄｉ９）である例が説明される。

本実施形態によるＧａＮ−ＨＥＭＴ８とＧａＮ−Ｄｉ９は、共通の基板上に形成可能であり、これにより、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８とＧａＮ−Ｄｉ９をワンチップ化することができる。

ＧａＮ−Ｄｉ９のアノード電極と、インピーダンス素子４の一端部と、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８のゲートとは、第１信号伝送部５に接続されている。

第２信号伝送部６は、ダイオード回路１の順バイアス時に、第１信号伝送部５から、ダイオード３またはインピーダンス素子４と、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８とを通過して流れる電流を出力する。

ＧａＮ−ＨＥＭＴ８のドレインは第２信号伝送部６に接続され、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８のソースはダイオード３のカソード電極とインピーダンス素子４の他端部とに接続されている。

図２はダイオード３の順方向特性とインピーダンス素子４の電圧−電流特性とを示す図であり、横軸は順電圧、縦軸は流れる電流である。ダイオード３の順方向特性は波形ｗ１で表され、インピーダンス素子４の電圧−電流特性は波形ｗ２で表される。また、ダイオード回路１の全体での順方向特性は太線実線波形ｗ３で表される。

図２からわかるように、ダイオード３およびインピーダンス素子４への印加電圧が所定電圧Ｖo未満では、インピーダンス素子４の方がダイオード３よりもインピーダンスが小さい。よって、第１信号伝送部５からの電流は、図３（ａ）に示すように、ダイオード３には流れずに、インピーダンス素子４に流れる。

一方、ダイオード３およびインピーダンス素子４への印加電圧が所定電圧Ｖo以上では、ダイオード３の方がインピーダンス素子４よりもインピーダンスが小さい。よって、第１信号伝送部５からの電流は、図３（ｂ）に示すように、インピーダンス素子４には流れずに、ダイオード３に流れる。

このように、ダイオード３とインピーダンス素子４では、印加電圧が所定電圧未満か否かによって、インピーダンスの大小関係が異なるため、第１信号伝送部５からの電流は、印加電圧によらず、インピーダンスの小さい方を通って流れることになる。

これにより、順バイアス時にダイオード回路１に流れる電流は、ダイオード３の順電圧特性に制約されなくなり、ダイオード回路１のオン抵抗および順方向電圧を低くすることができる。また、ダイオード３およびインピーダンス素子４に印加される電圧が所定電圧以上になると、ダイオード３の方がインピーダンスが小さくなるため、第１信号伝送部５からの電流はダイオード３に流れる。

このように、図１のダイオード回路１は、ダイオード３およびインピーダンス素子４に印加される電圧によらず、常にインピーダンスが低い方に電流を流すことができ、順バイアス時におけるオン抵抗と電力損失を低減できる。

一方、逆バイアス時には、必ず、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８のソース電圧が第１信号伝送部５の電圧よりもインピーダンス素子４の電圧降下分高くなる。第１信号伝送部５はＧａＮ−ＨＥＭＴ８のゲートに接続されているため、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８のゲートをソースよりも必ず低くすることができる。よって、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８を確実にオフさせることができ、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８のドレイン−ソース間にリーク電流が流れなくなり、漏れ電流特性が向上する。

図４は図１のダイオード回路１の断面構造を示す図であり、スイッチング素子２とダイオード３を共通の基板上に形成してワンチップ化する例を示している。基板としては、例えばシリコン基板が用いられる。

図４のダイオード回路１は、基板１１上に形成されるＧａＮ層１２と、このＧａＮ層１２の上に形成されるＡｌＧａＮ層１３と、このＡｌＧａＮ層１３の上に絶縁膜１４にて分離して形成されるアノード電極層１５、カソード電極層１６、およびドレイン電極層１７と、ＡｌＧａＮ層１３の上に絶縁膜１８を介して形成されるゲート電極層１９とを有する。

このように、図４のダイオード回路１は、各電極層を基板１１面方向に配置したラテラル構造である。図１のインピーダンス素子４は、アノード電極層１５とカソード電極層１６の上方に、配線層を介して形成される。このインピーダンス素子４は、同じチップ上に半導体層を用いて形成してもよいし、図４のチップとは別個に配置して、ボンディングワイヤ等でチップ上の電極と接続してもよい。

図４のように、ＧａＮ層１２の上にＡｌＧａＮ層１３を形成することで、ＧａＮ層１２とＡｌＧａＮ層１３の界面付近に２次元電子ガス２０が生じ、この２次元電子ガス２０により、キャリアの移動度が高くなり、高周波動作が可能となる。

図５は図１のダイオード回路１を用いたＤＣ−ＤＣコンバータ２１の回路図である。図５のＤＣ−ＤＣコンバータ２１は、図１のダイオード回路１と、ハイサイドスイッチ２２と、駆動部２３と、インダクタ素子２４と、出力容量２５とを有する。

ハイサイドスイッチ２２とダイオード回路１は、６００Ｖ程度の入力電圧を印加する第１入力ノード２６と第２入力ノード２７の間に直列接続されている。入力電圧は、第１入力ノード２６および第２入力ノード２７に接続される入力電源２８により発生される。

ダイオード回路１内のダイオード３のアノード電極は第２入力ノード２７に接続され、ダイオード回路１内のＧａＮ−ＨＥＭＴ８のドレインは、ハイサイドスイッチ２２のソースに接続されている。ハイサイドスイッチ２２のドレインは第１入力ノード２６に接続され、ハイサイドスイッチ２２のゲートは駆動部２３に接続されている。

ハイサイドスイッチ２２とダイオード回路１との接続ノード（中間ノード）２９にはインダクタ素子２４の一端が接続され、インダクタ素子２４の他端は第１出力ノード３０に接続されている。出力容量２５は、第１出力ノード３０と第２出力ノード３１の間に接続されている。第２入力ノード２７と第２出力ノード３１は同電位であり、例えば接地電位に設定される。

ハイサイドスイッチ２２は、例えばＧａＮ−ＨＥＭＴである。ハイサイドスイッチ２２をＧａＮ−ＨＥＭＴにすることで、ダイオード回路１内のＧａＮ−ＨＥＭＴ８と対になって、高速動作が可能になる。

次に、図５のＤＣ−ＤＣコンバータ２１の動作を説明する。駆動部２３は、ハイサイドスイッチ２２を周期的にオンまたはオフに切り替える。ハイサイドスイッチ２２がオンの期間内は、入力電源２８からの電流は、ハイサイドスイッチ２２のドレイン−ソース間を経由して、インダクタ素子２４と出力容量２５に流れる。このとき、入力電源２８からの電流はダイオード回路１には流れない。その理由は以下の通りである。ダイオード回路１は逆バイアス状態になっており、ダイオード回路１内のダイオード３のカソード電圧がアノード電圧よりも高くなる。これはすなわち、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８のゲート電圧よりもソース電圧が高いことを意味し、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８が確実にオフして、ダイオード回路１内に漏れ電流が流れるのが防止される。

一方、ハイサイドスイッチ２２がオフの期間内は、第２入力ノード２７からダイオード回路１を通って、インダクタ素子２４とキャパシタ素子に電流が流れる。ダイオード回路１内を流れる電流は、上述した図２に示すように、ダイオード回路１内の並列回路７の両端電圧が所定電圧未満か否かにより、インピーダンス素子４とダイオード３のいずれか一方を通って流れる。

ハイサイドスイッチ２２はオフであっても、そのドレインには６００Ｖもの高電圧が印加されているため、第２入力ノード２７からダイオード回路１に流れた電流は、ハイサイドスイッチ２２に流れるおそれはない。

このように、図５のＤＣ−ＤＣコンバータ２１は、ハイサイドスイッチ２２が交互にオンまたはオフするが、いずれの場合も、インダクタ素子２４と出力容量２５に流れる電流の向きは常に同じであり、これにより、直流電圧を負荷３２に供給できる。

また、ハイサイドスイッチ２２がオンの期間内に、ハイサイドスイッチ２２のドレイン−ソース間を通った電流がダイオード回路１にリークするおそれがなくなり、電力損失を低減できる。さらに、ハイサイドスイッチ２２がオフの期間内は、ダイオード回路１を低インピーダンスで駆動できるため、ダイオード回路１での電圧降下による損失を低減できる。

本実施形態に係るダイオード回路１およびＤＣ−ＤＣコンバータ２１は、高電圧入力に対応できるため、産業用の電源装置を初めとして、種々の用途に利用可能である。

このように、本実施形態に係るダイオード回路１は、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８に、ダイオード３およびインピーダンス素子４からなる並列回路７を直列接続して構成される。これにより、本実施形態に係るダイオード回路１は、順バイアス時には、ダイオード３とインピーダンス素子４のうち、インピーダンスの小さい方を通って電流を流すことができ、順バイアス時のオン抵抗を小さくして、電圧降下による損失を抑制できる。また、本実施形態に係るダイオード回路１は、逆バイアス時には、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８のソース電圧がゲート電圧よりも確実に高くなるため、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８を確実にオフでき、ＧａＮ−ＨＥＭＴ８のドレイン−ソース間を流れる漏れ電流を抑制できる。

また、本実施形態に係るダイオード回路１をＤＣ−ＤＣコンバータ２１に組み込むことで、電力損失の少なく、高速動作が可能なＤＣ−ＤＣコンバータ２１が得られる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１ダイオード回路、２スイッチング素子、３ダイオード、４インピーダンス素子、５第１信号伝送部、６第２信号伝送部、７並列回路、１１基板、１２ＧａＮ層、１３ＡｌＧａＮ層、１４，１８絶縁膜、１５アノード電極層、１６カソード電極層、１７ドレイン電極層、１９ゲート電極層、２１ＤＣ−ＤＣコンバータ、２２ハイサイドスイッチ、２３駆動部、２４インダクタ素子、２５出力容量、２６第１入力ノード、２７第２入力ノード、２８入力電源、２９接続ノード、３０第１出力ノード、３１第２出力ノード

Claims

窒化ガリウム系半導体を用いたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に直列接続される、窒化ガリウム系半導体を用いたダイオードと、
前記ダイオードに並列接続されるインピーダンス素子と、
前記ダイオードのアノード電極、前記インピーダンス素子の一端部、および前記スイッチング素子の制御電極に接続される第１信号伝送部と、
順バイアス時に、前記第１信号伝送部から、前記ダイオードまたは前記インピーダンス素子と、前記スイッチング素子と、を通過して流れる電流を出力する第２信号伝送部と、を備えるダイオード回路。
並列接続された前記ダイオードおよび前記インピーダンス素子を有する並列回路は、前記第１信号伝送部から前記第２信号伝送部の方向に電流を流す順バイアス時には、前記並列回路に印加される電圧が所定電圧未満では前記ダイオードではなく前記インピーダンス素子に電流を流し、前記並列回路に印加される電圧が前記所定電圧以上では前記インピーダンス素子ではなく前記ダイオードに電流を流す請求項１に記載のダイオード回路。
前記順バイアス時に、前記並列回路に印加される電圧が前記所定電圧未満のときの前記ダイオードのインピーダンスは前記インピーダンス素子のインピーダンスよりも高く、前記並列回路に印加される電圧が前記所定電圧以上のときの前記ダイオードのインピーダンスは前記インピーダンス素子のインピーダンスよりも低い請求項２に記載のダイオード回路。
前記スイッチング素子および前記ダイオードは、共通の基板上に配置される請求項１乃至３のいずれかに記載のダイオード回路。
入力電圧を供給する入力電源の一端側の第１入力ノードと、中間ノードとの間に接続される、前記スイッチング素子とは異なる他のスイッチング素子と、
前記中間ノードに前記第２信号伝送部が接続され、前記入力電源の他端側の第２入力ノードに前記第１信号伝送部が接続される請求項１乃至４のいずれかに記載のダイオード回路と、
前記中間ノードと、出力ノードとの間に接続されるインダクタ素子と、
前記他のスイッチング素子を周期的にオンまたはオフ制御する駆動部と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記ダイオード回路が順バイアスになる期間と、前記他のスイッチング素子がオンになる期間とが交互に繰り返され、
前記ダイオード回路が順バイアスになる期間内は、前記第２入力ノードから、前記ダイオード回路の前記第１信号伝送部および前記第２信号伝送部と、前記インダクタ素子と、を通過して、前記キャパシタ素子を充電し、
前記他のスイッチング素子がオンになる期間内は、前記第１入力ノードから、前記他のスイッチング素子と前記インダクタ素子とを通過して、前記キャパシタを充電する請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。