JP2014013240A - Ｒｆ技術を用いた物体の追跡における低減された減衰のための方法およびシステム - Google Patents

Abstract

【課題】無線周波数（ＲＦ）ベースの物体の識別、追跡、および位置特定のための方法およびシステムにおいて、伝搬損失および位置特定の精度の低下を最小限に抑える。
【解決手段】より低い周波数範囲のＶＨＦで狭帯域幅信号を使用し、伝搬損失およびＲＦ位置特定信号の精度の低下を最小限に抑える。信号は、マスタユニットからタグまで送信される。信号移動時間が記録され、マスタとタグとの間の距離が計算される。ＶＨＦ帯域を使用することによって、より長距離のＲＦ信号の透過および正確さの向上を達成する。デジタル信号処理およびソフトウェア規定無線技術が使用される。無線によって送受信される実際の波形は、ソフトウェアによって定められる。マスタユニットおよびタグの役割は、逆にすることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線周波数（ＲＦ）ベースの物体の識別、追跡、および位置特定のための方法およびシステムに関する。

物体の相対的または地理的位置を決定するためのＲＦベースの識別および位置探査システムは、全般的に、単一の物体または物体群の追跡、および個人の追跡に使用される。従来の位置探査システムは、屋外の環境における位置決定に使用されていた。一般的に、ＲＦベースのグローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）、および支援型ＧＰＳが使用される。しかし、従来の位置探査システムは、ＵＨＦ帯域で動作し、閉環境内および屋外での物体の位置特定時には、特定の誤差を伴う。

屋内および屋外の位置誤差は、主にＲＦ伝搬の物理的特性によるものであり、特にＲＦ信号の損失／減衰、散乱、および反射によるものである。したがって、屋内および屋外の環境において正確な、物体の識別および位置探査のための方法およびシステムが必要である。

従来の識別および位置追跡システムでは、正確なＲＦ追跡および位置特定に対して狭帯域幅信号を使用していなかった。これまでの開発では、物体のＲＦ識別、追跡、および位置特定に狭帯域幅信号を使用することから離れて考えていた。狭帯域幅信号は、正確な物体の識別および位置特定には極めて正確な距離測定が必要であるため、非実用的であるとみなされていた。この距離測定は、三角測量／三辺測量または仮想的な三角測量計算に使用される。

従来のシステムは、単一のオフィスのポイントツーポイント通信に限定される。更なる例として、病院建物には、金属エンクロージャ内の医療機器、金属キャビネット、テーブルなどを含む、様々な金属物が含まれている。この種の空間内で９００ＭＨｚのＲＦ信号を伝送した場合、ＰＦの波長はわずか３０ｃｍであり、また、これらの物体は３０ｃｍよりもはるかに大きいので、ＲＦエネルギの大部分が反射されることになる。また、９００ＭＨｚでは、ＲＦエネルギは、信号が内部壁または建物の床を通るときに著しく減衰し、その動作範囲が縮小される。これらの室内効果は、壁による潜在的な反射および信号損失によって生じるＲＦ信号の損失が原因となり、あらゆる非常に複雑な屋内環境内に位置する物体において、９００ＭＨｚ（またはそれ以上）の周波数の信号を効果のないものとする。

無線ＲＦベースのシステムは、信号の減衰に伴う「自由空間」損失を受ける。「自由空間」損失に加えて、実際のＲＦベースのシステム内の他の伝搬損失には、は、反射、散乱、回折、シャドウイング、屈折、および吸収が挙げられる。ＵＨＦ高周波数の使用を制限するものは、壁の通過時に大きく減衰されること（例、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｓｔａｎｆｏｒｄ．ｅｄｕ／ｃｌａｓｓ／ｅｅ３５９／ｌｅｃｔｕｒｅ２．ｐｄｆを参照）、および導電性および非導電性物体によって散乱または吸収されることである。

ＵＨＦ高周波数の減衰は、ビル内および都市環境内に通常見られる物体と比べて波長が小さいことによって生じる。したがって、より高い周波数（ＵＨＦ）のＲＦ追跡および位置特定システムは、２つのレジームでの動作に限定される。第１のレジームは、主にＧＰＳによって使用され、信号をブロードキャストする３つ以上の衛星まで、直接さえぎるも
のがないラインオブサイトを確立することができる空間において有効である。これによって、良好な三角測量および物体の位置特定ができる。しかし、都市部の回廊、樹木でおおわれた土地、峡谷などの閉環境、および不都合な気象状況では良好に機能しない。このレジームは、建物内部では機能しない。

第２のレジームは、アクティブＲＦＩＤ（無線周波数識別）であるが、これは、しばしば建物内での位置特定に使用される。しかし、信号の減衰および散乱により、動作範囲が約３０ｍ（１００フィート）に制限される。それぞれの部屋にアクティブＲＦＩＤリーダが必要になる場合がある。マスタユニット／リーダとスレーブユニット／タグとの間の動作距離が長くなると、直接経路ＲＦ信号エネルギの反射、散乱、および減衰が多くなる。これは、直接ラインオブサイト（ＤＬＯＳ）と、他の全ての間接経路信号との間の電力比を減少させる。

一方では、伝送信号の電力を増加させても、「自由空間」損失および他の伝搬損失の問題を解決しない。高い伝送信号電力が増加するとＲＦリンクバジェットが増加し、結果的に動作範囲が拡大するが、ＲＦ信号エネルギの伝搬には影響を及ぼさない。伝送信号電力が高くなるほど、直接経路ＲＦ信号エネルギの反射、散乱、および減衰が大きくなる。全ての間接経路信号の電力も比例して増加する。したがって、伝送信号電力が増加しても、精度を下げなければ動作範囲は拡大されない。

既存のＲＦＴＬ（ＲＦ Ｔｒａｃｋ−Ｌｏｃａｔｅ：ＲＦ追跡−位置特定）システムのほぼ全てが、「アクティブＲＦＩＤ」技術または「ＧＰＳ」技術を使用する。いずれの場合も、３００〜３０００MＨｚと定義される無線周波数のＵＨＦ帯域で動作する。

これらの比較的高い無線周波数帯域で、時間的に狭い（すなわち、非常に短いパルスの）測距信号を、マスタユニットからスレーブタグまで、またはスレーブタグ間に送信することができる。これらの信号は、受信したときには比較的明確であり、これらの信号によって、明確なＴＯＡ（到着時間）およびＤＴＯＡ（差動到着時間）の測定が可能となり、よって、比較的正確な時間および距離の測定が行われる。

したがって、測距精度は、通常、非常に短時間のＲＦパルスに依存するものと考えられる。これは、ＲＦパルスが非常に多くの周波数成分から構成される、フーリエ解析によって十分理解される。パルスが急速に、または期間が短くなるにつれて、その含まれる周波数成分が多くなり、したがって、「ブロードバンド」または「幅広い帯域幅」を有する、と記述される。このブロードバンド信号は、通常、ＵＨＦか、またはより多くの未使用の帯域幅が利用可能な、より高い周波数帯域でしか許容されない。

しかし、より高いＲＦ周波数の使用は、他の問題をもたらす。より具体的には、このような信号は、従来の建物の壁を含む多くの材料によって大きく減衰されるか、または吸収されることがよく知られている。この理由から、ＧＰＳベースのＲＦＴＬシステムは、屋外での使用に限定される。同様に、アクティブＲＦＩＤベースのＲＦＴＬシステムは、室内の壁における吸収または減衰によって、建物内で使用したときには、範囲が制限される（最大１００フィートまたは２００フィート）。これは、建物内での人または物体の位置特定に使用されるＲＦＴＬシステムは、おそらくは各部屋ごとに、複数の固定リーダ（またはマスタユニット）が必要であり、それによって、内在的な費用が増加する。

さらに、より高い周波数のＲＦ測距信号が吸収されないときでも、信号の経路内の金属および非金属物によって散乱される傾向がある。これは、散乱されていないか、または直接信号とはわずかに異なる時間で、スレーブタグに到達する（またはマスタユニットに戻る）多量の異なる測距信号をもたらす。これは、受信した測距信号内にノイズとして現れ、早期のテレビ信号に見られる「ゴースト」に類似する。

正確な距離測定は、ＲＦ測距信号の（衛星からＧＰＳ受信器まで、またはアクティブＲＦＩＤリーダからタグまで、そしてリーダへ戻るまでの）移動時間を正確に測定することによって決定される。正確な距離測定は、最も狭い可能な測距信号によって達成することができる。従来のシステムに狭帯域幅信号が使用されていなかった理由は、ＲＦ信号帯域が狭くなるほど、信号が時間的に広がることにある。また、部分的に、例えば連邦通信委員会（ＦＣＣ）の要件などの、政府機関のスペクトルの規制によって、ＶＨＦ帯域の位置特定信号は開発されていない。ＦＣＣは、ＶＨＦおよび低周波数帯域の信号を非常に狭い帯域幅（３０ＫＨｚ未満）に制限している。

その結果、ＶＨＦあるいはそれより低い周波数の狭帯域幅信号を使用する、物体の識別および位置探査のための方法およびシステムのための技術が必要である。また、環境内にデバイスが２台（マスタとターゲット）しか存在しない場合か、または例えばモール内、ビルの谷間などで、ＧＰＳ信号のような信号が受信できない場合に有効な、物体の識別および位置探査のための方法およびシステムが必要である。

本発明は、無線周波数（ＲＦ）ベースの物体の識別、追跡、および位置特定のための方法およびシステムに関する。提案された方法およびシステムは、ＶＨＦあるいはそれより低い周波数のような狭帯域幅信号を使用し、伝搬損失およびＲＦ位置特定信号の精度の低下を最小限に抑える。デジタル信号処理を使用することができる。本発明は、ソフトウェア実装のデジタル信号処理およびソフトウェア規定無線技術を使用することができる。

本発明のシステムは、デバイスおよびシステム全体に対して非常に少ない増分コストで、標準的なＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）および標準的な信号処理ハードウェアおよびソフトウェアを使用して構成することができる。したがって、安価かつ高精度の物体識別および追跡デバイスを提供することができる。本システムは、物体追跡および位置特定ユニットのネットワークを制御するためのソフトウェアを有する管理ステーションを含むことができる。本ソフトウェアは、コンピュータシステム上に組み込むことができる。

狭帯域幅信号（例、ＶＨＦあるいはそれより低い周波数）のための伝送器および受信器を使用して、人または物体の位置を識別する。デジタル信号処理（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ：ＤＳＰ）およびソフトウェア規定無線（ｓｏｆｔｗａｒｅ ｄｅｆｉｎｅｄ ｒａｄｉｏ：ＳＤＲ）技術を使用して、狭帯域幅信号を生成、受信、処理することができる。狭帯域幅信号を使用して、半二重または単信動作モードで人または物体を識別、位置特定、および追跡する。

本発明の更なる特徴および効果は、以下の記述で説明され、部分的には説明から明らかとなり、あるいは本発明を実行することによって学び取ることが可能である。本発明の利益は、明細書および特許請求の範囲、ならびに添付図面において特に示される構成によって理解され、また達成されるであろう。

上述の概要および下述の詳細な説明は、いずれも例示的かつ説明的なものであり、請求されているような本発明の更なる説明を提供することを意図したものであると理解されたい。

本発明をさらに理解できるように、また本明細書に組み込まれ、その一部を構成する添付図は、本発明の原理の説明として用いられる記述とともに、本発明の実施形態を例証する。

図１は、ＲＦモバイル追跡および位置特定システムのマスタユニットのブロック図である。 図２は、ＲＦモバイル追跡および位置特定システムのスレーブユニット（タグ）のブロック図である。 図３は、ＲＦモバイル追跡および位置特定システムに使用される信号を示す図である。 図４は、図１および図２のマスタまたはスレーブユニットのＦＰＧＡのＦＩＦＯ（ｆｉｒｓｔ ｉｎ−ｆｉｒｓｔ ｏｕｔ：先入れ先出し）バッファにおける信号の図である。 図５は、チャープ信号の相関処理を示す図である。

本発明の好適な実施形態を以下に詳細に説明し、それらの実施例を添付図面に示す。

本発明は、無線周波数（ＲＦ）ベースの物体の識別、追跡、および位置特定のための方法およびシステムに関する。本発明の方法およびシステムは、より低い周波数のＶＨＦのような狭帯域幅信号を使用し、伝搬損失およびＲＦ信号の精度の低下を最小限に抑える。狭帯域幅を有する低ＲＦ周波数で測距信号を使用することで、追跡および位置特定システムの追跡精度が高くなり、また動作範囲が広くなる。

同じ電力であれば、狭帯域幅測距信号は、既存の測距技術よりも長い範囲を提供する。また、マルチパス干渉および減衰の影響を受けにくい。

狭帯域測距は、以下の３つ技術によって使用することができる。好適な実施態様では、これらの技術の全てを使用する。

（１）信号対雑音比を向上させる技術−例、コヒーレント／非コヒーレント＋加算。

（２）ループバック（較正）。

（３）マルチパス拒否のためのＩＦフィルタリング、プログラム可能な変調器、復調器、および適応等化のうちのいずれかを含む、ベース帯域処理（ＤＳＰおよびＳＤＲを使用した無線信号のデジタル化）。

狭帯域信号は、逐次スペクトル技術（コヒーレント）、スペクトル拡散、および拡散信号とともに使用することができる。

無線周波数追跡および位置特定（ＲＦＴＬ）システムは、大きな固定インフラストラクチャを必要とせずに、「マスタユニット」に対する複数の「スレーブ」タグ（人または物体に取り付けられる）の位置特定および追跡を行うことができる。さらに、本システムは、かなり高い精度（約１０フィート以内）、（例えば、最大１５００フィート）の範囲で２つのデバイス間の距離測定を提供することができ、屋内および屋外での使用を含む、複雑な環境内でこれを行うことができる。これによって、システム全体（複数のタグを有する）は、大きな地理的領域に対する位置情報を提供することができる。

正確な位置特定は、マスタユニットと複数のスレーブタグとの間、およびスレーブタグの間で、正確な距離測定を行うことができるならば、三辺測量または三角測量のためのアルゴリズムを使用することによって達成することができる。

ＲＦ波の伝搬速度は空気中では一定であるので、これらの距離の正確な測定は、１つのタグから第２のタグまでのＲＦ「測距」信号の伝搬時間を正確に測定することによって、（または、より一般的に行われているように、測距信号が、マスタユニットからタグまで伝搬し、その後にタグから元のマスタユニットに戻るまでの時間を計測することによって）達成できることはよく知られている。

「到着時間」（ＴＯＡ）または「差動到着時間」（ＤＴＯＡ）としてよく知られている技術によってこれら伝搬時間を計算することで、マスタユニットに対する所与のスレーブタグの位置特定および追跡を行うことができる。

本願明細書に記述された手法は、複雑な環境内に使用することができる。この環境には、建物の外側および内側の空間を含み、建物内であっても、低所要電力でのそれぞれのデバイス間の範囲が最高約１５００フィートであるが、減衰および散乱が大幅に低減される、ＶＨＦ帯域（３０ＭＨｚ〜３００ＭＨｚと定義される）のようなより低いＲＦ周波数で機能することが必要である。

ＶＨＦでの動作によってもたらされる主な問題は、ＵＨＦ帯域と比較して帯域が非常に狭く、この狭さはＦＣＣの規定（チャネルごとに、６．２５ＫＨｚ、１１．２５ＫＨｚ、１２．５ＫＨｚ、２５ＫＨｚを含む、異なる狭帯域幅を割り当てる）によってさらに制限的になることである。

これは、いかなるＶＨＦの測距信号も超狭帯域としなければならず、したがって、相対的に時間的に延長される。これは、特にパルスが伝搬するときにノイズ、散乱、および減衰による幾らかの歪を受ける場合に、測距パルスの到着時間（例、ピーク）の明確な識別をより困難にする。この歪は、測距パルスの信号対雑音比（「ＳＮＲ」）における低減として定量化される。

本手法は、比較的長距離の正確なＲＦＴＬシステムが複雑な（屋内および屋外）環境で機能できるように、ＶＨＦ帯域未満の超狭帯域幅測距信号を用いる。

しかし、当該の狭帯域幅測距信号の使用には、通常複数の状況が必要である。その第１は、ＳＮＲを向上させることによって測距信号の到着時間の曖昧さを低減するように、コヒーレント／比コヒーレント加算のような技術を用いることである。特に、それぞれのＴＯＡまたはＤＴＯＡ測定は、複数（例、１００）の逐次的な測距パルスの測定、およびこれらのパルスの電子的な加算または平均算出に依存する。ホワイトノイズおよびランダムな歪を受けやすいこの複数のパルス（例、Ｎ個のパルス）の平均算出の効果は、受信信号のＳＮＲを

だけ向上させる。

スレーブタグで受信した（またはマスタユニットに戻って受信された）拡張測距信号によって、狭帯域ＶＨＦ測距信号の到着時間は、ＵＨＦまたはマイクロ波帯域と同程度の正確さで測定することができる。そしてまた、ＶＨＦベースのＲＦＴＬシステムによる非常に正確な位置特定を可能にする。この平均算出は、アナログ測距信号を使用して、または、より好都合にデジタル化した形態の測距信号を使用して行うことができる。信号対雑音比を高めるように信号のコヒーレント／非コヒーレント加算は、これまでＲＦ追跡および位置特定の分野には適用されなかった。

実用的なＲＦＴＬシステムでは、伝搬時間は、（例えばタグで）測距信号を受信し、その到着時間を、この測距信号がマスタユニットから送信されたときの時間と比較することによって測定される。したがって、実際に測定されるのは合計の「飛行」時間、ＴＦＬであり、次式で与えられる。
Ｔ_{ＲｏｕｎｄＴｒｉｐ}＝２×Ｔ_ＦＬ＋Ｔ_ＤＳ
ここで、Ｔ_ＤＳは、測距信号がスレーブタグを経て移動してマスタユニットに再送信される際の遅延である。したがって、伝搬時間ＴＦＬを知るためには、Ｔ_ＤＳを正確に知っておかなければならない。

マスタユニットまたはスレーブタグのようなあらゆるトランシーバでは、所望の測距信号と任意の無関係なＲＦ信号を区別するように、ＲＦおよび／またはＩＦ帯域フィルタを受信器内に用いなければならない。この１つまたは複数のフィルタは、次いで、受信器の電子機器の帯域幅を決定する。なお、電子回路内の遅延は、回路の通過帯域幅に反比例する。

従来のＲＦＴＬシステムでは、ＵＨＦまたはマイクロ波帯域で動作し、信号帯域幅は広く、フィルタ通過帯域は相応して幅が広くなる。したがって、回路内にもたらされる遅延ＴＤＳは小さくなり、Ｔ_ＤＳ内のあらゆる変動小さくなり、Ｔ_ＦＬの測定にもたらされるエラーも少なくなる。

なお、本願明細書に記述されたシステムは、超狭帯域幅測距信号を使用し、受信器は、受信信号内のノイズを低減するように、また、ＶＨＦ以下の帯域（２５ＫＨｚ以下）において接近して位置する可能性のある他の信号を識別するように、狭帯域幅フィルタを有さなければならない。したがって、Ｔ_ＤＳは大きくなるが、これは、Ｔ_ＤＳの値が安定しており、その変動が十分小さく、Ｔ_ＦＬに大きな変動をもたらさなければ、許容可能である。しかし、計算によって、また経験に基づいて、発明者らは、周囲温度、作動電圧、および信号強度などの因子における変動によってもたらされるＴ_ＤＳの変動は、Ｔ_ＦＬの測定に大きなエラーをもたらすに十分なものであり、したがって、位置特定において許容できないエラーをもたらすことを見出した。

幸いにも、電子回路におけるデジタル化された信号の伝搬は、構成要素または周囲条件のいかなる変動の影響も受けない。したがって、受信した測距信号を受信器内でデジタル化し、測距信号をデジタル領域で処理することによって、固定Ｔ_ＤＳを保持することができ、また、正確な測定を行うことができる。

アナログ−デジタル変換は、アンテナを通過したアナログ測距信号がＩＦ（すなわち、中間周波数）に増幅、変換された後に、ＲＦ受信器のＩＦセクション内で実行することができる。デジタル信号処理を使用して更なる処理が行われる。デジタルの形態で測距信号を処理することの副次的利益は、それによって、種々の信号処理技術を使用できることである。例えば、エラー補正は感度を向上させることができ、アルゴリズムを使用して、測距信号が伝搬するときのマルチパスまたは散乱の影響を最小限に抑えることができる。

最後に、回路のアナログ部分における受信器の伝搬遅延のリアルタイムの較正を提供するように、「ループバック」技術が用いられる。

本発明は、狭帯域幅測距信号のデジタル信号処理に対して複数の周波数範囲（帯域）で動作する、標準的なシステム構成要素を使用することができる。デジタル信号処理およびソフトウェア規定無線のためのソフトウェアを使用することができる。最小限のハードウェアと組み合わせた信号処理ソフトウェアによって、ソフトウェアによって定められた波形を送受信する無線を構築することができる。

ＲＦ波が長くなると、伝搬損失は大幅に低くなる。このような無線波は、直接ラインオブサイト（ＤＬＯＳ）の減衰が少なく、また散乱および反射の影響をほとんど受けない。したがって、測距信号に低周波数を用いることによって、本発明は、精度を損なわずに、位置探査の動作範囲を著しく増加させる。

本発明によれば、例えば病院環境での物体の追跡および位置特定には低周波数（９００ＭＨｚ以下）が有効である。約２ｍの波長を有する１５０ＭＨｚのＲＦ信号は、病院内の大部分の物体よりも大きい。さらに、約２ｍの波長を有する１５０ＭＨｚのＲＦ信号は、病院建物の内壁または床による減衰が低い（ｈｔｔｐ：／／ｆｉｒｅ．ｎｉｓｔ．ｇｏｖ．ｂｆｒｌｐｕｂｓ／ｂｕｉｌｄ９７／ＰＤＦ／ｂ９７１２３．ｐｄｆを参照のこと）。

一般的に、追跡および位置特定システムは、既知の追跡−位置特定−ナビゲート方法を用いる。これらの方法は、到着時間（ＴＯＡ）、差動到着時間（ＤＴＯＡ）、ならびにＴＯＡおよびＤＴＯＡの組み合わせを含む。距離測定技術としての到着時間（ＴＯＡ）は、米国特許第５，５２５，９６７号に概ね記載されている。あらゆるＴＯＡベースのシステムでは、距離測定の精度または分解能は、推定時間遅延内のエラーによって決定される。本発明は、狭帯域幅（例えば、搬送周波数の１％以下で、２．５ＫＨｚまたはさらに低い）と、測距信号と、応答信号技術とを好都合に使用して、推定遅延時間を計算する。これは、従来のＴＯＡまたはＤＴＯＡ距離測定よりも改善されている。

本発明は、長波長（一般的にＶＨＦ帯域）を有する低周波数帯域の狭帯域幅を使用した識別、位置特定、および追跡システムのためのソリューションを提供する。提案された方法およびシステムは、ＶＨＦ帯域を使用することによって、より長い信号透過距離を達成し、かつ精度を高めることができる。デジタル信号処理（ＤＳＰ）およびＳＤＲ（ソフトウェア規定無線）を使用することができる。したがって、無線によって送受信される実際の波形は、ソフトウェアによって定められる。

狭帯域幅測距信号の処理には、これに限定されないが、ＡＭ、ＦＭ、ＰＭ（Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：フェーズ変調）、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交周波数分割変調）、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）などを含む、全てのタイプの信号変調を使用することができる。

種々の変調技術、例えばＤＳＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ：直接スペクトル拡散）およびＦＨ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐｐｉｎｇ：周波数ホッピング）などのスペクトル拡散技術を狭帯域幅測距信号に適用することができる。狭帯域幅測距信号に適用される復調技術には、これに限定されないが、コヒーレントおよび非コヒーレント復調、ゼロ交差復調、および直交復調が挙げられる。

加えて、狭帯域幅測距信号に関して使用されるノイズ低減方法には、これに限定されないが、コヒーレント／非コヒーレント加算、非加算、整合フィルタリング、インターパルス変調（別称、ゼロ／π変調）、およびディザリングなどが挙げられる。干渉低減アルゴリズムには、例えば、ＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｏ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ：コンスタントモジュロアルゴリズム）、ＤＦＥ（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ：判定フィードバック等化）、ビタビ（Ｖｉｔｔｅｒｂｉ）アルゴリズム、およびカルマン（Ｋａｌｍａｎ））アルゴリズムが挙げられる。距離測定へのマルチパスの影響をさらに低減するために使用することができる追加情報を提供する、異なる周波数で複数のチャネルに動作する能力が含まれる。

狭帯域幅測距信号の使用には、ＲＦトランシーバ／トランスポンダ回路を介した信号伝搬遅延が、温度、信号強度、時間などの外部パラメータに左右されないことが必要である。また、ＲＦトランシーバ／トランスポンダおよびＦＰＧＡ回路を介して伝搬を測定できることも必要である。

本発明では、これは、上述の回路を介して種々の「ループバック」測定を実行することによって達成することができる。「ループバック」モードでは、伝送した測距信号は、受信器へフィードバックされる（すなわち、同時に受信される）。その結果、信号の飛行時間は、ＲＦトランシーバ／トランスポンダおよびＦＰＧＡ回路を介して伝搬遅延を測定する基準となる。必要な環境のパラメータ（例、入力測距信号強度など）の十分な再形成は、常に可能とは限らない。この場合、工場またはフィールド較正テーブル（デバイスのメモリ内に格納される）を使用して、「ループバック」測定された伝搬遅延の値を内挿することができる。

本発明は、単信または半二重システムとして使用することができ、リーダ（しばしば「マスタ」と称される）およびタグ（「スレーブ」または「ターゲット」とも称される）は、マスタまたはスレーブだけが、常に伝送できるプロトコルによって制御される。送信および受信を交互にすることによって、単一の周波数を距離測定に使用することができる。このような仕組みは、全二重システムと比較すると、システムのコストおよび複雑さが低減される。マスタおよびタグの数が増加すると、システムの複雑さおよびその通信プロトコルも増加するので、代表的な二重システムは、２つの周波数を使用する。距離測定において２つの周波数を使用することで、動作範囲にいくつかの制限が生じることも見出される。

上述の距離測定の到着時間（ＴＯＡ）方法を使用することができる。距離測定のＴＯＡ方法を実装するときには、１０ｎｓ以内の精度で信号伝搬遅延を追跡することが必要である。信号伝搬遅延の変動は、周囲温度、信号強度、供給電圧などに敏感なデバイスの回路によって生じる可能性がある。ソフトウェア規定無線（ＳＤＲ）およびデジタル信号処理（ＤＳＰ）が使用される。したがって、伝送されたＲＦ信号の実際に波形は、ソフトウェアによって定められる。

ＳＤＲ／ＤＳＰハードウェアは、ＲＦフロントエンドアナログ回路の伝搬遅延測定回路とともに、デジタルフィルタリングおよびデジタル変調器／復調器を使用する。ＳＤＲ／ＤＳＰハードウェアは、ＲＦフロントエンド回路の一部のための自己検査機能を含む。また、電圧および信号強度を測定することによって、他の回路の伝搬遅延推定も提供する。本発明のＳＤＲ／ＤＳＰの実装によって、ＳＤＲ／ＤＳＰシステムのダイナミックレンジ内の温度および信号強度に左右されなくなる。

測距信号のより高い帯域幅は、時間遅延エラーがより少なくなるので、ＴＯＡ距離測定の分解能（精度）を向上させることができる。また、測距信号のより高い信号対雑音比（ＳＮＲ）することで、時間遅延エラーが少なくなる。したがって、本発明は、測距信号の帯域幅を低く保持しながら、ＴＯＡ距離測定の分解能（精度）を向上させる。

ＳＮＲ全体を向上させるには、複数の連続的に生成された測距信号にわたって、帰還測距信号サンプル（パルス）の値を同期的に平均することが必要である。このような連続した測距信号（およびサンプル）の数が増加すると、ＳＮＲが向上し、その結果、距離測定の精度が高くなる。

別の手法では、例えば整合フィルタ技術を使用して、帰還測距信号ごとに時間遅延推定を決定する。次いで、複数の連続した測距信号にわたって得られた時間遅延推定値が平均される。整合フィルタの遅延推定は、整合フィルタの出力を最大化する信号時間に由来する。

上述の方法は、デジタル信号処理（ＤＳＰ）技術によって実行され、伝送されたＲＦ信号の実際の波形の生成に使用され、また、受信信号を処理する。さらに、アナログ技術を使用したこれらの方法を実行は非効率的である。

本発明の追跡システムは、デバイス間（マスタとタグ、マスタとマスタ、またはタグとマスタ）の生じ得るクロックタイミングの差異を補償する。これらの差異は、システムによって行われる周期的な較正プロセスを介して決定され、ユーザによって、またはスイッチ制御に従って自動的に開始される。

較正の場合、システムは、開始デバイス（マスタユニット／リーダ）によって他のデバイス（スレーブユニット／タグ）へ送信されたそれぞれの測距信号に応えて、所定の時間（クロックカウント）ＴＤだけ隔てた２つの連続した同一の測距信号を送信する。距離測定中にＴＯＡの決定に使用される標準的な方法によってこれらの２つの信号を処理した後に、開始デバイス（マスタ）は、それ自体のクロックカウントでＴＤ値を決定する。次いで、クロックカウントレートが、デバイス間のクロックタイミングの差異を決定する。

場合によっては、複数のマスタユニット／リーダは、これらのマスタユニット／リーダに対する座標を決定するために、スレーブユニット／タグまでの距離を見出す必要がある。しかし、距離を決定するために、それぞれのリーダが独立にタグをポーリングする場合には時間がかかりすぎる。複数のリーダとタグとの間の距離決定に必要な時間を削減する必要がある。そのために、以下の方法が使用される。複数のマスタのうちの１つは、送信元マスタとなり、「単一送信元マスタ」モードで動作する。残りのマスタは、衛星モードで動作する。

（ａ）それぞれの衛星マスタのＲＦトランシーバを、「受信」モードに切り替える。

（ｂ）それぞれの衛星マスタは、２つの測距信号シーケンスを受信する。これらのシーケンスは、送信元マスタユニットによって生成されたもの、およびタグによって再伝送されたものである。

（ｃ）それぞれの測距信号シーケンスを、（送信元マスタと同じプロシージャを使用して）距離測定中にＴＯＡの決定に使用される標準的な方法によって別々に処理する。

（ｄ）測距信号の処理が完了した後に、衛星マスタは、それぞれの測距信号に対する飛行時間（遅延時間）を計算する。２つの信号の遅延時間の差異を使用して、送信元マスタおよび衛星マスタに対するタグ位置を決定することができる。

（ｅ）送信元マスタは、標準的なリーダ−タグまたはリーダ−リーダの距離測定演算を行う。

（ｆ）全てのデバイス間のクロックタイミングの差異は、上述の方法を実行するために予め計算される。

さらに、複数のタグおよびリーダの位置特定に必要な時間の削減は、ＤＴＯＡ位置特定方法を使用して達成することができる。そのために、複数のマスタのうちの１つは、送信元マスタとなり、「単一送信元マスタ」モードで動作する。残りのマスタは、送信元マスタの制御に従って動作する。

（ａ）それぞれのタグのＲＦトランシーバを、「受信」モードに切り替える。

（ｂ）それぞれのタグは、衛星マスタのＤＴＯＡ対または送信元マスタおよび衛星マスタからなるＤＴＯＡ対（それぞれの対において、衛星マスタがタグとして作用している）によって生成される、２つの測距信号シーケンスを受信する。

（ｃ）タグ内部では、それぞれの測距信号シーケンスを、（送信元マスタと同じプロシージャを使用して）距離測定中にＴＯＡの決定に使用される標準的な方法によって別々に処理する。

（ｄ）測距信号の処理が完了した後に、タグは、それぞれの測距信号に対する飛行時間（遅延時間）を計算する。それぞれのＤＴＯＡ対からの２つの信号の遅延時間の差異を送信元マスタに送信し、この差異を使用して、送信元マスタおよび衛星マスタに対するタグ位置を決定することができる。

（ｅ）それぞれのＤＴＯＡついでは、マスタは、標準的なリーダ−タグの距離測定演算を行う。

（ｆ）全てのデバイス間のクロックタイミングの差異は、上述の方法を実行するために予め計算される。

無線ＲＦベースの追跡および位置特定システムは、動作範囲Ｒを有する検索マスタユニットを有することができる。ＲＦリンクバジェットはシステム動作範囲Ｒを定め、直接ラインオブサイト（ＤＬＯＳ）信号と他の全ての間接経路信号との間の電力比はシステム性能を定める。ＲＦ無線ネットワークシステムの場合、電力比が不十分であると、データスループットが低くなり、ＲＦ追跡および位置特定システムでは、このような状況からかなりの位置エラーがもたらされる。（ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｐｉ．ｅｄｕ／Ｐｕｂｓ／ＥＴＡ／Ａｖａｉｌａｂｌｅ／ｅｔｄ−０４３０１０４１２１００９／ｕｎｒｅｓｔｒｉｃｔｅｄ／ａｌｓｉｎｄｉ．ｐｄｆを参照のこと）。本発明の追跡および位置特定システムは、例えば多数の部屋を有する大きな建物内部を含む、あらゆる開環境または閉環境で機能することができる。システムは、ＶＨＦ未満などの低周波数で動作する。したがって、ＲＦ波長は、あらゆる代表的な反射物体よりも長い。また、壁を通るときの散乱および減衰が少なくなる。直接ラインオブサイト（ＤＬＯＳ）信号と他の全ての間接経路信号との間の電力比が大幅に向上する。したがって、送信電力のあらゆる許容可能な上昇を使用して、距離測定の精度を低下させることなく、動作範囲をさらに広げることができる。

特に、ＲＦ波長が長くなる（または動作周波数が低くなる）と、実際のＲＦ伝搬効果が明確でなくなり、損失を含むが、その理由は次のことにある。

（１）低周波数で、ＲＦ信号が壁または他のバリアを通るときの吸収および減衰は、高周波数のときよりも少なくなる。

（２）障害物がＲＦ波長よりもある程度小さく、障害物とＲＦ波との相互干渉がほとんどまたは全く無いときには、反射、シャドウイング、および他のＲＦ伝搬効果が著しく低下する。したがって、ＲＦ信号は、大幅に減衰、散乱、および反射することなくこれらの物体を容易にバイパスする。（Ｄａｎ Ｄｏｂｋｉｎの「Ｉｎｄｏｏｒ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ」、ＷＪ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖ１．４、７／１０／０２を参照のこと）。

低周波数の１つの利点は、ＲＦ信号が壁または他のバリアを通るときの吸収および減衰が少ないことである。受信したＲＦ信号強度の大規模な変動は、動作周波数に大きく依存する。（Ｓ．Ｅ．ＡｌｅｘａｎｄｅｒおよびＧ．Ｐｕｇｌｉｅｓの「Ｃｏｒｄｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｗｉｔｈｉｎ Ｂｕｉｌｄｉｎｇｓ：ｒｅｓｕｌｔｓ ｏｆ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ ａｔ ９００ＭＨｚ ａｎｄ ６０ＧＨｚ」、Ｂｒｉｔｉｓｈ Ｔｅｌｅｃｏｍ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｊｏｕｒｎａｌ、１（１）、９９−１０５、１９８３年７月を参照のこと）。

本発明の追跡および位置特定システムは、拡大した動作範囲を使用し、これは、長波長、すなわち低動作周波数で可能である。動作範囲の経験的な推定は、次の２つの研究から得られる。

１）ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｉｎｖｉｖｏｒｅｓｅａｒｃｈ．ｃｏｍ／ａｒｔｉ＿ｕｓｅ＿ａｕｔｏｎｅｔ＿ｗｉｒｅｌｅｓｓ．ｈｔｍｌ、および
２）ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｒａｕｍａ．ｔｕｔ．ｆｉ／ｐｒｏｊｅｃｔｓ／Ｋｉｌａｖｉ／ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ＿ｆｉｌｅｓ／Ａｌｉ−Ｒａｎｔａｌａ．ｐｄｆ。

上述の第１項では、異なる無線患者用モニタの動作範囲を病院内で比較したことを述べており、このモニタは、（１）ＶＨＦ帯域（１６４ＭＨｚ〜２１６ＭＨｚ）、（２）ＵＨＦ帯域（９０２ＭＨｚ〜９２８ＭＨｚ）、および（３）２．４ＧＨｚの高周波数で動作されている。高周波数２．４ＧＨｚのモニタは、ＶＨＦモニタの透過機能に適合できず、許容できなかった。同様に、９００ＭＨｚのモニタは、ＶＨＦシステムと同じ動作範囲を達成するが、このような９００ＭＨｚのモニタは、最大で１００倍大きな電力の信号を生成しなければならないので、過度の伝送信号電力が必要である。

したがって、これらの実験結果を使用し、それらを簡略化した経路損失モデル（ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｓａｈａｎｄ．ｋｎｔｕ．ａｃ．ｉｒ／〜ｋｍｐｏｕｒ／ｐａｒｔ２．ｄｏｃ？ｂｃｓｉ＿ｓｃａｎ＿７２ＦＦＣ７０１６Ｆ６Ａ９４Ａ４＝０＆ｂｃｓｉ＿ｓｃａｎ＿ｆｉｌｅｎａｍｅ＝ｐａｒｔ２．ｄｏｃを参照のこと）に入力し、また、屋内経路損失散乱モデル（ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｓｓｓ−ｍａｇ．ｃｏｍ／ｉｎｄｏｏｒ．ｈｔｍｌ＃ｔｕｔｏｒｉａｌを参照のこと）に入力することによって、位置特定および所見プロセスが効果的であることを立証することができる。例えば、９００ＭＨｚでの最大動作範囲は１００ｍであり、ｎ＝４という経路損失の累乗係数を演繹する。

同じモデルを使用することで、ＶＨＦ周波数（約２００ＭＨｚ）において、経路損失の累乗係数ｎは、約１．３分の１になり、９００ＭＨｚのシステムと同じ電力レベルでは、ＶＨＦモニタの動作範囲は４００ｍとなることが見出される。

本発明の技術は、アパート内部のＲＦ伝送を考察した第２の研究（上述の屋内経路損失散乱モデル）によるデータを使用し、２．４５ＧＨｚおよび４３３ＭＨｚのシステムを比較することによって、さらに効果的であることが立証される。この研究では、伝送器は、アパート内の任意の位置での場の強さを少なくとも５０ｄＢ／ｍとするような方法で配置された。他の全ての条件（伝送器の電力、伝送器の床からの高さなど）は同一であった。この研究は、アパート全体をカバーするために、２．４５ＧＨｚの伝送器は５つ用いたが、適切に配置された４３３ＭＨｚの伝送器は単一でこの要件を満たすか、またはほぼ満たすことができたことを見出した。

無線ＲＦベースの追跡および位置特定システムは、同じカバレージエリアを仮定し、簡略化した経路損失モデルおよび経路損失分散分析を使用して、効果的であることが立証される。４３３ＭＨｚの周波数を使用するときには、本発明のシステムは、２．４５ＧＨｚのシステムよりも少なくとも２．２倍広い動作範囲を有する。さらに、本システムを１０ｍの動作範囲に用いて、２．４５ＧＨｚでの経路損失の累乗係数をｎ＝４とすると、４３３ＭＨｚでの動作範囲は２２ｍである。求められたように、４３３ＭＨｚでは、経路損失の累乗係数ｎは、約１．３分の１になり、以前の研究と一致する。

したがって、本発明の無線ＲＦベースの追跡および位置特定方法およびシステムは、ＶＨＦ周波数で動作したときに、経路損失の累乗係数ｎを減じることによって、動作範囲を広げることができ、また、直接ラインオブサイト（ＤＬＯＳ）信号と他の全ての間接経路信号との電力比を向上させることができる。

動作範囲のゲインは、信号電力を増加させることによってではなく、システムの動作周波数を低減することによって、両方の場合のデータに基づいて達成することができる。したがって、ＲＦ伝搬効果は、より小さな経路損失の累乗係数ｎで測定できるように、動作範囲は拡大され、直接ラインオブサイト（ＤＬＯＳ）信号と他の全ての間接経路信号との間の電力比は向上する。

本発明の方法は、ＶＨＦまたはＨＦ帯域のような長波長または低周波数を用いて、屋内のＲＦ追跡および位置特定システムを構成するか、または屋外のＲＦ追跡および位置特定システムを構成することができる。現在、これらの周波数帯域で動作するこのようないかなるシステムも、市場では生産されていない。１つの考えられる理由は、連邦通信委員会（ＦＣＣ）が、利用可能な周波数のスペクトルを割り当てて、ＶＨＦ、ＨＦ以下の低周波数帯域で許容可能な信号帯域幅を厳しく制限していることである。

これは、概して広信号帯域幅の展開に基づく手法にも起因し、一般的に、広信号帯域幅は、高精度の距離測定に必要であることを前提とする。広帯域測距信号は、高分解能の距離測定を達成するためのＲＦチャネルの実装および測距信号ベースバンド処理を簡素化する。しかし、それは、低周波数での狭帯域幅の要件が、あらゆる無線ネットワークのインフラストラクチャのデータスループットを制限したときには役に立たず、全ての無線電気通信ネットワークに９００ＭＨｚより高いＵＨＦ帯域での動作を強いており、許容可能な信号帯域幅は、ＶＨＦより大きくなる。

本発明の到着時間（ＴＯＡ）システムによれば、有限の継続時間の測距信号を使用したときに距離測定分解能が提供され、エネルギＥおよび周波数ω_０の有限の継続時間の正弦波信号に対する１３ｄＢ（Ｃｒａｍｅｒ−Ｒａｏ ｂｏｕｎｄ：クレーマーラオ境界）よりも大きい、信号対雑音比（ＳＮＲ）に対する境界の平均二乗遅延推定（Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｄｅｌａｙ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ：ＭＳＤＥ）エラーε^２は次式で与えられる。
Ｅ［ε^２］＝１（ω_０ ^２×ＳＮＲ）、ここでＳＮＲ＝Ｅ／σ_ｎ ^２ （１）
ここで、σ０２は、ノイズエネルギである。式（１）から、高周波数の測距信号（帯域幅）で機能することによって、ＴＯＡ距離測定分解能を改善することができる（すなわち、時間遅延推定エラーを低減することができる）。

信号帯域幅は、測距信号内に含まれる最も高い周波数によって制限されるので、ＳＮＲを上げることで時間遅延エラーも低減され、その結果、ＴＯＡ距離測定分解能が向上し、一方で、測距信号の帯域幅を低く保持して、測距信号内の最高周波数を検出する。

加えて、ＳＮＲは、複数の連続した測距信号にわたって帰還測距信号サンプルの値を平均することによって向上させることができる。これらの連続した測距信号（およびサンプル）の数が増加すると、σ_ｎ ^２の値が減少し、それによってＳＮＲが向上する。

コヒーレント加算は、複数の／繰り返された測距信号に使用されることが好ましく、これらの信号はＦＰＧＡ内でコヒーレントに加算される。Ｎ個のコヒーレント信号の合計の振幅はＮ×Ａであり、ここで、Ａは個々の（単一の）測距信号の振幅である。同時に、ホワイト（ランダム）ノイズ、および個々の測距信号の全てに存在する他のランダムな歪も加算される。なお、ホワイト（ランダム）ノイズおよび他のランダムな歪は、測距信号とはコヒーレントでなく、Ｎ個の同一の非コヒーレント（ランダム）ノイズ信号の合計の振幅は、

である。ここで、σ_ｎは個々の測距信号に対するノイズ分散である。Ｎ個の同一の測距信号のコヒーレント合計を平均することによって、Ｎ個の非コヒーレントのホワイトノイズ信号も平均される。この平均信号の振幅は、個々の測距信号Ａの振幅に等しいが、ノイズ分散は

となる。したがって、このようなＮ個の信号のコヒーレントに加算平均の信号対雑音比は、単一（個々）の測距信号の信号対雑音比と比較すると

だけ改善され、σ_ｎに等しい。

別の手法は、それぞれの帰還信号に使用して、例えば、整合フィルタ技術を使用することによって、および複数の連続した測距信号にわたって得られた時間遅延推定の結果を平均することなどによって、時間遅延推定を決定する。整合フィルタ技術では、あらゆる遅延推定は、フィルタの出力を最大化して適合させるように、信号の時間原点を用いる。

図１は、マスタユニット（リーダ）を表すブロック図である。マスタユニットは、ＲＦ測距信号を生成するか、または受信したＲＦ測距信号を処理するためのＲＦトランシーバ４０を含む。受信信号は、スレーブユニット（タグ）からの応答信号または測距信号となり得る。

別様には、受信信号は、別のマスタユニットからの応答信号または測距信号となり得る。ＲＦトランシーバ４０は、受信器ダウン変換器４２と、伝送器アップ変換器４４とを含む。ＲＦトランシーバ４０のダウン変換器４２は、測距または応答信号を受信する。受信信号は、ダウン変換器４２によって処理（変換）され、ダウン変換された信号は、増幅器４６に供給される。

増幅器４６は、ダウン変換された信号を増幅して、ダウン変換された受信信号をさらにフィルタリングするために帯域通過フィルタ４８に送信する。信号は、帯域通過フィルタ４８を通った後に差動増幅器５０を通る。差動増幅器５０は、受信信号をアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）５２に渡す。ＡＤＣ ５２は、受信信号をデジタルフォーマット（例、１６ビット信号表示）に変換する。したがって、信号は、デジタル信号処理（ＤＳＰ）を使用して、および／またはソフトウェアによって無線（ＳＤＲ）手法／技術によって処理することができる。

ＡＤＣ変換器５２は、デジタルフォーマットでダウン変換されたＲＦ信号を出力する。信号は、ＦＰＧＡ ６０に送信される。ＦＰＧＡ ６０は、信号をＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタ６４および適応マルチパスキャンセラ（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｕｌｔｉ−ｐａｔｈ Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ：ＡＭＣ）９０に通すことによって処理する。適応マルチパスキャンセラ（ＡＭＣ）９０は、干渉を低減することによってイコライザとして機能する。コンスタントモジュロアルゴリズム（ＣＭＡ）、判定フィードバック等化（ＤＦＥ）、ビタビアルゴリズム、およびカルマンアルゴリズムなどのアルゴリズムは、適応マルチパスキャンセラ９０内の干渉を低減するために使用することができる。

信号は、次いでデジタル復調器７０に送信される。デジタル復調器７０は、フィルタ処理およびダウン変換された信号を同じくデジタルフォーマットでベースバンド測距信号に変換する。デジタル復調器７０はまた、これらのベースバンド信号をフィルタ処理する。

測距信号を受信すると、この測距信号は、フィルタ処理されてベースバンド測距信号プロセッサ／検出器に送信されるが、このプロセッサ／検出器は、コヒーレント加算／積分ブロック７２と、メモリバッファまたはＦＩＦＯバッファのようなメモリ７４と、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）７５と、時間遅延／距離計算器７６と、制御ロジック７８とを含む。

全ての他の信号、例えば、ベースバンド音声／データ通信信号は、復調器７０、ベースバンド処理ロジック７６、および制御ロジック７８を通った後に、マンマシンインターフェースまたは外部のホストに転送するために、またはＩ／Ｏ制御器８５に接続されたＣＰＵ ８０による内部処理のために、デジタルフォーマットでＩ／Ｏ制御器８５に送信される。機能ブロック７２、７４、７５、７６、および７８を含む、ＦＩＲフィルタ６４、デジタル復調器７０、ＣＰＵ ８０、およびベースバンド測距信号プロセッサは、全てＦＰＧＡ ６０に実装される。

同様に、アップ変換器４４は、ベースバンド測距信号またはベースバンド音声／データ通信信号をアップ変換して伝送する。ベースバンド測距信号の値は、ＦＰＧＡ ６０の不揮発性メモリ内に格納することができ、例えば、ベースバンド測距信号は、測距信号プロセッサのＲＯＭ ７５内に格納される。ベースバンド測距信号は、ＦＰＧＡ ６０のロジック内に実装されたベースバンド測距信号プロセッサ（ロジック）によって、デジタルフォーマットで生成することができる。

ベースバンド測距信号は、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ、例、１２ビット）および帯域フィルタ５６を介して、アップ変換器４４に渡される。帯域フィルタ５６の出力は、ＲＦトランシーバ４０のアップ変換器４４に送信される。ＲＦトランシーバ４０のアップ変換器４４は、ＲＦ変調器を含む。同様に、ベースバンド音声／データ通信信号は、上述の経路に従う。

図１を参照すると、ＦＰＧＡ ６０において、積分ブロック７２（Σで示す）は、コヒーレント／非干渉性加算を行うことによって、ベースバンド測距信号の全ての値を集める。ＦＰＧＡ ６０では、ＲＡＭメモリは、メモリバッファまたはＦＩＦＯバッファとして機能して、例えば、測距信号サンプル値および距離計算からの値を格納する。ＦＰＧＡ ６０では、時間遅延／距離計算器７６は、距離計算のための値を生成する。

ＦＰＧＡ ６０では、Ｉ／Ｏ制御器８５は、ＦＰＧＡ ６０のＣＰＵ ８０およびポート内のデータ、状態、およびリクエストを制御する。ＦＰＧＡ ６０では、有効なマンマシンインターフェース９１を提供するように、汎用ポートおよびＲＳ２３２インターフェースを利用して、他のコンピュータ、スピーカ、およびマイクロホンにインターフェースすることが可能である。

要素３３は、ＲＦトランシーバ４０内の重要な構成要素の温度を測定する熱センサである。その目的は、ＲＦトランシーバ４０回路内の信号伝搬の変化を補正することである。要素３４は、ＦＰＧＡ ６０の構成を恒久的に格納するフラッシュメモリである。ＦＰＧＡは、電源をＯＦＦにした後はその構成を保持することができない。これは、要素３４において行われる。電源投入後、要素３４のコンテンツがＦＰＧＡ ６０にアップロードされる。要素３５は、システムクロック（例、２０ＭＨｚ）である。

図２は、ターゲット（タグ）として作用するスレーブユニット（タグ）のブロック図である。別様には、図２は、ターゲット（タグ）Ｔとして作用しているマスタユニットの回路のブロック図である。ＲＦトランシーバ（アップ／ダウン変換器）１００の動作は、図１のＲＦトランシーバ（アップ／ダウン変換器）４０と同じである。

要素１７３は、ＲＦトランシーバ１００内の重要な構成要素の温度を測定する熱センサである。その目的は、ＲＦトランシーバ１００回路内の信号伝搬の変化を補正することである。要素１７４は、ＦＰＧＡ １２０の構成を恒久的に格納するフラッシュメモリである。ＦＰＧＡは、電源をＯＦＦにした後はその構成を保持することができない。これは、要素１７４において行われる。電源投入後、要素１７４のコンテンツがＦＰＧＡ １２０にアップロードされる。要素１７５は、システムクロック（例、２０ＭＨｚ）である。

ＲＦトランシーバ１００は、信号を受信して、それらをダウンコンバータ１０２に供給する。受信信号は、ブロック１０２によってダウン変換されて、増幅器１０６に渡される。増幅器１０６は、受信したダウン変換された信号を増幅し、次いで帯域通過フィルタ１０８に渡す。次いで、フィルタ処理信号は、差動増幅器１１０を通り、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１１２に送信され、ここで受信信号をデジタルフォーマットに変換する。デジタル信号は、その後ＤＳＰまたはＳＤＲ手法／技術を用いて処理することができる。

ＡＤＣ変換器１１２の出力は、ＦＰＧＡ １２０に送信される。ダウン変換されたデジタルＲＦ信号は、ＦＩＲフィルタ１２４を通り、適応マルチパスキャンセラ１５０を通る。適応マルチパスキャンセラ（ＡＭＣ）１５０は、干渉を低減することによってイコライザとして機能する。コンスタントモジュロアルゴリズム（ＣＭＡ）、判定フィードバック等化（ＤＦＥ）、ビタビアルゴリズム、およびカルマンアルゴリズムなどのアルゴリズムは、適応マルチパスキャンセラ（ＡＭＣ）１５０内の干渉を低減するために使用することができる。

信号は、次いでデジタル復調器１３０に送信される。デジタル復調器１３０は、フィルタ処理およびダウン変換されたデジタル信号をベースバンド信号に変換する（これは、同じくデジタルフォーマットの、測距信号または音声／データ通信ベースバンド信号とすることが可能である）。

デジタル復調器１３０はまた、これらのベースバンド信号をフィルタ処理する。測距信号の場合には、このフィルタ処理したデジタル信号は、ベースバンド測距信号プロセッサ／検出器に送信されるが、このプロセッサ／検出器は、ＲＡＭまたはＦＩＦＯバッファのようなメモリ１３４と、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）１３５と、時間遅延／距離計算ロジック１３６と、制御ロジック１３８とを含む。

全ての他の信号、例えば、ベースバンド音声／データ通信信号は、復調器１３０、ベースバンド処理ロジック１３６、および制御ロジック１３８を通った後に、マンマシンインターフェース／外部のホストに転送するために、またはＩ／Ｏ制御器１４５に接続されたＣＰＵ １４０による内部処理のために、デジタルフォーマットでＩ／Ｏ制御器１４５に送信される。ＲＡＭ １３４、ＲＯＭ １３５、時間遅延／距離計算およびベースバンド処理ロジック１３６、および制御ロジック１３８を含む、ＦＩＲフィルタ１２４、デジタル復調器１３０、ＣＰＵ １４０、およびベースバンド測距信号処理器は、全てＦＰＧＡ １２０に実装される。

処理中に、デジタルフォーマットで受信したベースバンド測距信号は、メモリ１３４内に格納される。ＦＰＧＡ １２０での処理の後に、デジタルフォーマットでメモリ１３４に格納されたベースバンド測距信号は、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１１４および帯域フィルタ１１６を介してアップ変換器１０４に送信される。ＤＡＣ １１４は、デジタルフォーマットのベースバンド測距信号をアナログベースバンド測距信号に変換する。

上述のように、ＦＰＧＡ １２０は、リクエストで動作し、モニタリング通信が確立されたときに、モニタを検索するマスタに測距信号を伝送するように構成することができる。アップ変換器１０４は、受信した測距信号に基づいて、ベースバンド応答信号を伝送するように動作する。応答信号は、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）１２０の制御ロジックによって修正することができる。ベースバンド測距信号は、ＦＰＧＡ １２０の不揮発性メモリ、例えばＲＯＭ １３５内に格納することができる。

ＲＦトランシーバ４０およびＲＦトランシーバ１００は、同じハードウェア構成要素を使用して構成することができる。同様に、増幅器４６および１０６、フィルタ４８および１０８、差動増幅器５０および１１０、ＡＤＣ ５２および１１２、ＤＡＣ ５４および１１４の回路構成要素は、同じ構成要素を使用して実装することができる。ＦＰＧＡ ６０およびＦＰＧＡ １２０は、いくつかの点で類似するが、マスタユニット２１またはスレーブユニット３１のいずれかに対して行われる機能において異なる。例えば、ＦＰＧＡ ６０は、ＦＰＧＡ １２０のベースバンド測距信号処理および信号生成機能の全てを含む。マスタとスレーブユニットは、ＦＰＧＡ（６０または１２０）内にプログラムされたアルゴリズムおよび／またはソフトウェアにおいて、およびＦＰＧＡのコアマイクロプロセッサソフトウェア（それぞれＣＰＵ ８０およびＣＰＵ １４０）において異なり得る。

ベースバンド測距信号は、２００のμｓの−πから＋πまでの期間のコサイン波形であり、基本的に測距信号の帯域幅を１０ＫＨｚ未満に制限する。なお、他の波形も使用することが可能であり、本発明において有用であることが見出されており、そのような信号に限定すべきではない。ベースバンド測距信号プロセッサ／検出器は、複数の連続した測距信号にわたって帰還測距信号サンプルの値をコヒーレントに平均する。次いで、ＦＰＧＡ ６０のＲＯＭ ７５内に格納された基準の生成した測距信号の「重心」の時間値（原点）に対する、平均した帰還測距信号の波形の「重心」の時間値（原点）を見出すことによって、遅延時間を計算する。

別様には、全ての生成された測距信号を平均し、生成された測距信号の波形の平均の「重心」の時間値を基準として使用することが可能である。ＦＰＧＡ １２０の全ての機能は、ＦＰＧＡ ６０に含まれる。したがって、あらゆるマスタユニットは、タグとしても動作することができる。

コヒーレントノイズを低減する手法の１つは、ゼロ／π変調である。ホワイト（非コヒーレント）ノイズは、コヒーレント加算を用いることによって低減することができる。しかし、コヒーレント（非ランダムノイズ）は、その振幅が対象となる信号と同じように加えられるので、この手法では低減されない。コヒーレントノイズを低減する手法の１つは、ゼロ／π変調を用いることである。コヒーレントノイズは、クロックノイズのカップリングなどの結果としてデバイス内部に存在する場合がある。

一連の同じ測距信号（パルス）を伝送するのではなく、他の同じ偶数の測距信号に対して、奇数の測距信号がπ（１８０度）位相シフトを有する一連の信号を伝送する。受信すると、コヒーレント加算プロセス中に建設的に偶数の信号を加えるように、πの位相シフトは、奇数のパルスに対応するエコーから取り除かれる。

一方で、コヒーレントノイズは、受信して奇数のパルスの位相シフトの補償を受けたときに、偶数のパルスを伴ったコヒーレントノイズのサンプルを破壊的に加えるように、交互の０／１８０度位相シフトを受けない。その結果、所望の測距信号を保ちながら、コヒーレントノイズが低減または消去される。アナログ領域内での実行は、コヒーレントノイズを低減する消去効果を制限する、振幅および位相の不完全さをもたらすが、略完全な実行は、デジタル領域（例、ＦＰＧＡ ６０および１２０内）のπ位相シフトの低減および除去によって実現することができる。これは、位相だけが異なる２つの伝送ベースバンド測距信号をデジタル的に生成し、次いで受信器ＡＤＣベースバンドプロセッサ（ＦＰＧＡ ６０および１２０内）に従ってこの位相シフトを取り除くことによって行われる。

加えて、異なる周波数で種々のチャネル上で動作する能力を用いることができ、複数の異なる波長の信号が生成される。ある場合では、ＦＣＣは、２つ以上の連続したチャネルの連結、および／または複数の非連結チャネル上の動作を許可している。他の場合では、未使用のＴＶチャネル上で動作することが可能である。複数の連結チャネルまたは未使用のＴＶチャネル上で動作する能力によって、測距信号の帯域幅を向上させることが可能である。このより広い帯域幅は、距離測定分解能およびマルチパス除去における更なる改善をもたらし、広帯域エミッションの群遅延による更なる情報を得ることが可能である。

異なる周波数で複数のチャネル上で動作する能力は、距離測定へのマルチパスの影響をさらに低減するために使用することができる、追加情報を提供する。例えば、１つのマルチパス現象は、いわゆる「周波数選択フェーディング」である。個の減少はマルチパス信号間の相殺的干渉による、受信信号の電力スペクトル内に深いヌルをもたらし得る。

適応イコライザは、このフェーディングを軽減し、フェーディングに関連する不要な距離測定エラーを低減することができる。しかし、入力測距信号ＳＮＲは、大幅に低下し、いかなる適応等化の形態／アルゴリズムによっても完全に復元することはできない。したがって、（利用可能な適応イコライザを使用して）このような状況を検出したときの最良の防衛手段は、大幅なフェーディングを受けるチャネルを避けるようにチャネル（動作周波数）を変更することである。

また、複数の周波数上で動作することによって、複数の異なるチャネル（周波数）から得た／蓄積した統計（データ）を使用することによって、より正確なマルチパスのチャネル推定／特徴付け／識別を行うことができる。そしてまた、動作範囲を損なわずに距離測定のマルチパスイミュニティをさらに向上させる。

軍用、防衛、および治安アプリケーションの場合、ステルス性およびジャミングからのロバスト性がしばしば高く望まれる。非軍用または工業および民生のＩＳＭ（Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ Ｍｅｄｉｃａｌ：産業科学医療用）バンド（Ｐａｒｔ １５）アプリケーションでは、特定のエミッションが拡散して、より高い電力の無ライセンス動作が有効となり、他のサービスと共存できることが必要である。提案されたシステムは、容易にデジタル的に拡散してより広い帯域幅を占有することが可能な、狭帯域アナログ技術に基づいている。キャリア情報は元々極めて狭帯域であるので、適度な拡散は、かなりの処理利得で既存のアナログチャネル内に伝送を容易に隠蔽することが可能である。拡散は、伝送を隠蔽するだけでなく、ジャミングの影響を受けにくくし、マルチパスイミュニティを高め、また、より高度な信号処理技術が有効となり、より広い帯域幅にわたる伝搬特性に関する追加情報が有効となる。測距信号は既知のシーケンスによって符号化されるので、更なる処理を行って、マルチパス、フェーディング、ジャミング、またはチャネル間干渉の影響を低減することができる。非常に拡散した測距信号は、容易にＨｚあたりのエネルギが非常に低くなり得るので、ステルス動作に対して完全に見えなくすること、およびアナログチャネルのノイズ内に埋め込むか、またはＵＷＢ（超広帯域）測距アプリケーションを使用可能にすることができる。
デジタル信号の位相を保つために、ＤＳＳＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ：直接シーケンススペクトル拡散）技術を用いることができる。符号化測距信号は、アナログハードウェアの遅延エラーを数学的に補正することもでき、デジタル符号化および復号化処理全体を、マイクロコントローラ符号、またはＦＰＧＡ状態機械、あるいはＡＳＩＣ内に常住させることができる。関連する拡散符号は、デジタルチャネルに限定されないが、弱信号、マルチパス効果、フェーディング、またはジャミングに及ぶ実際の条件下で、ＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ：ビットエラー率）およびＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ：エラーベクトルマグニチュード）を高める、一般的な通信技術（レイク、ビタビ、リード／ソロモン、ＯＦＤＭ、エラー補正など）も有効にする。信号シーケンスは、暗号化して、ターゲットシステムの位置特定が惑わされないようにすることもできる。測距信号は、そのデータによって部分的に符号化して、システム通信またはユニット間のユーザ通信を支援することもできる。

本発明は、狭帯域チャネルを占有し、ＦＨＳＳ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐｐｅｄ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ：周波数ホッピングスペクトル拡散）としても知られるホッピングシーケンスを介してホップすることもできる。このようなアプリケーションでは、測距信号は、独立した狭帯域チャネルとして処理され、システムも同期されるアルゴリズムを介して周波数を変更することができる。このようなシステムは、瞬間的にいかなる周波数もチャンネルに占有させず、多くのシステムまたはサービスは同じ帯域内に共存することが可能である。それぞれのチャネルは、占有されたＦＨＳＳ帯域幅にわたってチャネルエラーを推定および補正する、較正ルーチン、テーブル、またはアルゴリズムによって補正される。このような変調スキームは、Ｚｉｇｂｅｅ（登録商標）、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、または他のデジタルＦＨＳＳシステムのような、共通のＩＳＭ規格と互換である。

本発明は、マルチパス現象がそれほどの要因とならない、ＶＨＦアプリケーションに限定されない。航空または宇宙のアプリケーションの場合、陸上ベースのアプリケーションの場合よりも反射物体が少ないので、この環境は、より短い波長においてマルチパス減少の影響を受けにくい。その結果、本システムは、ＶＨＦを超える周波数にも非常に適している。

広帯域幅測距信号が可能である場合、パルス圧縮技術が既知であり、ＲＦＴＬではなく、レーダーに広く使用されている。また、時間的に拡張された信号の分解能を増加させることもできる。他の利益には、マルチパス性能の改善が含まれる。しかし、この技術は、なおも（ＭＨｚの）比較的に広帯域幅の測距信号を必要とする。現在の最先端技術の電子機器の制限により、狭帯域幅の測距信号（数ＫＨｚ）から有意な分解能ゲインを得ることは不可能である。

ある場合では、利用可能帯域幅を拡張するように、および／または未使用のＴＶチャネルで動作するように、複数の連続したＲＦチャネルを連結することが可能である。例えば、Ｓａｎ Ｊｏｓｅでは２１０〜２１６ＭＨｚのＴＶチャネルは使用されていない。パルス圧縮技術を使用した６ＭＨｚの帯域幅では、数分の１メートルの距離測定の分解能を得ることが可能であり、また、他の手段（例、適応等化）を用いずに、マルチパスイミュニティを大幅に向上させることが可能である。このような高い測距信号の帯域幅の欠点は、動作範囲の損失であるが、これも、コヒーレント加算によって幾分軽減することができる。

パルス圧縮は、パルス符号化（バーカー符号）、チャープ生成、および圧縮などを使用して実行することができる。多数の実装方式が存在する。上述のデバイスアーキテクチャに緊密に適合するものは、チャープ信号の相関処理である（図５を参照のこと）。

−受信信号を周波数ドメインに変換する（ＦＦＴ）。

−基準チャープ関数の周波数ドメインのバージョンによって乗算する。

−時間ドメインへ積を変換する（ＩＦＦＴ）。

パルス圧縮技術の実行には、マスタ／タグデバイスアーキテクチャにおいていかなる変更も必要とせず、デバイスハードウェア内のわずかな変更だけでよい。好適な実施形態では、ＲＦフロントエンド内のＩＦフィルタは、測距信号のより幅広いスペクトルに適応するように変更される。全ての他の変更は、ＦＰＧＡ ６０／１２０において処理される。例えば、デジタル変調器は、新たな測距信号を生成するように再プログラムすることができる。ＦＦＴ、ＩＦＦＴ、および周波数ドメインの基準チャープ関数は、プログラミングによってＦＰＧＡ ６０／１２０に追加することができる。

図３は、本発明に使用される測距信号シーケンスの図である。ＲＦベースの追跡および位置特定システムＴ_ＦＬは、マスタとタグ、およびタグとマスタとの間を、例えば往復する、測距信号の「飛行時間」である。Ｔ_ＤＭおよびＴ_ＤＳは、マスタおよびスレーブ（ターゲット）のＲＦトランシーバ／トランスポンダ（Ｒ_ｘからＴ_ｘ）／（Ｔ_ｘからＲ_ｘ）の切り替え時間である。

概念的には、Ｔ_ＤＭはＴ_ＤＳに等しい。２４の直流成分サンプルを収集するための本発明では、マスタおよびタグの遅延（Ｔ_ＤＭおよびＴ_ＤＳ）は、２４のサンプリング間隔で異なっていなければならない。送信元マスタは、ＲＦトランシーバ４０を切り替えて測距信号を伝送する（図１を参照のこと）。第１のステップでは、Ｒ_ｘからＴ_ｘへの切り替え時間の後に、ＦＰＧＡ ６０（図１を参照のこと）は、ベースバンド測距信号を生成し、この信号をアップ変換器４２を通すことによってＲＦトランシーバ４０内のＲＦ搬送波に変調し、（図３において）変調したＲＦ測距信号は、タグＴ_ｘに送信される。

測距シーケンスの第１の単一のインスタンスが送信された時点で、ＦＰＧＡ ６０の制御ロジック７８（図１を参照のこと）は、Ｔ_ＤＭ時間のカウントを開始する（図３を参照のこと）。測距シーケンスが伝送された後に、ＲＦトランシーバ４０（図１を参照のこと）は、伝送状態から受信状態に切り替えられる。なお、ダウン変換器４４の出力は、ＴＤＭ時間のカウントが終了するまで無視（無効に）される。したがって、ＡＤＣ ５２のクロックおよびＤＡＣ ５４のクロックを停止し、サイクルを継続して電力を使用するＲＦトランシーバ４０およびＦＰＧＡ ６０の受信器部分内の回路などの、他のいくつかの回路を無効にすることによって、節電が達成される。

更なるパラメータを使用することもできる。そのようなパラメータは、図１の回路５８および図１のデジタル復調器７０からの制御／状態信号を通じてＲＦトランシーバ４０から得られた、ＲＳＳＩ（Ｒｅｓｅｉｖｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ：受信信号強度）のレベルを含むことができる。制御信号は、クロックを無効に、または再開して、回路を無効に、または再び有効にする。

第２のステップでは、受信状態にあるタグＴ（例、スレーブまたはマスタ）は、図２のトランシーバ１００で受信し、ＲＦ測距信号を（変換器１０２内で）ダウン変換する。ＡＤＣ １１２内で信号を変換した後に、デジタル化されたベースバンドのダウン変換された測距信号（データサンプル）は、ＦＰＧＡ １２０（図２を参照のこと）に送信される。ＦＰＧＡ １２０内部では、ダウン変換されたベースバンド測距信号は、デジタルフォーマットでＦＩＲフィルタ１２４を通り、デジタル復調器１３０を通る。復調されたベースバンド測距信号は、ＦＩＦＯバッファＲＡＭ １３４内に格納され、一方で、ＦＰＧＡ １２０の制御ロジック１３８は、図４に示される、有効なベースバンド測距信号のデータウィンドウの終点／開始点（境界）を決定する。

第３のステップでは、タグＴのユニットは、受信したベースバンド測距信号サンプルを分析することによって、ベースバンド信号の走査を処理する。次のパラメータが識別される。

ベースバンド測距信号のピーク、
信号の振幅の減少（または増加）、および
信号レベルが一定である地点。

したがって、有効なベースバンド測距信号のデータウィンドウの終点（ウィンドウ境界）が定められる。また、このウィンドウの開始点境界も決定される（図４を参照のこと）。ノイズの影響を低減するために、この方法では、ｍ個（例、ｍ＝１０）のデータの平均を決定し、このｍの平均を使用して、ベースバンド測距信号のピーク、振幅の減少（または増加）、および一定の信号レベルを決定する。信号のデータウィンドウを決定するための更なるパラメータは、振幅が減少する継続時間を含むことができる。

第４のステップでは、ウィンドウの境界が定められた後に、タグのＲＦトランシーバ１００は、「伝送」モードに切り替えられる。Ｒ_ｘからＴ_ｘへの遅延の後に、メモリ１３５内のＦＩＦＯバッファからのベースバンド測距信号サンプルは、Ｉ／Ｏ制御器１４５を介してＤＡＣ変換器１１４に転送され、その結果として、アップ変換器１０４を介してトランシーバ１００によって送信元マスタへ再伝送される。ベースバンド測距信号のウィンドウ境界（終点／開始点）が決定された後に、ベースバンド測距信号サンプルの転送遅延のカウントが開始される。

図３に示されるように、転送は、ベースバンド測距信号のウィンドウ境界（開始点）から遅れて、Ｔ_ＤＳ時間を開始し、Ｒ_ｘからＴ_ｘへの遅延を含む。受信した測距信号を再伝送すると、タグのＲＦトランシーバ１００は、受信モードに切り替えられる。節電のために、ＡＤＣ １１２およびＤＡＣ １１４のクロックを呈することができ、ＲＦトランシーバ１００の受信器部分内の回路およびＦＰＧＡ １２０は無効にされる。ＲＳＳＩレベルのようなパラメータは、回路１１８およびデジタル復調器１３０からの制御／状態信号を通じて得られる。制御／状態信号は、クロックを有効にして再開し、回路を無効／再び有効にするために使用される。

第５のステップでは、送信元マスタのＲＦトランシーバ４０は「受信」モードにあり、Ｔ_ＤＭ時間は終了している。送信元マスタのＲＦトランシーバ４０は、変調されたＲＦ信号の形態で再送信した（フィードバック）測距信号を受信する。ＲＦトランシーバ４０の受信器は、ダウン変換されたアナログのベースバンド測距信号を生成する。ＡＤＣ ５２による変換およびサンプリングの後に、デジタル化したベースバンド測距信号（データサンプル）は、ＦＰＧＡ ６０に送信される。ＦＰＧＡ ６０内部では、ダウン変換されたベースバンド測距信号は、ＦＩＲフィルタ６４を通り、次いでデジタル復調器７０に渡される。

次いで、デジタルフォーマットで復調されたベースバンド測距信号は、ＲＡＭ ７４内のＦＩＦＯバッファに格納され、ここでは、コヒーレント積分／平均算出ブロック７２を使用して現在のサンプルの値（図２を参照のこと）が、以前の測距信号インスタンスからのサンプルの値に加えられる。最初のバッファのコンテンツはゼロであり、蓄積バッファ長は２５６個のサンプルに等しい。種々のサイズのバッファは、ベースバンド信号のサンプリングレートおよび他の要件に従って使用することもできる。

Ｔ_ＤＭ時間が終了した後に、ＦＰＧＡ ６０は、Ｔ_ＤＭのカウントの終了から遅れて、次のベースバンド測距信号インスタンス（Ｔ_ＤＭ＋定数）時間を生成し始める。ステップ１〜５は、蓄積された測距信号インスタンスの数が所定の数Ｎに達するまで繰り返される。Ｎは、プログラム可能であり、オペレータが設定するか、または特定の信号に対する適応アルゴリズムによって決定することができる。ベースバンド測距信号サンプルの蓄積の返されたインスタンスは、次のインスタンスが受信される前に完了される。

システムの別の実行は、２００個のサンプルのベースバンド測距信号の継続時間を有して使用することができる。図１のＦＰＧＡ ６０内のバッファＲＡＭ ７４、または類似した図２のＦＰＧＡ １２０ 内のバッファＲＡＭ １３４の蓄積は、ベースバンド測距信号のサンプルレートを１マイクロ秒に仮定して使用することができる。ＲＡＭ蓄積バッファの最初の２３のロケーションは、直流成分値を決定するために予約される。ＲＡＭ蓄積バッファは、次のようにメモリを割り当てる。

最初の０〜２２番のバッファロケーション−直流成分値の測定に使用されるサンプルを保持する。

位置番号２３−測距信号の往復の飛行時間がゼロの場合の第１のベースバンド測距信号サンプルを保持する。往復の飛行時間はＴ_ＦＬの２倍に等しい（図３を参照のこと）。

位置番号２４〜５２−測距信号の非ゼロ飛行時間Ｔ_ＦＬの場合の第１のベースバンド測距信号サンプルを含む。したがって、最大（往復）の飛行時間は、最大２８個のサンプル（２８μｓ）であり、４ｋｍ（約２．５マイル）を超える一方向のマスタ−タグの距離に対応する。

サンプル２５２を含む残りのバッファロケーションは、残りのベースバンド測距信号サンプルを保持し、バッファロケーション番号２５３〜２５５は、予約ロケーションとして使用される。

別のバッファ構造を使用し、例えば、バッファの中央にベースバンド測距信号サンプルを保持する構造を含むこともできる。２４の直流成分サンプルを収集する場合、マスタおよびタグの遅延（Ｔ_ＤＭおよびＴ_ＤＳ）は、２４のサンプリング間隔で異なっていなければならず、その合計は２４μｓに等しい。

ループ（ステップ１〜５）の回数がＮに達すると、ベースバンド信号の処理は、ＡＤＣ ５２（またはＡＤＣ １１２）のプラットホームに関連する直流（定数）成分とノイズとの間の減算値を決定する。直流成分（０〜１９のロケーション）の減算の後に、マスタのＦＰＧＡ ６０の距離計算／ベースバンド処理ロジック７６で計算された測距信号の飛行時間が決定される。次いで、Ｎ個の連続した測距信号（平均帰還ベースバンド測距信号波形）にわたって蓄積サンプルの値が決定される。

次いで、平均帰還測距信号波形の「重心」時間値（原点）Ｔ_１を見いだすことによって、飛行時間（遅延時間）が計算される。続いて、本発明のプロセスは、往復飛行時間値を計算する。
Ｔ_ＦＬ＝Ｔ_１−Ｔ_０−Δ_ＴＤＳ （２）
ここで、Ｔ_０は、マスタユニットによって生成される基準ベースバンド測距信号波形の「重心」時間値（原点）である。

別様には、式（２）内のＴ_０の値は、ＦＰＧＡ ６０のＲＯＭ ７５（図１）内に格納された事前に計算した値とすることが可能である。式（２）のΔ_ＴＤＳの値は、較正中に決定される。この値は、Ｔ_ＦＬ値の決定に影響を及ぼす傾向がある、マスタとタグとの間の起こり得るクロックタイミングの差異を考慮する。
Δ_ＴＤＳ＝Ｔ_ＤＳ−Ｔ_ＤＭ
Ｔ_ＤＭおよびＴ_ＤＳ時間は、以下を含む固定時間遅延値である。マスタおよびスレーブの（Ｒ_ｘからＴ_ｘ）／（Ｔ_ｘからＲ_ｘ）トランシーバ４０／１００の切り替え時間、ベースバンド測距シーケンスの継続時間、および測距信号の伝搬遅延、およびトランシーバ４０／１００およびＦＰＧＡ ６０／１２０の信号処理回路によるこれらの遅延の変動。概念的には、Ｔ_ＤＭはＴ_ＤＳに等しい。なお、２４の直流成分サンプルを収集する場合、マスタおよびタグの遅延（Ｔ_ＤＭおよびＴ_ＤＳ）は、２４のサンプリング間隔で異なっていなければならず、その合計は本発明では２４μｓに等しい。

マスタ−タグおよびマスタ−マスタのデバイス間のクロック周期において起こり得る差異は、係数ｋによって表すこともでき、この係数によって、一方のデバイスのクロック周期を別のデバイスのクロック周期に変換することができる。この係数値の決定は、較正動作に含まれる。
Ｔ_ＦＬ＝Ｔ_１−Ｔ_０−ｋ×Ｔ_ＤＳ−Ｔ_ＤＭ （３）
別様には、Ｔ_ＦＬ値は、次式のように決定することができる。
Ｔ_ＦＬ＝Ｔ_１−ｋ×Ｔ_ＤＳ （４）
ここで、Ｔ_１はマスタのＦＰＧＡ ６０によってカウントされ、Ｔ_１のカウントは、測距シーケンスの第１の単一のインスタンスがマスタのＦＰＧＡ ６０によって送信された時間から始まる。Ｔ_１は送信元マスタユニットによってカウントされ、Ｔ_ＤＳはスレーブまたは他のマスタによってカウントされる。

較正プロセスは、デバイス／システムによって定期的（自動的）に、またはオペレータのリクエストに応じて行われる。第１のステップでは、マスタユニットは、距離測定のためにＴＤＭ時間のカウントを開始する。較正プロセスを通して、例えば、基準としてのマスタまたはタグのクロックを使用したＴ_ＤＭとＴ_ＤＳとの差異として、Δ_ＴＤＳを決定することが必要である。

マスタユニット２１が較正している場合は、ＲＦトランシーバ４０が伝送するように設定し、ＦＰＧＡ ６０は、ＲＦトランシーバ４０の伝送器のアップ変換器変調器４４を通る標準ベースバンド測距信号を生成する。信号が伝送された後に、ＲＦトランシーバ４０は、受信モードに切り替えられて応答を待つ。

伝送された測距信号を受信すると、タグは、Ｔ_ＤＳの間隔（または、マスタユニットが較正されている場合はＴ_ＤＭ＋定数）を有する２つの測距信号（ＦＰＧＡ １２０によって生成される）に応答する。マスタユニットのダウン変換器４２は、時間間隔Ｔ_ＤＳ（またはＴ_ＤＭ＋定数）によって分離された２つのダウン変換された測距信号を生成する。これらのダウン変換されたベースバンド信号は、ＡＤＣ ５２によって変換およびサンプリングした後にＦＰＧＡ ６０に送信される。

これらの２の信号を予想して、ＦＰＧＡ ６０は、２つの時間ウィンドウを「開く」。その１つは、Ｔ_ＤＭの後に開始する通常のウィンドウであり、もう１つは（Ｔ_ＤＭ＋定数＋Ｔ_ＤＳ）または２×Ｔ_ＤＳ時間の後に開始し、ここで、Ｔ_ＤＳは、マスタユニットのクロックの値によってカウント（測定）される。第１の受信した復調（例、ベースバンド）測距信号は、ＲＡＭ ７４の蓄積バッファ内に格納され、第２の受信した復調（例、ベースバンド）測距信号は、同じくＦＰＧＡ ６０のＲＡＭ ７４内に常駐する補助バッファ内に格納される。

第２の測距信号が補助バッファに転送された後に、ＦＰＧＡ ６０内で較正プロセスが開始される。較正プロセスは、飛行時間の計算と同様に、それぞれのバッファ内に格納される。それぞれのバッファ内のデータに対する「重心」時間値（原点）が決定される。これらの値の間の差異、Ｔ_ＤＳカウントは、マスタクロックを使用して決定される。同じＴ_ＤＳ時間に対するタグとマスタクロックのカウントとを比較することによって、Δ_ＴＤＳ値が見いだされる。Ｔ_ＤＭ＋定数の値は、例えば、Ｔ_ＤＳ値に等しくなるように選択できることに留意されたい。

較正プロシージャをＰ回繰り返すことによって、また、Ｐにわたって蓄積されたΔ_ＴＤＳ値を平均することによって、より高い精度を達成することができる。マスタ−タグおよびマスタ−マスタのデバイス間のクロック周期における差異は、係数ｋによって表すこともで器、この係数によって、一方のデバイスのクロック周期を別のデバイスのクロック周期に変換することができる。この係数値を決定するために、（Ｔ_ＤＳおよびＴ_ＤＭ）値を使用する必要はない。例えば、クロックの定数を使用することができる。この係数は、いくつかのマスタが「衛星モード」で動作しているときにも使用することができる。

測距信号の伝搬遅延時間およびデバイスの回路通じた遅延時間の変動は、正確に（±１０ｎｓ以内）追跡することが好ましい。伝搬遅延時間およびその変動は、Ｔ_ＦＬ値に直接影響を及ぼす。遅延時間の変動は、周囲温度、信号強度、供給電圧などの関数である。

したがって、一実施形態では、本発明は、デジタルフィルタ６４／１２４およびデジタル復調器７０／１３０を用いたＳＤＲ（ソフトウェア規定無線）およびＤＳＰ技術を用いる。ＳＤＲおよびＤＳＰは、ＲＦフロントエンド回路の伝搬遅延測定とともに使用され、ＲＦフロントエンド回路の一部または全てに対するＦＰＧＡ ６０／ＦＰＧＡ １２０の制御下でのループバック／自己試験と、構成要素の温度、信号強度などを測定することによる他のいくつかの回路の伝搬遅延の推定を含む。

ＳＤＲ／ＤＳＰの実装は、（ＳＤＲシステムのダイナミックレンジの範囲内での）温度および信号強度への依存を取り除く。しかし、現在の半導体技術の制限では、ＲＦトランシーバ全体の（アップ／ダウン変換器）機能を、ＳＤＲ／ＤＳＰ準拠のデジタルフォーマットで実装することはできない。伝搬遅延の測定および伝搬遅延の推定は、ＦＰＧＡ ６０／ＦＰＧＡ １２０の制御下で定期的に、また、温度、信号強度、または他の条件が変化したときに行うことができる。例えば、マスタからのリクエストに応じて、全ての伝搬遅延の測定および伝搬遅延の推定を、ＦＰＧＡ ６０／ＦＰＧＡ １２０の制御下で行うことができる。

複数のマスタとタグとの間の距離決定に必要な時間は、複数のマスタの内の１つが送信元マスタ（ｏｒｉｇｉｎａｔｉｎｇ ｍａｓｕｔｅｒ：ＯＭ）を有することによって削減することができる。以下のように、ＯＭは「単一の送信元マスタ」モードで動作し、残りのマスタは、衛星モードで動作する。

全ての衛星マスタのＲＦトランシーバ４０は、「受信」モードに切り替えられる。それぞれの衛星マスタは、２つの測距信号を受信する。その１つは単一の送信元マスタによって生成され、もう１つはタグによって再伝送される。ＯＭから第１の測距信号を受信した後に、衛星マスタは、タグが通常動作で行うのと同じように、ベースバンド信号をＯＭ蓄積バッファ（ＦＰＧＡ ６０、ＲＡＭ ７４）内に格納し、終点／開始点（ウィンドウ境界）を決定する。

このウィンドウの開始点は、ＯＭから生じる全ての測距信号に対するウィンドウの生成に使用される（これらのウィンドウ間の時間間隔は、（Ｔ_ＤＭＳ＋定数）に等しい）。第１の信号を含む全ての信号は、送信元マスタが、通常の動作でタグからベースバンド測距信号を蓄積するのと同じように、衛星のＯＭのバッファＲＡＭ ７４内に蓄積され、Ｔ_ＤＭＳは、衛星マスタのＴ_ＤＭに等しい。

タグからの第２の測距信号は、Ｔ_ＤＳの時間だけ遅延される。衛星マスタは、第２のウィンドウを生成するが、このウィンドウは、第１のウィンドウからＴ_ＤＳ時間だけシフトされ、第２のベースバンド測距信号を、第１の受信したベースバンド測距信号が格納および蓄積されるのと同じように、タグのＲＡＭ蓄積バッファ（ＦＰＧＡ ６０、ＲＡＭ ７４）内に格納および蓄積する。

ベースバンド測距信号が完成したときに、衛星マスタユニットは、単一の送信元マスタの動作と同じプロシージャを使用して、それぞれの測距信号に対して飛行時間（遅延時間）を計算する（ＦＰＧＡ ６０、ブロック７６）。２つのベースバンド測距信号の飛行時間の値間の差異を使用して、ＯＭおよび衛星マスタに対するタグ位置を決定することができる。

全てのマスタ（単一の送信元および衛星）は、同じ（Ｔ_ＤＭ＋定数）および（Ｔ_ＤＭＳ＋定数）値を使用することに留意されたい。なお、同じ（Ｔ_ＤＭ＋定数）または（Ｔ_ＤＭＳ＋定数）値は、それぞれのユニット間で異なるクロック周期を有する、異なるマスタユニットによってカウントされる。クロック周期内のこの差異は、係数行列ｋ_ｍｉｊによって表すことができ、この係数行列によって、ｉ番目のｍ（マスタ）デバイスのクロック周期を、ｊ番目のｍ（マスタ）デバイスのクロック周期に変換することができる。

同様に、マスタユニットによるＴ_ＤＳ値の決定のためのスレーブユニットのクロック周期は、ｋ_ｍｓｉｊ行列を通じて達成することができ、この行列によって、ｊ番目のｓ（スレーブ）デバイスのクロック周期を、ｉ番目のｍ（マスタ）デバイスのクロック周期に変換できる。個々の係数値の決定は、上述の較正プロシージャにおいて行われる。

ＤＴＯＡ位置特定の場合には、全てのタグは、実際にはマスタである。送信元および衛星マスタは、ＤＴＯＡ対を形成して、あたかもそれら自体の間の距離測定を行っているかのように作用する。ＤＴＯＡ対は、送信元マスタの制御下で、２つの衛星マスタから、または送信元マスタと衛星マスタとから構成される。それぞれの対のマスタのうちの１つはマスタとして動作し、もう１つはタグとして動作する。送信元マスタは常にマスタモードである。

全てのマスタ−タグのＲＦトランシーバ４０は「受信」モードに切り替えられる。それぞれのタグは、それぞれのＤＴＯＡ対から２つの測距信号を受信する（その１つはマスタとして作用する衛星／ＯＭマスタユニットから受信し、もう１つはタグとして作用する衛星マスタユニットから受信する）。マスタからの第１の測距信号の受信の後に、マスタ−タグは、タグが通常動作で行うのと同じように、ベースバンド信号をその蓄積バッファ（ＦＰＧＡ ６０、ＲＡＭ ７４）内に格納し、終点／開始点（ウィンドウ境界）を決定する。

このウィンドウの開始点は、上述のＤＴＯＡ対内のマスタから生じる全ての測距信号に対するウィンドウの生成に使用される（これらのウィンドウ間の時間間隔は、（ＴＤＭＳ＋定数）に等しい）。第１の信号を含む全ての信号は、送信元マスタが、通常の動作でタグからベースバンド測距信号を蓄積するのと同じように、タグのマスタバッファＲＡＭ ７４内に蓄積され、ＴＤＭＳは、上述の対のＴＤＭに等しい。

上述のＤＴＯＡ対内でタグとして作用する衛星マスタからの第２の測距信号は、ＴＤＳ時間だけ遅延される。マスタ−タグは、第２のウィンドウを生成するが、このウィンドウは、第１のウィンドウからＴＤＳ時間だけシフトされ、第２のベースバンド測距信号を、第１の受信したベースバンド測距信号が格納および蓄積されるのと同じように、タグのＲＡＭ蓄積バッファ（ＦＰＧＡ ６０、ＲＡＭ ７４）内に格納および蓄積する。

ベースバンド測距信号が完成したときに、マスタ−タグユニットは、単一の送信元マスタの動作と同じプロシージャを使用して、それぞれの測距信号に対して飛行時間（遅延時間）を計算する（ＦＰＧＡ ６０、ブロック７６）。２つのベースバンド測距信号の飛行時間の値間の差異は、送信元マスタに送信される。

このプロセスは、それぞれのＤＴＯＡ対の組み合わせに対して繰り返され、インスタンスごとに、２つのベースバンド測距信号の飛行時間値間の差異は、送信元マスタに送信される。この情報を使用して、ＯＭおよび衛星マスタに対するそれぞれのマスタ−タグ位置を決定する。

ＤＴＯＡ対内の全てのマスタは、同じ（ＴＤＭ＋定数）を使用し、ＤＴＯＡ対内でタグとして作用する衛星マスタは、同じ（ＴＤＳ）値を使用することに留意されたい。なお、同じ（ＴＤＭ＋定数）または（ＴＤＳ）値は、それぞれのユニット間で異なるクロック周期を有する、異なるマスタユニットによってカウントされる。クロック周期内のこの差異は、係数行列ｋｍｉｊによって表すことができ、この係数行列によって、ｉ番目のｍ（マスタ）デバイスのクロック周期を、ｊ番目のｍ（マスタ）デバイスのクロック周期に変換することができる。

同様に、マスタユニットによるＴＤＳ値の決定のための、スレーブとして作用する衛星マスタのクロック周期は、ｋｍｓｉｊ行列を通じて達成することができ、この行列によって、ｊ番目のｓ（スレーブ）デバイスのクロック周期を、ｉ番目のｍ（マスタ）デバイスのクロック周期に変換できる。個々の係数値の決定は、上述の較正プロシージャにおいて行われる。

本特許出願書に記述された距離測定プラットホームは、多数の異なる方法を使用することができる。距離測定プラットホームは、プロキシミティ情報の提供に、または三角測量技術、位置情報とともに使用することができる。

本発明は、「スマートタグ」、すなわち、コンピュータ、または位置の視覚的表示または他のユニットを提供するＰＤＡ（ｐｅｒｓｏｎａｌ ｄｉｇｉｔａｌ ａｓｓｉｓｔａｎｃｅ：携帯情報端末）に取り付けられたマスタユニットを用いるか、または、ＰＤＡ同程度のサイズで、マスタユニットを構成し、それ自体の表示ディスプレイを含む、スタンドアロンのハンドヘルドデバイス内に組み込むことができる。別の実施形態では、「スレーブユニット」（タグ）のいくつかを適所に固定することができ、システムは、ＵＨＦ ＲＦＩＤ技術を使用した固定リーダに依存して、従来のＲＦＴＬシステムと同程度に機能することができる。本システムの利点は、それぞれのリーダユニットに、非常に広い範囲を提供することである。したがって、オフィスビルまたはキャンパスビルのような所与の広さの空間をカバーするには、従来のリーダを使用したときよりもリーダを少なくする必要がある。リーダのコストは同程度であるので、これは、本技術に基づいたシステムは、必要とするリーダがより少なく、従来のＵＨＦ技術を使用したものよりもはるかに安価であることを意味する。これは、カバーされるべき領域の全てまたは一部が壁を有する屋内空間であり、ＵＨＦ技術ではそれぞれの部屋に別個のリーダが必要となり得る場合に特に当てはまる。

位置特定システムは、以下の例示的なビジネス、商業市場において使用することができる。

消防、ＥＭＴおよびＳＷＡＴチームを含む初期対応チーム、矯正施設の管理、空港および航空機のセキュリティ、港湾および海洋のセキュリティ、物理的なインフラストラクチャの保護、病院、工場、建設現場、ショッピングモール、学校、オフィスビル、および自動車。

本システムを上述の市場で実行することができる、少なくとも２つの異なる方法が存在する。その第１は、固定インフラストラクチャを持たない少人数のグループである。例えば、一群の消防士が火災中の建物に入る場合、位置特定システムは、建物内の消防士の位置を確認することができる。距離システム自体は、三角測量技術が無くても用いることができる。例えば、囚人が（矯正施設の外で）作業を行っているときには、看守によって監視される。囚人は、監視員が視覚的インターフェース上で一意的に識別することができる。監視される囚人の距離を測定することによって、監視員は、全ての囚人たちの相対的な距離を常に確認することができる。加えて、相対的な距離が増加しているか減少しているかに基づいて、人またはアイテムがユーザに近づいているのか、または遠ざかっているのかを判断することによって、あらゆる人またはアイテムを追跡することができる。これは、複数のコンテクストに使用することができる。例えば、自動車アプリケーションの場合、本システムを備えた車によって、ユーザは、正確な距離を予め定めて、車の持ち主が車に近づいたときにドアを自動的に開くようにするか、または車の持ち主が、本システムを使用して駐車場内の自分の車の位置を見つけることができる。

第２の実装は、建物と屋外の環境とを混合したものからなる、固定タイプのキャンパス型の設定に対するものである。このシステムは、個々に、屋外の位置特定または屋内の位置特定に使用することができる。第１の実装との主な差異は、第２の実装では、建物および屋外を通じた固定デバイスの位置特定が存在することである。一般的に、このタイプの施設では、システム全体の一部として、さらに多くのタグが配置される。本システムを使用して、倉庫設備内の目録を作成するように病院内の医師および患者を追跡することができる。

人は、鍵、財布、ハンドバッグ、携帯電話、ラップトップコンピュータ、リモコンなど、絶えず物を失くしたり置き忘れたりするものである。本願明細書に記述された技術によって、ユーザは複数の頻繁に失くす物を同時に追跡することができ、それによって、置き忘れたアイテムを探す時間と、なくしたときにそれらを買い替える費用との両方が削減される。加えて、本願明細書に記述された技術を使用すると、ユーザは、そのグループ内の全ての人の正確な位置を確認することができ、また、必要に応じて、互いに迅速に位置特定および追跡を行うことができる。これは、社会見学に行ったとき、または親と一緒に旅行に行ったときの子供たちに対する特定の用途を有する。

先般の政府の指示では、ｅ９１１と呼ばれるが、全ての携帯電話会社に対して、携帯電話から９１１をダイヤルした人の位置を特定できるように求めている。しかし、ｅ９１１に使用されている技術は、６７％の発信に対しては１００ｍ範囲内に、また、９５％の発信に対しては３００ｍの範囲内にしか発信者の位置を絞り込めない。本願明細書に記述された技術は、既存のｅ９１１の技術と組み合わせて、より正確かつ包括的なソリューションを提供することが可能である。本システムをＧＰＳまたはｅ９１１の位置特定に使用される他の類似した技術と組み合わせることによって、得られる統合物は、より信頼性の高い、完全かつ正確なソリューションを提供し、全体的な、および正確な相対的位置情報の決定が可能となる。例えば、探索救助機関は、現在のｅ９１１技術を使用して、９１１の発信者のおおよその位置の通知を受けることが可能である。約１マイル以内に達すると、９１１の発信者の正確な位置を識別することができ、救援を大幅に迅速化することができる。このような統合はまた、上述の機能のうちのいずれかを可能にする。

本システムは、ＧＰＳ受信器とシームレスに統合することができ、また、ネットワーク内での位置情報を提供することができる。スカイビューを備えたあらゆるユニットは、あらゆるシステムユニットをＧＰＳ基準点として作用させることができる、標準的なＧＰＳ
ＮＥＭＡデータを受け入れるようにインターフェースすることができる。ネットワーク内の他のユニットは、ＧＰＳ基準点に対する相対的な位置を正確に認識し、それら自体の仮想的なＧＰＳ位置を計算する。本システムは、鮮明な視界ではないが、マスタ／スレーブユニットの無線到達距離内にある領域において、ＧＰＳのような正確さを提供するという利点を有する。

本システムは、支援型ＧＰＳシステム、基地局、Ｐｉｃｏセル、またはＥＯＴＤ携帯電話システムとインターフェースすることによって、支援された携帯電話の位置情報も提供することができる。位置特定技術およびアルゴリズムは、必ずしも携帯電話ネットワークに依存するというわけではない。互いに無線範囲内にある全ての携帯電話自体は、潜在的にＲＴＦＬネットワークの一部となることが可能であり、携帯電話の近くに仮想的なＧＰＳの位置を提供する。ＧＰＳスカイの無線範囲内に全ての携帯電話を有することができない場合は、位置が分かっているマスタユニットをＧＰＳ基準として代用することができる。本システムは、ＶＨＦ伝送に理想的に適合しているので、携帯電話のチャネル以外の別の緊急チャネルを提供して、９１１への別の発信に対する通信および位置情報を提供するか、または別の緊急通信を提供することも可能である。

本願明細書に記述された技術を備えた携帯電話は、無線範囲内のあらゆる携帯電話に、短距離の相対的な位置を提供することが可能である。これは、店内、会館、モール、または人が迷子になる可能性のある場所で、同僚、友人、または家族の位置を特定するのに非常に有用となり得る。携帯電話の無線には種々のアルゴリズムを実行することが可能であり、ＧＰＳ、基地局、または外部基準を必要とせずに、グループ内のメンバーに相対的な位置を独立に提供することが可能である。

送受信兼用の無線機は、一般的に、システムがそれぞれのメンバーの相対的な位置を測定できる、独立した無線ネットワークを形成する。測距信号は、共通の狭帯域ＦＭ通信チャネルを占有することに留意されたい。通信プロトコルを適用して、時間または周波数分割、副搬送波、またはパイロットトーンを通じた、通信および測距情報を容易にすることができる。このようなシステムによって、無線機のグループは、互いの相対的な位置、あるいはリピータまたは基地局に対する位置を確認することができる。

別の実施例では、（無線ルーターのような）技術をローカルエリアネットワークシステムに統合している。本システムは、既存の無線ルーターに統合することができ、ルーターに対して、ＵＨＦベースの追跡の実行よりも、大きな位置特定機能を提供する。

上述のシステム自体は狭帯域測距システムであるが、ビデオまたは高速データのような広帯域伝送に適合させることもできる。このようなシステムは、測距に対して、時間または周波数において多重化してビデオまたはデータネットワークとするか、または特別なチャネル、副搬送波、またはパイロットトーンを有することが可能である。

本システムは、アナログチャネルに対してＤＳＰアルゴリズムを使用するので、その測距技術は、あらゆる無線機のファームウェアの一部とするか、またはアナログ、デジタル、またはソフトウェア規定無線に対するスタンドアロンのＤＳＰ測距技術とすることが可能である。

別のアプリケーションは、正確な技術仕様（電力、エミッション、帯域幅など）を決定する。本発明は、ＦＣＣに示される６．２５ＫＨｚ、１１．２５ＫＨｚ、１２．５ＫＨｚ、２５ＫＨｚ、および５０ＫＨｚを含む、最も規制の厳しい帯域幅を含む多数の異なる帯域幅での動作を可能にし、また、適切なセクションの対応する技術的な要件に適合する。その結果、複数のＦＣＣセクションおよびそのようなセクション内の免除を適用することができる。例えば、連邦規則（４７ ＣＦＲ Ｐａｒｔ ９０）のプライベート陸上移動無線サービス（Ｐｒｉｖａｔｅ Ｌａｎｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ）では、サブパートに準拠することで、ＦＣＣに準拠した本システムの動作を可能にすることができる。２つのサブパートでは、公安アプリケーションおよび工業／ビジネスアプリケーションを取り扱っている。公安用の帯域内では、本システムは、１１．２５ＫＨｚなどの帯域幅で動作できるので、（公安プール周波数テーブル：Ｐｕｂｌｉｃ Ｓａｆｅｔｙ Ｐｏｏｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｔａｂｌｅに示された）帯域での動作が可能である。工業／ビジネス無線プール（Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ／Ｂｕｓｉｎｅｓｓ Ｒａｄｉｏ Ｐｏｏｌ）内では、本システムは、１１．２５ＫＨｚなどの帯域幅で動作できるので、（工業／ビジネスプール周波数テーブルに示された）帯域で動作するように、ライセンスを取得することが必要とされる要件を満たすことができる。

サブパートＦ−無線標定サービス（Ｒａｄｉｏｌｏｃａｔｉｏｎ Ｓｅｒｖｉｃｅ）も用いることができる。このサブパートによって、スペクトル拡散および非スペクトル拡散アプリケーションが可能となる。一例として、ビジネスアプリケーションの場合、スペクトル拡散は、第９０．１０３節に示された無線標定サービスとして用いることができる。公安アプリケーションも同様に、第９０．２０（ｆ）に示された公安プール（サブパート５を参照のこと）の使用を可能にする。また、総合技術規格（Ｇｅｎｅｒａｌ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｔａｎｄａｒｄ）では、６．２５ＫＨｚ、１２．５ＫＨｚ、２５ＫＨｚおよび５０ＫＨｚほどの狭さの帯域幅の使用を求めている。

加えて、第９０．２１７節は、出力を１２０ミリワットに制限するが、チャネル幅を２５ＫＨｚに制限するという技術規格を免除している。本システムは、この節に完全準拠して動作することができる。加えて、第９０．２５９節は、２１６〜２２０ＭＨｚおよび１４２７〜１４３２ＭＨｚの周波数を使用するために、工業／ビジネスプールに対して特定の資格を設けている。これにより、最高５０ＫＨｚの連続的なチャネルを使用することができる。

連邦規則（４７ ＣＦＲ Ｐａｒｔ ９０）のプライベート陸上移動無線サービスでは、複数のサブパートに準拠することで、ＦＣＣに準拠した本システムの動作を可能にすることができる。一例として、サブパートＡ−汎用モバイル無線サービス（Ｇｅｎｅｒａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ）、サブパートＢ−ファミリ無線サービス（Ｆａｍｉｌｙ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ）、サブパートＧ−低電力無線サービス（Ｌｏｗ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ）、サブパート−多目的無線サービス（Ｍｕｌｔｉ−Ｕｓｅ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ）を使用することができる。連邦規則（４７ ＣＦＲ Ｐａｒｔ １５）の無線周波数デバイス（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｖｉｃｅｓ）では、サブパートＣ−国際送信アンテナ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒａｄｉａｔｏｒｓ）を使用することができる。これによって、全ての消費者に使用されるデバイスが可能となる。

したがって、システムおよび方法の異なる実施形態を記述したが、当業者には、記述された方法および装置の特定の利益が達成されたことが明らかとなろう。特に、当業者には、物体の追跡および位置特定ためのシステムは、わずかなコストの増加で、ＦＰＧＡまたはＡＳＩＣと、標準的な信号処理ソフトウェア／ハードウェアとの組み合わせを使用して組み立てることができることが明らかとなろう。このようなシステムは、例えば、屋内または屋外環境、過酷かつ不利な環境などにおける人の位置特定に有用である。

また、種々の改良、改作、およびその別の実施形態は、本発明の範囲および趣旨の範囲内で行われるものと理解されたい。本発明は、以下の請求項によってさらに定義される。

Claims (6)

1. それぞれがＲＦトランシーバを有し、タグにインターフェースするように適合された複数のマスタユニットを備えるＲＦベースの物体の追跡及び位置特定のためのシステムであって、
   前記タグは、ＲＦトランシーバを有し、前記複数のマスタユニットにインターフェースするように適合され、
   前記複数のマスタユニットのうち１つのマスタユニットは残りのマスタユニットに測距信号シーケンスを送信する送信元マスタユニットとして動作し、前記残りのマスタユニットは前記送信元マスタユニットの制御下で動作する衛星マスタユニットとして動作し、
   前記タグは、前記衛星マスタユニットどうしの差動到着時間（ＤＴＯＡ）対によって生成された第１の測距信号シーケンス、及び前記送信元マスタユニットと１以上の前記衛星マスタユニットからなるＤＴＯＡ対によって生成された第２の測距信号シーケンスをモニターし、
   前記タグは、前記第１の測距信号シーケンスのための第１のＤＴＯＡ及び前記第２の測距信号シーケンスのための第２のＤＴＯＡを決定し、
   前記タグは、前記第１のＤＴＯＡ及び前記第２のＤＴＯＡに基づいて、前記タグから少なくとも３つの前記マスタユニットまでの距離を測定することにより、前記タグの位置を決定することを特徴とするシステム。
2. 前記複数のマスタユニット及び前記タグが、ＶＨＦ帯域の範囲内及び該帯域以下の前記第１の測距信号シーケンス及び前記第２の測距信号シーケンスを送受信することを特徴とする請求項１記載のシステム。
3. １以上の前記複数のマスタユニットはまた、タグとして動作することを特徴とする請求項１記載のシステム。
4. 前記第１の測距信号シーケンス及び前記第２の測距信号シーケンスが、
   ＲＸベースバンド測距信号と、
   ＲＸベースバンド音声信号と、
   ＲＸベースバンドデータ信号と
   のうちのいずれかを含む、請求項１に記載のシステム。
5. 前記タグはまた、前記第１の測距信号シーケンスに基づいて第１の到達時間（ＴＯＡ）を決定するとともに、前記第２の測距信号シーケンスに基づいて第２のＴＯＡを決定し、前記第１のＴＯＡ及び前記第２のＴＯＡに基づいて前記タグの位置を決定することを特徴とする請求項１に記載のシステム。
6. 前記第１の測距信号シーケンス及び前記第２の測距信号シーケンスは、ＶＨＦ帯域以下の狭帯域幅信号であって、前記タグは、デジタル信号処理（ＤＳＰ）およびソフトウェア規定無線（ＳＤＲ）技術を使用して前記タグの位置を決定することを特徴とする請求項１に記載のシステム。