JP2014087105A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷の電流の高調波を抑制した電力変換装置を提供する。
【解決手段】複数のスイッチング素子を有し、直列に接続された複数の電源の電力を変換して負荷に供給するインバータと、インバータを制御する制御手段とを備え、制御手段は、複数の電源のうち、第１の電源に対応する第１のキャリア、及び、第２の電源に対応する第２のキャリアを生成するキャリア生成手段と、インバータの変調率と、第１のキャリア及び第２のキャリアとを比較することで、スイッチング素子のオン及びオフを切り替えるスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、変調率の振幅の中央値を設定する中央値設定手段とを有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電力変換装置に関するものである。

電池及びコンデンサの直列回路と、第２入出力端がモータに結合され、第１入出力端が少なくとも回生対象切換用のスイッチ回路を介して前記直列回路と結合された第１の電力変換器と、入力端が前記第１の電力変換器の第１入出力端に結合され、出力端が前記コンデンサに結合された第２の電力変換器と、前記第１の電力変換器及び第２の電力変換器を制御する制御回路とを備え、前記回生対象切換用のスイッチ回路は、前記第２の電力変換器の出力を前記コンデンサへの印加を許容する第１の切換状態と、第１の電力変換器の出力を前記電池への印加を許容する第２の切換状態とを切り替え、通常時（力行時）には、前記回生対象切換用のスイッチ回路を第１の切換状態に、第２の電力変換器を停止するとともに前記回生対象切換用のスイッチ回路を導通状態にして、直列回路側から前記スイッチ回路及び前記第１の電力変換器を介してモータに力行電力を供給する、モータ駆動用電力変換装置が開示されている（特許文献１）。

特開２０００−３５４３０３号公報

しかしながら、上記のモータ駆動用電力変換装置のような、２レベルインバータでは、電池及びコンデンサの両方から電圧を出力させて、インバータを高電圧で制御した場合に、モータの相電流に高調波成分が多く含まれてしまう、という問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、負荷の電流の高調波を抑制した電力変換装置を提供することである。

本発明は、直列接続された複数の電源のうち、第１の電源に対応する第１のキャリア、及び、第２の電源に対応する第２のキャリアを生成し、インバータの変調率と、第１のキャリア及び第２のキャリアとを比較することで、スイッチング素子のスイッチング信号を生成し、変調率の振幅の中央値を設定することによって上記課題を解決する。

本発明は、変調率の振幅の中央値に応じて、複数の電源の電力を分配させることで、高電圧制御時には、負荷の制御電力を高めることができるため、負荷の電流の高調波を抑制することができる。

本発明の実施形態に係るモータ制御装置のブロック図である。 図１のコントローラのブロック図である。 キャリアＡ、Ｂ及び変調率の特性を示すグラフである。 キャリアＡ、Ｂ及び変調率の特性を示すグラフである。 キャリアＡ、Ｂ及び変調率の特性を示すグラフである。 キャリアＡ、Ｂ及び変調率の特性を示すグラフである。 キャリアＡ、Ｂ及び変調率の特性を示すグラフである。 キャリアＡ、Ｂと変調率との大小関係に対する、オン状態のスイッチング素子の関係を示す表である。 図１のモータ制御装置において、車両の走行状態と、キャリアＡ、Ｂ及び変調率の関係を説明するためのグラフである。 本発明の変形例に係るモータ制御装置のブロック図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

図１は、発明の実施形態に係る電力変換装置を含むモータ制御装置のブロック図である。本例のモータ制御装置を電気自動車に設ける場合に、三相交流電力の永久磁石モータ３は、走行駆動源として駆動し、電気自動車の車軸に結合されている。なお、本例のモータ制御装置は、例えばハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電気自動車以外の車両にも適用可能である。

本例のモータ制御装置は、主電源１と、補助電源２と、電力変換装置１００と、モータ３とを備えている。

主電源１は、二次電池を含む直流電源である。補助電源２は、電荷を蓄電するコンデンサである。補助電源２は、電気二重層キャパシタなどの静電容量部品で構成される。補助電源２の定格電圧は主電源１の定格電圧よりも低い。主電源１及び補助電源２は直列に接続されており、車両の動力源となる。主電源１の電池容量は、補助電源２に蓄電される電気容量より大きい。そのため、モータ３へ要求される負荷が小さい場合には、モータ３は主電源１の電力により駆動され、負荷が大きい場合には、主電源１及び補助電源２の電力により駆動される。なお、主電源１及び補助電源２の入出力の電力は、主電源１に充電されている充電容量、補助電源２に蓄電される容量、モータ２の要求トルク等に応じて、コントローラ１０で制御される。

また、補助電源２の高電位側の端子、主電源１と補助電源２との接続点、及び、主電源１の低電位側の端子は、電源線を介して、電力変換装置１００に接続されている。

モータ３は、例えば、ロータに永久磁石を埋設しステータにステータコイルが巻き付けられた同期型モータである。モータ３は、電力変換装置１００から出力される交流電力により、電磁気的な作用で動作して、回転力を発生する。電動機２は、本例の車両の駆動源となる。また、電動機２は発電機としても作用し、電動機２の回生により発電された電力は、電力変換装置１００を介して、主電源１及び補助電源２に供給される。モータ３の各相は、配線を介して、電力変換装置１００にそれぞれ接続されている。

電力変換装置１００は、３レベルインバータであって、コンデンサ４と、スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４、Ｓｖ１〜Ｓｖ４、Ｓｗ１〜Ｓｗ４と、ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４、Ｄｖ１〜Ｄｖ４、Ｄｗ１〜Ｄｗ４と、ダイオードＤｕ５、Ｄｕ６、Ｄｖ５、Ｄｖ６、Ｄｗ５、Ｄｗ６と、コントローラ１０とを備えた、３レベルインバータである。電力変換装置１００は、主電源１及び補助電源２の両出力によりモータ３を駆動させる場合には、３レベルインバータとして動作し、主電源１のみの出力によりモータ３を駆動させる場合には、２レベルインバータとして動作する。

コンデンサ４は、平滑用のコンデンサであり、主電源１に並列に接続されている。

インバータ回路のうち、Ｕ相の回路は、スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４及びダイオードＤｕ１〜Ｄｕ６により構成されている。スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４は、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子であり、インバータ回路の高電位側から低電位側に同方向で、直列に接続されている。そして、スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４の直列回路のうち、最も高電位側のスイッチング素子Ｓｕ１（以下、１段目のスイッチング素子とも称す。）の高電位側端子は、電源線（Ｐ側電源線）を介して、補助電源２の高電位側に接続されている。スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４の直列回路のうち、最も低電位側のスイッチング素子Ｓｕ４（以下、４段目のスイッチング素子とも称す。）の低電位側端子は、電源線（Ｎ側電源線）を介して、主電源１の低電位側に接続されている。また、スイッチング素子Ｓｕ２（以下、２段目のスイッチング素子とも称す。）の低電位側端子と、スイッチング素子Ｓｕ３（以下、３段目のスイッチング素子とも称す。）の高電位側端子との接続点は、配線を介して、モータ３のＵ相に接続されている。

また、ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４は、スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４に逆並列にそれぞれ接続されている。ダイオードＤｕ５とダイオードＤｕ６は直列に接続され、ダイオードＤｕ５、Ｄｕ６は、スイッチング素子Ｓｕ２、Ｓｕ３の直列回路に対して逆並列に接続されている。ダイオードＤｕ５のカソードは、スイッチング素子Ｓｕ１とスイッチング素子Ｓｕ２との接続点に接続され、ダイオードＤｕ６のアノードは、スイッチング素子Ｓｕ３とスイッチング素子Ｓｕ４との接続点に接続され、ダイオードＤ５のアノードとダイオードＤ６のカソードとの接続点は、電源線を介して、主電源１と補助電源２との接続点に接続されている。

スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４に印加される電圧について、過渡的なものを除くと、１段目のスイッチング素子Ｓｕ１には、補助電源１の電圧が印加され、２段目のスイッチング素子Ｓｕ２及び４段目のスイッチング素子Ｓｕ４には、主電源１の電圧が印加され、３段目のスイッチング素子Ｓｕ３には主電源の電圧の約半分の電圧が印加される。そして、各スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４及びダイオードＤｕ１〜Ｄｕ６には、それぞれの素子に印加される電圧に応じた耐電圧の素子が用いられる。

また、本例では、補助電源２の定格電圧が主電源１の定格電圧よりも低い。そのため、１段目のスイッチング素子Ｓｕ１の耐電圧は、２、４段目のスイッチング素子Ｓｕ２、Ｓｕ４の耐電圧、及び、ダイオードＤｕ５、Ｄｕ６の耐電圧より低くなっている。また、３段目のスイッチング素子Ｓｕ３の耐電圧は、２、４段目のスイッチング素子Ｓｕ２、Ｓｕ４の耐電圧より低くなっている。

Ｖ、Ｗ相の回路構成は、上述したＵ相の回路構成と同様の構成であり、Ｖ、Ｗ相の回路素子には、Ｕ相の回路素子と同様の素子が用いられるため、Ｖ、Ｗ相の回路について説明を省略する。これにより、Ｕ、Ｖ、Ｗ相を構成するスイッチング素子及びダイオードが、各相に接続されている。

コントローラ１０は、外部から入力されるトルク指令値、モータ３の回転数等に基づいて、スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４のオン、オフを切り替えることで、ＰＷＭ制御を行い、インバータへの入力電力を変換し出力させる制御部である。また、コントローラ１０は、主電源の電圧を検出する電圧センサ（図示しない）の検出電圧、及び、補助電源の電圧を検出する電圧センサ（図示しない）の検出電圧に基づいて、インバータを制御する。

図２は、コントローラ１０のブロック図である。コントローラ１０は、電流指令値演算器１１と、電流制御器１２と、オフセット演算器１３と、変調率演算器１４と、キャリア生成器１５と、スイッチング信号生成器１６とを有している。

電流指令値演算器１１は、電力変換装置１００の外部から入力されるトルク指令値及びモータ３の回転数に基づいて、モータ３の交流電流の電流指令値を演算する。電流指令値演算器１１には、トルク指令値、モータ回転数及び電流指令値の対応関係を示すマップが予め保存されており、電流指令値演算器１１は当該マップを参照することで、電流指令値を演算し、電流制御器１２に出力する。なお、モータ３の回転数は、モータ３に設けられたレゾルバ等（図示しない）により検出される。

電流制御器１２は、モータ３のロータの位相、モータ３の相電流及び電流指令値演算器１１の電流指令値に基づいて、モータ３の交流電圧の指令値である交流電圧指令を演算する。電流制御器１２は、モータ３の電流センサにより検出される検出電流（ｕ、ｖ、ｗ相の電流）を、ロータの位相で回転座標系に変換し、ｄｑ軸電流を演算する。そして、電流制御器１２は、ＰＩ制御により、ｄｑ軸電流を、電流指令値に一致させる電圧指令値を演算し、変調率演算器１４に出力する。

オフセット制御器１３は、主電源１に対応するキャリアＡ及び補助電源２に対応するキャリアＢを含むキャリアに対して、ＰＷＭ制御の変調率の振幅（全振幅）の中央値を設定する制御器である。オフセット制御器１３は、トルク指令値、モータ回転数、主電源１の電圧、及び、補助電源２の電圧に基づいて、中央値を演算する。そして、オフセット制御器１３は、演算した中央値に相当するオフセット量を、電圧オフセット指令値として、変調率演算器１４に出力する。

変調率演算器１４は、電流制御器１２の交流電圧指令値、及び、オフセット制御器の電圧オフセット指令値に基づいて、ＰＷＭ変調の変調率指令値を演算し、スイッチング信号生成器１６に出力する。

キャリア生成器１５は、主電源１の電圧、及び、補助電源２の電圧に基づいて、キャリアＡ及びキャリアＢの振幅をそれぞれ設定し、キャリア信号をスイッチング信号生成器１６に出力する。

スイッチング信号生成器１６は、キャリア信号に含まれるキャリアＡ、Ｂと、変調率演算器１４の変調率指令値とを比較することで、スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４、Ｓｖ１〜Ｓｖ４、Ｓｗ１〜Ｓｗ４を駆動させるスイッチング信号を生成し、各スイッチング素子に送信する。そして、各スイッチング素子は、当該スイッチング信号に基づいて、オン及びオフを切り替えることで、インバータは制御される。

次に、本例の電力変換装置１００の交流電圧を生成するための制御について説明する。まず、キャリアＡ、Ｂと、交流電圧指令値と関係について、図３を用いて、説明する。図３は、キャリアＡ、Ｂ、交流電圧指令値の時間に対する特性を示すグラフであり、グラフＡがキャリアＡの特性を、グラフＢがキャリアＢの特性を、グラフＶ_ｓが電流制御器１２の交流電圧指令値の特性を示すグラフである。また、Ａ_ａはキャリアＡの振幅（全振幅）を、Ａ_ｂはキャリアＢの振幅（全振幅）を、Ａ_ｓは交流電圧指令値（Ｖ_ｓ）の振幅（半振幅）をそれぞれ示している。

キャリアＡ及びキャリアＢは、主電源１の電圧及び補助電源２の電圧とそれぞれ対応しており、主電源１の電圧が高いほど、キャリアＡの振幅が大きくなり、同様に、補助電源２の電圧が高いほど、キャリアＢの振幅が大きくなるように、設定される。主電源１及び補助電源２の出力可能な電圧は、それぞれのバッテリ、コンデンサに充電されている充電容量に応じて異なる。主電源１に充電されている充電容量が大きい場合には、主電源１から出力可能な電力は高くなるため、キャリアＡの振幅（Ａａ）を大きくとることができる。補助電源２についても同様に、補助電源２に蓄電されている電気容量が高いほど、キャリアＢの振幅（Ａ_ｂ）が大きく設定される。

また、本例では補助電源２の電気容量は、主電源１の電池容量に比べて小さい。そのため、例えば、モータ３への負荷が大きく、回転数が高い状態が長い時間、続いた場合には、主電源１の電力だけではなく、補助電源２の電力も用いて、モータ３が駆動するため、補助電源２の出力電圧は徐々に小さくなる。この時、キャリアＢの振幅（Ａ_ｂ）も徐々に小さくなる。そして、補助電源２の電池容量がゼロになると、振幅（Ａ_ｂ）がゼロになり、以降、インバータは２レベルで制御される。

交流電圧指令値Ｖｓの振幅（Ａ_ｓ）は、モータ回転数及びトルク指令値に対応しており、モータ３への負荷が大きいほど、または、モータ回転数が高いほど、振幅（Ａ_ｓ）は大きくなる。

次に、キャリアＡ、Ｂと変調率との関係について、図４Ａ〜図４Ｃを用いて説明する。図４Ａ〜図４Ｃは、キャリアＡ、Ｂ、変調率の時間に対する特性を示すグラフであり、グラフＡがキャリアＡの特性を、グラフＢがキャリアＢの特性を、グラフＭが変調率の特性を示すグラフである。また図４Ａ〜４Ｃにおいて、キャリアＡ、Ｂ及び変調率の振幅は、それぞれ同じ大きさとする。

まず、図４Ａを用いて、変調率の中央値（Ｃ_ｐａ）をキャリアＡの振幅Ａａの値（キャリアＡの最大値）に設定した場合（変調率の中央値をキャリアＡとキャリアＢとの間に設定した場合）の特性について、説明する。かかる場合には、変調率とキャリアＡとの交差部分と、変調率とキャリアＢの交差部分が、中央値を基準に、均一に分配される。そのため、モータ３への供給電力（回生の場合は出力電力）に対して、主電源１の電力及び補助電源２の電力が均一に分配されていることになる。

次に、図４Ｂを用いて、変調率の中央値（Ｃ_ｐｂ）を、振幅Ａａと振幅Ａｂとを合算した値の半分に設定した場合の特性について、説明する。かかる場合には、変調率とキャリアＡの交差部分が、変調率とキャリアＢの交差部分より多くなる。そのため、モータ３への供給電力に対して、主電源１の電力が、補助電源２の電力よりも多く分配されていることになる。

次に、図４Ｃを用いて、変調率の中央値（Ｃ_ｐｃ）を、振幅Ａａと振幅Ａｂとを合算した値から、変調率の振幅を減算した値に設定した場合の特性について、説明する。かかる場合には、変調率とキャリアＡの交差部分が、変調率とキャリアＢの交差部分より少なくなる。そのため、モータ３への供給電力に対して、主電源１の電力が、補助電源２の電力よりも少なく分配されていることになる。

すなわち、本例は、変調率の中央値を、キャリアＡ、Ｂの振幅に対して変えることで、主電源１の電力と補助電源２の電力の分配を変えることができる。

次に、モータ３への負荷の大きさと、変調率の中央値との関係について、図５を用いて説明する。図５は、キャリアＡ、Ｂ、変調率の時間に対する特性を示すグラフであり、グラフＡがキャリアＡの特性を、グラフＢがキャリアＢの特性を、グラフＭが変調率の特性を示すグラフである。また、図５において、グラフＡがキャリアＡの特性を、グラフＢがキャリアＢの特性を、グラフＭ_１、Ｍ_２が変調率の特性を示すグラフである。またグラフＭ_１は、モータ３への負荷が大きい場合に、変調率演算器１４で演算される変調率を示し、グラフＭ_２はグラフＭ_１に係るモータ３への負荷よりも、負荷が大きい場合の変調率の特性を示す。

グラフＭ_１に示すように、モータ３の負荷が大きい場合には、変調率の振幅は大きくなる。そして、電力を主電源１と補助電源２の両方に分配させる場合には、変調率の中央値（Ｃ_ｐｄ１）を高い値に設定して、変調率の波形を、キャリアＡとキャリアＢの両方に交差させるようにする。

一方、グラフＭ_２に示すように、モータ３の負荷が小さい場合には、変調率の振幅は大きくなる。そして、主電源１の電力のみで、モータ３を駆動できる場合には、変調率の中央値（Ｃ_ｐｄ２＜Ｃ_ｐｄ１）を低い値に設定して、変調率の波形を、キャリアＡのみ交差させる。これにより、本例は、モータ３の負荷が小さく、主電源１の電力のみでモータ３を駆動可能な時には、２レベルインバータで制御する。

次に、オフセット制御器１３における、変調率の中央値の演算制御について説明する。まず、オフセット制御器１３は、主電源１の最大電圧（Ｖ_１ｍ）、補助電源２の定格電圧（Ｖ_２ｍ）、及び、主電源１の電圧（Ｖ_１）（現在、主電源１に充電されている充電容量に対応する電圧）を用いて、式１により、キャリアＡの振幅（Ａ_ａ）を演算する。

また、オフセット制御器１３は、主電源１の最大電圧（Ｖ_１ｍ）、補助電源２の定格電圧（Ｖ_２ｍ）、及び、補助電源２の電圧（Ｖ_２）（現在、補助電源２に充電されている電気容量に対応する電圧）を用いて、式２により、キャリアＢの振幅（Ａ_ｂ）を演算する。

なお、主電源１の電圧（Ｖ_１）及び補助電源２の電圧（Ｖ_２）は、主電源１及び補助電源２に接続された電圧センサ（図示しない）により検出される検出電圧である。また、主電源１の最大電圧（Ｖ_１ｍ）は、満充電状態である時の主電源１の出力電力である。主電源１のバッテリは劣化するが、コントローラ１０がバッテリの劣化度を管理している場合には、当該劣化度に応じて、最大電圧（Ｖ_１ｍ）が演算されてもよい。また、補助電源２の最大電圧（Ｖ_２ｍ）は定格電圧に相当する。

また、キャリアＡの振幅（Ａ_ａ）及びキャリアＢの振幅（Ａ_ｂ）の間には、式３の関係が満たされる。

オフセット制御器１３には、変調率の波形の振幅を演算するためのマップが予め保存されている。当該マップは、トルク指令値、モータ回転数、主電源１の電圧（Ｖ_１）、補助電源２の電圧（Ｖ_２）、及び、変調率の振幅（Ａ_ｍ）の対応関係を示すマップである。トルク指令値及びモータ回転数を用いて、当該マップを参照することで、変調率の振幅（Ａ_ｍ）が演算されるが、演算された振幅（Ａ_ｍ）に対して、主電源１の電圧（Ｖ_１）及び補助電源２の電圧（Ｖ_２）が高い場合には、変調率の全振幅を、キャリアＡ、Ｂの振幅内に抑えることができる。しかし、当該演算された振幅（Ａ_ｍ）に対して、主電源１の電圧（Ｖ_１）及び補助電源２の電圧（Ｖ_２）が低い場合には、変調率の全振幅は、キャリアＡ、Ｂの振幅を越えてしまうため、振幅（Ａ_ｍ）に制限をかける。

ゆえに、オフセット制御部１３のマップには、主電源１の電圧（Ｖ_１）及び補助電源２の電圧（Ｖ_２）のデータを含んでいる。マップ上における電圧のデータは、主電源１及び補助電源２で、最大となる電圧（主電源１及び補助電源２の合計電圧）から、最少となる電圧までのデータである。

また、オフセット制御部１３は、マップにより、変調率の波形をキャリアＢに交差させるか否かを判定するための判定閾値を管理している。判定閾値は、トルク指令値及びモータ回転数に対して、それぞれ設定されている。

トルク指令値で示される判定閾値について説明する。モータ回転数が一定で、主電源１の電圧及び補助電源２の電圧が一定である場合には、トルク指令値に応じて、変調率の波形をキャリアＡのみに交差させるか、変調率の波形をキャリアＡ、Ｂに交差させるかが、決定される。そのため、マップ上には、キャリアＡ、Ｂに交差させるか、キャリアＡのみに交差させるかを示す閾値がトルク指令値の閾値で設定されていることになる。そして、トルク指令値が判定閾値より大きい場合には、オフセット制御部１３は、変調率の波形をキャリアＡ、Ｂに交差させるように、中央値を設定する。一方、トルク指令値が判定閾値より小さい場合には、オフセット制御部１３は、変調率の波形をキャリアＡのみに交差させるように、中央値を設定する。

モータ回転数で示される判定閾値について説明する。トルク指令値が一定で、主電源１の電圧及び補助電源２の電圧が一定である場合には、モータ回転数に応じて、変調率の波形をキャリアＡのみに交差させるか、変調率の波形をキャリアＡ、Ｂに交差させるかが、決定される。そのため、マップ上には、キャリアＡ、Ｂに交差させるか、キャリアＡのみに交差させるかを示す閾値が、モータ回転数の閾値で設定されていることになる。そして、モータ回転数が判定閾値より大きい場合には、オフセット制御部１３は、変調率の波形をキャリアＡ、Ｂに交差させるように、中央値を設定する。一方、モータ回転数が判定閾値より小さい場合には、オフセット制御部１３は、変調率の波形をキャリアＡのみに交差させるように、中央値を設定する。

そして、オフセット制御器１３は、トルク指令値、モータ回転数、主電源１の電圧（Ｖ_１）及び補助電源２の電圧（Ｖ_２）に基づき、上記マップを参照し、線形補間で、変調率の振幅（Ａ_ｍ）を演算する。

次に、オフセット制御器１３は、変調率の振幅（Ａ_ｍ）、キャリアＡの振幅（Ａ_ａ）及びキャリアＢの振幅（Ａ_ｂ）を比較して、式４及び式５の条件式により、変調率の波形の中央値（Ｃ_ｐ）を演算する。

式４により、変調率の振幅（Ａ_ｍ）に相当する電力を、キャリアＡに対応する主電源１の出力電力のみで供給できる場合には、変調率の波形が、キャリアＡのみと交差するように、中央値（Ｃ_ｐ）を設定する。

一方、変調率の振幅（Ａ_ｍ）に相当する電力を、キャリアＡに対応する主電源１の出力電力のみで供給できない場合には、主電源１及び補助電源２から電力を出力させるために、変調率の波形が、キャリアＡ及びキャリアＢと交差するように、中央値（Ｃ_ｐ）を設定する。

そして、オフセット制御器１３は、上記により演算された、変調率の中央値（Ｃ_ｐ）に相当するオフセット指令値を、変調率演算器１４に出力する。変調器演算器１４は、電流制御器１２の変調率に電圧オフセット指令値を足し合わせて、変調率波形の中央値をＣ_ｐとし、変調率指令値を演算する。そして、変調率演算器１４は、変調率指令値を、比較器１６に出力する。

次に、スイッチング信号生成器１６は、変調率指令値とキャリア信号を比較し、図６に示す条件で、スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４のオン、オフを切り替えるスイッチング信号を生成する。なお、以下、説明を簡単にするために、Ｕ相のみについて、説明する。

図６は、変調率の波形の値とキャリアＡ、Ｂとの大小関係に対して、オンするスイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４の関係を示す表である。

変調率ＭがキャリアＡ以上であり、かつ、変調率ＭがキャリアＢ以上である場合には、スイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｕ２をオンに、スイッチング素子Ｓｕ３、Ｓｕ４をオフにする。また、変調率ＭがキャリアＡ以上であり、かつ、変調率ＭがキャリアＢ未満である場合には、スイッチング素子Ｓｕ２、Ｓｕ３をオンに、スイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｕ４をオフにする。変調率ＭがキャリアＡ未満である場合には、スイッチング素子Ｓｕ３、Ｓｕ４をオンに、スイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｕ２をオフにする。そして、図６に示す条件の下、スイッチング信号生成器１６は、生成したスイッチング信号をスイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４に出力し、インバータが制御される。これにより、電力変換装置１００の交流電圧が生成される。

次に、図７を用いて、車両の状態に対する、キャリアＡ、Ｂ及び変調率の波形の推移について説明する。図７は、キャリアＡ、Ｂ及び変調率の時間特性を示すグラフである。図７において、グラフＣｐは中央値の特性を示すグラフである。なお、説明を容易にするために、主電源１の充電容量を一定とする。

車両の走行が開始され、低速状態から加速を続けると、トルク指令値及びモータ回転数の上昇に伴って、変調率の振幅は徐々に大きくなる。低速状態から加速をしている時間帯のうち、時間帯（I）では、変調率の振幅（Ａ_ｍ）は、キャリアＡの半振幅（Ａ_ａ／２）より小さいため、変調率の中央値は、上記の式４で算出される。そして、変調率の波形は、キャリアＡのみと交差する。

時間帯（II）では、トルク指令値及びモータ回転数がさらに高くなり、変調率の振幅（Ａ_ｍ）は、キャリアＡの半振幅（Ａ_ａ／２）より大きくなる。そのため、変調率の中央値は上記の式５で算出され、変調率の波形は、キャリアＡ、Ｂと交差する。また、補助電源２の電力がモータ３の駆動に用いられるため、キャリアＢの振幅は徐々に小さくなる。

車両の状態が高速で一定の速度になると、トルク指令値が、時間帯（II）のトルク指令値より小さくなるため、変調率の波形の振幅は小さくなる。変調率の振幅（Ａ_ｍ）は、キャリアＡの半振幅（Ａ_ａ／２）以下になるため、変調率の中央値は、上記の式４で算出される時間帯（III）。

高速から回生ブレーキで減速すると、コントローラ１０は、補助電源２の電圧を検出し、回生による発電電力で補助電源２を充電するように、変調率の中央値を設定する。具体的には、オフセット制御器１３は、キャリアＢの最大値（キャリアＡの振幅とキャリアＢの振幅の合計値）から、回生制御時の変調率の振幅を減算した値を、中央値に設定する。時間帯（IV）において、変調率の波形は、設定された中央値を基準に、推移して、少なくともキャリアＢと交差する。そして、補助電源２は徐々に充電される。

そして、補助電源２の電気容量が定格容量に達すると、コントローラ２０は、補助電源２の充電制御を停止し、オフセット制御器１３は、変調率の中央値を、キャリアＡの振幅とキャリアＢの振幅とを加算した長さの半分の値に設定する（時間帯（V））。

時間帯（VI）以降、再び加速し、オフセット制御器１３は、上記の式５に基づいて、変調率の中央値を演算する。変調率の波形は、キャリアＡ、Ｂと交差する。

そして、加速に伴い車速が大きくなって、補助電源２の電池容量がゼロになると、オフセット制御器１３は上記の式４に基づいて、変調率の中央値を演算する。そして、変調率の波形は、キャリアＡのみと交差する（時間帯（VII））。なお、この時、変調率の振幅がキャリアＡの半振幅（Ａ_ａ／２）より大きい場合には、変調率の振幅に制限をかけて、変調率の波形がキャリアＡのみと交差するよう制御する。

上記のように、本例は、主電源１に対応するキャリアＡ、及び、補助電源２に対応するキャリアＢを生成し、変調率の振幅の中央値を設定し、インバータの変調率と、キャリアＡ及びキャリアＢとを比較して、スイッチング信号を生成して、インバータを制御する。これにより、駆動させる電力及び回生可能な電力が増加するため、モータ３の相電流の高調波を抑制することができる。また、モータ３の損失が低減されるため、電力の利用効率を向上させることができる。

ところで、モータが高回転である場合には回転する永久磁石によりステータコイルに生じる誘起電圧が高くなり、インバータの電源の電圧を越えると電力をモータに供給できなくなるため、誘起電圧を抑制するよう弱め界磁制御を行う。その一方で、電源電圧とインバータ内のスイッチング素子等の定格を越えてまで、インバータから電力を出力させることはできない。そのため、誘起電圧の抑制量を大きくするよう、弱め界磁制御量を増加させると、モータのトルク制限が大きくなり、車両の動力性能が損なわれるという問題がある。

上記問題を解決するために、電源の電圧をコンバータにより昇圧させて、インバータに入力して、モータの高回転時の最大トルクを増大させる方法も考えられる。しかしながら、コンバータによる電力変換時の損失が問題となる。

また、他の方法として、電力変換装置を２レベルインバータで構成し、入力側の電源として、主電源と補助電源を直列接続し、さらに電源を切り替え可能にするよう構成し、モータの高回転時のみ、補助電源を用いて電力を増大させる方法も考えられる。しかしながら、かかる構成では、常に２レベルインバータの制御であるため、モータの高回転時には、相電流は高調波を多く含み、モータの効率が低くなるという問題が発生する。さらに、インバータ内のスイッチング素子等を、最大電圧時に合う耐電圧の素子にする必要があり、耐電圧に応じて抵抗値が増大する半導体素子を用いた場合には、補助電源を用いてない時においても、インバータの駆動効率が悪化するという問題も発生する。そして、電力変換装置を車両に搭載した場合に、インバータの効率の低下は、航続距離の減少になる。

本例では、複数の電源である、主電源１及び補助電源２を直列に接続し、主電源１に対して複数のスイッチング素子を並列に接続し、補助電源２に対して複数のスイッチング素子を並列に接続することにより、３レベルインバータで、電力変換装置１００を構成する。そして、本例は、モータの低回転時（又はモータの低負荷時）の場合には、２レベルインバータで動作させて、モータの高回転時（又はモータの高負荷時）の場合には、３レベルインバータで動作させている。これにより、相電流の高調波を抑制しつつ、モータ３の損失が低減されるため、電力の利用効率を向上させることができる。

また、本例は、モータ回転数、トルク指令値に基づいて、変調率の中央値を設定する。これにより、モータ回転数、トルク指令値に応じて、主電源１の電力及び補助電源２の電力を分配させることができるため、モータ３の相電流の高調波を抑制することができる。また、モータ３の損失が低減されるため、電力の利用効率を向上させることができる。

また、本例は、モータの回転数又はトルク指令値が所定の閾値より高い場合には、変調率の波形をキャリアＡ及びキャリアＢに交差させるよう、変調率の中央値を設定する。これにより、主電源１に補助電源２を加えた電圧でモータ３を駆動させるため、モータ３の高負荷領域における駆動・回生トルクを増大することができる。

また、本例は、モータ３の回転数又はトルク指令値が所定の閾値より低い場合には、変調率の波形をキャリアＡのみに交差させるよう、変調率の中央値を設定する。これにより、モータ３の低負荷領域では、主電源１の電力のみでモータ３を駆動させることができるため、インバータを制御する際の電流の通る素子数を減少させることができ、インバータの効率を高めることができる。

また、本例は、変調率の振幅に基づいて変調率の中央値を設定する。すなわち、本例は、変調率の振幅が大きいほど中央値のオフセット量を大きい値に設定することで、変調率の波形を、キャリアＡ及びキャリアＢの振幅内に抑える。これにより、過変調状態を避けることができるため、モータ３の相電流の高調波を抑制することができる。また、モータ３の損失を低減することができる。

また、本例は、主電源１及び補助電源２の電圧に基づいて変調率の中央値を設定する。これにより、実際の電源の電圧に応じてキャリアＡ、Ｂの振幅を設定することができるため、過変調状態を避けることができ、モータ３の相電流の高調波を抑制することができる。また、モータ３の損失を低減することができる。

また、本例は、主電源１の電圧が高いほど、キャリアＡの振幅を大きく設定し、補助電源２の電圧が高いほど、キャリアＢの振幅を大きく設定する。これにより、実際の電源の電圧に応じてキャリアＡ、Ｂの振幅を設定することができるため、過変調状態を避けることができ、モータ３の相電流の高調波を抑制することができる。また、モータ３の損失を低減することができる。

また本例において、１段目のスイッチング素子Ｓｕ１の耐電圧は、２、４段目のスイッチング素子Ｓｕ２、Ｓｕ４の耐電圧、及び、ダイオードＤｕ５、Ｄｕ６の耐電圧より低くなっている。これにより、主電源１及び補助電源２の電圧に応じた耐電圧のスイッチング素子を用いることで、各素子を通過する際の抵抗が下がるため、インバータの効率を向上させることができる。

また本例において、３段目のスイッチング素子Ｓｕ３の耐電圧は、２、４段目のスイッチング素子Ｓｕ２、Ｓｕ４の耐電圧より低くなっている。これにより、主に主電源１を用いるシステムで、オン状態が長い３段目のスイッチング素子の抵抗を下げることができるため、主電源１を用いる際のインバータの効率を向上させることができる。

また本例は、補助電源２をコンデンサにより構成する。これにより、補助電源２において、急速な充放電が可能となり、また平滑コンデンサを削減することができる。

なお、本例において、補助電源２はコンデンサにより構成されたが、バッテリ又は燃料電池により構成されてもよい。また、補助電源５をバッテリ等により構成する場合には、図８に示すように、平滑用のコンデンサ６を、補助電源に並列に接続する。図８は、本発明の変形例に係るモータ制御装置のブロック図である。

また、本例の電力変換装置１００のインバータ回路は、モータ３の相数に合わせて、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の三相で構成されているが、モータの相数が三相以外の相数である場合には、モータの相数に合わせて構成されればよい。

なお、本例では、図４Ａ〜図４Ｃに示すように、変調率の最大値はキャリアＢの最大値以下に抑えられ、変調率の最小値はキャリアＡの最小値以下に抑えられているが、変調率の最大値はキャリアＢの最大値を越えてもよく、また変調率の最小値はキャリアＡの最小値より低くてもよい。

また、変調率の波形は、トルク指令値等に応じて、正弦波でなくもよく、例えば矩形波であってもよい。

また、本例は、モータ３の負荷が小さく、モータ３の回転数が低い場合には、主電源１の電力のみに分配させるよう、変調率の中央値を設定したが、変調率をキャリアＢのみと交差させるよう、変調率の中央値を設定し、主電源１の電力よりも補助電源２の電力を優先させるように、制御してもよい。

また、本例は、モータ回転数及びトルク指令値に基づいて、変調率の中央値を設定したが、モータ回転数又はトルク指令値のいずれか一方の値に基づいて、変調率の中央値を設定してもよい。

上記のスイッチング素子及びダイオードで構成される回路が本発明の「インバータ」に相当し、コントローラ１０が本発明の「制御手段」に相当し、キャリア生成器１５が本発明の「キャリア生成手段」に相当し、スイッチング信号生成器１６が本発明の「スイッチング生成手段」に相当し、オフセット制御器１３が「中央値設定手段」に相当する。

また、主電源１が本発明の「第１の電源」に相当し、補助電源２が本発明の「第２の電源」に相当し、キャリアＡが本発明の「第１のキャリア」に相当し、キャリアＢが本発明の「第２のキャリア」に相当する。

また、スイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｕ２の回路が本発明の「第２の直列回路」に相当し、スイッチング素子Ｓｕ３、Ｓｕ４の回路が本発明の「第１の直列回路」に相当し、ダイオードＤｕ５が本発明の「第２のダイオード」に相当し、ダイオードＤｕ６が本発明の「第１のダイオード」に相当する。

《第２実施形態》
本発明の他の実施形態に係る電力変換装置を含むモータ制御装置について説明する。本例では、本例では上述した第１実施形態に対して、オフセット制御器１３における中央値の演算制御が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を適宜、援用する。

第１の実施形態に係る電力変化装置１００では、補助電源２を、主電源１の電力を補助するための電源として用いたが、本例では、補助電源２の電池容量が大きく、補助電源２を積極的に使用するように制御している。

オフセット制御器１３は、主電源１の最大電圧（Ｖ_１ｍ）、補助電源２の定格電圧（Ｖ_２ｍ）、主電源１の電圧（Ｖ_１）、及び、補助電源２の電圧（Ｖ_２）を用いて、式１、２により、キャリアＡの振幅（Ａ_ａ）及びキャリアＢの振幅（Ａ_ｂ）をそれぞれ演算する。オフセット制御器１３は、トルク指令値、モータ回転数、主電源１の電圧（Ｖ_１）及び補助電源２の電圧（Ｖ_２）に基づき、上記マップを参照し、線形補間で、変調率の振幅（Ａ_ｍ）を演算する。

次に、オフセット制御器１３は、変調率の振幅（Ａ_ｍ）、キャリアＡの振幅（Ａ_ａ）及びキャリアＢの振幅（Ａ_ｂ）に基づいて、式６により、変調率の波形の中央値（Ｃ_ｐ）を演算する。

式６により、第１実施形態と比較して、変調率の波形とキャリアＢとを交差させる部分が多くなるため、補助電源２を積極的に用いることができる。

１…主電源
２、５…補助電源
３…モータ
４、６…平滑コンデンサ
１０…コントローラ
１１…電流指令値演算器
１２…電流制御器
１３…オフセット制御器
１４…変調率演算器
１５…キャリア生成器
１６…スイッチング信号生成器
１００…電力変換装置
Ｓｕ１〜Ｓｕ４、Ｓｖ１〜Ｓｖ４、Ｓｗ１〜Ｓｗ４…スイッチング素子
Ｄｕ１〜Ｄｕ６、Ｄｖ１〜Ｄｖ６、Ｄｗ１〜Ｄｗ６…ダイオード

Claims (10)

1. 複数のスイッチング素子を有し、直列に接続された複数の電源の電力を変換して負荷に供給するインバータと、
   前記インバータを制御する制御手段とを備え、
   前記制御手段は、
   前記複数の電源のうち、第１の電源に対応する第１のキャリア、及び、第２の電源に対応する第２のキャリアを生成するキャリア生成手段と、
   前記インバータの変調率と、前記第１のキャリア及び前記第２のキャリアとを比較することで、前記スイッチング素子のオン及びオフを切り替えるスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、
   前記変調率の振幅の中央値を設定する中央値設定手段とを有する
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記中央値設定手段は、
   前記負荷であるモータの回転数、又は、外部から入力されるトルク指令値の少なくとも一方の値に基づいて前記中央値を設定する
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記中央値設定手段は、
   前記負荷であるモータの回転数又はトルク指令値が所定の閾値より高い場合には、前記変調率の波形を前記第１のキャリア及び前記第２のキャリアに交差させるよう前記中央値を設定する
   ことを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
4. 前記中央値設定手段は、
   前記負荷であるモータの回転数又はトルク指令値が所定の閾値より低い場合には、前記変調率の波形を、前記第１のキャリアのみと交差させるよう前記中央値を設定する
   ことを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
5. 前記中央値設定手段は、
   前記変調率の振幅に基づいて前記中央値を設定する
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記中央値設定手段は、
   前記複数の電源の電圧に基づいて前記中央値を設定する
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記キャリア生成手段は、
   前記第１の電源の電圧が高いほど、前記第１のキャリアの振幅を大きく設定し、
   前記第２の電圧の電圧が高いほど、前記第２のキャリアの振幅を大きく設定する
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記インバータの回路は、
   前記複数の電源の低電位側である前記第１の電源に対して並列に接続された、前記複数のスイッチング素子の第１の直列回路と、
   前記複数の電源の高電位側である前記第２の電源に対して並列に接続された、前記複数のスイッチング素子の第２の直列回路と、
   前記第１の電源に接続された前記直列回路に含まれる前記複数のスイッチング素子の接続点と、前記第１の電源及び前記第２の電源の接続点との間に接続された第１のダイオードと、
   前記第２の電源に接続された前記直列回路に含まれる前記複数のスイッチング素子の接続点と、前記第１の電源及び前記第２の電源の接続点との間に接続された第２のダイオードとを、各相に接続し、
   前記第２の電源の定格電圧が前記第１の電源の定格電圧より低い場合には、前記第２の直列回路のうち高電位側の前記スイッチング素子の耐電圧は、
   前記第２の直列回路のうち低電位側の前記スイッチング素子の耐電圧、前記第１の直列回路のうち低電位側の前記スイッチング素子の耐電圧、前記第１のダイオードの耐電圧、及び、前記第２のダイオードの耐電圧より低い
   ことを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記インバータの回路は、
   前記複数の電源の低電位側である前記第１の電源に対して並列に接続された、前記複数のスイッチング素子の第１の直列回路と、
   前記複数の電源の高電位側である前記第２の電源に対して並列に接続された、前記複数のスイッチング素子の第２の直列回路と、
   前記第１の電源に接続された前記直列回路に含まれる前記複数のスイッチング素子の接続点と、前記第１の電源及び前記第２の電源の接続点との間に接続された第１のダイオードと、
   前記第２の電源に接続された前記直列回路に含まれる前記複数のスイッチング素子の接続点と、前記第１の電源及び前記第２の電源の接続点との間に接続された第２のダイオードとを、各相に接続し、
   前記第２の電源の定格電圧が前記第１の電源の定格電圧より低い場合には、前記第１の直列回路のうち高電位側の前記スイッチング素子の耐電圧は、
   前記第１の直列回路のうち低電位側の前記スイッチング素子の耐電圧、及び、前記第２の直列回路のうち低電位側の前記スイッチング素子の耐電圧より低い
   ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
10. 前記複数の電源の高電位側である前記第１の電源は、コンデンサである
    ことを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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