JP2013113723A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】測距性能および距離分解能の向上を図ると共に、複数目標を目標の対処を可能にするレーダ装置を得る。
【解決手段】目標があらかじめ設定された範囲内の相対速度および相対距離を有し、相対速度を有する目標のＰＲＩ内距離のアンビギュィティを解く第１の条件と、相対距離を有する目標のＰＲＩ内の距離分解能が、ＦＭレンジング後の距離分解能よりも高精度となる第２の条件とを備えたパラメータを設定し、設定したパラメータに基づき複数のＰＲＩに渡って周波数変調されたキャリア信号に対してＰＲＩでパルス内変調された送信信号を放射する送信機２を備えた。
【選択図】図１

Description

この発明は、距離アンビギュィティ（ambiguity：あいまいさ）を解消し，目標の距離を正確に測定するレーダ装置に関するものである。

ＰＲＩ(Pulse Repetition Interval：パルス繰り返し周期)内に距離アンビギュィティがある場合に、アンビギュィティなく距離を測定する従来技術について、非特許文献１で示されたレーダ装置を例に説明する。
従来のＰＲＩ内に距離アンビギュィティがあるレーダ装置では、図１５に示すように１ＣＰＩ(Coherent Processing Interval：コヒーレントに処理可能な時間)の内、ドップラ周波数(速度)を算出するための一定周波数の送信信号を用いるパルスドップラ処理と、距離情報と速度情報を含むビート周波数を得るための複数ＰＲＩに渡って周波数変調を施した送信信号を用いるＦＭ(Frequency Modulation)レンジング方式により、測距が行われる。ＦＭレンジングで得られるビート周波数には速度と距離情報が含まれているため、事前にパルスドップラ処理で得られる速度情報を用いて、ビート周波数から距離情報を算出する。このように、パルスドップラ処理とＦＭレンジングを行うことにより、ＰＲＩ内に距離アンビギュィティがある場合にも、目標との相対距離を算出することが可能になり、測距性能の改善が期待される。

Guy Morris，"AIRBORNE PULSED DOPPLER RADAR second edition，"Artech House，pp.95-98，1996.

非特許文献１に代表される従来のレーダ装置では、パルスドップラ処理、および周波数変調を行うＦＭレンジング処理の２つの処理が必要となり、１ＣＰＩを２分割するため、１つの処理に対する観測時間が短縮され、検出性能が劣化するという課題があった。また、図１６に示すように複数目標の対処を想定した場合、従来のレーダ装置ではパルスドップラ処理により、速度とＦＭレンジングによるビート周波数の組み合わせを解くために、パルスドップラ処理と、周波数変調が異なる２つのＦＭレンジング、つまり３つの処理が必要となり、１ＣＰＩを３分割するため、さらに検出性能が劣化するという課題があった。さらに、距離分解能を向上させるためには、ＦＭレンジングの周波数変調帯域幅を広げる必要があるが、距離分解能に比例してあいまいさなく算出可能な距離は短縮されるため、距離分解能の高分解能化には限界があるという課題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、ＰＲＩ内に距離アンビギュィティが存在する場合における、検出性能、測距性能および距離分解能の向上を図ると共に、複数目標の対処を可能にするレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、目標があらかじめ設定された範囲内の相対速度および相対距離を有し、相対速度を有する目標のＰＲＩ内距離のアンビギュィティを解く第１の条件と、相対距離を有する目標のＰＲＩ内の距離分解能が、ＦＭレンジング後の距離分解能よりも高精度となる第２の条件とを備えたパラメータを設定し、設定したパラメータに基づき複数のＰＲＩに渡って周波数変調されたキャリア信号に対してＰＲＩでパルス内変調された送信信号を放射する送信機と、目標で反射して戻った送信信号を受信信号として受信し、この受信信号に対して、送信機から得られるキャリア信号を用いてダウンコンバートし受信ビート信号に変換する受信機と、受信機から得られる受信ビート信号に対しＦＭレンジングを行い、目標との相対距離を算出するためのＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップを作成するＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップ作成部と、ＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップ作成部から得られるＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップに対し、信号の強度に基づき目標候補を検出する目標候補検出部と、目標候補検出部から得られる目標候補のＦＭレンジング後の距離を用いて、ＰＲＩ内の距離の距離アンビギュィティを解消し目標との相対距離を高精度に算出する目標相対距離算出部とを備えるものである。

この発明によれば、１ＣＰＩを分割しないため検出性能の向上と、距離アンビギュィティなく、高い距離分解能を有するレーダ装置を得ることができる。また、複数目標の対処を可能にするレーダ装置を得ることができる。

実施の形態１によるレーダ装置の構成を示すブロック図である。 送信信号の周波数と時間の関係を示す説明図である。 １ＣＰＩの周波数変調とパルス内符号変調した送信信号と受信信号の関係を示す説明図である。 ＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップを示す図である。 ＦＭレンジングによる距離（目標相対速度が無い場合）、相関処理後の信号、ＰＲＩ内測距結果を示す説明図である。 速度項による距離の移動量のＦＭレンジングの距離への影響を示す説明図である。 想定する最大目標相対速度の目標のＰＲＩ内距離のアンビギュィティを解くための条件を示す説明図である。 アンビギュィティなく計測可能なＦＭレンジングの距離Ｒ_{ＦＭ，ａｍｂ}と想定する最大目標相対距離Ｒ_{ｔｇｔ，ｍａｘ}の条件を示す説明図である。 送信信号のパラメータとＦＭレンジングの距離の関係を示す説明図である。 送信信号のパラメータに条件を設定した場合のＦＭレンジングの距離の性能への効果を示す説明図である。 ４ｂｉｔ Ｂａｒｋｅｒコードの説明図である。 実施の形態１によるレーダ装置の検出性能向上を示す説明図である。 ＣＦＡＲ処理に関わる注目セル、ガードセル、サンプルセルを示す説明図である。 ＣＦＡＲ処理の結果、ＣＦＡＲ閾値を越えるセルが集合した場合の処理内容を示す説明図である。 従来のレーダ装置の送信周波数を示す説明図であり、１目標の場合として、１ＣＰＩを２分割して処理を行った場合を示している。 従来のレーダ装置の送信周波数を説明する図である。ここでは、複数目標の場合として、１ＣＰＩを３分割して処理を行った場合を示している。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置の構成を示すブロック図である。
レーダ装置は、送信ＲＦ（高周波）信号を送信し、当該送信ＲＦ信号の反射ＲＦ信号を受信する空中線１、送信機２、受信機４、送信機２と受信機４を切り替えて空中線１に接続する送受信切替器３、受信機４で得られた受信ビート信号の処理を行う例えばコンピュータからなる信号処理器５、および信号処理器５での処理結果などを表示する表示器６を備えている。

また、送信機２は、局部発振器２１、パルス変調器２２、パルス内変調信号発生器２３および送信部２４で構成されている。信号処理器５は、ＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、インターフェース回路などを有するコンピュータから構成され、ＲＯＭに記憶されるプログラムに従って、ＣＰＵで演算処理が行われる。信号処理器５の処理結果は、ＲＡＭなどのメモリに記録される。信号処理器５は、相関処理部５２およびＦＭ(Frequency Modulation)レンジング処理部５３を備えるＰＲＩ（Pulse Repetition Interval）内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップ作成部５１、目標候補検出部５４、および目標相対距離算出部５５で構成されている。

まず、図２および図３を参照しながら、受信ビート信号を生成するまでの動作について説明する。図２は、この実施の形態１によるレーダ装置の１ＣＰＩ（coherent Pulse Interval）に対する処理を示す説明図である。図３は、実施の形態１によるレーダ装置の周波数変調およびパルス内符号変調を行った送信信号と受信信号の関係を示す説明図である。
図２において、Ｐ個のパルス信号の繰り返し送信数をＣＰＩ数と呼ぶ。１つのＣＰＩ（Ｐ＝１）に、複数パルスに渡る周波数変調と、ＰＲＩ内は相関処理すなわちパルス圧縮を行う処理（ＲＧＨ：Range Gated High Pulse Repetition Frequency、以下、ＲＧＨ処理と称する）を行う。このように、１つのＣＰＩに対して１つの処理のみを行えばよいため、従来技術（図１５、図１６参照）のように複数の処理を行う必要がなく、１つの処理に対する観測時間が長くなり、検出性能を向上させることができる。

図３において、ｆ_０は送信開始周波数、Ｔ_Ｌは送信信号周波数掃引時間、Ｂ_Ｌは送信信号帯域幅、Ｔ_０ビート信号観測時間、Ｂ_０はＴ_０の時間間隔での送信信号帯域幅、Ｔ_ｐ送信パルス幅、φ_０は送信信号と局部発振信号の初期位相、ｃは光速を表している。また、送信信号周波数掃引時間Ｔ_Ｌ内の周波数変調はアップチャープ変調として説明する。

次に、図４および図５を参照しながら、送信機２における送信信号に関するパラメータの設定方法について説明する。
具体的には、後段の信号処理器５の目標相対距離算出部５５において、図４に示すＦＭレンジングの距離と、ＰＲＩ内の距離を用いて、図５に示すようなＰＲＩ内距離のアンビギュィティ（ambiguity：あいまいさ）をＦＭレンジングの距離で解き、ＰＲＩ内の距離を用いて高分解能に測距可能とするために、送信信号のパラメータを最適値に設定する。
なお、以下では、目標相対速度が０の場合と、目標相対速度が０でない場合に分けて説明を行う。

（ｉ）目標相対速度が０の場合
ＰＲＩ内の距離の距離アンビギュィティの解消と、ビート周波数から算出される距離（以下、ＦＭレンジングによる距離と称する）の距離分解能よりも、相関処理後の距離分解能が高距離分解能となるような以下の式（１），（２），（３）の条件を満たすＦＭレンジングによる距離の距離分解能ΔＲ’_ＦＭとサンプリング間隔ΔＲ_ＦＭ、相関処理後の距離分解能ΔＲ’_ＰＣ、１ＰＲＩの折り返し距離Ｒ_ｐｒｉを算出するパラメータ（ビート信号観測時間Ｔ_０、Ｔ_０の時間間隔での送信信号帯域幅Ｂ_０、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ、サンプリング周波数Ｆ_ｓａｍｐ)が設定される。また、ＦＭレンジングによる距離の距離分解能ΔＲ’_ＦＭは以下の式（４）、ＦＭレンジングによる距離のサンプリング間隔ΔＲ_ＦＭは以下の式（５）、ＰＲＩ内折返し距離Ｒ_ｐｒｉは以下の式（６）、相関処理後の距離分解能ΔＲ’_ＰＣは以下の式（７）で算出される。ここで、ＨはＦＭレンジングのＦＦＴ点数を表す。
送信機２は、目標相対速度が０と限定できる場合、以上のように設定されたパラメータに基づいて動作する。

（ｉｉ）目標相対速度が０でない場合
ＦＭレンジングの距離は、ＦＭレンジングにより得られたビート周波数から算出することができる。相対距離Ｒ_０、相対速度ｖの目標のビート周波数ｆｂは以下の式（８）で表される。

式（８）では、距離項（右辺第１項）と速度項（右辺第２項）が混在している。非特許文献１では、ビート周波数から距離を算出するため、事前に得た速度情報を用いて速度項を消去する（速度補償）する必要があり、これにより１ＣＰＩに複数の処理を行うためそれぞれの処理の観測時間が短縮され、検出性能が劣化するという問題が生じていたが、この実施の形態１のレーダ装置では、事前に速度情報を得ることなく、ＰＲＩ内距離の距離アンビギュィティを解くことが可能なＦＭレンジングの距離条件を求める。これにより、事前に速度情報を得る必要がなく、ＲＧＨ処理の観測時間を長く維持することが可能となり、検出性能を向上させることができる。

ビート周波数ｆｂに対して速度補償を行わないＦＭレンジング後の距離Ｒ’_ＦＭは、以下の式（９）で表される。式（９）に示すように、速度項の影響により、ＦＭレンジング後の距離が移動してずれが生じ、ＰＲＩ内距離折返し数に誤りが発生し、目標相対距離を正しく算出することができない（図６参照）。

そこで、この実施の形態１のレーダ装置では、想定する最大目標相対距離Ｒ_{ｔｇｔ，ｍａｘ}と最大目標相対速度ｖ_{ｔｇｔ，ｍａｘ}の目標相対距離を算出するために、上述した式（１），（２），（３）に加え、送信信号のパラメータに２つの制約条件を同時に満たすように構成することにより、速度補償を行うことなく、高分解能に測距する。

図６に示すように、速度補償を行わない場合、速度項により距離の移動量が大きくなり、ＰＲＩ内距離折返し数を誤り、正しく高分解能に測距できないため、図７に示す想定する最大目標相対速度ｖ_{ｔｇｔ，ｍａｘ}の目標のＰＲＩ内距離のアンビギュィティを解くための条件を満たすパラメータを設定する。まず、想定する最大目標相対速度ｖ_{ｔｇｔ，ｍａｘ}を持つ目標のＰＲＩ内距離の距離アンビギュィティを解くための、以下の式（１０）で表される速度項による距離の移動量Ｒ_{ｖ，ｍｏｖｅ}の条件を設定する。ここで、パルス幅Ｔ_ｐとパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉの比Ｄｕｔｙは、式（１１）で表される。

さらに、想定する最大目標相対距離Ｒ_{ｔｇｔ，ｍａｘ}をアンビギュィティなく計測可能にするための、以下の式（１２）で表されるアンビギュィティのないＦＭレンジング後の距離Ｒ_{ＦＭ，ａｍｂ}の条件を設定する（図８参照）。

送信機２は、以下に示す式（１３）で表される式（１０）と式（１２）を同時に満たす送信信号のパラメータに基づいて動作する。

式（１３）が示すように、相対距離０からＲ_{ｔｇｔ，ｍａｘ}と相対速度−ｖ_{ｔｇｔ，ｍａｘ}からｖ_{ｔｇｔ，ｍａｘ}の範囲内の目標を高分解能に距離を算出することができる。

このように構成することにより、相対速度がある場合においても、正しくＰＲＩ内距離折返し数を算出することが可能になり、ＰＲＩ内距離を用いることにより高分解能に距離を算出することができる。また、事前に速度情報を得る必要がないため、パルスドップラ処理の速度とＦＭレンジングによるビート周波数の組合せをする必要がなく、１ＣＰＩを全てＲＧＨ処理として複数目標の高分解能の距離を算出することができる。

また、相対速度がある場合のパラメータ設定の効果の一例を示す。
図９は、異なる送信周波数において送信信号のパラメータとＦＭレンジングの距離の関係を示す説明図である。
図９（ａ）は、送信周波数ｆ_０’の場合（図９のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉの範囲）であって、式（１３）を満たさない場合を示している、図９（ｂ）は、送信周波数ｆ_０の場合（図９のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉの範囲）であって、式（１３）を満たす場合を示している。図９（ａ）および図９（ｂ）にそれぞれ一例として、設定したパラメータの一例を○●で示している。

図１０は、図９（ａ）および図９（ｂ）とした場合の測距結果を示す説明図である。図９（ａ）のように式（１３）を満たさない場合には、パラメータ○で示すように、速度項の影響が大きくなり、ＰＲＩ内距離折り返し数を誤り、正しく測距することができない。一方、図９（ｂ）のように式（１３）を満たす場合には、パラメータ●で示すようにＰＲＩ内距離折り返し数を誤ることなく、精度よく測距することができる。この実施の形態１のレーダ装置の送信機２は、送信信号のパラメータが式（１３）を満たすように構成することから、図１０のパラメータ●で示すように、精度よく測距することができる。また、速度情報を得る処理を行う必要がなく、ＲＧＨ処理の観測時間が長くなり、検出性能を向上させることができる。

局部発振器２１は、送信信号周波数掃引時間Ｔ_Ｌ、送信信号帯域幅Ｂ_Ｌで周波数変調された局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を生成し、パルス変調器２２と受信機４に出力する。パルス変調器２２は、局部発振器２１から入力された局部発振信号Ｌ_０（ｔ）に対しパルス変調を行い、パルス変調された局部発振信号Ｌ’_０（ｔ）として、送信部２４に出力する。パルス内変調信号発生器２３は、図１１に示す４ｂｉｔ Ｂａｒｋｅｒコードをパルス内変調信号φ（ｔ）として生成し、送信部２４に出力する。パルス内変調信号として他のｂｉｔ Ｂａｒｋｅｒコードを用いてもよい。また、パルス内変調信号として他の符号変調や周波数変調を用いてもよい。送信部２４は、パルス変調器２２から入力されたパルス変調された局部発振信号Ｌ’_０（ｔ）に対して、パルス内変調信号発生器２３から入力されたパルス内変調信号φ（ｔ）を用いてパルス内変調を行い、第２の送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ）を送受切替器３に出力する。

送受切替器３は、送信部２４から入力された送信ＲＦ信号を空中線１に出力する。そして、空中線１から送信ＲＦ信号が空中に放射される。空中に放射された送信ＲＦ信号は、目標で反射され、反射ＲＦ信号として空中線１に入射する。そこで、空中線１は、入射してきた反射ＲＦ信号を受信し、受信ＲＦ信号として送受切替器３に出力する。送受切替器３は、空中線１から入力された受信ＲＦ信号を受信機４に出力する。

受信機４は、送受切替器３から入力された第２の受信ＲＦ信号Ｒｘ_ｔｇｔ（ｎ，ｔ）に対し、局部発振器２１から入力された局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を用いてダウンコンバートした後、増幅、位相検波を行い、以下に示す式（１４）で表わされる受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）として信号処理器５に出力する。

なお、式（１４）において、Ａ_Ｓは受信ビート信号の振幅、ｎはビート信号観測時間Ｔ_０内のパルス番号、Ｎはビート信号観測時間Ｔ_０内の受信パルス数、ｍを１ＰＲＩ内のサンプリング番号、Ｍを１ＰＲＩ内のサンプリング点数、Δｔを１ＰＲＩ内のサンプリング時間、Ｔ_{ｏｆｆｓｅｔ}は時刻２Ｒ_{ｔｇｔ，ｍａｘ}／ｃ以上で初めての送信パルス送信開始時刻、Ｒ（ｔ）は時刻ｔの目標相対距離を表わしている。また、式（１４）における

は受信ビート信号の速度項、

は受信ビート信号の距離項、

は変調符号を表している。

次に、受信ビート信号に対する各構成の処理動作について説明する。
ＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップ作成部５１は、相関処理部５２とＦＭレンジング処理部５３で構成され、受信ビート信号に対して相関処理とＦＭレンジングを行い、目標との相対距離を算出するためのＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップを作成する。

相関処理部５２は、式（１４）で表される受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）と参照信号Ｅｘ（ｍ_τ）との相関処理、つまりパルス圧縮を行う。ここでは、周波数領域での相関処理について説明する。
送信ＲＦ信号のパルス内変調成分と同じＡ／Ｄ変換後の参照信号Ｅｘ（ｍ_τ)は以下の式（１５）で表される。

式（１５）において、ｍ_τはサンプリング番号、Ｍ_τは１ＰＲＩのサンプリング点数（以下の式（１６）参照）、Ｆ_ｓａｍｐはサンプリング周波数、ｆｌｏｏｒ（Ｘ）は変数Ｘを越えない最大の整数を表す。

相関処理部５２は、受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）と参照信号Ｅｘ（ｍ_τ）を以下に示す式（１７）および式（１８）によりそれぞれ高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）した後、乗算する（以下の式（１９）参照）。ここで、＊は複素共役、ｌはＰＲＩ内サンプリング番号、Ｌ’は相関処理のＦＦＴ点数を表す。ただし、Ｌ’＞Ｍの時にはＳ（ｎ，ｍ）に０を代入し、Ｌ’＞Ｍ_τの時にはＥｘ（ｍ_τ）に０を代入する。

また、相関処理部５２は、相関処理後の信号を受信ビート信号のサンプリング間隔よりも高精度にサンプリングする場合、以下に示す式（２０）により０を設定する。ここで、Ｌは相関処理の高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）点数であり、以下に示す式（２１）により表される。ただし、ｑは０以上の整数である。また、ｑ＝０の場合は、受信ビート信号のサンプリング間隔と同じサンプリング間隔になる。

最後に、相関処理部５２は、乗算結果Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｋ_ｒ）に対して、以下の式（２２）に基づき高速フーリエ逆変換(ＩＦＦＴ)を行い、相関処理の結果、すなわちパルス圧縮後の信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）を出力する。また、パルス圧縮後の信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）のサンプリング番号ｌに対応するＰＲＩ内相対距離Ｒ_ＰＣ（ｌ）は以下の式（２３）により表される。

ＦＭレンジング処理部５３は、以下の式（２４）によりパルス圧縮後の信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）をＰＲＩ方向にＨ点でＩＦＦＴすることでＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）を出力する。ただし、Ｈ＞Ｎの時にはＲ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）に０埋めを行う。受信パルス数より多いＩＦＦＴ点数でＩＦＦＴを実行することにより高精度にサンプリングを行うことができる。ここで、ｋ_ｈはＦＭレンジング後のサンプリング番号を表す。また、ＦＭレンジング後のサンプリング番号に対応するＰＲＩ間相対距離Ｒ_ＦＭ（ｋ_ｈ）は以下の式（２５）により表される。

図１６は、従来のレーダ装置の送信周波数を示す図である。図１６の構成では、１ＣＰＩのうち、パルスドップラ処理および異なる２つの周波数変調を用いるＦＭレンジング方式を行う（１ＣＰＩを３等分割）場合を示している。図２に示した実施の形態１のレーダ装置の１ＣＰＩを全てＲＧＨ処理した場合と、図１６の従来の構成との比較結果を図１２に示している、図１２に示すようにＦＭレンジング後の目標信号の電力が向上し、検出性能を向上させることができる。

また、ＰＲＩ間にＩＦＦＴの前に、例えば、ＰＲＩ方向にハミング窓を乗算することで、クラッタのビート周波数方向のサイドローブを抑圧し、クラッタサイドローブに埋もれるのを抑制し、検出性能を向上させることができる。また、レーダとクラッタの関係に基づき、ＰＲＩ方向にクラッタを抑圧するフィルタ（ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタあるいはＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ)処理を用いてもよい。パルス内変調信号として周波数変調を用いた場合は、相関処理の際にも、参照信号にハミング窓を乗算することで、ＰＲＩ内距離方向のサイドローブを抑圧し、クラッタサイドローブに埋もれるのを抑制し、検出性能を向上させることができる。

上記のように、ＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップ作成部５１は、相関処理としてＰＲＩ内パルス圧縮、ＦＭレンジングとしてＰＲＩ間ＩＦＦＴを行うことにより、目標との相対距離を算出するためのＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップ（図４参照）を目標候補検出部５４に出力する。

図１３を参照し、ＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＦＭ（ｋ_ｈ，ｌ）に対するＣＦＡＲ(Constant False Alarm Rate)処理による目標候補検出の処理内容を説明する。図１３は、ＣＦＡＲ処理に関わる注目セル、ガードセル、サンプルセルを示す説明図である。
目標候補検出部５４は、ＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップ作成部５１から得られるＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ ，ｌ）に対し、以下に示す式（２６）によりＣＦＡＲ処理を行い、目標候補を検出し、目標候補のＦＭレンジングによる距離Ｒ_ＦＭ（ｋ_h）とＰＲＩ内の距離Ｒ_ＰＣ（ｌ）を目標候補組合せ目標相対距離算出部５５へ出力する。ここで、Ｒ_ＦＭＲ_{ＰＣ，ＣＦＡＲ}（ｋ_ｈ，ｌ）はＣＦＡＲ処理による目標候補検出結果を表し、目標候補は０が設定される。

式（２６）で示すように、「注目セルの振幅値＞サンプルセルの振幅の平均値×ＣＦＡＲ係数」との条件を満たす場合、注目説が目標候補として検出される。

また、ＣＦＡＲ閾値 ＣＦＡＲ＿ｔｈ （ｋ_ｈ，ｌ）は以下に示す式（２７）により算出する。

式（２７）において、ＣＦＡＲ＿ｃｏｒはＣＦＡＲ係数、Ｓａｍｐ＿ｃｅｌｌ （ｋ_ｈ，ｌ）はサンプルセル、ａｖｅ （Ｚ（ｐ））は配列Ｚ（ｐ）の平均値を表す。
ただし、図１４のようにＣＦＡＲ閾値ＣＦＡＲ＿ｔｈ（ｋ_ｈ，ｌ）を越えるセルが集合した場合は、集合のなかで振幅の最大値を示すセルを目標候補として検出する。図１４では、ＣＦＡＲ閾値ＣＦＡＲ＿ｔｈ（ｋ_ｈ，ｌ）を越えたセルを斜線領域で示している。

目標相対距離算出部５５は、目標候補検出部５４から入力された目標候補に対し、ＰＲＩ内相対距離Ｒ_ＰＣ（ｌ）の距離アンビギュィティをＰＲＩ間相対距離Ｒ_ＦＭ（ｋ_ｈ）を用いて以下に示す式（２８）により解き、ＰＲＩ内距離折返し数Ｎ_{Ｒ，ｒｔｎ}を算出する。

最後に、目標相対距離算出部５５は、ＰＲＩ内距離折返し数Ｎ_{Ｒ，ｒｔｎ}とＰＲＩ内相対距離Ｒ_ＰＣ（ｌ）を用いて、以下に示す式（２９）により目標相対距離Ｒ_{ＦＭ，ＰＣ}を算出し、表示器６に出力する。ここで、ｉｎｔ（Ｘ）は変数Ｘを超えない最大の整数である。

表示器６は、ＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップと、目標候補がある場合、目標情報として目標相対距離を画面上に表示する。

以上のように、この実施の形態１によれば、想定範囲内の相対距離と相対速度を持つ目標相対距離を算出できるようにパラメータを設定し、ＦＭレンジングを行うための周波数変調とパルス内パルス圧縮を行うためのパルス内変調を施した送信ＲＦ信号を送受信し、受信ビート信号に対し、ＰＲＩ内はパルス圧縮、ＰＲＩ間はＦＭレンジングを行いＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップを作成し、ＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップに対し、ＣＦＡＲ処理により目標候補を算出し、目標候補のＰＲＩ内の距離アンビギュィティをＰＲＩ間相対距離を用いて解き、目標相対距離を算出するように構成した。

これにより、事前に速度情報を得ることなく目標相対距離を算出することができ、１ＣＰＩに１つのＲＧＨ処理のみを行えばよく、レーダ装置の検出性能を向上させることができる。さらに、高距離分解能を維持しつつ、距離アンビギュィティを持つＰＲＩ内相対距離を、ＦＭレンジング後のＰＲＩ間相対距離を用いて解くことにより、距離アンビギュィティなく高距離分解能のレーダ装置を得ることができる。また、パルスドップラ処理による速度とＦＭレンジングによるビート周波数の組合せを行わずとも、複数目標に対処し、目標相対距離を算出可能なレーダ装置を得ることができる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。

１ 空中線、２ 送信機、３ 送受切替器、４ 受信機、５ 信号処理器、６ 表示器、２１ 局部発振器、２２ パルス変調器、２３ パルス内変調信号発生器、２４ 送信部、５１ ＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップ作成部、５２ 相関処理部、５３ ＦＭレンジング処理部、５４ 目標候補検出部、５５ 目標相対距離算出部。

Claims (7)

1. 目標との相対距離を算出し、目標検出を行うレーダ装置において、
   前記目標があらかじめ設定された範囲内の相対速度および相対距離を有し、前記相対速度を有する目標のＰＲＩ内距離のアンビギュィティを解く第１の条件と、前記相対距離を有する目標のＰＲＩ内の距離分解能が、ＦＭレンジング後の距離分解能よりも高精度となる第２の条件とを備えたパラメータを設定し、設定したパラメータに基づき複数のＰＲＩに渡って周波数変調されたキャリア信号に対してＰＲＩでパルス内変調された送信信号を放射する送信機と、
   目標で反射して戻った前記送信信号を受信信号として受信し、この受信信号に対して、前記送信機から得られる前記キャリア信号を用いてダウンコンバートし受信ビート信号に変換する受信機と、
   前記受信機から得られる受信ビート信号に対しＦＭレンジングを行い、目標との相対距離を算出するためのＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップを作成するＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップ作成部と、
   前記ＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップ作成部から得られるＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップに対し、信号の強度に基づき目標候補を検出する目標候補検出部と、
   前記目標候補検出部から得られる目標候補のＦＭレンジング後の距離を用いて、ＰＲＩ内の距離の距離アンビギュィティを解消し目標との相対距離を高精度に算出する目標相対距離算出部とを備えたことを特徴とするレーダ装置。
2. 前記ＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップ作成部は、当該レーダ装置とクラッタの関係に基づき、前記ＰＲＩ方向にクラッタを抑圧するフィルタ処理を行うことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
3. 前記ＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップ作成部は、前記ＰＲＩ方向に窓関数処理を行うことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
4. 前記ＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップ作成部は、前記受信ビート信号の受信パルス数よりも大きい点数で、前記受信ビート信号に対してＦＭレンジングを行うことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
5. 前記ＰＲＩ内の距離−ＦＭレンジング後の距離マップ作成部は、前記受信ビート信号、および前記送信信号のパルス変調成分に基づく参照信号に対してパルス内変調である相関処理を行う相関処理部を備えたことを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
6. 前記相関処理部は、前記パルス内変調として周波数領域で相関処理を行った後、前記参照信号に窓関数処理を行うことを特徴とする請求項５記載のレーダ装置。
7. 前記相関処理部は、前記パルス内変調として周波数領域で相関処理を行った後、前記相関処理後の信号に対して前記受信ビート信号のサンプリング間隔よりも大きい点数で時間領域に変換する処理を行うことを特徴とする請求項５記載のレーダ装置。

Images