JP2013188108A - Motor drive device and vacuum pump - Google Patents
Motor drive device and vacuum pump Download PDFInfo
- Publication number
- JP2013188108A JP2013188108A JP2012054347A JP2012054347A JP2013188108A JP 2013188108 A JP2013188108 A JP 2013188108A JP 2012054347 A JP2012054347 A JP 2012054347A JP 2012054347 A JP2012054347 A JP 2012054347A JP 2013188108 A JP2013188108 A JP 2013188108A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- motor
- circuit
- short
- open
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
Description
本発明は、センサレス正弦波駆動で永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動装置、およびその駆動装置を備えた真空ポンプに関する。 The present invention relates to a motor drive device that drives a permanent magnet synchronous motor by sensorless sine wave drive, and a vacuum pump including the drive device.
永久磁石同期モータは、固定子巻線に流した電流により発生する磁界と永久磁石による磁界との相互作用によりモータを回転駆動させるものであって、モータロータの磁極位置に応じて巻線に流す電流を制御するようにしている。従来は、磁極位置をホール素子等のセンサにより検出して制御する方法が一般的であった。 A permanent magnet synchronous motor is a motor that rotationally drives a motor by the interaction between a magnetic field generated by a current flowing in a stator winding and a magnetic field generated by a permanent magnet, and a current that flows in the winding according to the magnetic pole position of the motor rotor. To control. Conventionally, a method of detecting and controlling the magnetic pole position by a sensor such as a Hall element has been common.
これに対しコストダウン、センサ故障に対する信頼性を図るために、ホールセンサを用いずに磁極位置を検出するセンサレス駆動方式も提案されている（例えば、引用文献１参照）。引用文献１に記載の発明では、巻線無通電時に巻線を短絡し、その短絡時に逆起電圧に応じて流れる巻線電流に基づいて磁極位置を推定している。
On the other hand, a sensorless drive method that detects the magnetic pole position without using a Hall sensor has been proposed in order to reduce costs and to provide reliability against sensor failure (see, for example, Reference 1). In the invention described in
ところで、センサレス正弦波駆動においては、インバータ回路を駆動するためのスイッチング信号は、モータ特性である巻線の抵抗やインダクタンスを考慮して生成される。従来、これらのモータ特性（抵抗およびインダクタンス）の値には、一般にモータ仕様から得られたものが使用され、モータの個体差や配線の相違による誤差を含んだ値となっている。 By the way, in sensorless sine wave driving, a switching signal for driving the inverter circuit is generated in consideration of the resistance and inductance of the winding, which are motor characteristics. Conventionally, values obtained from the motor specifications are generally used for the values of these motor characteristics (resistance and inductance), and values including errors due to individual differences of motors and wiring differences are used.
上述した引用文献１に記載の発明では、巻線を短絡し磁極位置を推定する方法が記載されているが、短絡時のデータのみでは上述したパラメータ（モータ特性）を確定することができない。このようにパラメータに誤差が含まれると制御精度が悪くなり、エネルギーロスの増加や異音の発生等を招くおそれがあった。
In the invention described in the cited
請求項１の発明は、モータロータに永久磁石が設けられた永久磁石同期モータをセンサレス正弦波駆動するモータ駆動装置であって、複数のスイッチング素子を備えるインバータと、永久磁石同期モータの固定子コイルを開放状態にする開放部と、固定子コイルを短絡状態にする短絡部と、開放部により開放状態としたときの固定子コイルの開放電圧を検出する電圧検出部と、短絡部により短絡状態としたときの固定子コイルの短絡電流を検出する電流検出部と、開放電圧および短絡電流に基づいてモータロータの磁極位置とモータの等価抵抗および等価インダクタンスを算出する演算部と、算出された磁極位置、等価抵抗および等価インダクタンスに基づいてモータをセンサレス正弦波駆動することを特徴とする。
請求項２の発明は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、開放部は、インバータの高圧側直流入力ラインに設けられた第１の開放用スイッチング素子と、低圧側直流入力ラインに設けられた第２の開放用スイッチング素子とを有し、第１および第２の開放用スイッチング素子を開放状態とすることにより固定子コイルを開放状態とし、第１および第２の開放用スイッチング素子を開放状態とするとともに、インバータのハイサイドアームに設けられた複数のスイッチング素子またはローサイドアームに設けられた複数のスイッチング素子を短絡状態とすることで、固定子コイルを短絡状態とするようにしても良い。
請求項３の発明に係る真空ポンプは、排気機能部が形成されたロータ、およびロータを回転駆動する永久磁石同期モータが設けられたポンプユニットと、請求項１または２に記載のモータ駆動装置と、を備えたことを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項３に記載の真空ポンプにおいて、ポンプユニットとモータ駆動装置との間に着脱可能に接続されるモータ駆動用配線を備え、電圧検出部および電流検出部による検出と演算部による算出を、モータ起動毎に行うようにしたものである。
The invention according to
According to a second aspect of the present invention, in the motor drive device according to the first aspect, the open portion is provided in the first open-circuit switching element provided in the high-voltage side DC input line of the inverter and the low-voltage side DC input line. And the second opening switching element, the stator coil is opened by opening the first and second opening switching elements, and the first and second opening switching elements are opened. In addition, the stator coil may be short-circuited by setting a plurality of switching elements provided on the high-side arm of the inverter or a plurality of switching elements provided on the low-side arm in a short-circuit state. .
According to a third aspect of the present invention, there is provided a vacuum pump comprising: a rotor having an exhaust function portion; a pump unit provided with a permanent magnet synchronous motor that rotationally drives the rotor; and the motor driving device according to the first or second aspect. , Provided.
According to a fourth aspect of the present invention, in the vacuum pump according to the third aspect, the motor driving wiring is detachably connected between the pump unit and the motor driving device, and detection by the voltage detection unit and the current detection unit is performed. The calculation by the calculation unit is performed every time the motor is started.
本発明によれば、センサレス正弦波駆動においてモータ制御精度の向上を図ることができる。 According to the present invention, it is possible to improve motor control accuracy in sensorless sine wave drive.
以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。図１は、本実施の形態におけるセンサレス正弦波駆動装置が搭載された真空ポンプの概略構成を示す図である。図１に示す真空ポンプは磁気浮上式ターボ分子ポンプであり、真空排気を行うポンプユニット１と、ポンプユニット１を駆動制御する制御ユニット１００とを備えている。ポンプユニット１と制御ユニット１００とは接続ケーブル２００によって接続されている。
Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a vacuum pump equipped with a sensorless sine wave driving device according to the present embodiment. The vacuum pump shown in FIG. 1 is a magnetic levitation turbo molecular pump, and includes a
ポンプユニット１は、回転翼４ａと固定翼６２とで構成されるターボポンプ段と、円筒部４ｂとネジステータ６４とで構成されるドラッグポンプ段（ネジ溝ポンプ）とを有している。ここではネジステータ６４側にネジ溝が形成されているが、円筒部４ｂ側にネジ溝を形成しても構わない。回転側排気機能部である回転翼４ａおよび円筒部４ｂはポンプロータ４に形成されている。ポンプロータ４はシャフト５に締結されている。ポンプロータ４とシャフト５とによって回転体ユニットＲが構成される。
The
複数段の固定翼６２は、軸方向に対して回転翼４ａと交互に配置されている。各固定翼６２は、スペーサリング６３を介してベース６０上に載置される。ポンプケーシング６１の固定フランジ６１ｃをボルトによりベース６０に固定すると、積層されたスペーサリング６３がベース６０とポンプケーシング６１との間に挟持され、固定翼６２が位置決めされる。
The plurality of stages of
シャフト５は、ベース６０に設けられた磁気軸受６７，６８，６９によって非接触支持される。各磁気軸受６７，６８，６９は電磁石と変位センサとを備えている。変位センサによりシャフト５の浮上位置が検出される。なお、軸方向の磁気軸受６９を構成する電磁石は、シャフト５の下端に設けられたロータディスク５５を軸方向に挟むように配置されている。シャフト５はモータＭにより回転駆動される。モータＭには永久磁石同期モータが用いられ、ベース６０にステータ巻線を有するモータステータ１０が設けられ、シャフト５側には永久磁石を有するモータロータ１１が設けられている。６６ａ，６６ｂは非常用のメカニカルベアリングであり、磁気軸受が作動していない時にはこれらのメカニカルベアリング６６ａ，６６ｂによってシャフト５は支持される。
The
ベース６０の排気口６０ａには排気ポート６５が設けられ、この排気ポート６５にバックポンプが接続される。回転体ユニットＲを磁気浮上させつつモータ３６により高速回転駆動することにより、吸気口６１ａ側の気体分子は排気ポート６５側へと排気される。
An
接続ケーブル２００によってポンプユニット１に接続され制御ユニット１００には、モータ３６を駆動制御するモータ駆動装置１０１と、磁気軸受６７，６８，６９を駆動制御する軸受制御装置１０２が設けられている。
The
図２はモータ駆動装置１０１の構成を示す図であり、本発明に関係する部分のみを記載した。なお、モータＭに関しては、モータロータ１１に設けられている永久磁石と、モータステータ１０に設けられている固定子コイル１２のみを示した。モータ駆動装置１０１には、インバータ２と、その制御回路３とを備えている。
FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the
インバータ２には、スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）に環流用ダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）を逆並列接続したものをハイサイドアームおよびローサイドアームに備える直列回路が、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれに対応して設けられている。各直列回路には直流電源２１が接続されており、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６をオンオフ制御することにより、固定子コイル１２の各Ｕ〜Ｗ相巻線に電圧が印加される。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６にはトランジスタ等が用いられる。
上述のように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には、ダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２との接続点は、配線を介して固定子コイル１２のＵ相巻線に接続されている。この配線には、図１に示した接続ケーブル２００の部分の配線も含まれる。スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４との接続点は、配線を介して固定子コイル１２のＶ相巻線に接続されている。スイッチング素子Ｓ５とスイッチング素子Ｓ６との接続点は、配線を介して固定子コイル１２のＷ相巻線に接続されている。
As described above, the diodes D1 to D6 are connected in reverse parallel to the switching elements S1 to S6. A connection point between the switching element S1 and the switching element S2 is connected to the U-phase winding of the
各配線上には固定子コイル１２を開放するための開放スイッチ２３が設けられている。また、固定子コイル１２を短絡するための短絡スイッチ２４が、Ｕ相配線とＶ相配線との間、およびＶ相配線とＷ相配線との間に設けられている。さらに、各配線上には電流／電圧検出部２２が設けられている。電流検出には、例えばＣＴ（Current Trunsformer）センサが用いられる。なお、電流検出にシャント抵抗を用いても良く、その場合には、ローサイドアームの下流やハイサイドアームの上流に設けられる。電圧検出において、検出回路への入力電圧が高い場合には分圧して入力する。
An
制御回路３には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６をスイッチング動作させるための駆動信号を発生するスイッチング信号発生回路３１が設けられている。さらに、開放スイッチ２３の開閉を制御する開放回路３４、短絡スイッチ２４の開閉を制御する短絡回路３５、電流／電圧検出部２２からの検出信号が入力される電流／電圧検出回路３２が設けられている。電流／電圧検出回路３２は、入力された検出信号に基づく電流情報および電圧情報を演算回路３３へ入力する。演算回路３３は、電流／電圧検出回路３２からの情報に基づいて正弦波駆動指令を演算する。スイッチング信号発生回路３１は、演算回路３３からの正弦波駆動指令に基づいてＰＷＭ駆動信号を出力する。
The
通常、センサレス同期モータでは、固定子コイルに発生する誘起電圧（逆起電圧）からモータロータの磁極位置を推定し、推定した磁極位置に基づいてモータ駆動信号を生成するようにしている。本実施の形態では、演算回路３３は、電流／電圧検出回路３２で検出された電圧情報（コイル端子電圧）に基づいて磁極位置の演算を行い、その磁極位置に基づいて正弦波駆動指令を演算する。
Usually, in a sensorless synchronous motor, a magnetic pole position of a motor rotor is estimated from an induced voltage (back electromotive voltage) generated in a stator coil, and a motor drive signal is generated based on the estimated magnetic pole position. In the present embodiment, the arithmetic circuit 33 calculates the magnetic pole position based on the voltage information (coil terminal voltage) detected by the current /
図３は、モータ駆動制御の一例を示すフローチャートであり、ポンプ駆動開始からポンプ駆動停止までのモータ駆動制御を示したものである。本実施の形態の制御回路３は、モータ駆動制御に用いられるパラメータを確定するために、図３に示すように通常の正弦波駆動制御（Ｓ１１）の他に、パラメータを確定する制御（Ｓ１３，Ｓ１４）、および、確定されたパラメータを用いた正弦波駆動制御（Ｓ１６）を有している。
FIG. 3 is a flowchart showing an example of the motor drive control, and shows the motor drive control from the pump drive start to the pump drive stop. In order to determine the parameters used for the motor drive control, the
まず、ステップＳ１１では、回転体ユニットＲの回転動作を行わせるために、従来と同様の通常の正弦波駆動制御でモータＭが回転駆動される。ステップＳ１１における通常制御処理の詳細について後述する。 First, in step S11, in order to perform the rotation operation of the rotating body unit R, the motor M is rotationally driven by normal sine wave drive control similar to the conventional one. Details of the normal control process in step S11 will be described later.
次いで、ステップＳ１２において、予め設定されたパラメータ確定タイミングか否かを判断する。パラメータ確定のタイミングとしては、例えば、回転動作開始後の加速中や定格回転になった後などがあるが、なるべく回転が安定した状態で行うのが好ましい。このタイミングは予め設定されている。ステップＳ１２でｙｅｓと判定されると、ステップＳ１３へ進む。 Next, in step S12, it is determined whether or not it is a preset parameter determination timing. The parameter determination timing is, for example, during acceleration after the start of the rotation operation or after reaching the rated rotation, but it is preferable that the rotation be performed in a stable state as much as possible. This timing is preset. If it is determined as yes in step S12, the process proceeds to step S13.
ステップＳ１３では、図２に示す開放回路３４に開放指令を出力して開放スイッチ２３を開状態にし、そのときに固定子コイル１２に発生する誘起電圧（逆起電圧）に基づいて後述するパラメータｆ＊、θd＊およびＥ＊を算出する。ステップＳ１３の詳細処理は後述する。
In step S13, an open command is output to the
次いで、ステップＳ１４では、短絡回路３５に短絡指令を出力して短絡スイッチ２４を閉状態にし、そのときに検出される電流値に基づいて後述するパラメータｒ＊，Ｌ＊を算出する。ステップＳ１４の詳細処理は後述する。なお、開放スイッチ２３は開状態のままにしておく。
Next, in step S14, a short-circuit command is output to the short-
ステップＳ１５では、短絡スイッチ２４を開状態とした後に開放スイッチ２３を閉状態とし、通常制御の場合と同一のスイッチ状態とする。その後、ステップＳ１６へ進んで正弦波駆動を行う。本実施の形態では、ステップＳ１３およびステップＳ１４でのパラメータ確定処理が行われる前のステップＳ１１における従来通りの正弦波駆動では、従来のように端子電圧を計測して推定される磁極位置に基づいて正弦波駆動制御が生成される。そして、パラメータ確定処理の後のステップＳ１６における正弦波駆動制御では、端子電圧を計測して推定される磁極位置に加えて、ステップＳ１３，Ｓ１４で確定したパラメータに基づいて正弦波駆動指令が生成される。
In step S15, after opening the short-
（ステップＳ１１の通常制御：センサレス正弦波駆動）
図４は、ステップＳ１１の詳細処理、すなわち従来のセンサレス正弦波駆動制御を示すフローチャートである。従来の正弦波駆動制御では、図４のステップＳ１０１からステップＳ１０８までの処理を周期的に繰り返し実行される。通常、センサレス同期モータでは、電流／電圧検出回路３２で検出される固定子コイル１２の端子電圧に含まれる誘起電圧に基づいて磁極位置を推定し、推定した磁極位置に基づいてモータ駆動信号を生成するようにしている。
(Normal control in step S11: sensorless sine wave drive)
FIG. 4 is a flowchart showing detailed processing in step S11, that is, conventional sensorless sine wave drive control. In the conventional sine wave drive control, the processing from step S101 to step S108 in FIG. 4 is periodically repeated. Normally, in a sensorless synchronous motor, the magnetic pole position is estimated based on an induced voltage included in the terminal voltage of the
図４のステップＳ１０１では、三相電流Ｉu，Ｉv，Ｉwを電流／電圧検出回路３２で検出する。なお、図２に示す巻線構成の場合には次式（１）を満たしているので、二相のみを検出し、残りの一相は式（１）から算出するようにしても良い。
Ｉu＋Ｉv＋Ｉw＝０ …（１）
In step S101 of FIG. 4, the three-phase currents Iu, Iv, and Iw are detected by the current /
Iu + Iv + Iw = 0 (1)
ステップＳ１０２では、式（２）を用いて、検出された三相電流（Ｉu，Ｉv，Ｉw）を三相固定座標系からα−β座標系である二軸固定座標系（Ｉα,Ｉβ）に変換する。
ステップＳ１０３では、次式（３）を用いて、二軸固定座標系の電流（Iα,Iβ）をモータロータ１１の磁極位置をｄ軸とする回転直交座標系（ｄ−ｑ座標系）の電流（Id,Iq）に変換する。ここで、電気角θdは、Ｕ相鎖交磁束位置からモータロータ１１の磁極位置であるｄ軸までの角度を表す。センサレスの永久磁石同期モータでは、端子電圧と基準電圧（例えば、直流電圧の１／２電圧）と比較することで誘起電圧（逆起電圧）のゼロタイミングを検出することによって、誘起電圧の位相信号を生成する。そして、この誘起電圧位相信号に基づいて回転周波数fや電気角（磁極位置）θdを推定する。
ステップＳ１０４では、モータ等価回路を用い、次式（４）により電圧Ｖd，Ｖqを算出する。ここで、モータ等価回路は抵抗成分ｒおよびインダクタンス成分Ｌに分けられる。従来は、ｒ、Ｌの値はモータ仕様から得たものを用いるのが一般的であり、それらの値は予め図２の記憶部３６に記憶されている。そのため、それらの値はモータＭの個体差および配線の相違による誤差を含んだ推定値であって、算出される電圧Ｖd，Ｖqも誤差を含んでいることになる。また、Ｅd、Ｅqは逆起電圧であるが、推定値が用いられる。なお、式（４）において符号ｐは微分演算子である。
ステップＳ１０５では、式（５）を用いてステップＳ１０３とは逆の演算を行い、回転直交座標系（ｄ−ｑ座標系）の値（Ｖd，Ｖq）を、二軸固定座標系（α−β座標系）の値（Ｖα，Ｖβ）に変換する。
ステップＳ１０６では、式（６）を用いてステップＳ１０２とは逆の演算を行い、二軸固定座標系（α−β座標系）の電圧（Ｖα，Ｖβ）を、三相固定座標系の電圧（Ｖu，Ｖv，Ｖw）に変換する。
ステップＳ１０７では、ステップＳ１０６で算出された三相電圧（Ｖu，Ｖv，Ｖw）に基づいて、ＰＷＭ変調度を算出する。例えば、各相の電圧振幅に比例したＰＷＭ開度を設定することで変調度を定める。次いで、ステップＳ１０８では、ステップＳ１０７で算出したＰＷＭ変調度に基づいて、インバータ２に設けられた各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングを行う。
In step S107, the PWM modulation degree is calculated based on the three-phase voltage (Vu, Vv, Vw) calculated in step S106. For example, the degree of modulation is determined by setting a PWM opening degree proportional to the voltage amplitude of each phase. Next, in step S108, the switching elements S1 to S6 provided in the
（三相開放によるパラメータｆ＊、θd＊、Ｅ＊の確定）
図５はステップＳ１３の詳細処理を示すフローチャートである。ステップＳ２０１では、図２の開放スイッチ２３を開状態にする。次いで、ステップＳ２０２では、電流／電圧検出回路３２において三相開放電圧Ｖu0，Ｖv0，Ｖw0を検出する。開放スイッチ２３が開状態の場合、固定子コイル１２にはインバータ２によるモータ駆動電圧が印加されないため、モータロータ１１が回転することによってモータコイル１２に発生する誘起電圧（逆起電圧）のみを直接検出することができる。なお、図２に示す巻線構成ではＶu0＋Ｖv0＋Ｖw0＝０となるので、二相のみを検出し、他の一相については計算で求めても良い。
(Definition of parameters f * , θd * , E * by three-phase opening)
FIG. 5 is a flowchart showing the detailed processing of step S13. In step S201, the
逆起電圧であるＵ相電圧Ｖu0をモータロータ１１の回転周期よりも十分小さなサンプリング間隔でモニタし、カウンタを使うことにより、Ｕ相電圧Ｖu0の周期Ｔを算出する。そして、算出された周期Ｔから、Ｔ＝１／ｆを関係を用いて回転周波数の実測値ｆ＊を求める。また、電気角（磁極位置）の実測値θd＊は、算出された回転周波数ｆ＊を用いることで容易に求めることができる。
The U phase voltage Vu0, which is a counter electromotive voltage, is monitored at a sampling interval sufficiently smaller than the rotation period of the
図６はＵ相電圧Ｖu0と電気角θd＊（ラインＬ２）との関係を図示したものであり、Ｕ相電圧Ｖu0と電気角（磁極位置）θd＊とは９０deg（時間では１／４ｆ＊に相当）だけ位相がずれている。Ｕ相電圧Ｖuは正弦波的に変化し、その位相が９０degとなった時が磁極位置＝０degのタイミングである。 FIG. 6 illustrates the relationship between the U-phase voltage Vu0 and the electrical angle θd * (line L2). The U-phase voltage Vu0 and the electrical angle (magnetic pole position) θd * are 90 deg (in time ¼ f *) . Equivalent)). The U-phase voltage Vu changes sinusoidally and when the phase reaches 90 deg, the magnetic pole position = 0 deg.
ステップＳ２０３では、式（７）を用いて、検出された三相開放電圧Ｖu0，Ｖv0，Ｖw0を三相固定座標系からα−β座標系である二軸固定座標系（Ｖα0，Ｖβ0）に変換する。
ステップＳ２０４では、ステップＳ２０３で得られた二軸固定座標系の電圧（Ｖα0，Ｖβ0）を回転直交座標系（Ｖd0，Ｖq0）に変換することで、逆起電圧Ｅ＊を算出する。ここでは三相開放としているので、検出された三相開放電圧Ｖu0，Ｖv0，Ｖw0は純粋に逆起電圧を示しており、図７（ｂ）に示すように、算出された電気角θd＊を用いることでモータＭの磁極位置が正確に確定される。その結果、逆起電圧のベクトルＥはｑ軸に一致する。 In step S204, the back electromotive voltage E * is calculated by converting the voltage (Vα0, Vβ0) of the biaxial fixed coordinate system obtained in step S203 into the rotation orthogonal coordinate system (Vd0, Vq0). Since the three-phase open voltage is used here, the detected three-phase open voltages Vu0, Vv0, Vw0 are purely counter-electromotive voltages, and the calculated electrical angle θd * is calculated as shown in FIG. By using it, the magnetic pole position of the motor M is accurately determined. As a result, the back electromotive force vector E coincides with the q axis.
回転直交座標系（ｄ−ｑ座標軸）でのベクトルＥの成分をＥd、Ｅqとしたとき、図７（ｂ）に示すようにベクトルＥはｑ軸に一致するため、Ｅd＝０，Ｅq＝Ｅ＊となる。そのため、電圧（Ｖα0，Ｖβ0）を電気角θd＊を用いて回転直交座標系に変換した電圧（Ｖd0，Ｖq0）は、式（４）において、Ｉd＝Ｉq＝０（開放状態なので）、Ｅd＝０，Ｅq＝Ｅ＊を代入したものと等しい。すなわち、電圧（Ｖd0，Ｖq0）は次式（８）のように表される。
よって、逆起電圧Ｅ＊は、式（９）で算出される。図７（ａ）は電気角θdがずれている場合、すなわち、推定した回転子磁極位置とｄ軸とがずれている場合を示したものである。この場合には、逆起電圧のベクトルＥとｑ軸とが一致せず、ｄ軸成分のＥdが生じることになる。電気角θdは図６のラインＬ１のように表され、位相差δはδ＝θd＊−θdとなっている。なお、δ，θd＊およびＥ＊は、図２の記憶部３６に記憶される。
Ｅ＊＝−Ｖα0・sinθd＊＋Ｖβ0・cosθd＊ …（９）
Therefore, the counter electromotive voltage E * is calculated by the equation (9). FIG. 7A shows a case where the electrical angle θd is deviated, that is, a case where the estimated rotor magnetic pole position and the d-axis are deviated. In this case, the vector E of the counter electromotive voltage and the q axis do not coincide with each other, and Ed of the d axis component is generated. The electrical angle θd is represented as a line L1 in FIG. 6, and the phase difference δ is δ = θd * −θd. Note that δ, θd *, and E * are stored in the storage unit 36 of FIG.
E * = − Vα0 · sinθd * + Vβ0 · cosθd * (9)
（三相短絡によるパラメータｒ＊、Ｌ＊の確定）
図８はステップＳ１４の詳細処理を示すフローチャートである。ステップＳ３０１では、図２の開放スイッチ２３を開状態にしたまま短絡スイッチ２４を閉状態にする。次いで、ステップＳ３０２では、電流／電圧検出回路３２において短絡時の三相電流Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。なお、図２に示す巻線構成ではＩu＋Ｉv＋Ｉw＝０となるので、二相のみを検出し、他の一相については計算で求めても良い。
(Determine parameters r * and L * by three-phase short circuit)
FIG. 8 is a flowchart showing the detailed process of step S14. In step S301, the
ステップＳ３０３では、式（１０）を用いて、三相固定座標系の電流（Ｉus，Ｉvs，Ｉws）をα−β座標系である二軸固定座標系の電流（Ｉαs，Ｉβs）に変換する。
ステップＳ３０４では、ステップＳ１３で算出された電気角θd＊を用いて、次式（１１）により二軸固定座標系の電流（Ｉαs，Ｉβs）をα−β座標系である回転座標系の電流（Ｉds，Ｉqs）に変換する。
ここで、三相短絡を行うと図６のように開放電圧Ｖuは得られなくなるが、式（１１）に用いられる電気角（磁極位置）θd＊は、三相開放時に算出された電気角θd＊をそのまま継続して用いる。そのため、図３の開放・短絡に関するステップＳ１３，Ｓ１４の処理は、ロータ回転速度の変化を無視できる程度の短時間で実施されるようにする。すなわち、図３に示す一連の処理は、ロータ回転速度が一定と見なせる程度に安定回転となっているときに行うのが好ましい。 Here, when a three-phase short circuit is performed, the open circuit voltage Vu cannot be obtained as shown in FIG. 6, but the electrical angle (magnetic pole position) θd * used in the equation (11) is the electrical angle θd calculated when the three phases are opened. Use * as it is. Therefore, the processing of steps S13 and S14 relating to the open / short circuit in FIG. 3 is performed in a short time such that changes in the rotor rotational speed can be ignored. That is, the series of processing shown in FIG. 3 is preferably performed when the rotor rotation is stable enough to be considered constant.
ステップＳ３０５では、上述したモータ等価回路を用いた電圧変換の式（４）を用いることにより、モータ定数である抵抗成分ｒ＊およびインダクタンス成分Ｌ＊を算出する。三相短絡時の電圧Ｖds，ＶqsはＶds＝Ｖqs＝０である。また、モータ駆動電流／電圧は印加されないため、(Ed,Eq)＝（0,E*）と純粋に逆起電圧成分のみと考えることができるので、これらの値と式（１１）のＩds，Ｉqsとを式（４）に代入することで、次式（１２）に示すｒ＊，Ｌ＊が算出される。
（ステップＳ１６の正弦波駆動制御）
ステップＳ１６の正弦波駆動制御では、ステップＳ１３およびステップＳ１４で確定されたパラメータを用いて制御を行う。図９は、ステップＳ１６の正弦波駆動制御を説明するフローチャートである。図９のフローチャートでは、図４のフローチャートの場合と同一処理を行うステップについて同一の符号を付した。すなわち、ステップＳ４０１，Ｓ４０２，Ｓ４０３の処理が、図４に示したフローチャートの場合と異なっている。ここでは、異なっているステップの処理を中心に説明する。
(Sine wave drive control in step S16)
In the sine wave drive control in step S16, control is performed using the parameters determined in steps S13 and S14. FIG. 9 is a flowchart for explaining the sine wave drive control in step S16. In the flowchart of FIG. 9, steps that perform the same processing as in the flowchart of FIG. That is, the processes in steps S401, S402, and S403 are different from those in the flowchart shown in FIG. Here, the processing of different steps will be mainly described.
ステップＳ１０１では、三相電流（Ｉu，Ｉv，Ｉw）を測定する。ステップＳ１０２では、三相電流（Ｉu，Ｉv，Ｉw）を二軸固定座標系の電流（Ｉα,Ｉβ）に変換する。ステップＳ４０１では、上述した式（３）に三相開放時に算出された電気角θd＊を用いて（図７参照）、二軸固定座標系の電流（Ｉα, Ｉβ）を回転直交座標系（ｄ−ｑ座標系）の電流（Ｉd, Ｉq）に変換する。 In step S101, three-phase currents (Iu, Iv, Iw) are measured. In step S102, the three-phase current (Iu, Iv, Iw) is converted into a current (Iα, Iβ) in the biaxial fixed coordinate system. In step S401, using the electrical angle θd * calculated at the time of three-phase opening in the above-described equation (3) (see FIG. 7), the current (Iα, Iβ) of the biaxial fixed coordinate system is converted into the rotational orthogonal coordinate system (d -Q coordinate system) current (Id, Iq).
ステップＳ４０２では、上述した式（４）にステップＳ１３およびステップＳ１４で確定されたｆ＊、ｒ＊、Ｌ＊、Ｅ＊を用いた次式（１３）により、電圧Ｖd，Ｖqを算出する。次いで、ステップＳ４０３では、上述した式（５）に三相開放時に算出された電気角θd＊を用いて、ステップＳ４０２で算出した電圧（Ｖd，Ｖq）を、二軸固定座標系（α−β座標系）の電圧（Ｖα，Ｖβ）に変換する。
その後、ステップＳ１０６で二軸固定座標系（α−β座標系）の電圧（Ｖα，Ｖβ）を三相固定座標系の電圧（Ｖu，Ｖv，Ｖw）に変換し、それに基づいてステップＳ１０７でＰＷＭ変調度を算出する。そして、ステップＳ１０８では、ステップＳ１０７で算出したＰＷＭ変調度に基づいて各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングを行う。なお、図９に示す一連の処理は、ポンプ停止指令によりモータ駆動が停止されるまで繰り返し行われる。 Thereafter, the voltage (Vα, Vβ) of the biaxial fixed coordinate system (α-β coordinate system) is converted into the voltage (Vu, Vv, Vw) of the three-phase fixed coordinate system in step S106, and based on this, the PWM is converted in step S107. Calculate the degree of modulation. In step S108, the switching elements S1 to S6 are switched based on the PWM modulation degree calculated in step S107. The series of processing shown in FIG. 9 is repeated until the motor drive is stopped by a pump stop command.
［変形例］
図１０は、図２に示した構成の変形例を示す図である。図２に示す構成では、固定子コイル１２に接続される配線上に設けられた開放スイッチ２３を開閉して開放動作を行い、また、配線間に設けられた短絡スイッチ２４を開閉して短絡動作を行った。一方、図１０に示す構成では、スイッチング素子の入力側の直流電源ライン上に開放用のスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８を設けた。スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の開閉は、開放回路３４からの駆動信号によって行われる。
[Modification]
FIG. 10 is a diagram illustrating a modification of the configuration illustrated in FIG. In the configuration shown in FIG. 2, the
変形例においては、図３のステップＳ１３の三相開放時にはスイッチング素子Ｓ７およびＳ８を開状態とする。また、ステップＳ１４の三相短絡時には、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８を開状態としたまま、ハイサイドアームのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３およびＳ５を閉状態とするか、またはローサイドアームのスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４およびＳ６を閉状態とする。その結果、図２の構成の場合と同様に、環流ダイオードを流れずに短絡が可能となる。このように、変形例では、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８を追加するだけで開放状態および短絡状態の両方を実現できるため、部品追加によるコストアップを抑えることができる。 In the modification, the switching elements S7 and S8 are opened when the three-phase is opened in step S13 of FIG. Further, at the time of the three-phase short circuit in step S14, the switching elements S1, S3 and S5 of the high side arm are closed while the switching elements S7 and S8 are open, or the switching elements S2, S4 and S6 is closed. As a result, as in the case of the configuration of FIG. 2, a short circuit is possible without flowing through the freewheeling diode. As described above, in the modified example, both the open state and the short-circuit state can be realized only by adding the switching elements S7 and S8, so that the cost increase due to the addition of components can be suppressed.
上述した実施の形態では、図３に示すように、モータ起動の度にステップＳ１３およびステップＳ１４のパラメータ確定が行われた。しかし、パラメータｒ＊、Ｌ＊や、θd＊とθdとの差分δが確定後に変化しないとみなせれば、ポンプ初回起動時にパラメータの確定を行ってそれらを記憶部３６に記憶させ、その後は、記憶部３６に記憶されたパラメータを使用して正弦波駆動を行うようにする。この場合、２回目以降のモータ起動においては、モータ回転数がある程度上昇した時点で端子電圧に基づく電気角（磁極位置）θdが推定できるので、その電気角θdを記憶部３６に記憶されている差分δを用いて電気角θd＊に変換する。正弦波駆動にはこの電気角θd＊が用いられる。また、ポンプユニット１と制御ユニット１００との接続された後の初回起動時に、上述したパラメータ確定を行うようにしても良い。
In the above-described embodiment, as shown in FIG. 3, the parameters are determined in step S13 and step S14 each time the motor is started. However, if the parameters r * , L * and the difference δ between θd * and θd can be regarded as not changing after being determined, the parameters are determined at the initial pump activation and stored in the storage unit 36. The sine wave drive is performed using the parameters stored in the storage unit 36. In this case, in the second and subsequent motor activations, since the electrical angle (magnetic pole position) θd based on the terminal voltage can be estimated when the motor rotation speed increases to some extent, the electrical angle θd is stored in the storage unit 36. The difference δ is used to convert to an electrical angle θd * . This electrical angle θd * is used for sine wave driving. Further, the above-described parameter determination may be performed at the first activation after the
以上説明したように、本実施の形態では、モータＭの固定子コイル１２を開放状態にする開放部である開放スイッチ２３および開放回路３４と、固定子コイル１２を短絡状態にする短絡部である短絡スイッチ２４および短絡回路３５と、開放スイッチ２３を開放状態としたときに検出される固定子コイル１２の開放電圧、および短絡スイッチ２４を短絡状態としたときに検出される固定子コイル１２の短絡電流を検出する電流／電圧検出回路３２と、検出された開放電圧および短絡電流に基づいてモータロータ１１の磁極位置θd＊とモータＭの等価抵抗ｒ＊および等価インダクタンスＬ＊を算出する演算回路３３と、を備える。
As described above, in the present embodiment, the
そして、算出された磁極位置θd＊、等価抵抗ｒ＊および等価インダクタンスＬ＊に基づいてモータＭをセンサレス正弦波駆動するようにした。その結果、モータ特性（ｒ＊、Ｌ＊）を正確に設定でき、モータ制御の精度向上を図ることができる。一方、従来は、図７（ａ）のように誤差を含む推定磁極位置θdと、モータ仕様から設定された抵抗ｒ、インダクタンスＬを用いてモータ制御を行ったり、引用文献１に記載のようにモータ空転時に固定子コイルを短絡したときの電流値に基づいて磁極位置を推定したりしていた。このように、モータ個体差やケーブル配線の長さの影響など誤差要因を含まれることによりモータ制御の精度が低下し、ロスの増加や異音の発生を招く。
Then, the motor M is driven by a sensorless sine wave based on the calculated magnetic pole position θd * , equivalent resistance r * and equivalent inductance L * . As a result, the motor characteristics (r * , L * ) can be set accurately, and the accuracy of motor control can be improved. On the other hand, conventionally, as shown in FIG. 7A, motor control is performed using the estimated magnetic pole position θd including an error, the resistance r and the inductance L set from the motor specifications, or as described in the cited
また、インバータ２の高圧側直流入力ラインに設けられた開放用スイッチング素子Ｓ７と、低圧側直流入力ラインに設けられた開放用スイッチング素子Ｓ８とを設け、開放用スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８を開放状態とすることにより固定子コイル１２を開放状態とし、開放用スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８を開放状態とするとともに、インバータ２のハイサイドアームに設けられた複数のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５またはローサイドアームに設けられた複数のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６を短絡状態とすることで、固定子コイル１２を短絡状態とするようにしても良い。
Further, an opening switching element S7 provided in the high voltage side DC input line of the
また、本実施の形態の真空ポンプは、排気機能部が形成されたポンプロータ４、およびポンプロータ４を回転駆動する永久磁石同期モータＭが設けられたポンプユニット１と、ポンプユニット１に設けられた永久磁石同期モータＭをセンサレス正弦波駆動するモータ駆動装置１０１と、を備えている。
The vacuum pump of the present embodiment is provided in the
さらに、ポンプユニット１とモータ駆動装置１０１との間に着脱可能に接続されるモータ駆動用配線（接続ケーブル２００）が設けられる場合に、開放時および短絡時の開放電圧および短絡電流に基づいて磁極位置θd＊、等価抵抗ｒ＊および等価インダクタンスＬ＊を算出する演算を、モータ起動毎に行うようにしても良い。
Further, when a motor drive wiring (connection cable 200) that is detachably connected between the
真空ポンプの場合、モータ駆動装置１０１が設けられた制御ユニット１００を、接続ケーブル２００を外して別のポンプユニット１と接続して使用することがあったり、長さの異なる接続ケーブルを用いたりすることがある。そのような場合、モータ特性（ｒ、Ｌ）が異なることになる。しかしながら、開放時および短絡時の開放電圧および短絡電流に基づいて磁極位置θd＊、等価抵抗ｒ＊および等価インダクタンスＬ＊を算出する演算を、モータ起動毎に行うことで、制御ユニット１００を異なるポンプユニット１に接続した場合や、長さの異なる接続ケーブル２００に交換した場合でもモータ特性（磁極位置θd＊、等価抵抗ｒ＊、等価インダクタンスＬ＊）を正確に確定でき、精度良いモータ制御を行うことができる。
In the case of a vacuum pump, the
なお、以上の説明はあくまでも一例であり、発明を解釈する際、上記実施の形態の記載事項と特許請求の範囲の記載事項の対応関係に何ら限定も拘束もされない。例えば、上述した実施の形態では、磁気浮上式ターボ分子ポンプのモータ駆動装置を例に説明したが、これに限らず、ロータをモータで駆動する種々の真空ポンプに適用することができる。また、本発明は、図１に示すように別々に設けられたポンプユニット１と制御ユニット１００とを接続ケーブル２００で接続する構成に限らず、ポンプユニット１と制御ユニット１００とを一体構成とした一体型真空ポンプにも適用することができる。さらには、真空ポンプに限らず、センサレス正弦波駆動制御される種々の永久磁石同期モータに適用することができる。また、永久磁石同期モータの極数は２極に限定されず、さらにまた、三相モータ以外の二相モータ等にも適用できる。
The above description is merely an example, and when interpreting the invention, there is no limitation or restriction on the correspondence between the items described in the above embodiment and the items described in the claims. For example, in the above-described embodiment, the motor drive device of the magnetic levitation turbo molecular pump has been described as an example. However, the present invention is not limited to this and can be applied to various vacuum pumps in which the rotor is driven by a motor. Further, the present invention is not limited to the configuration in which the
１：ポンプユニット、２：インバータ、４：ポンプロータ、１０：モータステータ、１１：モータロータ、１２：固定子コイル、２３：開放スイッチ、２４：短絡スイッチ、３４：開放回路、３５：短絡回路、１００：制御ユニット、１０１：モータ駆動装置、２００：接続ケーブル、Ｍ：モータ、Ｓ１〜Ｓ６：スイッチング素子、Ｓ７，Ｓ８：開放用スイッチング素子 1: pump unit, 2: inverter, 4: pump rotor, 10: motor stator, 11: motor rotor, 12: stator coil, 23: open switch, 24: short circuit switch, 34: open circuit, 35: short circuit, 100 : Control unit, 101: Motor drive device, 200: Connection cable, M: Motor, S1 to S6: Switching element, S7, S8: Opening switching element
Claims (4)
複数のスイッチング素子を備えるインバータと、
前記永久磁石同期モータの固定子コイルを開放状態にする開放部と、
前記固定子コイルを短絡状態にする短絡部と、
前記開放部により開放状態としたときの前記固定子コイルの開放電圧を検出する電圧検出部と、
前記短絡部により短絡状態としたときの前記固定子コイルの短絡電流を検出する電流検出部と、
前記開放電圧および前記短絡電流に基づいて前記モータロータの磁極位置と前記モータの等価抵抗および等価インダクタンスを算出する演算部と、
前記算出された磁極位置、等価抵抗および等価インダクタンスに基づいて前記モータをセンサレス正弦波駆動することを特徴とするモータ駆動装置。 A motor drive device for driving a permanent magnet synchronous motor in which a permanent magnet is provided in a motor rotor to drive a sensorless sine wave,
An inverter comprising a plurality of switching elements;
An open part for opening the stator coil of the permanent magnet synchronous motor; and
A short-circuit portion for short-circuiting the stator coil;
A voltage detector for detecting an open voltage of the stator coil when the open portion is in an open state;
A current detector for detecting a short-circuit current of the stator coil when the short-circuit portion is in a short-circuit state; and
An arithmetic unit that calculates the magnetic pole position of the motor rotor and the equivalent resistance and equivalent inductance of the motor based on the open circuit voltage and the short circuit current;
A motor driving device characterized in that the motor is driven by a sensorless sine wave based on the calculated magnetic pole position, equivalent resistance and equivalent inductance.
前記開放部は、前記インバータの高圧側直流入力ラインに設けられた第１の開放用スイッチング素子と、低圧側直流入力ラインに設けられた第２の開放用スイッチング素子とを有し、
前記第１および第２の開放用スイッチング素子を開放状態とすることにより前記固定子コイルを開放状態とし、
前記第１および第２の開放用スイッチング素子を開放状態とするとともに、前記インバータのハイサイドアームに設けられた複数のスイッチング素子またはローサイドアームに設けられた複数のスイッチング素子を短絡状態とすることで、前記固定子コイルを短絡状態とすることを特徴とするモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 1,
The open section includes a first opening switching element provided in the high-voltage side DC input line of the inverter and a second opening switching element provided in the low-voltage side DC input line.
The stator coil is opened by opening the first and second opening switching elements,
The first and second opening switching elements are opened, and a plurality of switching elements provided on the high-side arm of the inverter or a plurality of switching elements provided on the low-side arm are short-circuited. A motor driving device characterized in that the stator coil is short-circuited.
請求項１または２に記載のモータ駆動装置と、を備えた真空ポンプ。 A rotor provided with an exhaust function unit, and a pump unit provided with a permanent magnet synchronous motor that rotationally drives the rotor;
A vacuum pump comprising the motor driving device according to claim 1.
前記ポンプユニットと前記モータ駆動装置との間に着脱可能に接続されるモータ駆動用配線を備え、
前記モータ駆動装置は、前記電圧検出部および前記電流検出部による前記検出と前記演算部による前記算出を、モータ起動毎に行うことを特徴とする真空ポンプ。 The vacuum pump according to claim 3,
A motor drive wiring connected detachably between the pump unit and the motor drive device;
The said motor drive device performs the said detection by the said voltage detection part and the said current detection part, and the said calculation by the said calculating part for every motor starting, The vacuum pump characterized by the above-mentioned.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012054347A JP2013188108A (en) | 2012-03-12 | 2012-03-12 | Motor drive device and vacuum pump |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012054347A JP2013188108A (en) | 2012-03-12 | 2012-03-12 | Motor drive device and vacuum pump |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2013188108A true JP2013188108A (en) | 2013-09-19 |
Family
ID=49389087
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012054347A Pending JP2013188108A (en) | 2012-03-12 | 2012-03-12 | Motor drive device and vacuum pump |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2013188108A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106385203A (en) * | 2016-09-30 | 2017-02-08 | 南京工程学院 | Axial split-phase internal stator permanent magnet biased magnetic suspension switched reluctance flywheel motor |
-
2012
- 2012-03-12 JP JP2012054347A patent/JP2013188108A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106385203A (en) * | 2016-09-30 | 2017-02-08 | 南京工程学院 | Axial split-phase internal stator permanent magnet biased magnetic suspension switched reluctance flywheel motor |
| CN106385203B (en) * | 2016-09-30 | 2018-03-13 | 南京工程学院 | A kind of axial phase inner stator permanent magnetism off-set magnetic suspension switching magnetic-resistance fly-wheel motor |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6086001B2 (en) | Vacuum pump | |
| JP6232868B2 (en) | Motor drive device and vacuum pump | |
| JP4926492B2 (en) | Motor control device | |
| JP2014147170A (en) | Motor drive for vacuum pump and vacuum pump | |
| US9065369B2 (en) | Motor driving device and vacuum pump | |
| JP6159659B2 (en) | Power converter control device and electric vehicle | |
| US20190267921A1 (en) | Method for starting up a permanent-magnet synchronous machine, and permanent-magnet synchronous machine | |
| JP6463966B2 (en) | Motor driving device, motor driving module and refrigeration equipment | |
| JPH08308286A (en) | Angular velocity of rotation detector for synchronous motor, angle velocity of rotation and controller and controlling method for the motor | |
| Yun et al. | Position control of low cost brushless DC Motor using Hall sensor | |
| Shrutika et al. | Back-EMF estimation based sensorless control of Brushless DC motor | |
| US20110062904A1 (en) | Alternating current motor control system | |
| JP5978924B2 (en) | Motor drive device and vacuum pump | |
| JP2013188108A (en) | Motor drive device and vacuum pump | |
| JP4661535B2 (en) | Synchronous motor restart system | |
| JP2020014266A (en) | Control device for electric motor | |
| KR100981936B1 (en) | Motor driving apparatus | |
| JP2010051151A (en) | Motor control apparatus | |
| US20230142956A1 (en) | Motor controller, motor system and method for controlling motor | |
| JP5479094B2 (en) | Synchronous motor control method and control apparatus | |
| JP6468373B2 (en) | Motor driving device for vacuum pump and vacuum pump | |
| KR102307713B1 (en) | Method and system for detecting an error of driving in brushless direct current motor | |
| US11837981B2 (en) | Method for operating a brushless and sensorless multi-phase electric motor, and drive device with an electric motor | |
| US20240072702A1 (en) | Motor control device, motor control method and steering device | |
| Misawa et al. | A rotor position estimation using fourier series of phase inductance for switched reluctance motor |