JP2013182997A - 交流直流変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】力率向上を図ることができる交流直流変換回路を提供する。
【解決手段】 交流直流変換回路１は、整流回路２と電圧変換回路４と一端が整流回路２の高電位側の出力端に負荷１１を介して接続され且つ他端が整流回路２の低電位側の出力端に接続されたコンデンサＣ２を有し、コンデンサＣ２の一端から整流回路２の高電位側の出力端へコンデンサＣ２に蓄積された電荷を放電するための放電経路を有する。そして、整流回路２の出力電圧の瞬時値Ｖｉｎが電圧閾値Ｖｔｈ以上の場合、整流回路２から負荷１１を経由して流れる電流によりコンデンサＣ２を充電し、整流回路２の出力電圧瞬時値Ｖｉｎが電圧閾値Ｖｔｈ未満の場合、コンデンサＣ２から整流回路２の高電位側に放電経路を介して電流を放出する充放電回路３とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流直流変換回路に関し、 特に、交流電源からみた場合における力率の向上を図る技術に関する。

近年、発光ダイオード（以下、ＬＥＤと称す）の発光効率が向上し一般照明用の光源として注目されてきている。このＬＥＤを駆動するための電源としては、直流電源が必要である。
これに対して、従来から家庭用の交流電源から供給される交流を直流に変換して出力する交流直流変換回路が提案されている（特許文献１参照）。この特許文献１に記載された交流直流変換回路では、ダイオードブリッジからなる整流回路の出力端間に平滑用のコンデンサが接続され、当該コンデンサの両端間の電圧が降圧回路に入力される。この交流直流変換回路では、交流電源からダイオードブリッジを介してコンデンサに流れる電流によりコンデンサが充電され、それと同時に、コンデンサに蓄積された電荷が降圧回路に放電されることにより、降圧回路に電力が供給される。

特開２０１１−９０９０１号公報

ところで、交流電源から流出した電流が、整流回路を介してコンデンサに流入するのは、整流回路の出力電圧がコンデンサの両端間の電圧よりも高くなる期間だけである。
これに対して、特許文献１に記載された交流直流変換回路では、コンデンサの最大充電電圧が整流回路の出力電圧の最大値に等しくなっている。従って、交流電源から供給される交流の半周期において、整流回路の出力電圧が最大値に到達した後は、整流回路の出力電圧がコンデンサの両端間に生じる電圧よりも小さくなり、交流電源から整流回路を介してコンデンサに流れこむ電流が遮断される。このように、上記交流の半周期において、整流回路の出力電圧が最大値に到達した後に交流電源から整流回路に電流が流れなくなる分、上記交流の半周期全体に亘って交流電源から整流回路に電流が流れている場合に比べて力率が低下してしまう。一方、降圧回路に入力される電圧は、降圧回路の出力電圧以下となると正常に動かなくなる。従って、交流直流変換回路を安定的に動作させるためには、降圧回路への入力電圧が高圧回路の出力電圧未満とならないようにしておく必要がある。

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、動作安定性を維持しながらも、力率向上を図ることができる交流直流変換回路を提供することを目的とする。

本発明に係る交流直流変換回路は、交流電源から供給される交流を整流する整流回路と、負荷とコンデンサとの接続点の電圧を整流回路の出力電圧の変動に連動して変動させることにより負荷の両端間の電圧変動を抑制する電圧変換回路と、一端が整流回路の高電位側および低電位側のいずれか一方の出力端に負荷を介して接続され且つ他端が整流回路の他方の出力端に接続されたコンデンサを有し、当該コンデンサの一端および他端のうち整流回路の高電位側に接続される方から整流回路の高電位側の出力端へコンデンサに蓄積された電荷を放電するための放電経路を有し、整流回路の出力電圧瞬時値が負荷の両端間の電圧以上の場合、整流回路から負荷を経由して流れる電流によりコンデンサを充電し、整流回路の出力電圧瞬時値が負荷の両端間の電圧未満の場合、コンデンサから整流回路の高電位側の出力端に放電経路を介して放電する充放電回路とを備える。

本構成によれば、充放電回路は、整流回路の出力電圧の瞬時値が負荷の両端間の電圧以上の場合、整流回路の高電位側から電圧変換回路に電流が流れるとともに、負荷を経由する電流によりコンデンサを充電する。また、このコンデンサは、負荷と直列に接続されており、負荷に加わる電圧は電圧変換回路により変動が抑制されている。従って、コンデンサの両端間の最大充電電圧は、整流回路の最大電圧瞬時値よりも負荷に加わる電圧だけ低くなる。これにより、交流電源から供給される交流の半周期において、整流回路の出力電圧が最大値に到達した後に整流回路の出力電圧がコンデンサの両端間に生じる電圧よりも大きくなる期間が生じることとなり、この期間中、交流電源から整流回路を介して電圧変換回路に電流が流れ続ける。従って、上記交流の半周期において、整流回路の出力電圧が最大値が到達した後、交流電源から整流回路を介して電圧変換回路に流れる電流が遮断される構成に比べて、力率向上を図ることができる。

また、充放電回路は、整流回路の出力電圧が負荷の両端間の電圧未満の場合、コンデンサから電圧変換回路に放電経路を介して電流を放出する。これにより、整流回路から電圧変換回路への入力電圧が電圧変換回路の出力電圧よりも大幅に小さくなることを抑制できるので、動作安定性の維持を図ることができる。

実施の形態に係る交流直流変換回路の回路図である。 実施の形態に係る交流直流変換回路の回路図と、交流直流変換回路内における電流の流れとを示す図である。 実施の形態に係る交流直流変換回路の回路図と、交流直流変換回路内における電流の流れとを示す図である。 実施の形態に係る交流直流変換回路について、（ａ）は充放電回路の出力端の電圧Ｖｉｎの電圧波形を示し、（ｂ）は整流回路に流れる電流Ｉｉｎの電流波形を示し、（ｂ）は負荷の両端間の電圧ＶＬＥＤの電圧波形を示す。 変形例に係る交流直流変換回路の回路図である。 変形例に係る交流直流変換回路の回路図と、交流直流変換回路内における電流の流れとを示す図である。 変形例に係る交流直流変換回路の回路図と、交流直流変換回路内における電流の流れとを示す図である。 変形例に係る交流直流変換回路の回路図である。 変形例に係る交流直流変換回路の回路図である。 変形例に係る交流直流変換回路の回路図である。 変形例に係る交流直流変換回路の回路図である。 変形例に係る交流直流変換回路において、（ａ）は充放電回路からの出力電圧の時間波形を示し、（ｂ）は駆動回路からスイッチング素子それぞれに入力される信号電圧の時間波形を示す。 変形例に係る交流直流変換回路の回路図である。 変形例に係る交流直流変換回路の回路図である。

＜実施の形態＞
＜１＞構成
本実施の形態に係る交流直流変換回路１の回路図を図１に示す。
交流直流変換回路１は、交流電源ＡＣに接続されたダイオードブリッジからなる整流回路２と、整流回路２の出力端に接続された充放電回路３と、充放電回路３の接続された電圧変換回路４と、電圧変換回路４を駆動するための駆動回路Ｕ１とを備えている。また、交流直流変換回路１は、駆動回路Ｕ１に一定の電圧を供給する定電圧回路５を備えている。ここで、整流回路２の高電位側の出力端は、電圧変換回路４の高電位側の入力端に接続されている。

電圧変換回路４の出力端には、複数のＬＥＤを直列に接続してなる直列回路からなる負荷１１が接続されている。この負荷１１は、負荷１１の両端間の電圧が直列に接続するＬＥＤの個数によって規定される一定の値となる。この点、例えば、蛍光ランプ等の抵抗性インピーダンスを有する負荷とは相違する。
交流電源ＡＣは、例えば、電圧実効値１００Ｖの交流を出力するものである。交流電源ＡＣと整流回路２との間には、交流電源ＡＣから整流回路２に過電流が流れるのを防止するために限流用の抵抗Ｒ１が接続されている。

＜１−１＞充放電回路
充放電回路３は、コンデンサＣ２と、ダイオードＤ２と、ダイオードＤ３とから構成される。
ダイオードＤ２は、アノードがコンデンサＣ２の一端に接続され、カソードが整流回路２の高電位側の出力端に接続されている。つまり、ダイオードＤ２は、コンデンサＣ２から整流回路２の高電位側、即ち、電圧変換回路４の高電位側の入力端に向かって流れる電流のみ導通する一方向性素子（第１一方向性素子）である。これにより、整流回路２の出力電圧がコンデンサＣ２の両端間の電圧よりも高い場合に、整流回路２の高電位側の出力端からコンデンサＣ２に直接電流が流入するのを防止している。

ダイオードＤ３は、アノードが電圧変換回路４の低電位側の出力端に接続され、カソードがコンデンサＣ２の上記一端に接続されている。つまり、ダイオードＤ３は、電圧変換回路４からコンデンサＣ２に向かって流れる電流のみ導通する一方向性素子（第２一方向性素子）である。これにより、コンデンサＣ２に蓄積された電荷が、負荷１１側に逆流するのを防止している。

コンデンサＣ２は、電解コンデンサからなり、他端が整流回路２の低電位側の出力端に接続されている。このコンデンサＣ２は、ダイオードＤ２のアノードに接続される側が正極性となっている。なお、コンデンサＣ２は、例えば、高誘電率系セラミックスコンデンサやフィルムコンデンサ等から構成されてもよい。
ここにおいて、コンデンサＣ２に蓄積された電荷を電圧変換回路４に放電するための放電経路は、コンデンサＣ２の高電位側からダイオードＤ２を経由して電圧変換回路４の高電位側の入力端に至り、負荷１１、電圧変換回路４の低電位側の入力端を経由してコンデンサＣ２に戻る経路である。

＜１−２＞電圧変換回路
電圧変換回路４は、スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬ２と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ４と、抵抗Ｒ２とを備える。スイッチング素子Ｑ１は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなり、ソースが抵抗Ｒ２を介して整流回路２の低電位側の出力端に接続され且つゲートが抵抗Ｒ１１を介して駆動回路Ｕ１に接続されるとともに、ドレインがインダクタＬ２に接続されている。ここで、抵抗Ｒ２は、その両端間に生じる電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流を検出するためのものである。インダクタＬ２は、一端がスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、他端がコンデンサＣ４に接続されている。ダイオードＤ１は、アノードがスイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ２との接続点に接続され、カソードが整流回路２の高電位側の出力端に接続されている。ここで、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ２とダイオードＤ１とから、降圧チョッパ回路が構成されている。コンデンサＣ４は、電解コンデンサからなり、インダクタＬ２の上記他端とダイオードＤ１のカソードとの間に接続されている。このコンデンサＣ４は、ダイオードＤ１のカソードに接続される側が正極性となっている。そして、負荷１１は、このコンデンサＣ４と並列に接続されている。このコンデンサＣ４は、負荷１１の両端間に印加される電圧を平滑化する役割を担う。そして、電圧変換回路４は、コンデンサＣ４の両端間に生じる電圧を負荷１１に出力する。ここにおいて、電圧変換回路４は、スイッチング素子Ｑ１を適切にオンオフすることにより、負荷１１の電圧や電流、電力を略一定に維持する。

＜１−３＞駆動回路
駆動回路Ｕ１は、第１スイッチング素子Ｑ１をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により駆動させるための矩形波状の電圧波形を有する制御信号（以下、「ＰＷＭ信号」と称す）を出力する。
駆動回路Ｕ１は、電源端子ｔｅ０と、出力端子ｔｅ１と、接地端子ｔｅ２と、スイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流を検出するための電流検出端子ｔｅ３とを備える。電源端子ｔｅ０は、定電圧回路５の出力端に接続されている。接地端子ｔｅ２は、整流回路２の低電位側の出力端に接続されている。出力端子ｔｅ１は、抵抗Ｒ１１を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。電流検出端子ｔｅ２は、スイッチング素子Ｑ１のソースと抵抗Ｒ２との間に接続されている。

この駆動回路Ｕ１は、スイッチング素子Ｑ１のゲートにＰＷＭ信号を入力する。そして、駆動回路Ｕ１は、電流検出端子ｔｅ２と接地端子ｔｅ２との間に生じる電圧（抵抗Ｒ２の両端間電圧）に基づいてスイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流を検出し、検出したドレイン電流が一定となるようにＰＷＭ信号のパルス幅を調節する。ここにおいて、ＰＷＭ信号のパルス幅を変化させると、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧がスイッチング素子Ｑ１のターンオン電圧以上の電圧に維持される期間、即ち、スイッチング素子Ｑ１がオン状態で維持される期間の割合（以下、「オンデューティ」と称す。）が変化する。このようにして、駆動回路Ｕ１は、スイッチング素子Ｑ１を定電流制御により駆動させる。

＜１−４＞定電圧回路
定電圧回路５は、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２と、コンデンサＣ５３と、ツェナーダイオードＺＤ５４とを備える。ここで、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２は、整流回路２の出力端間に直列に接続されている。そして、抵抗Ｒ５１は、一端が整流回路２の高電位側の出力端に接続されており、抵抗Ｒ５２は、抵抗Ｒ５１の他端と整流回路２の低電位側の出力端との間に接続されている。コンデンサＣ５３は、抵抗Ｒ５２の両端間に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ５４は、アノードが整流回路２の低電位側の出力端に接続され、カソードが抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の接続点に接続されるとともに駆動回路Ｕ１の電源端子ｔｅ０に接続されている。これにより、駆動回路Ｕ１の電源端子ｔｅ０の電位は、ツェナーダイオードＺＤ５４のカソードに生じる一定の電位に維持される。

また、定電圧回路５は、更に、コンデンサＣ５５と、抵抗Ｒ５６と、ダイオードＤ５７、Ｄ５８とを備える。コンデンサＣ５５は、一端が電圧変換回路４のダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ５７は、アノードが抵抗Ｒ５６を介してコンデンサＣ５５の他端に接続され、カソードが駆動回路Ｕ１の電源端子ｔｅ０に接続されている。ダイオードＤ５８は、アノードが整流回路２の低電位側の出力端に接続され、カソードが抵抗Ｒ５６とダイオードＤ５７のアノードとの接続点に接続されている。このダイオードＤ５８は、コンデンサＣ５５の電荷を放電するためのものである。これにより、コンデンサＣ５３、Ｃ５５が、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間中に充電し、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中にコンデンサＣ５５を放電することにより、コンデンサＣ５５に蓄積した分の電荷をコンデンサＣ５３へ送るいわゆるチャージポンプを行う構成となっている。このチャージポンプを行う構成により、駆動回路Ｕ１の電源端子ｔｅ０に電圧変換回路３側から電力が供給可能となっている。

＜２＞動作
次に、本実施の形態に係る交流直流変換回路１の動作について説明する。
交流直流変換回路１の回路図と、交流直流変換回路１内における電流の流れとを図２（ａ）および（ｂ）並びに図３（ａ）および（ｂ）に示す。
図２は、整流回路２の出力電圧瞬時値Ｖｉｎが負荷の両端間の電圧（以下、「電圧閾値」と称する。）以上であって、且つ、コンデンサＣ２の電圧以上場合であって、（ａ）はスイッチング素子Ｑ１がオンのときの電流の流れを示し、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１がオフのときの電流の流れを示している。このコンデンサＣ２の最大充電電圧は、整流回路２の出力電圧瞬時値の最大値Ｖｉｎｍａｘと負荷１１に加わる電圧ＶＬＥＤとの差に相当する。

図２（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のとき、整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流は、負荷１１、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ２の順に経由して、整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む。このとき、整流回路２の高電位側の出力端の電位に比べて、コンデンサＣ２とダイオードＤ２のアノードとの接続点の電位が負荷１１での電圧降下分だけ低くなっている。これにより、ダイオードＤ２は非導通状態となる。また、インダクタＬ２に電流が流れることにより、インダクタＬ２には磁気的エネルギが蓄積される。ここにおいて、負荷１１から流出する電流の一部は、ダイオードＤ３およびコンデンサＣ２を経由して整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む。このコンデンサＣ２を経由する電流により、コンデンサＣ２が充電される。

一方、図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態のとき、インダクタＬ２から流出した電流は、ダイオードＤ１、負荷１１の順に経由して、インダクタＬ２に戻る。ここにおいて、インダクタＬ２に蓄積された磁気的エネルギは、負荷１１側に放出される。また、整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流が、負荷１１、ダイオードＤ３、コンデンサＣ２の順に経由して整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む。このコンデンサＣ２を経由する電流により、コンデンサＣ２が充電される。

このように、整流回路２の出力電圧の瞬時値が電圧閾値以上の場合、整流回路２から電圧変換回路４側に電流が流れ続ける。また、スイッチング素子がオン状態およびオフ状態のいずれにおいても、コンデンサＣ２は、整流回路２の高電位側から負荷１１を経由して流れる電流により充電される。これにより、電源投入時のインラッシュ電流が、負荷１１により限流されるので、過度のインラッシュ電流が流れることを防止でき、ひいては、整流回路２を構成するダイオード等の破損を防止することができる。

図３は、整流回路２から充放電回路３への入力電圧が電圧閾値未満の場合であって、（ａ）はスイッチング素子Ｑ１がオンのときの電流の流れを示し、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１がオフのときの電流の流れを示している。
図３（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のとき、コンデンサＣ２の高電位側から流出した電流は、ダイオードＤ２、負荷１１、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ２の順に経由して、コンデンサＣ２の低電位側に流れ込む。このとき、整流回路２の高電位側の出力端の電位に比べて、コンデンサＣ２とダイオードＤ２のアノードとの接続点の電位が高くなっている。これにより、ダイオードＤ２は導通状態となる。また、コンデンサＣ２は、最大充電電圧（整流回路２の出力電圧の最大瞬時値から負荷１１の電圧降下分だけ低い電圧）で充電された状態からコンデンサＣ２の静電容量で定まる時定数で減少していく。そのため、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎが電圧閾値未満になっている期間中は、コンデンサＣ２とダイオードＤ２の接続点の電位が電圧変換回路４の低電位側の出力端の電位、即ち、負荷１１とインダクタＬ２との接続点の電位よりも高い状態となっている。これにより、ダイオードＤ３は非導通状態となる。また、インダクタＬ２に電流が流れることにより、インダクタＬ２に磁気的エネルギが蓄積される。

一方、図３（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態のとき、インダクタＬ２から流出した電流は、ダイオードＤ１、負荷１１の順に経由して、インダクタＬ２に戻る。ここにおいて、インダクタＬ２に蓄積された磁気的エネルギは、負荷１１側に放出される。また、負荷１１とインダクタＬ２との接続点の電位は、スイッチング素子Ｑ１のオン時オフ時で略一定に維持される。従って、前述のように、コンデンサＣ２とダイオードＤ２の接続点の電位が電圧変換回路４の低電位側の出力端の電位、即ち、負荷１１とインダクタＬ２との接続点の電位よりも高い状態で維持される。これにより、ダイオードＤ３は非導通状態を維持する。

このように、整流回路２の出力電圧の瞬時値が電圧閾値未満の場合、整流回路２から電圧変換回路４側に流れる電流は遮断された状態となる。
交流直流変換回路１について、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎの時間波形を図４（ａ）に示し、交流電源ＡＣから整流回路２に流れる電流Ｉｉｎの時間波形を図４（ｂ）に示し、負荷１１の両端間の電圧ＶＬＥＤの時間波形を図４（ｃ）に示す。

ここにおいて、電圧変換回路４について、コンデンサＣ２の静電容量を１．０μＦ、コンデンサＣ４の静電容量を８２μＦ、抵抗Ｒ２の抵抗値を２．２Ωに設定した。そして、コンデンサＣ４とインダクタＬ２との間の接続点と、整流回路２の低電位側の出力端との間には、コンデンサ（図示せず）を挿入している。また、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の抵抗値をそれぞれ８２０ｋΩ、１００ｋΩとし、コンデンサＣ５５の静電容量を１５０ｐＦとした。

図４（ａ）および（ｂ）に示すように、整流回路２の出力電圧の瞬時値が電圧閾値以上の期間（図４中の期間Ｔｉ１）では、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路４に電流が流れる。ここで、図４（ｂ）に示すように、交流電源ＡＣから整流回路２を介して充放電回路３に流れる電流Ｉｉｎは、２つのピークを有する。１つ目のピークは、電源から電圧変換回路４を直接動作させて負荷に電流を流すために生じるものである。

この１つ目のピークは、駆動回路Ｕ１の過渡性能によるものと思われる。定電圧回路５内のコンデンサＣ５５は、スイッチング素子Ｑ１のスナバ回路を兼用しているので、スイッチングＱ１がオンオフ動作をする度に瞬時に完全充放電を繰り返す。また、コンデンサＣ５３は、静電容量が大きいので、常時、スイッチング素子Ｑ１の駆動電流供給のために充電されつづけており、両端間の電圧は略一定である。例えば、図１に示す構成の回路の動作シミュレーションではこの１つ目のピークはでず平坦になる。以上のことから１つ目のピークは、駆動回路Ｕ１の過渡性能に依存するものと考えられる。

そして、２つ目のピークは、コンデンサＣ２，Ｃ４が充電が完了していない期間において、充放電回路３から定電圧回路５内に多くの電流が流れこむために生じるものである。このように２つのピークが生じるのは、コンデンサＣ５３およびＣ５５の静電容量と、コンデンサＣ２，Ｃ４の静電容量とが大きく異なるためである。
一方、図４（ａ）および（ｂ）に示すように、整流回路２の出力電圧が電圧閾値未満の期間（図４中の期間Ｔｉ２）では、充放電回路３の一部を構成するコンデンサＣ２に蓄積された電荷が電圧変換回路４に放電される。このとき、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路４に流れる電流は遮断される。

また、図４（ｃ）に示すように、負荷１１の両端間の電圧ＶＬＥＤは、負荷１１に並列に接続されたコンデンサＣ４により電圧ＶＬＥＤの変動が抑制され、電圧閾値Ｖｔｈで略一定に維持することができる。
以上のことから、交流直流変換回路１では、整流回路２の出力電圧が電圧閾値以上であってコンデンサＣ２の両端間の電圧以上となる期間（図４中の期間Ｔｉ１）を長くすれば、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路４に電流が流れ続ける期間が長くなり、その分、力率を向上させることができる。また、負荷１１と並列にコンデンサＣ４が接続されていることにより、負荷１１の両端間の電圧ＶＬＥＤも略一定に維持することができる。実際、本実施の形態に係る交流直流変換回路１では、力率を０．７３まで向上させることができる。

＜３＞まとめ
結局、本実施の形態に係る交流直流変換回路１は、充放電回路３は、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎの瞬時値が電圧閾値以上の場合、整流回路２の高電位側から電圧変換回路４に電流が流れるとともに、負荷１１を経由する電流によりコンデンサＣ２を充電する。また、このコンデンサＣ２は、負荷１１と直列に接続されており、負荷１１に加わる電圧は、電圧変換回路４により変動が抑制されている。従って、コンデンサＣ２の両端間の電圧は、整流回路２の最大電圧瞬時値Ｖｉｎｍａｘよりも負荷１１に加わる電圧ＶＬＥＤだけ低くなる。これにより、交流電源ＡＣから供給される交流の半周期において、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘに到達した後に整流回路２の出力電圧ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧よりも大きくなる期間（図１２（ａ）のＡ期間）が生じることとなり、このＡ期間中、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路４に電流が流れ続ける。従って、上記交流の半周期において、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘが到達した後、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路４に流れる電流が遮断される構成に比べて、力率向上を図ることができる。

また、充放電回路３は、整流回路２の出力電圧が電圧閾値未満であって、且つ、コンデンサＣ２の両端間の電圧未満の場合、コンデンサＣ２に蓄積された電荷を電圧変換回路４に放電する。これにより、整流回路２から電圧変換回路４への入力電圧が電圧変換回路４の出力電圧よりも大幅に小さくなることを抑制できるので、動作安定性の維持を図ることができる。

また、整流回路２の出力電圧の瞬時値が電圧閾値以上の場合および整流回路２の出力電圧の瞬時値が電圧閾値未満の場合のいずれにおいても、コンデンサＣ２は、整流回路２の高電位側から負荷１１を経由して流れる電流により充電される。これにより、電源投入時のインラッシュ電流が、負荷１１により限流されるので、過度のインラッシュ電流が流れることを防止でき、ひいては、整流回路２を構成するダイオード等の破損を防止することができる。また、抵抗Ｒ１の抵抗値を大きくしなくても良いので、その損失が減少し、回路効率も良くなる。

更に、交流直流変換回路１では、整流回路２の出力端間に直接コンデンサを接続する構成に比べて、コンデンサＣ２，Ｃ４に必要な耐圧を小さくすることができる。また、コンデンサは一般的に耐圧の高いものほどコストがかかる。従って、交流直流変換回路１では、コンデンサとして比較的耐圧の低いものを使用することができるので、その分、部品コストの低減を図ることができる。

＜変形例＞
（１）実施の形態では、整流回路２の出力電圧が電圧閾値以上の場合、充放電回路３では、電圧変換回路４からダイオードＤ３を介してコンデンサＣ２が充電される例について説明したが、これに限定されるものではない。
本変形例に係る交流直流変換回路４０１の回路図を図５に示す。この交流直流変換回路４０１は、充放電回路４０３と、電圧変換回路４０４とを備えている。なお、実施の形態と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

また、本変形例に係る交流直流変換回路４０１では、駆動回路Ｕ１の電源端子ｔｅ０がインダクタＬ４２と負荷１１との間の接続点に接続されている。これは、交流直流変換回路４０１のようなハイサイドスイッチング方式を採用する回路に特有な電源取得方法である。この場合、実施の形態で説明した定電圧回路５が不要となる分、回路構成を簡素化することができるという利点がある。

図５に示すように、充放電回路４０３は、コンデンサＣ２２と、ダイオードＤ２２と、ダイオードＤ４３とから構成される。ダイオードＤ２２は、アノードが整流回路２の低電位側の出力端、即ち、電圧変換回路４の低電位側の入力端に接続され、カソードがコンデンサＣ２２の一端に接続されている。つまり、ダイオードＤ４３は、電圧変換回路４の低電位側の入力端からコンデンサＣ２２の一端に向かって流れる電流のみ導通する一方向性素子（第３一方向性素子）である。これにより、整流回路２の出力電圧が電圧閾値以上の場合に、コンデンサＣ２から整流回路２の低電位側に流れてしまうのを防止している。ダイオードＤ４３は、アノードがコンデンサＣ２２の上記一端に接続され、カソードが電圧変換回路４０４のインダクタＬ４２と負荷１１との接続点に接続されている。つまり、ダイオードＤ４３は、コンデンサＣ２２の一端から電圧変換回路４の高電位側の出力端に向かって流れる電流のみ導通する一方向性素子（第４一方向性素子）である。これにより、コンデンサＣ２からインダクタＬ４２と負荷１１との接続点まで流れた電流が、負荷１１側に流れずにコンデンサＣ２側に流れてしまうのを防止している。コンデンサＣ２２は、電解コンデンサからなり、他端が整流回路２の高電位側の出力端に接続されている。このコンデンサＣ２２は、このコンデンサＣ２は、整流回路２の高電位側の出力端が正極性となっている。なお、コンデンサＣ２２は、例えば、高誘電率系セラミックスコンデンサやフィルムコンデンサ等から構成されてもよい。

ここにおいて、コンデンサＣ２２に蓄積された電荷を電圧変換回路４０３に放電するための放電経路は、コンデンサＣ２２の高電位側から電圧変換回路４の高電位側の入力端に至り、負荷１１、電圧変換回路４の低電位側の入力端、ダイオードＤ２２を経由してコンデンサＣ２２に戻る経路である。
電圧変換回路４０４は、スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬ４２と、ダイオードＤ４１と、コンデンサＣ４４と、抵抗Ｒ４２とを備える。スイッチング素子Ｑ１は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなり、ソースが抵抗Ｒ４２を介してインダクタＬ４２に接続され且つゲートが抵抗Ｒ１１を介して駆動回路Ｕ１に接続されるとともに、ドレインが整流回路２の高電位側の出力端に接続されている。この抵抗Ｒ４２は、その両端間に生じる電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流を検出するためのものである。インダクタＬ４２は、一端がスイッチング素子Ｑ１に接続され、他端がコンデンサＣ４４に接続されている。ダイオードＤ４１は、アノードが整流回路２の低電位側の出力端に接続され、カソードが抵抗Ｒ４２とインダクタＬ４２との接続点に接続されている。コンデンサＣ４４は、電解コンデンサからなり、一端がインダクタＬ４２の上記他端に接続され、他端が整流回路２の低電位側の出力端に接続されている。そして、負荷１１は、このコンデンサＣ４４と並列に接続されている。このコンデンサＣ４４は、負荷１１の両端間に印加される電圧を平滑化する役割を担う。

次に、本変形例に係る交流直流変換回路４０１の動作について説明する。
交流直流変換回路４０１の回路図と、交流直流変換回路４０１内における電流の流れとを図６（ａ）および（ｂ）並びに図７（ａ）および（ｂ）に示す。
図６は、整流回路２から充放電回路３への入力電圧が、コンデンサＣ２２の両端間の電圧以上の場合であって、（ａ）はスイッチング素子Ｑ１がオンのときの電流の流れを示し、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１がオフのときの電流の流れを示している。このコンデンサＣ２２の最大充電電圧は、整流回路２の出力電圧の最大値Ｖｉｎｍａｘと負荷１１に加わる電圧ＶＬＥＤとの電圧閾値に相当する。

図６（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のとき、整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流は、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ４２、インダクタＬ４２、負荷１１の順に経由して、整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む。このとき、整流回路２の低電位側の出力端の電位に比べて、コンデンサＣ２２とダイオードＤ２２のカソードとの接続点の電位が負荷１１での電圧降下分だけ高くなっている。これにより、ダイオードＤ２２は非導通状態となる。また、インダクタＬ４２に電流が流れることにより、インダクタＬ４２には磁気的エネルギが蓄積される。ここにおいて、整流回路２の高電位側の出力端から流出する電流の一部は、コンデンサＣ２２、ダイオードＤ４３および負荷１１を経由して整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む。このコンデンサＣ２２を経由する電流により、コンデンサＣ２２が充電される。

一方、図６（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態のとき、インダクタＬ４２から流出した電流は、負荷１１、ダイオードＤ４１の順に経由して、インダクタＬ４２に戻る。ここにおいて、インダクタＬ４２に蓄積された磁気的エネルギは、負荷１１側に放出される。また、整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流が、コンデンサＣ２２、ダイオードＤ４３、負荷１１の順に経由して整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む。このコンデンサＣ２２を経由する電流により、コンデンサＣ２２が充電される。

このように、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２２の両端間の電圧以上の場合、整流回路２から電圧変換回路４側に電流が流れ続ける。また、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のときおよびオフ状態のときのいずれにおいても、コンデンサＣ２２は、整流回路２の高電位側から負荷１１を経由して流れる電流により充電される。これにより、電源投入時のインラッシュ電流が、負荷１１により限流されるので、過度のインラッシュ電流が流れることを防止でき、ひいては、整流回路２を構成するダイオード等の破損を防止することができる。

図７は、整流回路２から充放電回路３への入力電圧がコンデンサＣ２２の両端間の電圧未満の場合であって、（ａ）はスイッチング素子Ｑ１がオンのときの電流の流れを示し、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１がオフのときの電流の流れを示している。
図７（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のとき、電流は、コンデンサＣ２２の高電位側からスイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ４２、インダクタＬ４２、負荷１１、ダイオードＤ２２の順に経由して、コンデンサＣ２２の低電位側に流れ込む。このとき、整流回路２の低電位側の出力端の電位に比べて、コンデンサＣ２２とダイオードＤ２２のカソードとの接続点の電位が低くなっている。これにより、ダイオードＤ２２は導通状態となる。また、コンデンサＣ４４は、最大充電電圧（負荷１１の電圧降下分）で充電された状態からコンデンサＣ４４の静電容量で定まる時定数で減少していく。そのため、整流回路２の出力電圧がコンデンサＣ２２の両端間の電圧未満になっている期間中は、コンデンサＣ４４の高電位側の電位が整流回路２の高電位側の出力端の電位よりも高い状態となっている。このとき、負荷１１とインダクタＬ４２との接続点の電位は、コンデンサＣ２２とダイオードＤ２２のカソードとの接続点の電位よりも高くなっている。これにより、ダイオードＤ４３は非導通状態となる。また、インダクタＬ４２に電流が流れることにより、インダクタＬ４２に磁気的エネルギが蓄積される。

一方、図７（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態のとき、インダクタＬ４２から流出した電流は、負荷１１、ダイオードＤ４１の順に経由して、インダクタＬ４２に戻る。ここにおいて、インダクタＬ４２に蓄積された磁気的エネルギは、負荷１１側に放出される。また、負荷１１とインダクタＬ２との接続点の電位は、スイッチング素子Ｑ１のオン状態のときに比べて上昇し、負荷１１とインダクタＬ２との接続点の電位は、コンデンサＣ２２とダイオードＤ２のカソードとの接続点の電位よりも高くなる。これにより、ダイオードＤ４３は非導通状態を維持する。

このように、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２２の両端間の電圧未満の場合、整流回路２から電圧変換回路４側に流れる電流は遮断された状態となる。
以上のことから、本変形例に係る交流直流変換回路３０１では、整流回路２の出力電圧が電圧変換回路４の出力電圧以上となる期間を長くすれば、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路４に電流が流れ続ける期間が長くなり、その分、力率を向上させることができる。また、負荷１１と並列にコンデンサＣ４４が接続されていることにより、負荷１１の両端間の電圧ＶＬＥＤも略一定に維持することができる。

（２）実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のとき、整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流が、負荷１１、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ２の順に経由して、整流回路２の低電位側の出力端に流れ込むとともに、負荷１１から流出する電流の一部が、ダイオードＤ３およびコンデンサＣ２を経由して整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む例について説明したが、これに限定されるものではなく、インダクタＬ２に蓄積された磁気エネルギを放出するタイミングにおいて、コンデンサＣ２に流れ込む電流を遮断するようにしてもよい。

本変形例に係る交流直流変換回路５０１の回路図を図８に示す。なお、実施の形態と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。
図８に示すように、交流直流変換回路５０１では、電圧変換回路４のインダクタＬ２とコンデンサＣ４との間の接続点と、充放電回路３のダイオードＤ３のアノードとの間にスイッチング素子Ｑ５０１が介挿されている。また、駆動回路Ｕ２は、スイッチング素子Ｑ５０１を制御するための制御用の信号電圧を出力する制御端子ｔｅ４を備えている。

スイッチング素子Ｑ５０１は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴから構成されている。このスイッチング素子Ｑ５０１は、ソースがダイオードＤ３のアノードに接続され且つゲートが抵抗Ｒ５０２を介して駆動回路Ｕ２の制御端子ｔｅ４に接続されるとともに、ドレインがコンデンサＣ４およびインダクタＬ２の接続点に接続されている。
ここにおいて、駆動回路Ｕ２は、出力端子ｔｅ１の信号電圧を０Ｖよりも大きい所定の電圧にしてスイッチング素子Ｑ１をオン状態にしている間、制御端子ｔｅ４の信号電圧を０Ｖよりも大きい所定の電圧にすることによりスイッチング素子Ｑ５０１をオン状態にする。一方、駆動回路Ｕ２は、出力端子ｔｅ１の信号電圧を略０Ｖにしてスイッチング素子Ｑ１をオフ状態にしている間、制御端子ｔｅ４の信号電圧を略０Ｖにすることによりスイッチング素子Ｑ５０１をオフ状態にする。ここで、スイッチング素子Ｑ５０１のオン期間を変えることにより、コンデンサＣ２への充電時間を変えることができ、力率を変えることができる。また、コンデンサＣ２への充電電流が負荷１１を介して流れるので、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎが高過ぎる場合に、スイッチング素子Ｑ５０１をターンオフさせて、所定の出力電圧Ｖｉｎの範囲まで低下させることができる。従って、スイッチング素子Ｑ５０１をターンオンさせることにより、負荷１１に流れる電流ピーク値を低くすることができるので、負荷１１の寿命を長くすることもできる。

なお、図８に示す構成の変形例では、スイッチング素子Ｑ５０１のオンオフ動作を駆動回路Ｕ２が制御する例について説明したが、スイッチング素子Ｑ５０１のオンオフ動作の制御方法は、これに限定されるものではない。
他の変形例に係る交流直流変換回路６０１の回路図を図９に示す。なお。図８に示す構成と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

図９に示すように、電圧変換回路６０４がトランスＴＦ１を備えている点と、トランスＴＦ１の二次巻線Ｌ２２の両端間に抵抗Ｒ６２，Ｒ６３からなる分圧回路を備えている点とが図８に示す構成とは相違する。ここで、トランスＴＦ１の一次巻線Ｌ２１は、一端がスイッチング素子Ｑ１に接続され、他端がコンデンサＣ４に接続されている。また、トランスＴＦにおいて、一次巻線Ｌ２１と二次巻線Ｌ２２とは極性が同じになっている。また、分圧回路を構成する抵抗Ｒ６２，Ｒ６３の接続点は、スイッチング素子Ｑ５０１のゲートに接続されている。そして、抵抗Ｒ６３における抵抗Ｒ６２側とは反対側が整流回路２の低電位側の出力端に接続されている。

ここにおいて、スイッチング素子Ｑ１がオン状態の場合、一次巻線Ｌ２１の両端間には、コンデンサＣ４側がスイッチング素子Ｑ１側よりも高電位となるような電圧が発生し、二次巻線Ｌ２２の両端間には、抵抗Ｒ６２に接続される側が抵抗Ｒ６３に接続される側（整流回路２の低電位側の出力端に接続される側）よりも高くなるような電圧が発生する。すると、抵抗Ｒ６２，Ｒ６３の接続点に生じる電位は、整流回路２の低電位側の出力端の電位よりも高くなり、スイッチング素子Ｑ５０１がターンオンする。一方、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態の場合、一次巻線Ｌ２１の両端間には、コンデンサＣ４側がスイッチング素子Ｑ１側よりも低くなるような電圧が発生し、二次巻線Ｌ２２の両端間には、抵抗Ｒ６２に接続される側が整流回路２の低電位側の出力端に接続される側よりも低くなるような電圧が発生する。すると、抵抗Ｒ６２，Ｒ６３の接続点に生じる電位は、整流回路２の低電位側の出力端の電位よりも低くなり、スイッチング素子Ｑ５０１がターンオフする。

本構成によれば、トランスＴＦ１を用いた簡単な構成によりスイッチング素子Ｑ５０１のオンオフ動作を制御することができるので、回路構成の簡易化を図ることができる。
（３）実施の形態では、充放電回路３のコンデンサＣ２および電圧変換回路４のコンデンサＣ４それぞれの静電容量が一定である場合について説明したが、これに限定されるものではなく、各コンデンサＣ２，Ｃ４を可変コンデンサに置き換えたものであってもよい。

本変形例に係る交流直流変換回路７０１の回路図を図１０に示す。
図１０に示すように、充放電回路３が可変コンデンサＣ７２を備え、電圧変換回路７０４が可変コンデンサＣ７４を備えている。この可変コンデンサＣ７２，Ｃ７４としては、例えば、ポリバリコンやセラミックトリマコンデンサ等がある。そして、各可変コンデンサＣ７２，Ｃ７４は、可変コンデンサＣ７２，Ｃ７４の静電容量を制御する制御回路１３に接続されている。この制御回路１３には、ユーザインターフェース装置が接続されており、ユーザがユーザインターフェース装置から所望する力率や、負荷１１に流れる電流についての所望のリプル率を入力すると、制御回路１３が入力された力率やリプル率に応じて可変コンデンサＣ７２，Ｃ７４の静電容量を適宜調節する。

本構成によれば、可変コンデンサＣ７２の静電容量を調節することにより、力率を自由に設定することができる。また、可変コンデンサＣ７４の静電容量を調節することにより、負荷１１に流れる電流のリプル率を自由に設定することができる。従って、ユーザが、交流直流変換回路７０１の用途に応じて、制御回路１３を用いて可変コンデンサＣ７２，Ｃ７４の静電容量を適宜設定することができるので、汎用性が高いという利点がある。

（４）実施の形態では、充放電回路３が整流素子としてダイオードＤ２，Ｄ３を備え、電圧変換回路４が整流素子としてダイオードＤ１を備える例について説明したが、整流素子としてはダイオードに限定されるものではない。
本変形例に係る交流直流変換回路８０１の回路図を図１１に示す。
図１１に示すように、充放電回路８０３が、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ８２，Ｑ８３を備え、電圧変換回路８０４が、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ８１を備える。そして、駆動回路Ｕ３は、各スイッチング素子Ｑ８１，Ｑ８２，Ｑ８３をオンオフ動作を制御するための信号電圧を出力する制御端子ｔｅ４，ｔｅ５，ｔｅ６を備えている。

スイッチング素子Ｑ８３は、ソースが整流回路２の高電位側の出力端に接続され且つゲートが抵抗Ｒ８７を介して駆動回路Ｕ３の制御端子ｔｅ６に接続されるとともに、ドレインがコンデンサＣ２に接続されている。スイッチング素子Ｑ８２は、ソースがコンデンサＣ２に接続され且つゲートが抵抗Ｒ８６を介して駆動回路Ｕ３の制御端子ｔｅ５に接続されるとともに、ドレインが電圧変換回路８０４のインダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ１の接続点に接続されている。

スイッチング素子Ｑ８１は、ソースが整流回路２の高電位側の出力端に接続され且つゲートが抵抗Ｒ８５を介して駆動回路Ｕ３の制御端子ｔｅ４に接続されるとともに、ドレインが整流回路２の高電位側の出力端に接続されている。
本変形例に係る交流直流変換回路８０１において、充放電回路３からの出力電圧波形を図１２（ａ）に示し、駆動回路Ｕ３からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ８１，Ｑ８２，Ｑ８３それぞれに入力される信号電圧の時間波形を図１２（ｂ）に示す。なお、図１２（ａ）に示すように、整流回路２からの出力電圧瞬時値が電圧閾値Ｖｔｈ以上の期間をＡ期間とし、整流回路２からの出力電圧瞬時値が電圧閾値Ｖｔｈよりも小さい期間をＢ期間と定義する。

図１２（ｂ）に示すように、駆動回路Ｕ３は、Ａ期間において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ８２に位相が同期した矩形波状の信号電圧を入力し、スイッチング素子Ｑ８１にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ８２に入力する信号電圧から半周期だけずれた信号電圧を入力する。そして、駆動回路Ｕ３は、スイッチング素子Ｑ８３に入力する信号電圧を略０Ｖに維持し、スイッチング素子Ｑ８３をオフ状態で維持する。

図１２（ｂ）に示すように、駆動回路Ｕ３は、Ｂ期間において、スイッチング素子Ｑ１に位相が同期した矩形波状の信号電圧を入力し、スイッチング素子Ｑ８１にスイッチング素子Ｑ１に入力する信号電圧から半周期だけずれた信号電圧を入力する。そして、駆動回路Ｕ３は、スイッチング素子Ｑ８２に入力する信号電圧を略０Ｖに維持し、スイッチング素子Ｑ８２をオフ状態で維持する。また、駆動回路Ｕ３は、スイッチング素子Ｑ８３に入力する信号電圧をスイッチング素子Ｑ８３のターンオン電圧以上に維持し、スイッチング素子Ｑ８３をオン状態で維持する。

（５）実施の形態では、コンデンサＣ５３、Ｃ５５が、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間中に充電し、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中にコンデンサＣ５５を放電することにより、コンデンサＣ５５に蓄積した分の電荷をコンデンサＣ５３へ送るいわゆるチャージポンプの構成となっている例について説明したが、これに限定されるものではない。例えば、インダクタＬ２の代わりにトランスを設けて、このトランスの二次巻線から定電圧回路に電流を流す（定電圧回路を充電する）ようにしてもよい。

本変形例に係る交流直流変換回路９０１の回路図を図１３に示す。なお、実施の形態と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。
交流直流変換回路９０１では、電圧変換回路９０４が一次巻線Ｌ９１１および二次巻線Ｌ９１２を有するトランスＴｒ９０２を備えている。このトランスＴｒ９０２は、一次巻線Ｌ９１１の極性と二次巻線Ｌ９１２の極性とが同じになっている。そして、定電圧回路９０５では、トランスＴｒ９０２の二次巻線Ｌ９１２と抵抗Ｒ５６との接続点と整流回路２の低電位側の出力端との間にコンデンサＣ９５５が接続されている。このコンデンサＣ９５５は、二次巻線Ｌ９１２に対していわゆるスナバコンデンサとして機能するものである。本変形例によれば、スイッチング素子Ｑ１がオフするタイミング（トランスＴｒ９０２の一次巻線Ｌ９１１が磁気的エネルギを放出するタイミング）で、二次巻線Ｌ９１２から定電圧回路９０５に電流が供給される。具体的には、二次巻線Ｌ９１２から抵抗Ｒ５６、ダイオードＤ５７を経由してコンデンサＣ５３に電流が流れ込み、コンデンサＣ５３が充電されることになる。

なお、図１３に示す構成の交流直流変換回路９０１では、トランスＴｒ９０２の一次巻線Ｌ９１１の極性と二次巻線Ｌ９１２との極性とが同じである例について説明したが、一次巻線Ｌ９１１の極性と二次巻線Ｌ９１２の極性とが反対であってもよい。この場合、スイッチング素子Ｑ１がオンするタイミング（一次巻線Ｌ９１１に磁気的エネルギが蓄積されるタイミング）で、二次巻線Ｌ９１２から定電圧回路９０５に電流が供給される。

なお、図１３に示す構成の変形例では、一次巻線Ｌ９１１が磁気的エネルギを放出するタイミング、或いは、一次巻線Ｌ９１１に磁気的エネルギが蓄積されるタイミングのいずれか一方で、二次巻線Ｌ９１２から定電圧回路９０５に電流が供給される例について説明したが、これに限定されるものではなく、一次巻線Ｌ９１１が磁気的エネルギを放出するタイミング、および、一次巻線Ｌ９１１に磁気的エネルギが蓄積されるタイミングの両方で、二次巻線Ｌ９１２から定電圧回路９０５に電流が供給されるものであってもよい。

他の変形例に係る交流直流変換回路１００１の回路図を図１４に示す。なお。図１３に示す構成と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。
交流直流変換回路１００１では、電圧変換回路９０５がトランスＴｒ９０２の二次巻線Ｌ９１２の両端間に入力端が接続されたダイオードブリッジＤＢを備えている点が、図１３に示す構成とは相違する。ここで、ダイオードブリッジＤＢの高電位側の出力端が、定電圧回路９０５に接続され、低電位側の出力端が整流回路２の低電位側の出力端に接続されている。なお、トランスＴｒ９０２において、一次巻線Ｌ９１１の極性と二次巻線Ｌ９１２とは極性とが反対であってもよい。また、定電圧回路９０５の一部を構成するダイオードＤ５７は無くてもよい。

ここにおいて、スイッチング素子Ｑ１がオンするタイミングおよびオフするタイミングのいずれにおいても、ダイオードブリッジＤＢから定電圧回路９０５に電流が供給される。
（６）実施の形態では、電圧変換回路４の一部を構成するスイッチング素子Ｑ１がＮチャネル型ＭＯＳトランジスタから構成される例について説明したが、これに限定されるものではなく、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタを用いてもよい。さらに、スイッチング素子Ｑ１をバイポーラトランジスタから構成してもよい。

本発明は、交流直流変換回路を備えた装置に広く利用することができる。

１，４０１，５０１，６０１，７０１，８０１，９０１ 交流直流変換回路
２ 整流回路
３，４０３，８０３ 充放電回路
４，４０４，６０４，７０４，８０４ 電圧変換回路
５ 定電圧回路
１１ 負荷
１３ 制御回路
Ｃ２，Ｃ４，Ｃ２２，Ｃ４４，Ｃ５３，Ｃ５５ コンデンサ
Ｃ７２，Ｃ７４ 可変コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ２２，Ｄ４１，Ｄ４３，Ｄ５７ ダイオード
Ｌ２，Ｌ４２ インダクタ
Ｌ２１ 一次巻線
Ｌ２２ 二次巻線
Ｑ１，Ｑ８１，Ｑ８２，Ｑ８３，Ｑ５０１，Ｑ９０１ スイッチング素子
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ１１，Ｒ４２，Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ５６，Ｒ６２，Ｒ６３，Ｒ８５，Ｒ８６，Ｒ８７，Ｒ５０２，Ｒ９０２ 抵抗
ＴＦ１ トランス
Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３ 駆動回路
ＺＤ５４ ツェナーダイオード

Claims (7)

1. 交流電源から供給される交流を整流する整流回路と、
   前記負荷と前記コンデンサとの接続点の電圧を前記整流回路の出力電圧の変動に連動して変動させることにより前記負荷の両端間の電圧変動を抑制する電圧変換回路と、
   一端が前記整流回路の高電位側および低電位側のいずれか一方の出力端に負荷を介して接続され且つ他端が前記整流回路の他方の出力端に接続されたコンデンサを有し、当該コンデンサの一端および他端のうち前記整流回路の高電位側に接続される方から前記整流回路の高電位側の出力端へ前記コンデンサに蓄積された電荷を放電するための放電経路を有し、前記整流回路の出力電圧瞬時値が前記負荷の両端間の電圧以上の場合、前記整流回路から前記負荷を経由して流れる電流により前記コンデンサを充電し、前記整流回路の出力電圧瞬時値が前記負荷の両端間の電圧未満の場合、前記コンデンサから前記整流回路の高電位側の出力端に前記放電経路を介して放電する充放電回路とを備える
   ことを特徴とする交流直流変換回路。
2. 前記コンデンサの一端は、前記整流回路の高電位側の出力端に負荷を介して接続され、
   前記コンデンサの他端は、前記整流回路の低電位側の出力端に接続され、
   前記充放電回路は、更に、
   前記放電経路に介挿され、前記コンデンサの一端から前記整流回路の高電位側の出力端に向かって流れる電流のみ導通する第１一方向性素子と、
   前記コンデンサの一端と前記負荷との間に介挿され、前記負荷から前記コンデンサの一端に向かって流れる電流のみ導通する第２一方向性素子とを備える
   ことを特徴とする請求項１記載の交流直流変換回路。
3. 前記第１一方向性素子は、アノードが前記コンデンサの一端に接続され且つカソードが前記整流回路の高電位側の出力端に接続されたダイオードであり、
   前記第２一方向性素子は、アノードが前記負荷に接続され且つカソードが前記コンデンサの一端に接続されたダイオードである
   ことを特徴とする請求項２記載の交流直流変換回路。
4. 前記電圧変換回路は、
   スイッチング素子と、
   一端が前記スイッチング素子に接続され且つ他端が前記負荷と前記コンデンサとの接続点に接続されたインダクタと、
   アノードが前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続され且つカソードが前記整流回路の高電位側の出力端に接続された第３ダイオードと、
   前記インダクタの他端と前記第３ダイオードのカソードとの間に接続されたコンデンサとを備える
   ことを特徴とする請求項３記載の交流直流変換回路。
5. 前記コンデンサの一端は、前記整流回路の低電位側の出力端に負荷を介して接続され、
   前記コンデンサの他端は、前記整流回路の高電位側の出力端に接続され、
   前記充放電回路は、更に、
   前記放電経路に介挿され、前記整流回路の低電位側の出力端から前記コンデンサの一端に向かって流れる電流のみ導通する第３一方向性素子と、
   前記コンデンサの一端と前記負荷との間に介挿され、前記コンデンサの一端から前記負荷に向かって流れる電流のみ導通する第４一方向性素子とを備える
   ことを特徴とする請求項１記載の交流直流変換回路。
6. 前記第３一方向性素子は、アノードが前記整流回路の低電位側の出力端に接続され且つカソードが前記コンデンサの一端に接続されたダイオードであり
   前記第４一方向性素子は、アノードが前記コンデンサの一端に接続され且つカソードが前記負荷に接続されたダイオードである
   ことを特徴とする請求項５記載の交流直流変換回路。
7. 前記電圧変換回路は、
   スイッチング素子と、
   一端が前記スイッチング素子に接続され且つ他端が負荷と前記コンデンサとの接続点に接続されたインダクタと、
   アノードが前記整流回路の低電位側の出力端に接続され且つカソードが前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続された第６ダイオードと、
   前記インダクタの他端と前記第６ダイオードのカソードとの間に接続されたコンデンサとを備える
   ことを特徴とする請求項６記載の交流直流変換回路。

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