JP2012022918A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】パルスインターバルを短く一定にする。
【解決手段】放電灯点灯回路１００は、駆動対象の放電灯４に印加すべき駆動電圧Ｖｏを生成するＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶと、点灯状態監視信号が放電灯４の消灯を示す場合、駆動電圧Ｖｏが所定の上限値を超えないようにＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶを制御する制御回路１０と、を備える。ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶは、入力トランス１４と、入力トランス１４の１次巻き線Ｌ１と直列に接続されるスイッチング素子Ｍ１と、を含む。制御回路１０は、点灯状態監視信号が放電灯４の消灯を示す場合は、スイッチング素子Ｍ１のオン期間中に入力トランス１４の１次巻き線Ｌ１に蓄えられるエネルギが、点灯状態監視信号が放電灯４の点灯を示す場合の対応するエネルギよりも小さくなるようにスイッチング素子Ｍ１のオンオフを制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は放電灯を駆動する放電灯点灯回路に関する。

近年、前照灯などの車両用灯具として、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えて、メタルハライドランプ（以下、放電灯と称する）が利用されている。放電灯は、ハロゲンランプに比べて発光効率、長寿命が得られる反面、駆動電圧として数十〜数百Ｖが必要であるため、１２Ｖもしくは２４Ｖの車載バッテリでは直接駆動することができず、放電灯点灯回路（バラストとも称される）が必要となる。

放電灯点灯回路はバッテリ電圧を昇圧して放電灯に供給する。特許文献１には、バッテリ電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を交流変換するインバータ回路と、それらの回路を制御する制御回路と、放電灯始動用の高電圧パルスを生成するイグナイタ回路と、を備える放電灯点灯装置が開示されている。

特開２００３−３１３８５号公報

特許文献１に記載のイグナイタ回路などのスタータ回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を利用してスタータキャパシタを充電し、スタータキャパシタに充電されたエネルギを高電圧トランスに一度に放出することで高電圧パルスを生成する。ここで、スタータキャパシタへの充電が始まってから高電圧パルスが発生するまでの期間の長さをパルスインターバルと呼ぶ。

１回目の高電圧パルスによって放電灯が点灯しない場合、スタータ回路ではスタータキャパシタが再充電されて再度高電圧パルスが生成される。一方、放電灯の点灯前においてＤＣ／ＤＣコンバータは負荷が実質的にない状態で駆動されるので、その出力電圧はすぐに上限値に到達しその上限値付近で安定化される。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が上昇過程にある場合のパルスインターバルと安定化された後のパルスインターバルとに差が生じる虞がある。特に２回目以降の高電圧パルスに対応するパルスインターバルが１回目の高電圧パルスに対応するパルスインターバルよりも長くなる可能性がある。このようにパルスインターバルが長くなると、点灯性能に悪影響を及ぼしかねない。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、点灯性能を向上した放電灯点灯回路の提供にある。

本発明のある態様は、放電灯点灯回路に関する。この放電灯点灯回路は、駆動対象の放電灯に印加すべき駆動電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、点灯状態監視信号が放電灯の消灯を示す場合、駆動電圧が所定の上限値を超えないようにＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路と、を備える。ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力トランスと、入力トランスの１次巻き線と直列に接続されるスイッチング素子と、を含む。制御回路は、点灯状態監視信号が放電灯の消灯を示す場合は、スイッチング素子のオン期間中に入力トランスの１次巻き線に蓄えられるエネルギが、点灯状態監視信号が放電灯の点灯を示す場合の対応するエネルギよりも小さくなるようにスイッチング素子のオンオフを制御する。

この態様によると、点灯状態監視信号が放電灯の消灯を示す場合の、スイッチング素子のオン期間中に入力トランスの１次巻き線に蓄えられるエネルギを小さくできる。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を装置、方法、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、点灯性能を向上できる。

第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。 図１の放電灯点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。 図３（ａ）、（ｂ）は、放電灯点灯回路のＤＣ期間後の動作状態を示すタイムチャートである。 電源投入からブレークダウンまでの駆動電圧およびスタータ回路のスタータキャパシタの両端電圧の変化を示すタイムチャートである。 駆動電圧が上限電圧付近に到達する前における放電灯点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。 駆動電圧が上限電圧付近に到達した後における放電灯点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。 電流制限回路において放電灯の点灯消灯の別によらずに同じ電流制限値を使用する場合の、放電灯点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。 第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。 駆動電圧および第３ノード電圧の波形を示す波形図である。 第２ノード電圧にオフセットを付与しない場合の、駆動電圧および点灯補助スイッチを流れるトランジスタ電流の時間変化を示す説明図である。 第２ノード電圧に第３ノード電圧に基づくオフセットを付与する場合の、駆動電圧および点灯補助スイッチを流れるトランジスタ電流の時間変化を示す説明図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、信号には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面において説明上重要ではない部材の一部は省略して表示する。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂとの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路は、入力されたバッテリ電圧をスイッチングコンバータを使用して変圧し、インバータを使用して交流電圧に変換した上で駆動対象の放電灯に供給する。この放電灯点灯回路では、放電灯の点灯前と判断される場合は、スイッチングコンバータのスイッチング素子のオンオフの一周期ごとにスイッチングコンバータの入力側から出力側へ移相されるエネルギを、放電灯の点灯後と判断される場合よりも小さくする。これにより、放電灯の点灯前においてスイッチングコンバータの出力電圧が上昇して上限値に近づいた場合のスイッチング素子の駆動周波数の低下を抑えることができる。

図１は、第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路１００は、車載用のメタルハライドランプである放電灯４を駆動する。放電灯点灯回路１００および放電灯４は、車両用灯具に搭載される。放電灯点灯回路１００は、車載バッテリ（以下、単にバッテリと称する）６、電源スイッチ８と接続される。

バッテリ６は、１２Ｖ（もしくは２４Ｖ）の直流のバッテリ電圧（電源電圧）Ｖｂａｔを発生する。電源スイッチ８は放電灯４の点灯のオン、オフを制御するために設けられたリレースイッチであり、バッテリ６と直列に設けられる。電源スイッチ８がオンとなると、バッテリ６からバッテリ電圧Ｖｂａｔが放電灯点灯回路１００に供給される。

放電灯点灯回路１００は、平滑化されたバッテリ電圧Ｖｂａｔを昇圧し、交流変換して放電灯４へと供給する。以下、放電灯点灯回路１００の詳細な構成を説明する。

放電灯点灯回路１００は、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ、制御回路１０、スタータ回路２０、インバータ回路３０、入力キャパシタＣｉｎ、電流検出抵抗Ｒｄ、第１電流制限抵抗Ｒ１、第２電流制限抵抗Ｒ２、を備える。

入力キャパシタＣｉｎは、バッテリ６と並列に設けられ、バッテリ電圧Ｖｂａｔを平滑化する。より具体的には、入力キャパシタＣｉｎは入力トランス１４の近傍に設けられており、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶのスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。

ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶは、バッテリ電圧Ｖｂａｔを昇圧する。ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶは、絶縁型のスイッチングレギュレータであり、入力トランス１４、出力ダイオードＤ１、出力キャパシタＣｏ、スイッチング素子Ｍ１、を含む。

入力トランス１４の１次巻き線Ｌ１とスイッチング素子Ｍ１とは、入力キャパシタＣｉｎと並列に、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶの入力端子Ｐｉｎと接地端子（ＧＮＤ）間に直列に設けられている。たとえばスイッチング素子Ｍ１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。入力トランス１４の２次巻き線Ｌ２の一端は接地されており、その他端は出力ダイオードＤ１のアノードと接続される。出力キャパシタＣｏは出力ダイオードＤ１のカソードと接地端子間に設けられる。

スイッチング素子Ｍ１の制御端子（ゲート）には、駆動周波数ｆ１の制御パルス信号Ｓ１が印加される。たとえば定常点灯状態において駆動周波数ｆ１は４００ｋＨｚである。スイッチング素子Ｍ１は、制御パルス信号Ｓ１がハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。スイッチング素子Ｍ１がオンすると１次巻き線Ｌ１に電流が流れ始め、オン期間の終わりには１次巻き線Ｌ１に１／２・Ｌｐ・Ｉｐ^２に相当するエネルギが蓄えられる。ここでＬｐは１次巻き線Ｌ１のインダクタンス、Ｉｐはオン期間の終了時点で１次巻き線Ｌ１に流れている電流値である。Ｌｐは典型的には１μＨ程度である。この状態でスイッチング素子Ｍ１がオフすると、１次巻き線Ｌ１に蓄えられたエネルギが２次巻き線Ｌ２へ移送される。移送されたエネルギは出力キャパシタＣｏに蓄えられる。以上のエネルギ移送の繰り返しにより、出力キャパシタＣｏが充電される。

インバータ回路３０は、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶによって昇圧された直流の駆動電圧Ｖｏを点灯周波数ｆ２の交流電圧に変換して放電灯４に供給する。インバータ回路３０としては、例えばＨブリッジ回路などの公知のインバータ回路が使用される。
点灯周波数ｆ２は駆動周波数ｆ１よりも低く設定される。点灯周波数ｆ２は１０ｋＨｚ以下、さらには２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚ程度に設定されることが好ましく、本実施の形態では３１２．５Ｈｚに設定される。点灯周波数ｆ２の逆数を点灯周期Ｔ２（＝１／ｆ２＝３．２ｍｓ）と称す。

電流検出抵抗Ｒｄは、放電灯４に流れるランプ電流ＩＬの経路上に設けられる。図１の回路では電流検出抵抗Ｒｄは、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶとインバータ回路３０とを接続する接地配線上に設けられる。電流検出抵抗Ｒｄにはランプ電流ＩＬに比例した電圧降下Ｖｄが発生する。

スタータ回路２０は、放電灯４をブレークダウンさせるために高電圧パルスを発生して放電灯４の一端に印加する。スタータ回路２０は、スイッチング素子Ｍ１のオン期間中に入力トランス１４の１次巻き線Ｌ１に蓄えられるエネルギ（以下、１次エネルギと称す）を利用して高電圧パルスを発生する。スタータ回路２０は、充電回路２２、１次回路２４、高電圧トランス２６、を含む。

高電圧トランス２６の２次巻き線Ｌ４は放電灯４の一端とインバータ回路３０の出力端子との間に接続される。高電圧トランス２６の１次巻き線Ｌ３は１次回路２４に接続される。

充電回路２２はＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶと第１電流制限抵抗Ｒ１、第２電流制限抵抗Ｒ２を介して接続され、駆動電圧Ｖｏよりも高い充電電圧を生成して１次回路２４に供給する。特に充電回路２２は、出力ダイオードＤ１の両端電圧を入力とし、駆動電圧Ｖｏをｎ倍する（ｎは２以上の整数）。電圧をｎ倍する点については、コッククロフト・ウォルトンの回路に代表される公知の電圧増幅技術が使用されてもよい。

１次回路２４は、充電電圧を利用して充電されるスタータキャパシタ（不図示）と、スタータキャパシタと高電圧トランス２６の１次巻き線Ｌ３との導通を制御するスパークギャップなどの放電ギャップ型スイッチ（不図示）と、を含む。１次回路２４では、スタータキャパシタの両端電圧Ｖｓｔが所定の絶縁破壊電圧Ｖｂを超えると放電ギャップ型スイッチが導通する。これにより高電圧トランス２６の１次巻き線Ｌ３にパルス的な大電流が流れる。この電流に応じて２次巻き線Ｌ４に発生する高電圧パルスが放電灯４の一端に印加される。絶縁破壊電圧Ｖｂは典型的には８００Ｖ程度に設定される。

高電圧パルスが放電灯４に印加されても場合によっては放電灯４がブレークダウンしない。この場合、スタータ回路２０は再びスタータキャパシタを充電して高電圧パルスを発生させる。このようにしてスタータ回路２０は、放電灯４がブレークダウンするまで高電圧パルスの発生を続ける。

第１電流制限抵抗Ｒ１は、出力ダイオードＤ１のアノードとスタータ回路２０の第１入力端子Ｐ１との間に設けられる。第２電流制限抵抗Ｒ２は、出力ダイオードＤ１のカソードとスタータ回路２０の第２入力端子Ｐ２との間に設けられる。

第１電流制限抵抗Ｒ１および第２電流制限抵抗Ｒ２は、スタータ回路２０へ供給される電流量を制限する。したがって、充電回路２２での電圧増幅の過程でスタータ回路２０の各素子にパルス的に大電流が流れることを防ぐことができる。これによりそれらの素子としてより小型で安価なものが使用可能となり、スタータ回路２０を小型化し、さらにはコストを削減できる

制御回路１０は、放電灯点灯回路１００を制御する機能ＩＣ（Integrated Circuit）を含み、所定の駆動シーケンスにしたがって放電灯点灯回路１００を制御する。制御回路１０は、以下の駆動シーケンスを１から５の順番に実行することにより放電灯４を点灯させ、その光出力を安定化させる。
１． 電源投入
２． ブレークダウン
３． ＤＣ期間
４． ランナップ
５． 定常点灯
駆動シーケンスのさらなる詳細は後述する。

制御回路１０は、素子の耐圧や安全性の観点から、駆動電圧Ｖｏが所定の上限電圧Ｖｔｈ２を超えないようにＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶを制御する。また制御回路１０は、放電灯４が消灯していると判断される場合は、１次エネルギが放電灯４が点灯していると判断される場合の１次エネルギよりも小さくかつ一定となるようにスイッチング素子Ｍ１のオンオフを制御する。

制御回路１０は、検出回路１０２、駆動回路１０４、を含む。
検出回路１０２は、放電灯４の点灯／消灯の別や放電灯４に供給されている電力などの放電灯４の状態を検出する。検出回路１０２は、点灯判断回路１０６、ランプ電力演算回路１０８、を有する。

点灯判断回路１０６は駆動電圧Ｖｏを監視し、駆動電圧Ｖｏが所定の点灯判断電圧Ｖｔｈ１よりも高い場合は放電灯４が消灯していると判断し、駆動電圧Ｖｏが点灯判断電圧Ｖｔｈ１以下の場合は放電灯４が点灯していると判断する。ここで「放電灯４が消灯している」とは、「放電灯４が点灯していない」または「放電灯４の点灯前」と言い換えることができる。
点灯判断回路１０６は、放電灯４が消灯していると判断される場合はアサートされ放電灯４が点灯していると判断される場合はネゲートされる点灯状態監視信号Ｓ２を出力する。
なお、点灯判断回路１０６は放電灯４に印加される電圧であるランプ電圧ＶＬを監視してもよい。

ランプ電力演算回路１０８は、電流検出抵抗Ｒｄに生じる電圧降下Ｖｄを計測しランプ電流ＩＬを演算する。ランプ電力演算回路１０８は、演算されたランプ電流ＩＬの情報に基づき、必要に応じて駆動電圧Ｖｏやランプ電圧ＶＬの情報を加味して放電灯４で消費されている電力であるランプ電力ＷＬを演算する。ランプ電力演算回路１０８は、演算されたランプ電力ＷＬを示す電力信号Ｓ３を出力する。

駆動回路１０４は、検出回路１０２で検出された情報に基づきＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶのスイッチング素子Ｍ１をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）駆動する。駆動回路１０４は、デューティ比制限回路１１０、電力制御回路１１２、鋸波生成回路１１４、電圧制限回路１１６、電流制限回路１１８、ＰＷＭコンパレータ１２０、を有する。

電力制御回路１１２は電力信号Ｓ３を受け、電力信号Ｓ３が示すランプ電力ＷＬと目標電力との差に対応する電圧を有する誤差信号Ｓ４を生成する。目標電力は所望の電力制御を実現するように設定される。

鋸波生成回路１１４は、駆動周波数ｆ１の三角波状あるいはのこぎり波状の周期信号Ｓ５を生成する。
ＰＷＭコンパレータ１２０は、誤差信号Ｓ４を周期信号Ｓ５と比較することにより制限前ＰＷＭ信号Ｓ６を生成する。

電圧制限回路１１６は、点灯状態監視信号Ｓ２がアサートされている場合、駆動電圧Ｖｏを監視する。電圧制限回路１１６は、監視する駆動電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｔｈ２を超えている間アサートされる電圧制限信号Ｓ７を出力する。後述するデューティ比制限回路１１０では、電圧制限信号Ｓ７がアサートされている間は制御パルス信号Ｓ１がローレベルとされスイッチング素子Ｍ１がオフされる。したがって、電圧制限回路１１６は、駆動電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｔｈ２を超えている間スイッチング素子Ｍ１をオフすると言える。
上限電圧Ｖｔｈ２は、高すぎると回路素子が大型化し、低すぎると放電灯の点灯始動性が低下しうるので、特に自動車用の放電灯点灯回路では３００〜４００Ｖに設定される。

なお、上記では電圧制限回路１１６は点灯状態監視信号Ｓ２がアサートされている場合に駆動電圧Ｖｏを監視するが、ＤＣ期間、ランナップ、定常点灯の各期間における駆動電圧Ｖｏは放電灯４点灯前の駆動電圧Ｖｏより低いことを考えると、電圧制限回路１１６は点灯状態監視信号Ｓ２によらずに駆動電圧Ｖｏを監視してもよい。すなわち、電圧制限回路１１６は、少なくとも点灯状態監視信号Ｓ２がアサートされている場合は、駆動電圧Ｖｏを監視すればよい。

電流制限回路１１８は電流制限信号Ｓ８を出力する。電流制限回路１１８はスイッチング素子Ｍ１に流れる電流の大きさを監視し、その電流の大きさが所定の電流制限値を超えると電流制限信号Ｓ８にパルスを生成する。電流制限回路１１８において、点灯状態監視信号Ｓ２がアサートされている場合の第１電流制限値Ｉｔｈ１は、点灯状態監視信号Ｓ２がネゲートされている場合の第２電流制限値Ｉｔｈ２よりも小さな値に設定される。第１電流制限値Ｉｔｈ１は典型的には１Ａ程度に設定される。

後述するデューティ比制限回路１１０では、スイッチング素子Ｍ１のオン期間中に電流制限信号Ｓ８にパルスを検出すると、制御パルス信号Ｓ１がローレベルとされスイッチング素子Ｍ１がオフされる。したがって、電流制限回路１１８はスイッチング素子Ｍ１に流れる電流の大きさが電流制限値を超えるとスイッチング素子Ｍ１をオフすると言える。

電流制限回路１１８は、基準電圧生成回路１２２、制限パルス生成回路１２４、を有する。
基準電圧生成回路１２２は、点灯状態監視信号Ｓ２がアサートされている場合、第１電流制限値Ｉｔｈ１に対応する第１基準電圧Ｖｒ１を生成し、制限パルス生成回路１２４に供給する。基準電圧生成回路１２２は、点灯状態監視信号Ｓ２がネゲートされている場合、第２電流制限値Ｉｔｈ２に対応する第２基準電圧Ｖｒ２を生成し、制限パルス生成回路１２４に供給する。第１電流制限値Ｉｔｈ１は第２電流制限値Ｉｔｈ２よりも小さいので、一例では第１基準電圧Ｖｒ１は第２基準電圧Ｖｒ２よりも低い。

制限パルス生成回路１２４は電流制限信号Ｓ８を出力する。制限パルス生成回路１２４は、スイッチング素子Ｍ１と入力トランス１４の１次巻き線Ｌ１との第１接続ノードＮ１の第１ノード電圧Ｖ_Ｎ１を取得し、それを基準電圧生成回路１２２から供給される基準電圧Ｖｒ１、Ｖｒ２と比較する。
スイッチング素子Ｍ１のオン期間中は、第１ノード電圧Ｖ_Ｎ１は入力トランス１４の１次巻き線Ｌ１に流れる１次電流Ｉ_Ｌ１（＝スイッチング素子Ｍ１に流れる電流）とスイッチング素子Ｍ１のオン抵抗Ｒｏｎとの積となる。スイッチング素子Ｍ１のオン抵抗Ｒｏｎは容易に測定可能であるから、スイッチング素子Ｍ１のオン期間において、第１ノード電圧Ｖ_Ｎ１は１次電流Ｉ_Ｌ１を表す電圧となる。

点灯状態監視信号Ｓ２がアサートされている場合、制限パルス生成回路１２４は第１ノード電圧Ｖ_Ｎ１と第１基準電圧Ｖｒ１とを比較し、１次電流Ｉ_Ｌ１が第１電流制限値Ｉｔｈ１を超えると電流制限信号Ｓ８にパルスを生成する。
点灯状態監視信号Ｓ２がネゲートされている場合、制限パルス生成回路１２４は第１ノード電圧Ｖ_Ｎ１と第２基準電圧Ｖｒ２とを比較し、１次電流Ｉ_Ｌ１が第２電流制限値Ｉｔｈ２を超えると電流制限信号Ｓ８にパルスを生成する。

デューティ比制限回路１１０は、制限前ＰＷＭ信号Ｓ６と電圧制限信号Ｓ７と電流制限信号Ｓ８とを受ける。デューティ比制限回路１１０は、電圧制限信号Ｓ７がネゲートされておりかつ電流制限信号Ｓ８にパルスを検出しない場合、制限前ＰＷＭ信号Ｓ６と波形が揃った制御パルス信号Ｓ１を生成し、スイッチング素子Ｍ１の制御端子に供給する。

デューティ比制限回路１１０は、電圧制限信号Ｓ７がアサートされると制御パルス信号Ｓ１をローレベルとし、電圧制限信号Ｓ７がアサートされている間は制御パルス信号Ｓ１をローレベルに固定する。
デューティ比制限回路１１０は、制御パルス信号Ｓ１がハイレベルとなっている間に電流制限信号Ｓ８にパルスを検出すると、制御パルス信号Ｓ１をローレベルとする。デューティ比制限回路１１０は、次に制限前ＰＷＭ信号Ｓ６がハイレベルとなるタイミングで制御パルス信号Ｓ１をハイレベルとする。

以上が放電灯点灯回路１００の構成である。続いてその動作を、駆動シーケンスに従って説明する。図２は、放電灯点灯回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。以下のタイムチャートにおいて、縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。

１． 電源投入
時刻ｔ１においてユーザが電源スイッチ８をオンすると、放電灯点灯回路１００が起動する。制御回路１０はＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶを起動すると共にインバータ回路３０をリセット状態に置く。ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶはバッテリ電圧Ｖｂａｔを昇圧する。

２． ブレークダウン
時刻ｔ２において、スタータ回路２０は典型的には２０ｋＶ以上の高電圧パルスを発生する。その結果、放電灯４の駆動電圧ＶＬは１５ｋＶ程度まで上昇してブレークダウンし、グロー放電が始まる。

３． ＤＣ期間
ブレークダウンの後、制御回路１０はまずランプ電流ＩＬを第１極性の向きにおよそ１０ｍｓの間流す制御を行う。次に制御回路１０は、ランプ電流ＩＬを第２極性の向きにおよそ１０ｍｓの間流す制御を行う。このＤＣ期間においてグロー放電からアーク放電へと移行させる。

ＤＣ期間が終了してアーク放電が安定すると、制御回路１０は、インバータ回路３０を制御して、点灯周期Ｔ２にて交互にランプ電流ＩＬの極性を入れ替える。これにより、放電灯４は交流点灯される。

図３（ａ）、（ｂ）は、放電灯点灯回路１００のＤＣ期間後の動作状態を示すタイムチャートである。図３（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、ランナップ過程および定常点灯時の波形を示している。

４． ランナップ
アーク放電の成長にともない、放電灯４の光出力が上昇していく。光出力の立ち上がりは規格で定められており、規格にマッチした光出力（電力）が得られるように、制御回路１０は、駆動電圧Ｖｏ、ランプ電流ＩＬなどを監視し、フィードバックによって、スイッチング素子Ｍ１のオン・オフのデューティ比を調節する。放電灯点灯回路１００は、ランナップ期間において放電灯４の光出力を急速に上昇させるため、一時的に定格電力より高い過電力を供給し、その後、ランプ電圧ＶＬを４５Ｖ、ランプ電流ＩＬを０．８Ａに安定化して定格電力（３５Ｗ）に近づけていく（図３（ａ））。

５． 定常点灯
ランナップ過程を経て、放電灯４の光出力が安定化すると、放電灯４に供給される電力が定格値３５Ｗに安定化される（図３（ｂ））。なお、図３（ａ）、（ｂ）に示されるランプ電圧ＶＬおよびランプ電流ＩＬの波形は、見やすさのために簡略化したものであり、実際には２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚの周波数を有している。

図４は、電源投入からブレークダウンまでの駆動電圧Ｖｏおよびスタータ回路２０のスタータキャパシタの両端電圧Ｖｓｔの変化を示すタイムチャートである。図４は３回目の高電圧パルス発生で放電灯４がブレークダウンする場合を示す。

時刻ｔ１における電源投入後、駆動電圧Ｖｏおよび両端電圧Ｖｓｔは上昇し始める。駆動電圧Ｖｏは、上限電圧Ｖｔｈ２付近に到達すると電圧制限回路１１６の作用により上限電圧Ｖｔｈ２程度に安定化される。両端電圧Ｖｓｔが絶縁破壊電圧Ｖｂに達すると、放電灯４に高電圧パルスが印加される。高電圧パルスが印加されても放電灯４がブレークダウンしない場合、充電回路２２はスタータキャパシタへの再充電を始め、両端電圧Ｖｓｔは０Ｖ付近から再度上昇し始める。図４において、１回目のパルスインターバルを第１パルスインターバルＴＰ１、２回目のパルスインターバルを第２パルスインターバルＴＰ２、３回目のパルスインターバルを第３パルスインターバルＴＰ３、とそれぞれ称す。

図５は、駆動電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｔｈ２付近に到達する前における放電灯点灯回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。図５は、図４の駆動電圧Ｖｏの一点鎖線で囲まれた領域２０２に対応する。

駆動電圧Ｖｏは点灯判断電圧Ｖｔｈ１より高いので、点灯判断回路１０６は放電灯４が消灯していると判断し、点灯状態監視信号Ｓ２をハイレベルとする。また、駆動電圧Ｖｏは上限電圧Ｖｔｈ２付近に到達していないので、電圧制限回路１１６は電圧制限信号Ｓ７をローレベルに保つ。制御パルス信号Ｓ１がハイレベルとなった後の時刻ｔ３において、電流制限回路１１８は、１次電流Ｉ_Ｌ１の大きさが第１電流制限値Ｉｔｈ１に達すると、電流制限信号Ｓ８にパルスを生成する。デューティ比制限回路１１０は、そのパルスを検出すると制御パルス信号Ｓ１をローレベルとする。時刻ｔ４および時刻ｔ５についても同様である。
図５に示される場合、制御パルス信号Ｓ１のデューティ比あるいはスイッチング素子Ｍ１のオン期間の長さは第１電流制限値Ｉｔｈ１によって決定される。

図６は、駆動電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｔｈ２付近に到達した後における放電灯点灯回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。図６は、図４の駆動電圧Ｖｏの二点鎖線で囲まれた領域２０４に対応する。

駆動電圧Ｖｏは点灯判断電圧Ｖｔｈ１より高いので、点灯判断回路１０６は放電灯４が消灯していると判断し、点灯状態監視信号Ｓ２をハイレベルとする。制御パルス信号Ｓ１がハイレベルとなった後の時刻ｔ６において、電流制限回路１１８は、１次電流Ｉ_Ｌ１の大きさが第１電流制限値Ｉｔｈ１に達すると、電流制限信号Ｓ８にパルスを生成する。デューティ比制限回路１１０は、そのパルスを検出すると制御パルス信号Ｓ１をローレベルとする。制御パルス信号Ｓ１がローレベルとなってスイッチング素子Ｍ１がオフされると、入力トランス１４の１次巻き線Ｌ１に蓄えられたエネルギ（１／２・Ｌｐ・Ｉｔｈ１^２）が出力キャパシタＣｏに移送され駆動電圧Ｖｏが上昇する。

駆動電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｔｈ２を超える時刻ｔ７において、電圧制限回路１１６は電圧制限信号Ｓ７をハイレベルとする。以降、キャパシタのロスや電圧検出抵抗等による駆動電圧Ｖｏの自然減によって駆動電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｔｈ２を下回る時刻ｔ８まで、電圧制限回路１１６は電圧制限信号Ｓ７をハイレベルに保つ。電圧制限信号Ｓ７がハイレベルとなっている時刻ｔ７と時刻ｔ８との間の期間においては、デューティ比制限回路１１０は制限前ＰＷＭ信号Ｓ６によらずに制御パルス信号Ｓ１をローレベルに固定する。

電圧制限回路１１６が電圧制限信号Ｓ７をローレベルとする時刻ｔ８の後最初に制限前ＰＷＭ信号Ｓ６に立ち上がりエッジが現れる時刻ｔ９において、デューティ比制限回路１１０は制御パルス信号Ｓ１をハイレベルとする。以降の時刻ｔ１０、ｔ１１、ｔ１２、ｔ１３における処理は、時刻ｔ６、ｔ７、ｔ８、ｔ９における処理とそれぞれ同様である。

時刻ｔ６の後の駆動電圧Ｖｏの増分ΔＶ１は、入力トランス１４の１次巻き線Ｌ１に蓄えられたエネルギ、すなわち第１電流制限値Ｉｔｈ１に応じた値となる。ここで本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では第１電流制限値Ｉｔｈ１は第２電流制限値Ｉｔｈ２よりも小さい一定の値に設定される。したがって、第１電流制限値Ｉｔｈ１を小さく設定しない場合と比べて駆動電圧Ｖｏの増分ΔＶ１が抑えられる。これにより、駆動電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｔｈ２付近に到達した後において、電圧制限回路１１６の作用によりスイッチング素子Ｍ１が強制的にオフとされる期間の長さが低減される。その結果、駆動周波数ｆ１の低下が抑えられる。

図７は、電流制限回路において放電灯４の点灯消灯の別によらずに同じ電流制限値を使用する場合の、放電灯点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。この電流制限回路では、放電灯４の点灯消灯の別によらずに共通の第３電流制限値Ｉｔｈ３が使用される。

放電灯点灯回路では上記の通り、放電灯のブレークダウン後、放電灯の光出力を急速に上昇させるため一時的に定格電力より高い過電力を供給する。したがってそのような制御を可能とするため、電流制限回路における第３電流制限値Ｉｔｈ３を過電力に対応した大きな値、特に第１電流制限値Ｉｔｈ１よりも大きな値に設定する必要がある。

制御パルス信号Ｓ１がハイレベルとなった後の時刻ｔ１４において、電流制限回路は、１次電流Ｉ_Ｌ１の大きさが第３電流制限値Ｉｔｈ３に達すると、電流制限信号Ｓ８にパルスを生成する。デューティ比制限回路１１０は、そのパルスを検出すると制御パルス信号Ｓ１をローレベルとする。制御パルス信号Ｓ１がローレベルとなってスイッチング素子Ｍ１がオフされると、入力トランス１４の１次巻き線Ｌ１に蓄えられたエネルギ（１／２・Ｌｐ・Ｉｔｈ３^２）が出力キャパシタＣｏに移送され駆動電圧Ｖｏが上昇する。

ここで第３電流制限値Ｉｔｈ３は第１電流制限値Ｉｔｈ１よりも大きな値に設定されているので、駆動電圧Ｖｏの増分ΔＶ２は図６の場合のそれよりも比較的大きい。したがって、電圧制限回路１１６の作用によりスイッチング素子Ｍ１が強制的にオフとされる期間の長さ（時刻ｔ１５から時刻ｔ１６までの期間の長さ）はより長くなる。

以上が第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００の動作である。この放電灯点灯回路１００は、従来の放電灯点灯回路に比べて以下の利点を有する。

本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００によると、制御回路１０は、放電灯４が消灯していると判断される場合は、１次エネルギが放電灯４が点灯していると判断される場合の１次エネルギよりも小さくなるようにスイッチング素子Ｍ１のオンオフを制御する。したがって、上記の通り駆動電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｔｈ２付近に到達した後の駆動周波数の低下を抑えることができる。

放電灯４が点灯しているときと異なり、点灯していないとき（点灯前）のＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶの主な役割は、スタータ回路２０のスタータキャパシタへ電荷を蓄えることである。電荷を蓄えるスピードは、特にコッククロフト・ウォルトン型の充電回路２２を使用する場合は、スイッチング素子Ｍ１のオンオフの周期（駆動周波数ｆ１）に左右される。本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では駆動電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｔｈ２付近に到達した後でも駆動周波数はそれ程低下せず、設定によっては到達前と同程度となる。したがって、スタータキャパシタへの充電スピードの変動は抑えられ、パルスインターバルはより均一となる。また、２回目以降の高電圧パルスに対応するパルスインターバルは短くなる。特に１回目のパルスインターバル（第１パルスインターバルＴＰ１）と、２回目以降のパルスインターバル（第２パルスインターバルＴＰ２、第３パルスインターバルＴＰ３）との差が小さくなる。

放電灯が点灯しているときの電力を３５Ｗ、駆動周波数ｆ１を３５０ｋＨｚとすると、１回のスイッチングで入力トランス１４の１次巻き線Ｌ１が蓄えるエネルギはおよそ０．１ｍＪである。放電灯が点灯していないときに入力トランス１４の１次巻き線Ｌ１が同じエネルギを蓄えると、駆動電圧Ｖｏの増分が大きくなり、すなわちスイッチング素子Ｍ１が強制的にオフとされる期間の長さが長くなる。この場合、パルスインターバルは実験的には数百ミリ秒から数秒に達する。これに対して本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００ではパルスインターバルを数十ミリ秒程度に抑えることが可能である。

運転者が前照灯の点灯スイッチをオンしてから点灯するまでの時間、または、何らかの原因で放電灯が消灯してから再点灯するまでの時間が長いと、ユーザに違和感や不安を与えかねない。そこでパルスインターバルをより均一に、より短くすることでユーザに不安を感じさせない放電灯点灯回路を実現できる。

また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、制御回路１０は、放電灯４が消灯していると判断される場合は、１次エネルギが一定となるようにスイッチング素子Ｍ１のオンオフを制御する。したがって、駆動周波数ｆ１や放電灯の状態（ホット／コールド）や目標電力やバッテリ電圧Ｖｂａｔが変動しても、１回のスイッチング素子Ｍ１のオンオフで出力キャパシタＣｏに移送されるエネルギを一定にすることができる。これにより、パルスインターバルはそれらの変動に左右されにくくなる。

また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では第１電流制限値Ｉｔｈ１を小さくかつ一定値に設定することにより、１次エネルギを小さくかつ一定にすることをより簡単に実現できる。具体的には、電流制限回路１１８で使用される基準電圧を切り替え可能に構成すればよく、複雑で精度の高い回路などを導入する必要はない。

また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、点灯判断回路１０６は駆動電圧Ｖｏに基づいて点灯状態監視信号Ｓ２を生成する。ランプ電流ＩＬを判断基準としランプ電流ＩＬがあるしきい値より低くなると消灯と判断する場合は、放電灯が何らかの原因で消灯しかけると即座に消灯と判断されうる。すると、１次エネルギを小さくする方向に制御が働くため、放電灯の消灯をさらに促進する可能性がある。これに対して、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶの出力電圧である駆動電圧Ｖｏを判断基準にする場合は、放電灯が完全に消灯して出力キャパシタＣｏから電荷が放電されてしまわなければ消灯と判断されないので、ランプ電流ＩＬによる判断よりタイムラグがある。即ち、放電灯の点灯維持を阻害しにくくなる。

放電灯点灯回路のＤＣ／ＤＣコンバータに使用されるスイッチング素子、整流素子、平滑コンデンサ等のデバイス耐圧について、本発明者は以下の課題を認識した。
このデバイス耐圧は通常、ＤＣ／ＤＣコンバータが放電灯の点灯前に出力する電圧の上限値（第１の実施の形態では上限電圧Ｖｔｈ２）の値を基に決められる。この電圧の上限値によって決まる電圧ギリギリにデバイス耐圧を設定することで、安価な素子或いは高性能な素子を用いることが出来る。しかしながらこの設定では、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の上昇過程においてスイッチング素子がオフした瞬間に発生するリンギング電圧が大きい場合には、一時的に耐圧オーバーとなる可能性がある。また、電圧の上限値に到達した後同様のリンギング電圧が大きい場合も、一時的に耐圧オーバーとなる可能性がある。したがって、リンギング電圧を考慮すると、更に耐圧の高いデバイスを使わざるを得ない。このリンギング電圧の大きさは、スイッチング素子がオフする直前の電流値が大きいほど高くなるため、この電流値を小さく抑えることができれば、安価な素子あるいは高性能な素子を用いることが出来る。

第１の実施の形態では点灯前と判断される場合の第１電流制限値Ｉｔｈ１を点灯後と判断される場合の第２電流制限値Ｉｔｈ２よりも小さくしている。したがって、点灯前におけるスイッチング素子Ｍ１がオフする直前の電流値を点灯後のそれよりも小さくすることができるので、点灯前のリンギング電圧をより低くすることができる。

（第２の実施の形態）
第１の実施の形態では、放電灯の点灯前後で電流制限回路１１８における電流制限値を切り替えることで、点灯前における１次エネルギを点灯後のそれよりも小さくした。第２の実施の形態では、制限パルス生成回路に入力されるノード電圧にオフセットを付与することで、点灯前における１次エネルギを点灯後のそれよりも小さくする。
以下第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路３００を、第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００との相違点を中心に説明する。

図８は、第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路３００およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路３００は、入力キャパシタＣｉｎ、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ’、制御回路３１０、スタータ回路２０、インバータ回路３０、第１電流制限抵抗Ｒ１、第２電流制限抵抗Ｒ２、電流検出抵抗Ｒｄ、点灯補助回路３４０、を備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ’と第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶとを比較すると、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ’はスイッチング素子Ｍ１のソース端子と接地との間にスイッチング素子Ｍ１に流れる電流（＝１次電流Ｉ_Ｌ１）を検出するための１次電流検出抵抗Ｒ３を備える点で両者は異なる。

点灯補助回路３４０は、放電灯４をアーク成長させるために設けられる。点灯補助回路３４０は、点灯補助キャパシタＣａ、第１点灯補助抵抗Ｒ４、第２点灯補助抵抗Ｒ５、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタである点灯補助スイッチＭ２、点灯補助ダイオードＤ２、を含む。点灯補助キャパシタＣａと第１点灯補助抵抗Ｒ４と第２点灯補助抵抗Ｒ５と点灯補助スイッチＭ２とはこの順に出力キャパシタＣｏの両端間に直列に接続される。点灯補助回路３４０は、点灯補助キャパシタＣａと第１点灯補助抵抗Ｒ４とでは点灯補助キャパシタＣａが高電圧側となる位置関係を有する。
点灯補助ダイオードＤ２のカソードは第１点灯補助抵抗Ｒ４と第２点灯補助抵抗Ｒ５との間の第４接続ノードＮ４に接続され、アノードは電流検出抵抗Ｒｄのインバータ回路３０側の端子に接続される。

点灯補助スイッチＭ２は、放電灯４の点灯前はオン、点灯後はオフとされる。
点灯補助回路３４０は、スタータ回路２０が高電圧パルスを発生して放電灯４が点灯した直後にＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ’の出力電圧が低下することに伴い、点灯補助キャパシタＣａが蓄えた電荷を放電灯４に放出することでアーク放電を補助する。

制御回路３１０は、検出回路３０２、駆動回路３０４、を含む。
検出回路３０２は、点灯判断回路３０６、ランプ電力演算回路１０８、を有する。
点灯判断回路３０６は、点灯補助スイッチＭ２のベースに供給される点灯補助信号Ｓ９を生成する。点灯判断回路３０６は、駆動電圧Ｖｏまたはランプ電流ＩＬを監視し、放電灯４が消灯していると判断される場合は点灯補助信号Ｓ９をハイレベルとし、放電灯４が点灯していると判断される場合は点灯補助信号Ｓ９をローレベルとする。

駆動回路３０４は、電力制御回路１１２、鋸波生成回路１１４、電圧制限回路１１６、電流制限回路３１８、ＰＷＭコンパレータ１２０、オフセット回路３１２、デューティ比制限回路１１０、を有する。
電流制限回路３１８は、制限パルス生成回路１２４、基準電圧生成回路３２２、を有する。基準電圧生成回路３２２は、第４電流制限値Ｉｔｈ４に対応する第４基準電圧Ｖｒ４を生成し、制限パルス生成回路１２４に供給する。
制限パルス生成回路１２４は、スイッチング素子Ｍ１と入力トランス１４の１次巻き線Ｌ１との第１接続ノードＮ１の第１ノード電圧Ｖ_Ｎ１の代わりにオフセット回路３１２によって生成されるオフセット電圧Ｖｏｆｆを取得し、それを基準電圧生成回路３２２から供給される第４基準電圧Ｖｒ４と比較する。

オフセット回路３１２は、１次電流検出抵抗Ｒ３とスイッチング素子Ｍ１のソース端子との間の第２接続ノードＮ２の第２ノード電圧Ｖ_Ｎ２を取得する。第２ノード電圧Ｖ_Ｎ２は、駆動電圧Ｖｏや充電電流Ｉｃｈに依存した後述のオフセットがない状態では、スイッチング素子Ｍ１に流れる電流と１次電流検出抵抗Ｒ３との積で表されるので、スイッチング素子Ｍ１に流れる電流の大きさを示す電圧であると言える。
充電電流Ｉｃｈは、放電灯４のブレークダウン前において、点灯補助キャパシタＣａが充電される際に点灯補助キャパシタＣａに流れ込む電流である。点灯補助キャパシタＣａと第１点灯補助抵抗Ｒ４との間の第３接続ノードＮ３に生じる第３ノード電圧Ｖ_Ｎ３は、この充電電流Ｉｃｈの大きさを示す電圧と言える。

オフセット回路３１２は、駆動電圧Ｖｏおよび第３ノード電圧Ｖ_Ｎ３のうちの少なくともひとつに基づいて第２ノード電圧Ｖ_Ｎ２にオフセットを付与する。オフセット回路３１２において、駆動電圧Ｖｏおよび第３ノード電圧Ｖ_Ｎ３のうちの少なくともひとつとオフセットとの関係は、駆動電圧Ｖｏおよび第３ノード電圧Ｖ_Ｎ３のうちの少なくともひとつが高いほどスイッチング素子Ｍ１のオン期間中に入力トランス１４の１次巻き線Ｌ１に蓄えられるエネルギが小さくなるように設定される。

オフセット回路３１２は、第１オフセット抵抗Ｒ６、第２オフセット抵抗Ｒ７、第３オフセット抵抗Ｒ８、を有する。第１オフセット抵抗Ｒ６の一端は第２接続ノードＮ２と接続される。第２オフセット抵抗Ｒ７の一端には駆動電圧Ｖｏが印加される。第３オフセット抵抗Ｒ８の一端は第３接続ノードＮ３と接続される。言い換えると、第３オフセット抵抗Ｒ８の一端には第３ノード電圧Ｖ_Ｎ３が印加される。

第１オフセット抵抗Ｒ６、第２オフセット抵抗Ｒ７、第３オフセット抵抗Ｒ８のそれぞれの他端は共通に接続され、オフセット回路３１２の出力を構成する。この出力に生じるオフセット電圧Ｖｏｆｆは、第２ノード電圧Ｖ_Ｎ２にオフセットが付与された電圧であり、制限パルス生成回路１２４に供給される。

第１オフセット抵抗Ｒ６、第２オフセット抵抗Ｒ７、第３オフセット抵抗Ｒ８の典型的な抵抗値はそれぞれ３００Ω、１ＭΩ、１ＭΩである。この場合、例えば駆動電圧Ｖｏが４００Ｖのとき、オフセットはおよそ０．３Ｖとなる。

本実施の形態に係る放電灯点灯回路３００は、従来の放電灯点灯回路に比べて以下の利点を有する。

本実施の形態に係る放電灯点灯回路３００によると、第２ノード電圧Ｖ_Ｎ２にオフセットが付与されて制限パルス生成回路１２４に入力される。このオフセットによる１次電流Ｉ_Ｌ１制限作用は、放電灯４の点灯前においてより強い。これにより、点灯前における１次エネルギが点灯後のそれよりも小さくされる。したがって、第１の実施の形態と同様、駆動電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｔｈ２付近に到達した後の駆動周波数の低下を抑えてパルスインターバルをより短く均一にすることができる。

本実施の形態に係る放電灯点灯回路３００では、オフセット回路３１２で付与されるオフセットは第３ノード電圧Ｖ_Ｎ３に基づく。オフセットと第３ノード電圧Ｖ_Ｎ３との関係は、充電電流Ｉｃｈが大きいほど１次エネルギが小さくなるように設定される。

図９は、駆動電圧Ｖｏおよび第３ノード電圧Ｖ_Ｎ３の波形を示す波形図である。時刻ｔ１において電源が投入される。点灯補助キャパシタＣａへ電荷が充電されるにしたがい、充電電流Ｉｃｈは小さくなり第３ノード電圧Ｖ_Ｎ３の電圧値は低下する。すなわち、第３ノード電圧Ｖ_Ｎ３のオフセットへの作用は、駆動電圧Ｖｏが上昇すると共に強まり、駆動電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｔｈ２に到達する前または直後に最も強く作用する。したがって、駆動電圧Ｖｏの上昇過程におけるリンギング電圧を効果的に抑制でき、特に駆動電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｔｈ２に到達する前または直後におけるリンギング電圧をより効果的に抑制できる。

また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路３００によると、点灯補助スイッチＭ２の耐電流を小さくできる。放電灯４がブレークダウンした際のアーク放電移行を補助するため、高電圧パルスが発生する前に点灯補助キャパシタＣａを満充電する必要がある。したがって、第１点灯補助抵抗Ｒ４や第２点灯補助抵抗Ｒ５の抵抗値はそれに合わせた値とされる。 本実施の形態に係る放電灯点灯回路３００では、第３ノード電圧Ｖ_Ｎ３起因のオフセットのため駆動電圧Ｖｏの上昇過程における１次エネルギが小さくなる。したがって、駆動電圧Ｖｏの上昇度合いは緩やかになる。その結果、第１点灯補助抵抗Ｒ４や第２点灯補助抵抗Ｒ５の抵抗値で規定される電流よりもピーク電流を抑えることが出来、耐電流の小さなトランジスタの選定が可能となる。

図１０は、第２ノード電圧Ｖ_Ｎ２にオフセットを付与しない場合の、駆動電圧Ｖｏおよび点灯補助スイッチＭ２を流れるトランジスタ電流Ｉｔｒ１の時間変化を示す説明図である。
図１１は、第２ノード電圧Ｖ_Ｎ２に第３ノード電圧Ｖ_Ｎ３に基づくオフセットを付与する場合の、駆動電圧Ｖｏおよび点灯補助スイッチＭ２を流れるトランジスタ電流Ｉｔｒ２の時間変化を示す説明図である。
図１１におけるトランジスタ電流Ｉｔｒ２のピーク電流Ｉｐ２は、図１０におけるトランジスタ電流Ｉｔｒ１のピーク電流Ｉｐ１よりも小さくなることが分かる。

また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路３００では、オフセット回路３１２で付与されるオフセットは駆動電圧Ｖｏに基づく。オフセットと駆動電圧Ｖｏとの関係は、駆動電圧Ｖｏが高いほど１次エネルギが小さくなるように設定される。すなわち、駆動電圧Ｖｏが高いほど第２ノード電圧Ｖ_Ｎ２に付与されるオフセットは高くなり、スイッチング素子Ｍ１のオン期間にスイッチング素子Ｍ１に流れる電流の最大値は小さくなる。
駆動電圧Ｖｏが高いほどデバイスの耐圧に対するマージンが小さくなるが、スイッチング素子Ｍ１がオフする直前に流れる電流の値も小さくなるのでリンギング電圧も低くなる。したがって、より耐圧の低い素子を使用することが可能となる。

また点灯前は、駆動電圧Ｖｏを消費する量が少なくなるため間欠発振しやすくなる。駆動電圧Ｖｏが高い点灯前における１次エネルギがこのオフセットの作用により極小になるため、間欠発振を回避することができる。なお、点灯前と点灯後の駆動電圧Ｖｏの差は大きいため、点灯後の制限電流への影響は無視できる。

以上、実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成と動作について説明した。これらの実施の形態は例示であり、その各構成要素や各処理の組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。また実施の形態同士の組み合わせも可能である。例えば、第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００に、第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路３００の点灯補助回路３４０およびオフセット回路３１２を導入してもよい。この場合、放電灯４が消灯していると判断される場合の１次エネルギをより小さくすることができる。
なお、第１の実施の形態と第２の実施の形態とを組み合わせた放電灯点灯回路において、パルスインターバルを１０ミリ秒程度の均一な値にできることが、本発明者が行った実験により確認された。

第１の実施の形態では、スイッチング素子Ｍ１に流れる電流を示す電圧としてスイッチング素子Ｍ１のオン抵抗に生じる電圧を使用する場合について説明したが、これに限られず、第２の実施の形態と同様に別途電流検出用の抵抗を設けてもよい。また、第２の実施の形態については、１次電流検出抵抗Ｒ３に生じる電圧の代わりにスイッチング素子Ｍ１のオン抵抗に生じる電圧を使用してもよい。

第２の実施の形態では、第１の実施の形態のスタータ回路２０と同様のスタータ回路を使用する場合について説明したが、これに限られず、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ’の入力トランス１４に高圧補助巻き線を設けてもよい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ’を利用しないスタータ回路を設けてもよい。

第２の実施の形態では、点灯補助回路３４０は点灯補助スイッチＭ２を備える場合について説明したが、これに限られず、点灯補助スイッチＭ２を備えずに第２点灯補助抵抗Ｒ５が直接接地端子と接続されてもよい。

第１および第２の実施の形態では、車両用の放電灯を駆動する放電灯点灯回路を例に説明をしたが、これに限定されず、ＤＣ／ＤＣコンバータを備える放電灯点灯回路に広く適用できる。

第１および第２の実施の形態では、放電灯を交流の駆動電圧で駆動する場合について説明したが、これに限られず、放電灯を直流の駆動電圧で駆動する放電灯点灯回路に実施の形態に係る技術的思想を適用してもよい。この場合、第１または第２の実施の形態からインバータ回路３０を除去した構成を使用してもよい。あるいはまた、第１または第２の実施の形態に係る技術的思想は、いわゆるダブルコンバータ型の放電灯点灯回路に適用されてもよい。この場合、ダブルコンバータ型の放電灯点灯回路の２つのＤＣ／ＤＣコンバータのうちスタータ回路が接続されている方のＤＣ／ＤＣコンバータを、第１または第２の実施の形態に係る制御方法で制御してもよい。

第１および第２の実施の形態では、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを使用する場合について説明したが、これに限られず、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータが使用されてもよい。

第１および第２の実施の形態では、放電灯４と放電灯点灯回路とを別体として説明したが、これに限られず、放電灯が放電灯点灯回路に組み込まれてもよい。

４ 放電灯、 ６ バッテリ、 ８ 電源スイッチ、 １０ 制御回路、 ２０ スタータ回路、 ３０ インバータ回路、 １００ 放電灯点灯回路、 ３００ 放電灯点灯回路、 ＣＯＮＶ ＤＣ／ＤＣコンバータ、Ｃｉｎ 入力キャパシタ、 Ｒ１ 第１電流制限抵抗、 Ｒ２ 第２電流制限抵抗。

Claims (6)

1. 駆動対象の放電灯に印加すべき駆動電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   点灯状態監視信号が前記放電灯の消灯を示す場合、前記駆動電圧が所定の上限値を超えないように前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路と、を備え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   入力トランスと、
   前記入力トランスの１次巻き線と直列に接続されるスイッチング素子と、を含み、
   前記制御回路は、前記点灯状態監視信号が前記放電灯の消灯を示す場合は、前記スイッチング素子のオン期間中に前記入力トランスの１次巻き線に蓄えられるエネルギが、前記点灯状態監視信号が前記放電灯の点灯を示す場合の対応するエネルギよりも小さくなるように前記スイッチング素子のオンオフを制御することを特徴とする放電灯点灯回路。
2. 前記放電灯をブレークダウンさせるための高電圧パルスを、前記スイッチング素子のオン期間中に前記入力トランスの１次巻き線に蓄えられるエネルギを利用して発生するスタータ回路をさらに備え、
   前記制御回路は、前記点灯状態監視信号が前記放電灯の消灯を示す場合は、前記スイッチング素子のオン期間中に前記入力トランスの１次巻き線に蓄えられるエネルギが一定となるように前記スイッチング素子のオンオフを制御することを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
3. 前記制御回路は、
   前記駆動電圧が前記上限値を超える場合、前記スイッチング素子をオフする電圧制限回路と、
   前記スイッチング素子に流れる電流の大きさが所定の制限値を越える場合、前記スイッチング素子をオフする電流制限回路と、を含み、
   前記電流制限回路において、前記点灯状態監視信号が前記放電灯の消灯を示す場合の前記スイッチング素子に流れる電流の大きさの制限値は、前記点灯状態監視信号が前記放電灯の点灯を示す場合の対応する制限値よりも小さな値に設定されることを特徴とする請求項１または２に記載の放電灯点灯回路。
4. 前記制御回路は、前記駆動電圧に基づいて前記点灯状態監視信号を生成することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の放電灯点灯回路。
5. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタの両端間に接続された点灯補助キャパシタをさらに備え、
   前記制御回路は、前記放電灯のブレークダウン前において、前記点灯補助キャパシタが充電される際に前記点灯補助キャパシタに流れ込む電流が大きいほど前記スイッチング素子のオン期間中に前記入力トランスの１次巻き線に蓄えられるエネルギを小さくすることを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
6. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタの両端間に接続された点灯補助キャパシタをさらに備え、
   前記制御回路は、
   前記駆動電圧および前記点灯補助キャパシタに流れ込む電流の大きさを示す第１電圧のうちの少なくともひとつに基づいて、前記スイッチング素子に流れる電流の大きさを示す第２電圧にオフセットを付与するオフセット回路と、
   前記オフセット回路によってオフセットが付与された第２電圧と基準電圧との比較結果に基づき前記スイッチング素子をオフする比較回路と、を含み、
   前記オフセット回路において、前記駆動電圧および前記第１電圧のうちの少なくともひとつと前記オフセットとの関係は、前記駆動電圧および前記第１電圧のうちの少なくともひとつが高いほど前記スイッチング素子のオン期間中に前記入力トランスの１次巻き線に蓄えられるエネルギが小さくなるように設定されることを特徴とする請求項１または５記載の放電灯点灯回路。

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