JP2011253217A - 電源装置及び液晶パネルドライバｉｃ - Google Patents

Abstract

【課題】短時間で液晶パネルを起動することができる電源装置及び液晶パネルドライバＩＣを提供すること。
【解決手段】本発明にかかる電源装置１００は、液晶パネルを駆動する半導体集積回路に内蔵される。チャージポンプ回路１は、電圧ｒｅｇを昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。レギュレータ回路２は、入力端子５１とチャージポンプ回路１の端子Ｔ１との間に接続され、チャージポンプ回路１に供給する電流を調整する。制御部３は、レギュレータ回路２を起動する制御信号ＳＩＧ１１と、出力電圧Ｖｏｕｔと第２の設定電圧Ｖｓ２との比較に基づいて生成される制御信号ＳＩＧ２と、を出力する。レギュレータ回路２は、制御信号ＳＩＧ１１に応じて、上限値が制限した電流の供給を開始し、出力電圧Ｖｏｕｔが第２の設定電圧Ｖｓ２に達したならば、制御信号ＳＩＧ１２に基づいて、一定の電流を供給する。
【選択図】図１

Description

本発明は、液晶パネルを駆動するための電源装置及び液晶パネルドライバＩＣに関する。

近年の液晶表示装置内には、液晶表示パネルと液晶パネルドライバＩＣとが実装されている。さらに、液晶パネルドライバＩＣには、周辺回路である液晶駆動用の昇圧電源（以降、電源回路と称す）が内蔵されるようになっている。これにより、液晶表示装置は小型化され、携帯電話等の電子機器に組み込まれる様になってきた。

携帯電話等の電子機器は電池駆動型の機器が多いため、電池の消耗を抑制することが必要である。そのため、これらの電子機器では、液晶パネルの表示／非表示の状態に合わせて、電源回路をオン／オフ制御する方法がとられている。しかしながら、電源回路のオン／オフ制御を行うと、電源回路の起動時に突入電流が生じる。これにより、一時的な電池の電圧低下や液晶パネルドライバＩＣ内での電位降下が起こり、起動不具合が発生する原因となる。従って、液晶パネルドライバＩＣ外部より供給される電源の供給電流オーバーによる電圧低下を抑えつつ、短時間でチャージポンプ回路を起動する要求が高まってきた。

既に、チャージポンプ回路を有する電源装置の例が提案されている（特許文献１）。図４は、特許文献１に開示された電源装置２００の構成を示す回路図である。電源装置２００は、入力端子１０２に入力された入力電圧Ｖｉｎを安定化して、出力端子１０４に接続される負荷回路に対して出力電圧Ｖｏｕｔを供給する。電源装置２００は、出力電圧Ｖｏｕｔが一定値に保たれるように帰還を行う。すなわち、出力端子１０４が、電位を安定させるべき端子である。

電源装置２００は、チャージポンプ回路１０、レギュレータ回路２０及び制御部３０を有する。
チャージポンプ回路１０は、端子１２から入力される電圧Ｖｒｅｇを昇圧率倍し、出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。チャージポンプ回路１０の出力である端子１４は、出力端子１０４と接続される。例えば、チャージポンプ回路１０は、２つの昇圧容量Ｃｆ１及びＣｆ２、出力キャパシタＣｏを備える。チャージポンプ回路１０の昇圧率は、１倍、１．５倍又は２倍に切り換えることができるものとする。チャージポンプ回路の構成については、広く知られているため、ここでは説明を省略する。

レギュレータ回路２０は、チャージポンプ回路１０の前段に設けられ、チャージポンプ回路１０に入力する電圧Ｖｒｅｇを調節する。レギュレータ回路２０は、出力トランジスタＭ１、誤差増幅器２２、第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２を含む。
出力トランジスタＭ１の一端（ソース）は、入力端子１０２と接続され、外部から入力される入力電圧Ｖｉｎが印加される。出力トランジスタＭ１の他端（ドレイン）は、チャージポンプ回路１０の入力端子１２と接続される。誤差増幅器２２の一方の入力端子には、帰還電圧Ｖｆｂが入力される。誤差増幅器２２の一方の入力端子には、外部基準電圧入力端子から、所定の基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。帰還電圧Ｖｆｂは、出力端子１０４の出力電圧Ｖｏｕｔに応じて生成される。誤差増幅器２２は、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆに近づくように、出力トランジスタＭ１の制御端子（ゲート）の電圧を調節する。出力電圧Ｖｏｕｔと帰還電圧Ｖｆｂとの関係は、以下の式（１）で表される。

Ｖｆｂ＝Ｖｏｕｔ×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） ・・・（１）

従って、出力電圧Ｖｏｕｔは、帰還により、以下の式（２）により表される値を目標値として安定化される。

Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２ ・・・（２）

制御部３０は、チャージポンプ回路１０の昇圧率を設定する。制御部３０は、チャージポンプ回路１０の昇圧率の切り換え時に、レギュレータ回路２０からチャージポンプ回路１０への電流供給能力を低下せしめる。

ある態様において、制御部３０は、昇圧率設定部３２及び能力設定部３４を含む。昇圧率設定部３２は、チャージポンプ回路１０の昇圧率を設定する。例えば、昇圧率設定部３２は、出力電圧Ｖｏｕｔを監視する。そして、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷を駆動するために必要なしきい値電圧を下回ると、昇圧率設定部３２は昇圧率を１段階上昇させる。但し、昇圧率を切り換えるための方式は、これに限定されるものではない。昇圧率を設定する制御信号ＳＩＧ１は、チャージポンプ回路１０へと出力されるとともに、能力設定部３４へと出力される。能力設定部３４は、制御信号ＳＩＧ１を受け、昇圧率設定部３２から昇圧率の切り換えを指示する信号が出力されたことを検出する。能力設定部３４は、昇圧率の切り換えが指示されてから所定の期間（以下、オフ時間Ｔｏｆｆともいう）、レギュレータ回路２０の電流供給能力を低下せしめる。

ある態様において、制御部３０は、出力トランジスタＭ１の電流供給能力を強制的に変化させる。例えば、制御部３０は、出力トランジスタＭ１のゲート電圧を出力トランジスタＭ１がオフする方向にシフトさせる。

図５は、能力設定部３４の構成を示す回路図である。能力設定部３４は、タイミング設定部３６、インバータ３８及びスイッチＳＷ１を含む。
スイッチＳＷ１の一端は、入力端子１０２に接続され、入力電圧Ｖｉｎが印加される。スイッチＳＷ１の他端は、出力トランジスタＭ１のゲートに接続される。タイミング設定部３６には、制御信号ＳＩＧ１が入力される。タイミング設定部３６は、制御信号ＳＩＧ１に基づいて、スイッチＳＷ１をオンするタイミングを設定する。タイミング設定部３６は、制御信号ＳＩＧ１に応じて、所定の期間（オフ時間Ｔｏｆｆ）の間、ハイレベルとなるオフ信号Ｓｏｆｆを出力する。例えば、タイミング設定部３６は、タイマ回路を用いて構成される。この場合、タイマ回路は、チャージポンプ回路１０のスイッチング動作を制御するために供給されるクロック信号と同一のクロック信号をカウントしてもよい。好適には、所定の期間（オフ時間Ｔｏｆｆ）は、クロック信号の１周期から１０周期程度に設定される。この値は、実験により最適化することができる。クロック信号が１ＭＨｚの場合、所定の期間（オフ時間Ｔｏｆｆ）は、１μｓ〜１０μｓ程度に設定される。なお、タイミング設定部３６は、ワンショット回路などを用いて構成してもよい。

インバータ３８は、オフ信号Ｓｏｆｆを反転し、スイッチＳＷ１のゲートに供給する。所定の期間（オフ時間Ｔｏｆｆ）のオフ信号Ｓｏｆｆはハイレベルであるので、スイッチＳＷ１はオンとなる。よって、出力トランジスタＭ１のゲート電圧は、強制的にソース電圧である入力電圧Ｖｉｎまで上昇する。従って、出力トランジスタＭ１がオフし、電流供給能力が低下（遮断）される。オフ信号Ｓｏｆｆがハイレベルの期間に、出力トランジスタＭ１を完全にオフするか、オンの程度を弱めるかは、適宜選択すればよい。

別の構成例では、出力トランジスタＭ１を、実効的なサイズが変更可能に構成する。すなわち、並列接続された複数のトランジスタで出力トランジスタＭ１を構成し、オフ信号Ｓｏｆｆがハイレベルの期間に、いずれかのトランジスタをオフしてもよい。この構成によっても、昇圧率の切り換え時に、レギュレータ回路２０の電流供給を低減させることができる。

また、電源立ち上がり時間を制御する構成が提案されている（特許文献２）。この構成では、電流駆動能力の異なる２つのトランジスタのいずれかを使用することにより、出力電圧の上昇をコントロールすることができるとしている。

特開２００７−３３６７５３号公報 特開２００５−２４２６６５号公報

一般に、電源装置は所定の負荷駆動能力を有することが求められる。そのため、電源回路の出力インピーダンスを下げる必要がある。そのためには、レギュレータ回路の出力トランジスタには、Ｗサイズ（チャネル幅）が大きいトランジスタを用いればよい。ところが、電源回路の起動時の出力インピーダンスが小さい場合には、突入電流が生じる。

このような突入電流を防止するため、従来例にかかる電源装置２００では、オフ時間Ｔｏｆｆの間、出力トランジスタＭ１が強制的にオフ、又は非常に弱くオン状態となる。すなわち、電源投入時における出力トランジスタＭ１のインピーダンスを一時的に大きくすることにより、突入電流が流れることを防止している。特許文献２に記載の構成についても、同様である。

ここで、出力キャパシタＣｏの充電開始からレギュレータ出力が安定するまでの時間（過渡特性）について検討する。この過渡特性は、出力トランジスタＭ１の出力インピーダンス及び出力キャパシタＣｏからなるＣＲ時定数により決定される。従って、出力インピーダンスを上げて充電を開始した場合には、出力キャパシタＣｏへの充電に、より長い時間を要する。そのため、従来例によれば、液晶パネルの起動を完了するまでの時間が延びてしまうという問題が生じる。

本発明の一態様である電源装置は、液晶パネルを駆動する半導体集積回路に内蔵される電源装置であって、入力される電圧を昇圧した出力電圧を生成するチャージポンプ回路と、当該電源装置の入力端子と前記チャージポンプ回路との間に接続され、前記チャージポンプ回路に供給する電流を調整するレギュレータ回路と、前記レギュレータ回路を起動する第１の制御信号と、前記出力電圧と第１の電圧との比較に基づいて生成される第２の制御信号と、を出力する制御部と、を備え、前記レギュレータ回路は、前記第１の制御信号に応じて、前記チャージポンプ回路へ供給する電流の上限値を制限した状態で前記チャージポンプ回路への電流の供給を開始し、前記出力電圧が前記第１の電圧に達したならば、前記第２の制御信号に基づいて、前記チャージポンプ回路へ一定の電流を供給するものである。本発明の一態様である電源装置では、当該電源装置の起動直後には、前記チャージポンプ回路に供給される電流の上限値が制限される。これにより、上限値以下の電流を流すことで、速やかな充電が行えるとともに、突入電流の発生を防止することができる。

本発明によれば、短時間で液晶パネルを起動することができる電源装置及び液晶パネルドライバＩＣを提供することができる。

実施の形態１にかかる電源装置１００のシステム構成図である。 電源装置１００の動作を示すタイミングチャートである。 出力トランジスタのＶｄｓ−Ｉｄ静特性を示すグラフである。 特許文献１に開示された電源装置２００の構成を示す回路図である。 電源装置２００の能力設定部３４の構成を示す回路図である。

実施の形態１
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。実施の形態１にかかる電源装置は、例えば、液晶表示装置に組み込まれ、液晶パネルに電源を供給する。また、この電源装置は、液晶パネルを駆動する液晶パネルドライバＩＣに組み込んで使用することができる。図１は、実施の形態１にかかる電源装置１００のシステム構成図である。図１を参照して、電源装置１００の構成について説明する。電源装置１００は、チャージポンプ回路１、レギュレータ回路２、制御部３により構成される。

チャージポンプ回路１は、制御部３からの制御信号ＳＩＧ１３によりオン／オフする。端子Ｔ１は、チャージポンプ回路１の入力端子である。端子Ｔ２は、チャージポンプ回路１の出力端子である。端子Ｔ１は、レギュレータ回路２の出力端子である端子Ｔ５と接続される。端子Ｔ２は、電源装置１００の出力端子５２と接続される。また、端子Ｔ２とグランドとの間には、出力キャパシタＣが接続される。例えば、チャージポンプ回路１は、２つの昇圧容量Ｃ１及びＣ２を有する。

チャージポンプ回路１は、端子Ｔ１に入力される電圧Ｖｒｅｇを、設定された昇圧率にて昇圧する回路である。チャージポンプ回路１は、出力キャパシタＣを充電することにより、昇圧された出力電圧Ｖｏｕｔを発生させる。チャージポンプ回路１の昇圧率は、１倍、１．５倍又は２倍に切り換えることができるものとする。チャージポンプ回路の構成については、広く知られているため、ここでは説明を省略する。

レギュレータ回路２は、第１のトランジスタＭ１１及び電流調整部４により構成される。電流調整部４は、誤差増幅器５、帰還部６、スイッチ部７及び第２のトランジスタＭ１２により構成される。図１では、第１のトランジスタＭ１１のドレイン電流をドレイン電流Ｉｏｕｔで示している。

第１のトランジスタＭ１１のソース及び第２のトランジスタＭ１２のソースは、入力端子５１と接続される。入力端子５１には、入力電圧Ｖｉｎが供給される。第１のトランジスタＭ１１のドレインは、スイッチ部７の端子Ｔ３と接続される。第２のトランジスタＭ１２のドレインは、スイッチ部７の端子Ｔ４及び帰還部６の抵抗Ｒ６と接続される。第１のトランジスタＭ１１のゲート及び第２のトランジスタＭ１２のゲートは、誤差増幅器５の出力端子と接続される。

スイッチ部７は、第１のスイッチ素子ＳＷ１１及び第２のスイッチ素子ＳＷ１２により構成される。第１のスイッチ素子ＳＷ１１は、制御部３からの制御信号ＳＩＧ１１によりオン／オフする。第２のスイッチ素子ＳＷ１２は、制御部３からの制御信号ＳＩＧ１２によりオン／オフする。第１のスイッチ素子ＳＷ１１は、端子Ｔ３と端子Ｔ５との間に接続される。第２のスイッチ素子ＳＷ１２は、端子Ｔ４と端子Ｔ５との間に接続される。

帰還部６は、抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ７により構成される。抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７とは、スイッチ部７の端子Ｔ４及び第２のトランジスタＭ１２のドレインと、グランドと、の間に直列に接続される。抵抗Ｒ６には、電流Ｉｒｅｆが供給される。抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点は、誤差増幅器５の反転入力端子と接続され、帰還電圧を出力する。なお、抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ７は、可変抵抗素子である。従って、帰還部６は、インピーダンス及び誤差増幅器５への帰還率を任意に調整することが可能である。

誤差増幅器５の非反転入力端子は、外部基準電圧入力端子５４と接続される。誤差増幅器５は、反転入力端子と非反転入力端子とに入力される２つの信号を比較する。誤差増幅器５の出力は、上述のように、第１のトランジスタＭ１１のゲート及び第２のトランジスタＭ１２のゲートと接続される。

すなわち、誤差増幅器５、帰還部６、スイッチ部７、第１のトランジスタＭ１１及び第２のトランジスタＭ１２は、帰還ループを構成する。

制御部３は、信号生成部８及びタイミング生成部９により構成される。信号生成部８は、タイミング生成部９からの検出信号ＳＩＧ２１及び２２に応じて、制御信号ＳＩＧ１１〜１３を生成する。

タイミング生成部９は、抵抗Ｒ３〜Ｒ５及び第１の比較器４１及び第２の比較器４２により構成される。抵抗Ｒ３〜Ｒ５は、出力端子５２とグランドとの間に直列に接続され、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧する。第１の比較器４１の非反転入力端子は、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点と接続される。第２の比較器４２の非反転入力端子は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点と接続される。第１の比較器４１の反転入力端子及び第２の比較器４２の反転入力端子は、外部基準電圧入力端子５４と接続される。第１の比較器４１は、比較結果である検出信号ＳＩＧ２１を、信号生成部８へ出力する。第２の比較器４２は、比較結果である検出信号ＳＩＧ２２を、信号生成部８へ出力する。

信号生成部８及びタイミング生成部９（第１の比較器４１及び第２の比較器４２）は、更に制御端子５３と接続される。制御端子５３からは、制御信号ＳＩＧ１０が入力される。制御信号ＳＩＧ１０は、電源装置１００の起動要求の是非を制御する信号である。従って、信号生成部８及びタイミング生成部９は、制御信号ＳＩＧ１０に応じてオン／オフする。

次に、電源装置１００の動作について説明する。図２は、電源装置１００の動作を示すタイミングチャートである。図２では、第１のトランジスタＭ１１のドレイン電流Ｉｏｕｔ、出力電圧Ｖｏｕｔ、チャージポンプ回路１に入力される電圧Ｖｒｅｇ及び制御信号ＳＩＧ１０〜１３の時間変化を表示している。波形Ｉ１は、電源装置１００の第１のトランジスタＭ１１のドレイン電流Ｉｏｕｔを表す。波形Ｉ２は、従来例にかかる電源装置２００の出力トランジスタＭ１のドレイン電流Ｉｏｕｔを表す。波形Ｖ１は、電源装置１００の出力電圧Ｖｏｕｔを表す。波形Ｖ２は、従来例にかかる電源装置２００の出力電圧Ｖｏｕｔを表す。

図２における電源装置１００の動作状態は、昇圧停止期間Ｄ１、初期充電期間Ｄ２、初期昇圧期間Ｄ３及び定電圧動作期間Ｄ４の４つの期間に区分される。昇圧起動タイミングｔ１は、初期充電期間Ｄ２の始期である。昇圧開始タイミングｔ２は、初期昇圧期間Ｄ３の始期である。昇圧完了タイミングｔ３は、定電圧動作期間Ｄ４の始期である。

昇圧停止期間Ｄ１では、制御信号ＳＩＧ１０はロウレベルである。従って、電源装置１００の制御部３の動作は停止している。このとき、信号生成部８から出力される制御信号ＳＩＧ１１〜１３は、ロウレベルである。よって、チャージポンプ回路１はオフ状態である。第１のスイッチ素子ＳＷ１１及び第２のスイッチ素子ＳＷ１２は開放されている。すなわち、電源装置１００はオフ状態である。

昇圧起動タイミングｔ１では、制御信号ＳＩＧ１０がハイレベルに遷移する。これにより、電源装置１００の動作状態が昇圧停止期間Ｄ１から初期充電期間Ｄ２に切替わり、制御部３が動作を開始する。このとき、信号生成部８から出力される制御信号ＳＩＧ１１がハイレベルに遷移し、第１のスイッチ素子ＳＷ１１が短絡する。電源装置１００は、電流制限動作状態となり、出力キャパシタＣ、昇圧容量Ｃ１及びＣ２の充電が開始される。すなわち、電源装置１００の初期充電が開始される。

この場合、第２のトランジスタＭ１２に帰還がかかり、電流Ｉｒｅｆが一定となる。第１のトランジスタＭ１１のドレイン電流Ｉｏｕｔと第２のトランジスタＭ１２のドレイン電流とは、カレントミラー動作により、第１のトランジスタＭ１１と第２のトランジスタＭ１２との間のサイズ比に応じた電流となる。よって、電流Ｉｒｅｆは一定となる。これにより、第１のトランジスタＭ１１のドレイン電流Ｉｏｕｔは一定となる。

出力キャパシタＣが充電されることにより、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。タイミング生成部９は、出力電圧Ｖｏｕｔをモニタリングしている。出力電圧Ｖｏｕｔは、あるタイミングで第１の設定電圧Ｖｓ１に達する（昇圧開始タイミングｔ２）。タイミング生成部９の第１の比較器４１は、昇圧開始タイミングｔ２を検出し、検出信号ＳＩＧ２１をロウレベルからハイレベルへ遷移させる。信号生成部８は、検出信号ＳＩＧ２１に応じて、制御信号ＳＩＧ１３をロウレベルからハイレベルへ遷移させる。これにより、電源装置１００の動作モードが初期充電期間Ｄ２から初期昇圧期間Ｄ３に切り替わり、チャージポンプ回路１が昇圧動作を開始する。なお、上述の電流制限動作状態は、初期昇圧期間Ｄ３においても持続している。

出力キャパシタＣは更に充電され、出力電圧Ｖｏｕｔは、あるタイミングで第２の設定電圧Ｖｓ２に達する（昇圧完了タイミングｔ３）。タイミング生成部９の第２の比較器４２は、昇圧完了タイミングｔ３を検出し、検出信号ＳＩＧ２２をロウレベルからハイレベルへ遷移させる。信号生成部８は、検出信号ＳＩＧ２２に応じて、制御信号ＳＩＧ１２をロウレベルからハイレベルへ遷移させる。これにより、電源装置１００の動作モードが初期昇圧期間Ｄ３から定電圧動作期間Ｄ４に切り替わり、第２のスイッチ素子ＳＷ１２が短絡する。定電圧動作期間Ｄ４においては、第１のトランジスタＭ１１と第２のトランジスタＭ１２とは並列接続され、定電圧回路を構成する。このときの電圧Ｖｒｅｇは、式（３）に示す値で安定する。但し、基準電圧Ｖｒｅｆは、外部基準電圧入力端子５４から入力される基準電圧である。

Ｖｒｅｇ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ６＋Ｒ７）／Ｒ７ ・・・（３）

次に、トランジスタのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ及びドレイン電流Ｉｄの静特性（Ｖｄｓ−Ｉｄ静特性）について説明する。図３は、トランジスタのＶｄｓ−Ｉｄ静特性を示すグラフである。特性曲線ＣＣ１は、電源装置１００の第１のトランジスタＭ１１のＶｄｓ−Ｉｄ静特性を示す曲線である。特性曲線ＣＣ２は、従来例にかかる電源装置２００の出力トランジスタＭ１のＶｄｓ−Ｉｄ静特性を示す曲線である。

電源装置１００の第１のトランジスタＭ１１のゲート−ソース間電圧をＶｇｓ１とする。従来例にかかる電源装置２００の出力トランジスタＭ１のゲート−ソース間電圧をＶｇｓ２とする。このとき、第１のトランジスタＭ１１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１と出力トランジスタＭ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ２の関係は、以下の式（４）で表される。

｜Ｖｇｓ１｜＜｜Ｖｇｓ２｜ ・・・（４）

第１のトランジスタＭ１１の非飽和領域と飽和領域との境界となるドレイン−ソース間電圧をＶｄｓ１とする。出力トランジスタＭ１の非飽和領域と飽和領域との境界となるドレイン−ソース間電圧をＶｄｓ２とする。このとき、第１のトランジスタＭ１１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１と出力トランジスタＭ１のゲート−ソース間電圧Ｖｄｓ２との関係は、以下の式（５）で表される。

｜Ｖｄｓ１｜＜｜Ｖｄｓ２｜ ・・・（５）

従来例にかかる電源装置２００では、電源投入時の出力トランジスタＭ１のインピーダンスが高くなるように制御される。一方、電源装置１００にかかる第１のトランジスタＭ１１は、一定のドレイン電流が流れるように制御される。従って、第１のトランジスタＭ１１静特性は特性曲線ＣＣ１で表される。出力トランジスタＭ１の静特性は特性曲線ＣＣ２で表される。ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ３は、ドレイン電流が制限電流値Ｉｌｉｍに達したときのドレイン−ソース間電圧である。第１のトランジスタＭ１１の飽和領域は、Ｖｄｓ１からＶｄｓ３までの区間ΔＶ１となる。出力トランジスタＭ１の飽和領域は、Ｖｄｓ２からＶｄｓ３までの区間ΔＶ２となる。

第１のトランジスタＭ１１は、従来例の出力トランジスタＭ１に比べて、飽和領域が広い。よって、第１のトランジスタＭ１１は、従来例の出力トランジスタＭ１に比べて、より容易に定電流動作をさせることができる。従って、斜線部Ｓ（図３）で示すように、第１のトランジスタＭ１１は、より多くの電流を流すことができる。

また、出力電圧Ｖｏｕｔを示す図２の波形Ｖ２及び波形Ｖ１は、トランジスタの静特性に依存する。図２に示すように、電源装置１００は、より早期に出力電圧Ｖｏｕｔを立ち上げる事ができる。

本構成によれば、第１のトランジスタＭ１１の動作を飽和領域に制限する。さらに、誤差増幅器５及び帰還部６により、第１のトランジスタＭ１１が飽和領域で動作する期間を長くすることができる。これにより、チャージポンプ回路１を短時間で充電することができる。従って、出力電圧が安定化するまでに要する時間を短縮することができる。従って、電源装置１００の後段に接続される液晶パネルや液晶パネル制御回路などの負荷回路を、早期にかつ正常に起動することが可能となる。

従って、電源装置１００を電源回路内蔵の液晶パネルドライバＩＣに適用することにより、電源投入から液晶表示を開始するまでの時間を短縮することができる。また、本構成によれば、第１のトランジスタＭ１１のドレイン電流が制限されるので、起動時の突入電流を制限することができる。

次に、実施の形態１にかかる電源装置１００と従来例にかかる電源装置２００との昇圧動作の比較について述べる。ここでは、電源装置２００の出力トランジスタＭ１及び電源装置に１００の第１のトランジスタＭ１１の電流ピークを、５０ｍＡに制限した場合について述べる。

従来例にかかる電源装置２００では、出力トランジスタＭ１のドレイン電流を示す波形Ｉ２の平均は、２５．２３ｍＡとなる。このときの初期充電期間Ｄ２は０．５３ｍｓｅｃ、初期昇圧期間Ｄ３は０．２０ｍｓｅｃである。よって、充電に要する時間は０．７３ｍｓｅｃとなる。

一方、電源装置１００の第１のトランジスタＭ１１のドレイン電流を示す波形Ｉ１の平均は、３３．５８ｍＡとなる。このときの初期充電期間Ｄ２は０．４０ｍｓｅｃ、初期昇圧期間Ｄ３は０．１４ｍｓｅｃである。よって、充電に要する時間は０．５４ｍｓｅｃとなる。従って、電源装置１００は、電源装置２００と比べて、ドレイン電流が３３％増加する。また、充電に要する時間を２６％短くすることができる。

その他の実施の形態
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、第１のトランジスタＭ１１は、複数のトランジスタに分割することが可能である。分割したトランジスタの一部を電流制限動作させ、残りのトランジスタをオフにすることも可能である。この場合、電流制限動作させるトランジスタの数を好適に選択することにより、電流制限値を調整することが可能である。ここで、第１のトランジスタＭ１１を、並列に接続された１００個のトランジスタに分割する場合について検討する。この場合には、１００通りの電流制限値が設定可能である。

また、第１のトランジスタＭ１１と第２のトランジスタＭ１２とは、カレントミラー回路を構成している。第１のトランジスタＭ１１は、誤差増幅器５の帰還動作により、ドレイン電流が一定に維持される。よって、電流制限値は、外部基準電圧、抵抗Ｒ７及び第１のトランジスタＭ１１と第２のトランジスタＭ１２と間のサイズ比によっても、調整することが可能である。更に、抵抗Ｒ７は、並列に接続された複数に抵抗に分割することが可能である。例えば、抵抗Ｒ７を２分割することにより、２通りの電流制限値が設定可能である。

出力トランジスタ及び帰還部の抵抗をそれぞれ分割することも可能である。例えば、第１のトランジスタＭ１１と第２のトランジスタＭ１２とを、合計１００個設ける。抵抗Ｒ７は２分割する。この場合、（第１のトランジスタＭ１１の個数）：（第２のトランジスタＭ１２の個数）＝１：９９、２：９８、３：９７、・・・、９９：１、のように、９９通りの組合せが可能である。抵抗Ｒ７は２分割されるので、合計で９９×２＝１９８通りの電流制限値を設定することが可能である。このように、分割数を適宜設定することにより、電流制限値をきめ細かく設定することができる。

上述の実施の形態では、誤差増幅器５、第１の比較器４１及び第２の比較器４２は、外部基準電圧入力端子５４と接続され、同一の基準電圧が供給される。しかしながら、誤差増幅器５、第１の比較器４１及び第２の比較器４２に供給される基準電圧は同一である必要はなく、それぞれに任意の基準電圧を供給してもよい。

１、１０ チャージポンプ回路
２、２０ レギュレータ回路
３、３０ 制御部
４ 電流調整部
５、２２ 誤差増幅器
６ 帰還部
７ スイッチ部
８ 信号生成部
９ タイミング生成部
１２、５１、１０２ 入力端子
３２ 昇圧率設定部
３４ 能力設定部
３６ タイミング設定部
３８ インバータ
４１ 第１の比較器
４２ 第２の比較器
１００、２００ 電源装置
５２、１０４ 出力端子
５３ 制御端子
５４ 外部基準電圧入力端子
Ｉ１、Ｉ２ 波形
Ｉｌｉｍ 制限電流値
Ｖｓ１ 第１の設定電圧
Ｖｓ２ 第２の設定電圧
Ｄ１ 昇圧停止期間
Ｄ２ 初期充電期間
Ｄ３ 初期昇圧期間
Ｄ４ 定電圧動作期間
ΔＶ１、ΔＶ２ 区間
Ｓ 斜線部
Ｃｆ１、Ｃｆ２、Ｃ１、Ｃ２ 昇圧容量
Ｃｏ、Ｃ 出力キャパシタ
Ｉｄ ドレイン電流
Ｉｏｕｔ ドレイン電流
Ｉｒｅｆ 電流
Ｍ１ 出力トランジスタ
Ｍ１１ 第１のトランジスタ
Ｍ１２ 第２のトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ７ 抵抗
ＳＩＧ１、ＳＩＧ１０〜１３ 制御信号
ＳＩＧ２１、ＳＩＧ２２ 検出信号
Ｓｏｆｆ オフ信号
ＳＷ１ スイッチ
ＳＷ１１ 第１のスイッチ素子
ＳＷ１２ 第２のスイッチ素子
Ｔ１〜５ 端子
Ｔｏｆｆ オフ時間
Ｖｄｓ、Ｖｄｓ１〜３ ドレイン−ソース間電圧
Ｖｆｂ 帰還電圧
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧
Ｖｒｅｆ 基準電圧
Ｖｒｅｇ 電圧

Claims (11)

1. 液晶パネルを駆動する半導体集積回路に内蔵される電源装置であって、
   入力される電圧を昇圧した出力電圧を生成するチャージポンプ回路と、
   当該電源装置の入力端子と前記チャージポンプ回路との間に接続され、前記チャージポンプ回路に供給する電流を調整するレギュレータ回路と、
   前記レギュレータ回路を起動する第１の制御信号と、前記出力電圧と第１の電圧との比較に基づいて生成される第２の制御信号と、を出力する制御部と、を備え、
   前記レギュレータ回路は、
   前記第１の制御信号に応じて、前記チャージポンプ回路へ供給する電流の上限値を制限した状態で前記チャージポンプ回路への電流の供給を開始し、
   前記出力電圧が前記第１の電圧に達したならば、前記第２の制御信号に基づいて、前記チャージポンプ回路へ一定の電流を供給する、
   電源装置。
2. 前記レギュレータ回路は、
   電源電位と前記チャージポンプ回路の入力端子との間に接続され、前記チャージポンプ回路に電流を供給する第１のトランジスタと、
   少なくとも前記第１の出力トランジスタの制御端子と接続され、前記第１の制御信号及び前記第２の制御信号に応じて、前記第１のトランジスタに流れる電流を調整する電流調整部と、を備えることを特徴とする、
   請求項１に記載の電源装置。
3. 前記電流調整部は、
   供給される電流に応じた帰還電圧を出力する帰還部と、
   電源電位と前記帰還部との間に接続され、前記帰還部に電流を供給する第２のトランジスタと、
   第１の基準電圧と前記帰還電圧との差を増幅した電圧を、前記第１のトランジスタの前記制御端子及び前記第２のトランジスタの制御端子に出力する第１の増幅器と、
   前記第１のトランジスタと前記チャージポンプ回路との間に接続され、前記出力電圧が前記第１の電圧に達したならば前記第１のトランジスタから前記チャージポンプ回路へ供給される電流の一部を前記帰還部に供給するスイッチ部と、を備えることを特徴とする、
   請求項２に記載の電源装置。
4. 前記スイッチ部は、
   前記第１のトランジスタと前記チャージポンプ回路との間に接続され、前記第１の制御信号に応じてオン／オフする第１のスイッチ素子と、
   前記第１のスイッチ素子の前記チャージポンプ回路側端と前記帰還部との間に接続され、前記第２の制御信号に応じてオン／オフする第２のスイッチ素子と、を備え、
   前記制御部は、当該電源装置を起動する際に前記第１のスイッチを短絡させ、前記出力電圧が前記第１の電圧に達したならば前記第２のスイッチを短絡させることを特徴とする、
   請求項３に記載の電源装置。
5. 前記帰還部は、
   接地電位と前記第２のトランジスタとの間に直列に接続される第１の抵抗素子及び第２の抵抗素子を備え、
   前記第１の抵抗素子と前記第２の抵抗素子との接続点の電圧を前記帰還電圧として出力することを特徴とする、
   請求項３又は４に記載の電源装置。
6. 前記第１の抵抗素子及び前記第２の抵抗素子のいずれか一方又は両方が可変抵抗素子であることを特徴とする、
   請求項５に記載の電源装置。
7. 前記制御部は、前記出力電圧に応じた第３の制御信号を更に出力し、
   前記チャージポンプ回路は、前記第３の制御部に応じて、前記出力電圧が前記第１の電圧よりも低い第２の電圧に到達したならば昇圧動作を開始することを特徴とする、
   請求項１乃至６のいずれか一項に記載の電源装置。
8. 前記制御部は、
   前記出力電圧と前記第１の電圧との比較結果である第１の検出信号と、前記出力電圧と前記第２の電圧との比較結果である第２の検出信号と、を出力するタイミング生成部と、
   前記第１の検出信号に応じて前記第２の制御信号を出力し、前記第２の検出信号に応じて前記第３の制御信号を出力する信号生成部と、を備えることを特徴とする、
   請求項７に記載の電源装置。
9. 前記信号生成部は、当該電源装置の外部からの起動要求の有無に応じた前記第１の制御信号を出力することを特徴とする、
   請求項８に記載の電源装置。
10. 前記タイミング生成部は、
    一端が前記出力端子と接続される第３の抵抗素子と、
    一端が前記第３の抵抗素子の他端と接続される第４の抵抗素子と、
    一端が前記第４の抵抗素子の他端と接続され、他端が接地電位と接続される第５の抵抗素子と、
    前記第３の抵抗素子と前記第４の抵抗素子との接続点の電圧と、第２の基準電圧と、を比較して第２の検出信号を出力する第１の比較器と、
    前記第４の抵抗素子と前記第５の抵抗素子との接続点の電圧と、第３の基準電圧と、を比較して第１の検出信号を出力する第２の比較器と、を備えることを特徴とする、
    請求項８又は９に記載の電源装置。
11. 請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の前記電源装置を備えることを特徴とする、
    液晶パネルドライバＩＣ。

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