JP2010278920A - デジタルコヒーレント光受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】９０度光ハイブリッド回路の位相ずれを補償する機能を備えるデジタルコヒーレント光受信器の回路規模を小さくする。
【解決手段】デジタルコヒーレント光受信器は、入力光信号の同相信号および直交信号を検出する９０度光ハイブリッド回路１０を備える。第１の回路２１ａは、同相信号と直交信号との和の二乗を計算する。第２の回路２１ｂは、第１の回路２１ａの演算結果から、同相信号の二乗値および直交信号の二乗値を差し引く。第３の回路２１ｃは、第２の回路２１ｂの演算結果を利用して９０度光ハイブリッド回路１０の位相ずれを検出する。第４の回路２１ｄは、第３の回路２１ｃにより検出された位相ずれに応じて同相信号または直交信号の少なくとも一方を補正する。
【選択図】図４

Description

本発明は、デジタルコヒーレント光受信器に係わる。

インターネットの普及に伴って、光通信システムの大容量化が進められている。たとえば、幹線系では、１波長当たり、40Gbit/sを越える信号を伝送可能な光送信器および光受信器の研究が行われている。

１波長当たりビットレートを高くすると、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）耐力の低下や、伝送路の波長分散、偏波モード分散、非線形効果などに起因する波形歪みによる信号品質の劣化が大きくなる。このため、近年、ＯＳＮＲ耐力および波形歪み耐力の高いデジタルコヒーレント受信方式が注目されている。

デジタルコヒーレント受信方式では、受信信号から光強度情報および位相情報が抽出され、デジタル信号処理回路により復調が行われる。そして、デジタルコヒーレント受信方式では、コヒーレント受信によるＯＳＮＲ耐力の改善、およびデジタル信号処理回路による波形歪みの補償が実現されるので、40Gbit/sを越える光通信システムでも高い信頼性が得られる。なお、光ＱＰＳＫ信号をコヒーレント検波で受信する技術は、例えば、非特許文献１に記載されている。

図１は、デジタルコヒーレント光受信器の構成を示す図である。図１において、９０度光ハイブリッド回路は、第１および第２の入力ポート、および第１および第２の出力ポートを備えている。第１および第２の入力ポートには、それぞれ光信号および局発光が入力される。局発光は、受信器が備えるレーザ光源により生成される。光信号および局発光が混合されて第１の出力ポートから出力される。また、９０度光ハイブリッド回路は、９０度位相シフト要素を備え、光信号および位相が９０度シフトした局発光が混合されて第２の出力ポートから出力される。そして、第１および第２の出力ポートから出力される１組の光信号は、それぞれ受光器により電気信号に変換され、さらにＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換されて、デジタル信号処理回路に与えられる。

デジタル信号処理回路に与えられる１組のデジタル信号は、入力光信号が複素電界で表されたときの実部成分および虚部成分を表す。そして、デジタル信号処理回路は、この１組のデジタル信号を利用して、入力光信号を復調する。

上記構成のデジタルコヒーレント光受信器において、９０度位相シフト要素が位相ずれ（すなわち、直交誤差）を有するときは、実部信号と虚部信号との間でクロストークが発生する。この場合、復調性能が劣化してしまう。特に、スペクトル利用効率の高い変調方式（すなわち、１シンボル当たりの伝送ビット数の多いＭＰＳＫ、ＭＱＡＭ等）においては、９０度位相シフト要素の位相ずれに対して品質劣化が敏感なので、位相ずれを補償する技術が求められる。

９０度光ハイブリッド回路の位相ずれを補償する方法として、下記の手順が提案されている。まず、ベースバンド信号のＩ成分とＱ成分との間の直交誤差を見積もる。その見積り値は、係数を計算するために使用される。上記係数は、直交誤差の見積り値の関数であり、直交誤差を補償するために使用される。そして、検出されたＩ成分およびＱ成分に上記係数を乗算することにより、直交性が補正されたＩ成分信号およりＱ成分信号が生成される。（例えば、特許文献１）
しかしながら、上記方法をハードウェア回路で実現する場合、その回路規模が大きくなってしまう。なお、プロセッサの演算速度を考えると、Gbit/s信号を受信する受信器において、上記方法をソフトウェアで実現することは困難である。

米国特許６９１７０３１

D. Ly-Gagnon et al., "Coherent Detection of Optical Quadrature Phase-Shift Keying Signals With Carrier Phase Estimation", IEEE, Journal of Lightwave Technology, vol.24, No.1, pp.12-21, January 2006.

本発明の課題は、９０度光ハイブリッド回路の位相ずれを補償する機能を備えるデジタルコヒーレント光受信器の回路規模を小さくすることである。

本発明の１つの態様のデジタルコヒーレント光受信器は、入力光信号の同相信号および直交信号を検出する９０度光ハイブリッド回路、前記同相信号と前記直交信号との和の二乗を計算する第１の回路と、前記第１の回路の演算結果から、前記同相信号の二乗値および前記直交信号の二乗値を差し引く第２の回路と、前記第２の回路の演算結果を利用して前記９０度光ハイブリッド回路の位相ずれを検出する第３の回路と、前記第３の回路により検出された位相ずれに応じて前記同相信号または直交信号の少なくとも一方を補正する第４の回路、を有する。

本発明の他の態様のデジタルコヒーレント光受信器は、入力光信号の同相信号および直交信号を検出する９０度光ハイブリッド回路、前記同相信号の振幅情報が目標値に一致するように前記同相信号を補正して第２の同相信号を生成すると共に、前記直交信号の振幅情報が前記目標値に一致するように前記直交信号を補正して第２の直交信号を生成する振幅ずれ補償回路と、前記第２の同相信号と前記第２の直交信号との和の二乗を計算する第１の回路と、前記第１の回路の演算結果から、前記第２の同相信号の二乗値および前記第２の直交信号の二乗値を差し引く第２の回路と、前記第２の回路の演算結果を利用して前記９０度光ハイブリッド回路の位相ずれを検出する第３の回路と、前記第３の回路により検出された位相ずれに応じて前記第２の同相信号または第２の直交信号の少なくとも一方を補正する第４の回路、を有する。

本発明の１つの態様によれば、９０度光ハイブリッド回路の位相ずれを補償する機能を備えるデジタルコヒーレント光受信器の回路規模が小さくなる。

デジタルコヒーレント光受信器の構成を示す図である。 実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の構成を示す図である。 位相ずれおよび振幅ずれについて説明する図である。 第１の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の構成を示す図である。 第２の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の構成を示す図である。 振幅ずれを補償するためのフィードフォワード系を示す図である。 第２の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の変形例（振幅ずれ補償回路を備えない構成）を示す図である。 第２の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の変形例（振幅モニタ部を備える構成）を示す図である。 第３の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の構成を示す図である。 第３の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の変形例（正規化を行わない構成）を示す図である。 第３の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の変形例（振幅ずれ補償回路を備えない構成）を示す図である。

図２は、実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の構成を示す図である。実施形態のデジタルコヒーレント光受信器は、９０度光ハイブリッド回路１０、受光素子１２、１３、Ａ／Ｄ変換器１４、１５、デジタル信号処理回路２０を備える。

９０度光ハイブリッド回路１０は、第１および第２の入力ポート、および第１および第２の出力ポートを備えている。第１および第２の入力ポートには、それぞれ光信号および局発光が入力される。光信号は、この実施例では、不図示の光送信器から送信され、光ファイバ伝送路を介して伝送され、デジタルコヒーレント光受信器により受信される。また、局発光は、デジタルコヒーレント光受信器が備える不図示のレーザ光源により生成される。光信号および局発光は、例えば光導波路により混合され、同相信号として第１の出力ポートへ導かれる。また、デジタルコヒーレント光受信器は、局発光の位相を９０度だけシフトさせる９０度位相シフト要素１１を備える。９０度位相シフト要素１１は、特に限定されるものではないが、例えば印加電圧を制御することにより、光導波路の光パス長を調整する。そして、光信号および位相が９０度シフトした局発光は、混合されて、直交信号として第２の出力ポートから出力される。

第１および第２の出力ポートから出力される１組の光信号（同相信号および直交信号）は、それぞれ受光器（ＰＤ）１２、１３により電気信号に変換される。受光器１２、１３は、例えば、フォトダイオードである。Ａ／Ｄ変換器１４、１５は、受光器１２、１３により得られる１組の電気信号を、それぞれデジタル信号に変換し、デジタル信号処理回路２０に与える。ここで、１組のデジタル信号は、光信号が複素電界で表される場合、入力光信号の実部成分および虚部成分に相当する。ここで、実部成分および虚部成分は、光信号の同相（Ｉ：in-phase）成分および直交（Ｑ：quadrature）成分に相当する。したがって、以下では、デジタル信号処理回路２０に与えられる１組のデジタル信号を「実部信号」および「虚部信号」と呼ぶことがある。なお、一般には、同相信号が実部成分に対応し、直交信号が虚部成分に対応付けられるが、回路構成によっては、同相信号が虚部成分に対応し、直交信号が実部成分に対応付けられるようにしてもよい。

デジタル信号処理回路２０は、補償回路２１、波形歪み補償回路２２、位相同期回路２３、識別回路２４を備える。補償回路２１は、位相ずれおよび振幅ずれを補償する。位相ずれは、９０度位相シフト要素１１の誤差（直交誤差）に相当する。また、振幅ずれは、実部信号および虚部信号の平均振幅のインバランスを表す。

波形歪み補償回路２２は、伝送路で発生した波形歪みを補償する。なお、波形歪みは、例えば、波長分散、偏波モード分散などに起因して発生する。すなわち、波形歪み補償回路２２は、波長分散、偏波モード分散などを補償する。位相同期回路２３は、位相同期を確立する。位相同期の確立は、光信号を伝搬する搬送波光および局発光の周波数および位相誤差を補償する処理を含む。そして、識別回路２４は、シンボル毎に、実部信号および虚部信号からデータを再生する。すなわち、入力光信号が復調され、送信データが再生される。このとき、例えば、変調方式がＱＰＳＫであれば、シンボル毎に実部信号および虚部信号に基づいて２ビットの送信データが再生される。なお、図２は偏波ダイバシティ構成を使わないデジタルコヒーレント受信器の例であるが、本発名は偏波ダイバシティ、すなわち直行する２つの偏波の電界情報を抽出し、信号処理を行う方式を用いても、各偏波に同等の回路を入れることにより、同等の効果を得ることができる。以下では、偏波ダイバシティ構成をとらないデジタルコヒーレント受信器を例として説明する。

図３は、位相ずれおよび振幅ずれについて説明する図である。ここでは、あるシンボルの実部成分および虚部成分が（Ｉ₀，Ｑ₀）で表されるものとする。この場合、９０度位相シフト要素１１が９０度であり、且つ、振幅インバランスが無いものとすると、デジタル信号処理回路２０に入力される実部信号および虚部信号は、それぞれ「Ｉ₀」「Ｑ₀」である。

しかし、９０度位相シフト要素１１を精度よく９０度に調整することは容易ではない。また、９０度位相シフト要素１１の位相は、温度または経年劣化等により変化する。このため、図３では、９０度位相シフト要素１１の位相は「直角（quadrature angle）」に対して誤差θを有している。以下、この誤差θを、位相ずれまたは直交誤差と呼ぶことがある。

この場合、デジタル信号処理回路２０に入力される実部信号Ｉ₁および虚部信号Ｑ₁は、下式により表される。なお、「α」は、実部信号と虚部信号との振幅のインバランスを表している。
Ｉ₁＝Ｉ₀
Ｑ₁＝α（Ｉ₀sinθ＋Ｑ₀cosθ）
すなわち、デジタル信号処理回路２０の入力信号は、（１）式により表される。

このように、９０度光ハイブリッド回路１０が位相ずれθを有していると、実部信号と虚部信号との間でクロストークが発生する。この場合、復調性能が低下してしまう。このため、実施形態のデジタルコヒーレント光受信器は、補償回路２１を備え、９０度光ハイブリッド回路１０において発生する位相ずれθ（および、振幅インバランスα）を補償する。

デジタル信号処理回路２０は、ハードウェア回路で実現してもよいし、ソフトウェアプログラムを実行するプロセッサを利用して実現してもよい。ただし、数１０Gbit/sの信号を処理するためには、デジタル信号処理回路２０は、高速演算可能なハードウェア回路で実現することが好ましい。この場合、ハードウェア回路は、ＡＳＩＣで実現するようにしてもよい。

＜第１の実施形態＞
図４は、第１の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の構成を示す図である。ここでは、図２に示す９０度光ハイブリッド回路１０および補償回路２１が描かれている。また、図４では、図２に示す受光器（ＰＤ）１２、１３、およびＡ／Ｄ変換器１４、１５は省略されている。

第１の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器は、第１〜第４の回路２１ａ〜２１ｄを備える。なお、９０度光ハイブリッド回路１０は、図２〜図３を参照しながら説明したように、入力光信号の実部成分および虚部成分を表す実部信号Ｉ₁および虚部信号Ｑ₁を生成する。なお、以下では、入力光信号の同相信号成分および直交信号成分が、それぞれ、複素電界の実部成分および虚部成分に対応付けられているものとする。また、第１〜第３の回路２１ａ〜２１ｄは、デジタル信号処理回路により実現される。

第１の回路２１ａは、実部信号および虚部信号の和の二乗を計算する。すなわち、第１の回路２１ａにより「（Ｉ₁＋Ｑ₁）²」が得られる。第２の回路２１ｂは、第１の回路２１ａの演算結果から、実部信号の二乗値および虚部信号の二乗値を差し引く。すなわち、第２の回路２１ｂにより「（Ｉ₁＋Ｑ₁）²−（Ｉ₁ ²＋Ｑ₁ ²）」が算出される。このとき、第２の回路２１ｂは、いったん実部信号の二乗値と虚部信号の二乗値との和（Ｉ₁ ²＋Ｑ₁ ²）を計算した後、第１の回路２１ａの演算結果からその和を差し引くようにしてもよい。あるいは、第２の回路２１ｂは、第１の回路２１ａの演算結果から「Ｉ₁ ²」および「Ｑ₁ ²」を個々に差し引くようにしてもよい。いずれの手順で演算を行っても、第２の回路２１ｂにより「２Ｉ₁Ｑ₁」が得られる。そして、第３の回路２１ｃは、第２の回路２１ｂの演算結果を利用して、９０度光ハイブリッド回路１０の位相ずれを検出する。そして、第４の回路は、第３の回路２１ｃにより検出された位相ずれに応じて、実部信号Ｉ₁または虚部信号Ｑ₁の少なくとも一方を補正する。

ここで、９０度光ハイブリッド回路１０が位相ずれθを有しているときの実部信号と虚部信号との間のクロストークは、第２の回路２１ｂの演算結果に依存する。よって、第２の回路２１ｂの演算結果を利用して実部信号Ｉ₁および虚部信号Ｑ₁を補正することによって、９０度光ハイブリッド回路１０の位相ずれを補償することができる。

なお、第２の回路２１ｂは、Ｉ₁およびＱ₁を受け取って（Ｉ₁＋Ｑ₁）²を計算してもよいし、Ｉ₁ ²およびＱ₁ ²を受け取って（Ｉ₁＋Ｑ₁）²を計算してもよい。また、第４の回路２１ｄは、フィードフォワード方式で実部信号および虚部信号を補正してもよいし、フィードバック方式で実部信号および虚部信号を補正してもよい。さらに、第１の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器は、振幅ずれを補償する回路をさらに備えてもよい。

＜第２の実施形態＞
図５は、第２の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の構成を示す図である。第２の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器は、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０およびＩ−Ｑ位相ずれ補償回路４０を備える。また、第２の実施形態では、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０は、フィードフォワード方式でＩ−Ｑ位相ずれを補償する。なお、デジタルコヒーレント光受信器には、シンボル毎に上記（１）式に示す実部信号Ｉ₁および虚部信号Ｑ₁が入力されるものとする。Ｉ₁およびＱ₁は、それぞれ、所定のビット数のデジタルデータである。

Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０は、実部信号Ｉ₁を補正するために、二乗回路３１ａ、平均化回路３２ａ、差分回路３３ａ、乗算器３４ａ、累積加算器３５ａ、乗算器３６ａを備える。なお、以下の説明では、乗算器３６ａから出される信号を「Ｉ₂」と呼ぶことにする。

二乗回路３１ａは、信号Ｉ₂を二乗する。平均化回路３２ａは、二乗回路３１ａの出力信号（Ｉ₂ ²）を平均化する。このとき、平均化回路３２ａは、複数のシンボル（例えば、数シンボル〜数１０シンボル）についての二乗回路３１ａの出力信号の平均値を計算する。差分回路３３ａは、平均化回路３２ａの出力信号と目標値との差分を計算する。差分回路３３ａの計算結果は、誤差信号として出力される。なお、目標値は、特に限定されるものではないが、例えば、「１」または「２^N（Ｎは、整数）」である。

乗算器３４ａは、差分回路３３ａにより得られる誤差信号に予め決められた所定の定数を乗算する。この定数は、制御ループの応答速度を決定するステップサイズであり、十分に小さい値である。累積加算器３５ａは、乗算器３４ａの演算結果の累積値を計算する。すなわち、累積加算器３５ａは、積分器として動作する。そして、乗算器３６ａは、実部信号Ｉ₁に累積加算器３５ａの演算結果を乗算することにより、信号Ｉ₂を生成する。

ここで、実部信号Ｉ₁の二乗の平均は、基本的に、一定である。例えば、ＱＰＳＫシステムにおいて、４つの信号点（１，１）（１，−１）（−１，−１）（−１，１）が使用される場合には、入力実部信号Ｉ₁の二乗の平均は、「１」である。すなわち、平均化回路３２ａの出力信号は、ほぼ一定である。

また、上記フィードバック系は、差分回路３３ａの出力信号がゼロになるように動作する。すなわち、平均化回路３２ａの出力信号が目標値に一致する。この結果、累積加算器３５ａの出力信号は、所定の値に収束する。以下、この所定の値を正規化係数ａと呼ぶことがある。このように、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０は、実部信号Ｉ₁に正規化係数ａを乗算することにより、信号Ｉ₂を生成する。

Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０は、さらに、虚部信号Ｑ₁を補正するために、二乗回路３１ｂ、平均化回路３２ｂ、差分回路３３ｂ、乗算器３４ｂ、累積加算器３５ｂ、乗算器３６ｂを備える。二乗回路３１ｂ、平均化回路３２ｂ、差分回路３３ｂ、乗算器３４ｂ、累積加算器３５ｂ、乗算器３６ｂの構成および動作は、基本的に、二乗回路３１ａ、平均化回路３２ａ、差分回路３３ａ、乗算器３４ａ、累積加算器３５ａ、乗算器３６ａと同じである。

すなわち、このフィードバック系は、平均化回路３２ｂの出力信号（Ｑ₂ ²）が目標値に一致するように動作する。ここで、この目標値は、実部信号を補正するために使用される目標値と同じである。ただし、この実施例では、実部信号および虚部信号は、振幅インバランスαを有している。したがって、累積加算器３５ｂの出力信号は「ａ／α」に収束する。すなわち、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０は、虚部信号Ｑ₁に係数ａ／αを乗算することにより、信号Ｑ₂を生成する。

Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０により得られる信号Ｉ₂、Ｑ₂は、Ｉ−Ｑ振幅ずれが補償され、且つ、振幅が正規化された実部信号および虚部信号として、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０に与えられる。なお、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０による信号処理は、（２）式により表される。

Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０には、信号Ｉ₂、Ｑ₂が与えられると共に、二乗回路３１ａおよび３１ｂの出力信号が与えられる。ここで、二乗回路３１ａの出力信号は「Ｉ₂ ²」であり、二乗回路３１ｂの出力信号は「Ｑ₂ ²」である。

Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０は、加算器４１、二乗回路４２、加算器４３、引算器４４、割算器４５、平均化回路４６、割算器４７、二乗回路４８、引算器４９、平方根演算器５０、乗算器５１、乗算器５２、引算器５３を備える。

加算器４１は、信号Ｉ₂と信号Ｑ₂との和を計算する。すなわち「Ｉ₂＋Ｑ₂」が算出される。二乗回路４２は、加算器４１の出力信号を二乗する。すなわち「（Ｉ₂＋Ｑ₂）²」が算出される。加算器４３は、信号Ｉ₂ ²と信号Ｑ₂ ²との和を計算する。すなわち「Ｉ₂ ²＋Ｑ₂ ²」が算出される。引算器４４は、二乗回路４２の出力信号から加算器４３の出力信号を差し引く。割算器４５は、引算器４４の出力信号を「２」で割る。そして、平均化回路４６は、割算器４５の出力信号を平均化する。このとき、平均化回路４６は、複数のシンボル（例えば、数シンボル〜数１０シンボル）についての割算回路４５の出力信号の平均値を計算する。

平均化回路４６の出力信号は、下記（３）式で表される。なお、「Ｎ」は、平均化回路４６により使用されるシンボルの個数を表す。
Σ{{（Ｉ₂＋Ｑ₂）²−（Ｉ₂ ²＋Ｑ₂ ²）}／２}/Ｎ ・・・（３）
（３）式を展開すると、（４）式が得られる。
Σ{{（Ｉ₂＋Ｑ₂）²−（Ｉ₂ ²＋Ｑ₂ ²）}／２}/Ｎ
＝Σ{{（Ｉ₂ ²＋２Ｉ₂Ｑ₂＋Ｑ₂ ²）−（Ｉ₂ ²＋Ｑ₂ ²）}／２}/Ｎ
＝Σ{２Ｉ₂Ｑ₂／２}/Ｎ
＝Σ{Ｉ₂Ｑ₂}/Ｎ ・・・（４）
ここで、「Ｉ₂」および「Ｑ₂」は、上記（２）式により表される。したがって、平均化回路４６の出力信号は、下記（５）式で表される。
Σ{Ｉ₂Ｑ₂}
＝Σ{（ａＩ₀）（ａＩ₀sinθ＋ａＱ₀cosθ）}
＝Σ{ａ²（Ｉ₀）（Ｉ₀sinθ＋Ｑ₀cosθ）}
＝Σ{ａ²（Ｉ₀ ²sinθ＋Ｉ₀Ｑ₀cosθ）} ・・・（５）

ここで、光信号により伝搬されるデータが、ランダムなビット列であるものとする。そうすると、「Ｉ₀」および「Ｑ₀」は互いに相関がないので、「ΣＩ₀Ｑ₀」はゼロになる。したがって、この場合、平均化回路４６の出力信号は、下記（６）式で表される。
sinθΣ{ａ²Ｉ₀ ²}/Ｎ ・・・（６）

割算器４７は、平均化回路４６の出力信号を「目標値」で割る。この目標値は、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０において使用される目標値と同じである。ここで、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０のフィードバック系では、平均化回路３２ａが信号Ｉ₂の二乗の平均を算出し、その平均化回路３２ａの出力信号が目標値に一致するように制御が行われる。したがって、この目標値は「Σ{ａ²Ｉ₂ ²}/Ｎ」で表される。

そうすると、割算器４７の出力信号は、下記（７）式で表される。
sinθΣ{ａ²Ｉ₀ ²}／目標値
＝sinθΣ{ａ²Ｉ₀ ²}／Σａ²Ｉ₀ ²
＝sinθ ・・・（７）

ここで、「θ」は、９０度光ハイブリッド回路１０の位相ずれである。すなわち、第２の実施形態では、割算器４７の出力信号により、９０度光ハイブリッド回路１０の位相ずれが検出される。

二乗回路４８は、割算器４７の出力信号を二乗する。すなわち、二乗回路４８によって「sin²θ」が算出される。引算器４９は、「１」から二乗回路４８の出力信号を差し引くことにより、「１−sin²θ」を算出する。平方根演算器５０は、引算器４９の出力信号に対して平方根演算を行う。この結果、「cosθ」が得られる。さらに、乗算器５１は、信号Ｉ₂に平方根演算器５０の出力信号を乗算する。すなわち、「Ｉ₂cosθ」が算出される。そして、乗算器５１の演算結果は、信号Ｉ₃として出力される。

ここで、信号Ｉ₂は、（２）式で表されるように「ａＩ₀」である。よって、信号Ｉ₃は下記（８）式で表される。
信号Ｉ₃＝Ｉ₂cosθ＝ａＩ₀cosθ ・・・（８）

乗算器５２は、信号Ｉ₂に割算器４７の出力信号を乗算する。すなわち「Ｉ₂sinθ」が算出される。また、引算器５３は、信号Ｑ₂から乗算器５２の出力信号を差し引く。そして、引算器５３の演算結果は、信号Ｑ₃として出力される。ここで、信号Ｑ₂は、（２）式で表されるように「ａ（Ｉ₀sinθ＋Ｑ₀cosθ）」である。よって、信号Ｑ₃は、（９）式で表される。
信号Ｑ₃＝Ｑ₂−Ｉ₂sinθ
＝ａ（Ｉ₀sinθ＋Ｑ₀cosθ）−ａＩ₀sinθ
＝ａＱ₀cosθ ・・・（９）

上記（８）式および（９）式を行列形式で表現すると、（１０）式が得られる。

このように、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０の出力信号Ｉ₃、Ｑ₃は、下式で表される。
Ｉ₃＝ａＩ₀cosθ
Ｑ₃＝ａＱ₀cosθ

ここで、信号Ｉ₃はＱ₀成分を含まない。同様に、信号Ｑ₃はＩ₀成分を含まない。したがって、信号Ｉ₃、Ｑ₃は、いずれもクロストーク成分を含まない。また、「ａ×cosθ」は、信号Ｉ₃、Ｑ₃に共通である。したがって、信号Ｉ₃、Ｑ₃に基づいて、光信号の本来の実部成分Ｉ₀および虚部成分Ｑ₀を得ることができる。ここで、「ａ」および「cosθ」は、短い時間内では変化しない。すなわち、「Ｉ₃：Ｑ₃＝Ｉ₀：Ｑ₀」である。したがって、例えば、光信号がＱＰＳＫ等の位相変調でデータを伝送する場合は、信号Ｉ₃と信号Ｑ₃との比率に応じて各シンボルの変調位相を精度よく算出することができる。また、光信号がＱＡＭ等を利用してデータを伝送する場合であっても、「Ｉ₃」「Ｑ₃」「Ｉ₃ ²＋Ｑ₃ ²」を利用して各シンボルの変調位相および変調振幅を精度よく算出することができる。

このように、第２の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器によれば、９０度光ハイブリッド回路が有する位相ずれが補償され、入力光信号の本来の実部成分Ｉ₀および虚部成分Ｑ₀を得ることができる。したがって、復調性能が向上する。

なお、図５に示す実施例では、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０は、２つの割算器４５、４７を備えている。ここで、割算器は、ハードウェア回路で実現すると、一般に、回路規模が大きくなる。しかし、割算器４５の機能は、引算器４４の出力信号を「２」で割ることである。よって、割算器４５は、ビットシフト回路により実現される。ビットシフト回路は、一般に、回路規模は小さい。

割算器４７は、平均化回路４６の出力信号を「目標値」で割る。この目標値は、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０の制御系で使用される定数であり、所望の値を選ぶことができる。この実施例では、目標値は、例えば「１」である。そうすると、割算器４７は、平均化回路４６の出力信号を「１」で割ることになる。したがって、この場合、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０は、割算器４７を備えなくてよい。また、この場合、平均化回路４６の出力信号により、９０度光ハイブリッド回路１０の位相ずれが検出される。上記目標値は、例えば「２^N」であってもよい。この場合、割算器４７は、ビットシフト回路により実現することができる。このように、「目標値」として適切な値を選択すれば、割算器４７を削除できるか、或いは、割算器４７の回路規模を小さくできる。

Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０は、位相ずれを補償するために「Ｉ₂ ²」および「Ｑ₂ ²」を使用する。しかし、「Ｉ₂ ²」および「Ｑ₂ ²」は、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０において算出される。そして、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０は、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０において算出される「Ｉ₂ ²」および「Ｑ₂ ²」を使用して位相ずれを補償する。この構成では、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０は、信号Ｉ₂および信号Ｑ₂をそれぞれ二乗する回路を備えなくてもよいので、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０の回路規模が小さくなる。

さらに、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０は、乗算器を用いることなく、加算器４１、二乗回路４２、加算器４３、引算器４４を利用して「Ｉ₂Ｑ₂」を演算する。ここで、加算器、二乗回路、引算器の回路規模は、乗算器と比較して小さい。したがって、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０は、回路規模が小さくなる。なお、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０は、加算器４３を設けることなく、「（Ｉ₂＋Ｑ₂）²」から「Ｉ₁ ²」および「Ｑ₁ ²」を個々に差し引くようにしてもよい。

図５に示す実施例では、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０により振幅インバランスが補償された後に、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０が位相ずれを補償している。しかし、第２の実施形態は、この構成に限定されるものではない。すなわち、第２の実施形態においては、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０が位相ずれを補償した後に、振幅ずれが補償されるようにしてもよい。

＜第２の実施形態の変形例１＞
図５に示す実施例では、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０において「Ｉ₂ ²」および「Ｑ₂ ²」の平均がそれぞれ目標値に一致するようにフィードバック系が形成されている。しかし、フィードバック系は、信号Ｉ₂および信号Ｑ₂の絶対値の平均がそれぞれ目標値に一致するように動作してもよい。この場合、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０は、図５に示す二乗回路３１ａ、３１ｂの変わりに、入力信号の絶対値を算出する回路を備える。

なお、実部／虚部信号の絶対値は、光信号の実部成分／虚部成分を表す信号の「振幅」に相当する。また、実部／虚部信号の二乗値は、その振幅の二乗である。したがって、実部／虚部信号の絶対値および実部／虚部信号の二乗値は、いずれも、光信号の実部成分／虚部成分を表す信号の「振幅情報」である。

＜第２の実施形態の変形例２＞
図５に示す実施例では、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０は、フィードバック制御で振幅ずれを補償する。しかし、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０は、フィードフォワード制御で振幅ずれを補償するようにしてもよい。

図６は、振幅ずれを補償するためのフィードフォワード系を示す図である。このフィードフォワード系は、実部信号および虚部信号を補正するためにそれぞれ設けられる。尚、このフィードフォワード系は、実部信号を補正するための回路および虚部信号を補正するための回路において同じである。そして、このフォードフォワード系は、二乗回路６１、平均化回路６２、引算器６３、乗算器６４を備える。

実部信号を補正するための回路においては、二乗回路６１は、信号Ｉ₁を二乗する。平均化回路６２は、二乗回路６１の出力信号を平均化する。引算器６３は、目標値と平均化回路６２の出力信号との差分を計算する。そして、乗算器６４は、信号Ｉ₁に上記差分を乗算することにより信号Ｉ₂を生成する。虚部信号を補正するための回路においても、同様に、信号Ｑ₁から信号Ｑ₂が生成される。なお、図６に示すフィードフォワード系においても、信号Ｉ₁、Ｑ₁の二乗の代わりに、信号Ｉ₁、Ｑ₁の絶対値を使用することもできる。

＜第２の実施形態の変形例３＞
図５に示すデジタルコヒーレント光受信器は、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０およびＩ−Ｑ位相ずれ補償回路４０を備える。これに対して、図７に示すデジタルコヒーレント光受信器は、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０を備えていない。すなわち、図７に示すデジタルコヒーレント光受信器は、例えば、Ｉ−Ｑ振幅ずれが無いまたは小さい光信号（例えば、（１）式において「α≒１」）を受信するときに使用することができる。

この構成では、デジタルコヒーレント光受信器は、図５に示すＩ−Ｑ位相ずれ補償回路４０を備える。そして、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０の構成および動作は、基本的に、図５を参照しながら説明した通りである。

ただし、この構成では、シンボル毎に「Ｉ₁」「Ｑ₁」「Ｉ₁ ²」「Ｑ₁ ²」が入力される。そして、加算器４１、二乗回路４２、加算器４３、引算器４４、割算器４５、平均化回路４６は、これらの入力信号に対して、図５に示す構成と同様に演算を実行する。ここで、Ｉ−Ｑ振幅ずれが無いまたは小さく、（１）式において「α＝１」であるものとする。そうすると、平均化回路４６の出力信号は「ΣＩ₀ ²sinθ/Ｎ」で表される。

割算器４７は、「ΣＩ₁ ²」を算出し、さらに平均化回路４６の出力信号を「ΣＩ₁ ²/Ｎ」で割る。ここで、「ΣＩ₁ ²/Ｎ」は、信号Ｉ₁の二乗の平均である。信号Ｉ₁の二乗の平均を算出回路は、例えば、図５に示す二乗回路３１ａおよび平均化回路３２ａと同様の回路により実現される。或いは、シンボル毎に入力される「Ｉ₁ ²」を平均化することで「ΣＩ₁ ²/Ｎ」を算出するようにしてもよい。

割算器４７の出力信号は、下式で表される。
ΣＩ₀ ²sinθ/Ｎ／ΣＩ₁ ²/Ｎ＝ΣＩ₀ ²sinθ／ΣＩ₀ ²＝sinθ
割算器４７の出力信号（すなわち、sinθ）を利用して実部信号および虚部信号を補正する構成は、基本的に、図５に示す構成と同じである。cosθ算出回路５４は、「sinθ」から「cosθ」を算出する。ここで、cosθ算出回路５４は、図５に示す二乗回路４８、引算器４９、平方根演算器５０により実現されてもよいし、他の回路構成で実現されてもよい。

＜第２の実施形態の変形例４＞
デジタルコヒーレント光受信器は、一般に、入力光信号の振幅またはパワーをモニタして光信号の有無を判定する機能を備えている。図８に示す構成では、このモニタ機能により検出される情報を利用して実部／虚部信号の位相ずれが補償される。

図８に示すデジタルコヒーレント光受信器は、振幅モニタ部７１を備える。振幅モニタ部７１は、信号Ｉ₁および信号Ｑ₁を受け取り、振幅情報「Ｉ₁ ²＋Ｑ₁ ²」を算出する。この振幅情報は、光信号の有無を判定するための不図示の判定回路に送られると共に、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０にも与えられる。

図８に示すＩ−Ｑ位相ずれ補償回路の構成および動作は、基本的には、図７に示す構成と同じである。ただし、図８に示す構成では、振幅モニタ部７１から「Ｉ₁ ²＋Ｑ₁ ²」が与えられるので、加算器４３は設けられていない。そして、引算器４４は、二乗回路４２の出力信号から、振幅モニタ部７１から与えられる「Ｉ₁ ²＋Ｑ₁ ²」を差し引く。

この構成によれば、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０は、信号Ｉ₂および信号Ｑ₂をそれぞれ二乗する回路を備えなくてもよい。したがって、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路４０の回路規模が小さくなる。

＜第３の実施形態＞
図９は、第３の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の構成を示す図である。第３の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器は、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０Ａ、３０Ｂ、およびＩ−Ｑ位相ずれ補償回路８０を備える。そして、第３の実施形態では、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路８０は、フィードバック方式でＩ−Ｑ位相ずれを補償する。なお、第３の実施形態においても、デジタルコヒーレント光受信器には、シンボル毎に下記の実部信号Ｉ₁および虚部信号Ｑ₁が入力されるものとする。
Ｉ₁＝Ｉ₀
Ｑ₁＝α（Ｉ₀sinθ＋Ｑ₀cosθ）

信号Ｉ₂、Ｑ₂は、それぞれ、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０Ａ、３０Ｂへの入力信号である。ただし、Ｉ₁＝Ｉ₂である。また、信号Ｑ₂は、引算器９０の出力信号である。また、信号Ｉ₃、Ｑ₃は、デジタルコヒーレント光受信器の出力信号であり、位相ずれおよび振幅ずれが補償された実部信号および虚部信号である。

Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路８０は、この実施例では、加算器８１、二乗回路８２、加算器８３、引算器８４、割算器８５、平均化回路８６、乗算器８７、累積加算器８８、乗算器８９、引算器９０を備える。

加算器８１、二乗回路８２、加算器８３、引算器８４、割算器８５、平均化回路８６の構成および動作は、基本的に、第２の実施形態の加算器４１、二乗回路４２、加算器４３、引算器４４、割算器４５、平均化回路４６と同じである。ただし、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路８０には、「Ｉ₃」「Ｑ₃」「Ｉ₃ ²」「Ｑ₃ ²」が与えられる。したがって、平均化回路４６の出力信号は「Σ{Ｉ₃Ｑ₃}/Ｎ」である。なお、「Ｉ₃」「Ｑ₃」は、上述したように、このデジタルコヒーレント光受信器の出力信号である。また、「Ｉ₃ ²」「Ｑ₃ ²」は、後で説明するが、この実施例では、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０Ａ、３０Ｂのより算出される。

乗算器８７は、平均化回路８６の出力信号（すなわち、Σ{Ｉ₃Ｑ₃}/Ｎ）に予め決められた所定の定数を乗算する。この定数は、制御ループの応答速度を決定するステップサイズであり、十分に小さい値である。累積加算器８８は、乗算器８７の演算結果の累積値を計算する。すなわち、累積加算器８８は、積分器として動作する。

乗算器８９は、実部信号Ｉ₁に累積加算器８８の演算結果を乗算する。そして、引算器９０は、実部信号Ｑ₁から乗算器８９の出力信号を差し引くことにより、信号Ｑ₂を生成する。

上記フィードバック系は、平均化回路８６の出力信号（即ち、Σ{Ｉ₃Ｑ₃}/Ｎ）がゼロに収束するように動作する。そうすると、累積加算器８８の出力信号は「αsinθ」に収束することになる。この場合、乗算器８９の出力信号は「αＩ₁sinθ」であり、引算器９０の出力信号（すなわち、信号Ｑ₂）は、「Ｑ₁−αＩ₁sinθ」である。したがって、信号Ｑ₂は下記（１１）式で表される。
Ｑ₂＝Ｑ₁−αＩ₁sinθ
＝α（Ｉ₀sinθ＋Ｑ₀cosθ）−αＩ₁sinθ
＝αＱ₀cosθ ・・・（１１）

信号Ｉ₂および信号Ｑ₂を行列形式で表現すると（１２）式が得られる。

このように、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路８０により得られる信号Ｉ₂、Ｑ₂は、下式で表される。
Ｉ₂＝Ｉ₀
Ｑ₂＝αＱ₀cosθ
ここで、信号Ｉ₂はＱ₀成分を含まない。同様に、信号Ｑ₂はＩ₀成分を含まない。したがって、信号Ｉ₂、Ｑ₂は、いずれもクロストーク成分を含まない。ただし、この段階では、振幅ずれαが残っている。

Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０Ａ、３０Ｂの構成は、図５に示したＩ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０と同じである。すなわち、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０Ａは、「ΣＩ₃ ²/Ｎ」が「目標値」に一致するように動作する。また、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０Ｂは、「ΣＱ₃ ²/Ｎ」が同じ「目標値」に一致するように動作する。したがって、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０Ａおよび３０Ｂの動作を表す演算式は、下記（１３）式で表される。

ここで、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０Ａ、３０Ｂには、信号Ｉ₂、Ｑ₂が与えられる。したがって、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０Ａ、３０Ｂにより得られる信号Ｉ₃、Ｑ₃は、上記（１２）式で表される信号Ｉ₂、Ｑ₂に対して上記（１３）式を実行することにより得られる。すなわち、信号Ｉ₃、Ｑ₃は、下記（１４）式で算出される。

したがって、このデジタルコヒーレント光受信器により得られる信号Ｉ₃、Ｑ₃は、下式で表される。
Ｉ₃＝ａＩ₀
Ｑ₃＝ａＱ₀

このように、信号Ｉ₃、Ｑ₃は、いずれもクロストーク成分を含まない。また、「ａ」は信号Ｉ₃、Ｑ₃に共通である。よって、信号Ｉ₃、Ｑ₃に基づいて、光信号の本来の実部成分Ｉ₀および虚部成分Ｑ₀を得ることができる。すなわち、第３の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器においても、９０度光ハイブリッド回路が有する位相ずれが補償され、入力光信号の本来の実部成分Ｉ₀および虚部成分Ｑ₀を得ることができる。したがって、復調性能が向上する。

なお、第３の実施形態では、フィードバック制御で位相ずれを補償するので、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０Ａ、３０Ｂで使用する目標値によらず、平均化回路８６と乗算器８７との間に割算器を備えなくてもよい。また、第３の実施形態においても、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０Ａ、３０Ｂは、信号Ｉ₃、Ｑ₃の絶対値を利用して振幅ずれを補償するようにしてもよい。さらに、第３の実施形態においても、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０Ａ、３０Ｂは、フィードフォワード制御で振幅ずれを補償するようにしてもよい。その他、第３の実施形態の構成によっても、回路規模が小さくなる。

また、第３の実施形態のＩ−Ｑ位相ずれ補償回路８０においても加算器８３を設けることなく、「（Ｉ₂＋Ｑ₂）²」から「Ｉ₁ ²」および「Ｑ₁ ²」を個々に差し引くようにしてもよい。さらに、図９に示す実施例では、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路３０Ａ、３０Ｂにより振幅インバランスが補償される前に、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路８０が位相ずれを補償しているが、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路８０が位相ずれを補償する前に、振幅ずれが補償されるようにしてもよい。

＜第３の実施形態の変形例１＞
図１０は、第３の実施形態の変形例を示す図である。この構成では、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路は、正規化を実行しない。この場合、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路は、二乗回路９１、平均化回路９２、二乗回路９３、平均化回路９４、引算器９５、乗算器９６、累積加算器９７、乗算器９８を備える。なお、この構成では、信号Ｉ₁は、そのまま出力される。

二乗回路９１は、信号Ｉ₃を二乗する。また、平均化回路９２は、二乗回路９１の出力信号の平均を算出する。同様に、二乗回路９３は信号Ｑ₃を二乗し、平均化回路９４は二乗回路９３の出力信号の平均を算出する。そして、引算器９５は、平均化回路９２の出力信号と平均化回路９４の出力信号との差分を算出する。

乗算器９６は、引算器９５により得られる差分にステップサイズを乗算する。累積加算器９７は、乗算器９６の出力信号の累積値を算出する。乗算器９８は、信号Ｑ₂に対して累積加算器９７の出力信号を乗算する。

上記フィードバック系は、引算器９５により得られる差分がゼロに収束するように動作する。これにより、信号Ｑ₂が補正されて信号Ｑ₃が生成される。
位相ずれを補償する回路は、フィードバック系であり、図９に示す構成と同じである。ただし、図１０に示す構成においては、二乗回路９１および９３によりそれぞれ算出される「Ｉ₃ ²」「Ｑ₃ ²」を利用して位相ずれが補償される。

この構成では、実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑの振幅は正規化されないが、実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑの振幅のインバランスは補償される。したがって、実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑの比率に応じて光信号を復調する受信器においては、この構成であっても、送信データは精度よく再生される。

＜第３の実施形態の変形例２＞
第３の実施形態においても、デジタルコヒーレント光受信器は、図１１に示すように、Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路を備えなくてもよい。この場合、Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路には、シンボル毎に「Ｉ₁」「Ｑ₁」「Ｉ₁ ²」「Ｑ₁ ²」が入力される。なお、図１１に示す積分回路９９は、平均化回路８６、乗算器８７、累積加算器８８に相当する機能を有する。

１０ ９０度光ハイブリッド回路
１１ ９０度位相シフト要素
２０ デジタル信号処理回路
２１ 補償回路
２１ａ 第１の回路
２１ｂ 第２の回路
２１ｃ 第３の回路
２１ｄ 第４の回路
２２ 波形歪み補償回路
２３ 位相同期回路
２４ 識別回路
３０ Ｉ−Ｑ振幅ずれ補償回路
３１ａ、３１ｂ 二乗回路
３２ａ、３２ｂ 平均化回路
３３ａ、３３ｂ 差分回路
３４ａ、３４ｂ 乗算器
３５ａ、３５ｂ 累積加算器
３６ａ、３６ｂ 乗算器
４０ Ｉ−Ｑ位相ずれ補償回路
４１、８１ 加算器
４２、８２ 二乗回路
４３、８３ 加算器
４４、８４ 引算器
４５、８５ 割算器
４６、８６ 平均化回路
４７ 割算器

Claims (10)

1. 入力光信号の同相信号および直交信号を検出する９０度光ハイブリッド回路を備えるデジタルコヒーレント光受信器であって、
   前記同相信号と前記直交信号との和の二乗を計算する第１の回路と、
   前記第１の回路の演算結果から、前記同相信号の二乗値および前記直交信号の二乗値を差し引く第２の回路と、
   前記第２の回路の演算結果を利用して前記９０度光ハイブリッド回路の位相ずれを検出する第３の回路と、
   前記第３の回路により検出された位相ずれに応じて前記同相信号または直交信号の少なくとも一方を補正する第４の回路、
   を有するデジタルコヒーレント光受信器。
2. 請求項１に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
   前記９０度光ハイブリッド回路の位相ずれをθで表す場合において、
   前記第３の回路は、前記第２の回路の演算結果からsinθを計算し、
   前記第４の回路は、
   前記sinθからcosθを計算する回路、
   前記cosθを用いて前記同相信号を補正する回路、
   前記同相信号と前記sinθとの積を用いて前記直交信号を補正する回路、を備える
   ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。
3. 請求項１または２に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
   前記同相信号の二乗値と前記直交信号の二乗値との和を計算する加算回路、をさらに備え、
   前記第２の回路は、前記第１の回路の演算結果から、前記加算回路の演算結果を差し引く
   ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。
4. 入力光信号の同相信号および直交信号を検出する９０度光ハイブリッド回路を備えるデジタルコヒーレント光受信器であって、
   前記同相信号の振幅情報が目標値に一致するように前記同相信号を補正して第２の同相信号を生成すると共に、前記直交信号の振幅情報が前記目標値に一致するように前記直交信号を補正して第２の直交信号を生成する振幅ずれ補償回路と、
   前記第２の同相信号と前記第２の直交信号との和の二乗を計算する第１の回路と、
   前記第１の回路の演算結果から、前記第２の同相信号の二乗値および前記第２の直交信号の二乗値を差し引く第２の回路と、
   前記第２の回路の演算結果を利用して前記９０度光ハイブリッド回路の位相ずれを検出する第３の回路と、
   前記第３の回路により検出された位相ずれに応じて前記第２の同相信号または第２の直交信号の少なくとも一方を補正する第４の回路、
   を有するデジタルコヒーレント光受信器。
5. 請求項４に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
   前記９０度光ハイブリッド回路の位相ずれをθで表す場合において、
   前記第３の回路は、前記第２の回路の演算結果からsinθを計算し、
   前記第４の回路は、
   前記sinθからcosθを計算する回路、
   前記cosθを用いて前記２の第同相信号を補正する回路、
   前記第２の同相信号と前記sinθとの積を用いて前記第２の直交信号を補正する回路、を備える
   ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。
6. 請求項４に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
   前記目標値は２^N（Ｎは、整数）であり、
   前記振幅ずれ補償回路は、前記第同相信号の二乗の平均および前記直交信号の二乗の平均がそれぞれ前記目標値に一致するように前記同相信号および前記直交信号を補正し、
   前記第３の回路は、
   前記第２の回路の演算結果を２で割る第１の割算器、
   前記第１の割算器の出力信号を平均化する平均化回路、
   前記平均化回路の出力信号を前記目標値で割算することにより前記位相ずれを検出する第２の割算回路、を有する
   ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。
7. 請求項６に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
   前記第１の割算器および第２の割算器は、それぞれビットシフト回路である
   ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。
8. 請求項４に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
   前記目標値は１であり、
   前記振幅ずれ補償回路は、前記第同相信号の二乗の平均および前記直交信号の二乗の平均がそれぞれ前記目標値に一致するように前記同相信号および前記直交信号を補正し、
   前記第３の回路は、
   前記第２の回路の演算結果を２で割る割算器、
   前記割算器の出力信号を平均化することにより前記位相ずれを検出する平均化回路、を有する
   ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。
9. 請求項８に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
   前記割算器は、ビットシフト回路である
   ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。
10. 入力光信号の同相信号および直交信号を検出する９０度光ハイブリッド回路を備えるデジタルコヒーレント光受信器であって、
    前記同相信号および直交信号が入力され、前記９０度光ハイブリッド回路の位相ずれが補償された同相信号および直交信号である第１の信号および第２の信号を出力する位相ずれ補償回路を備え、
    前記位相ずれ補償回路は、
    前記第１の信号と前記第２の信号との和の二乗を計算する第１の演算回路と、
    前記第１の回路の演算結果から、前記第１の信号の二乗値および前記第２の信号の二乗値を差し引く第２の回路と、
    前記第２の回路の演算結果を利用して前記９０度光ハイブリッド回路の位相ずれを検出する第３の回路と、
    前記第３の回路により検出された位相ずれに応じて前記同相信号または前記直交信号の少なくとも一方を補正することにより前記第１の信号および第２の信号を生成する第４の回路、を有する
    ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。
    

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