JP2010114883A - Ｏｆｄｍ受信装置および中継装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来の受信装置においては、外挿推定が高精度に実現できている場合においては、帯域端の等化特性も良好であるが、複数のマルチパスが存在する様な複雑な伝送路特性となっている環境や、マルチパスによる周波数選択性フェージングにより帯域端の信号レベルが小さくなってしまう様な環境等においては、高精度な外挿推定を行うことは非常に困難であり、帯域端の等化特性が劣化してしまうという欠点がある。
【解決手段】受信機側では、受信信号から抽出したパイロットキャリアに対して、それぞれのタップ数が異なる複数のＦＩＲフィルタを設け、それぞれのフィルタを用いて周波数内挿補間処理を行う。各帯域端の伝送路特性を推定する際には、短いタップのＦＩＲフィルタからの出力信号の重みを大きくし、帯域中心部の伝送路特性を推定する際には、長いタップのＦＩＲフィルタからの出力信号の重みを大きくすることにより、伝送路推定精度を向上させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、直交周波数分割多重(Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ)変調方式で変調されたデータ伝送装置の受信装置、あるいは中継装置に関する。

近年、地上デジタル放送方法等にＯＦＤＭ変調方式が採用されている。ＯＦＤＭ変調方式では、伝送路の特性を推定するため、送信側にあらかじめ既知信号であるパイロットキャリアを数キャリア間隔で挿入し、受信側ではパイロットキャリアに基づいて伝送路の特性を推定し、該推定結果に基づいて復調の処理を行っている。伝送路特性推定の目的は、パイロットキャリアの存在しないデータキャリアの伝送路特性を求めることにあり、これは、抽出したパイロットキャリアを内挿補間することにより可能である。内挿補間の方法としては、１次の線形補間や、数点を用いた多項式補間等も考えられるが、長い遅延時間のマルチパスが混入した様な伝送路特性を正確に推定しようとする場合には数十〜数百タップのＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いた内挿補間方法が良く用いられている。このＦＩＲフィルタを用いた伝送路特性推定方法について図５を用いて説明する。

１はアンテナ、２はダウンコンバータ、３はＡ／Ｄ変換部、４はＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）部、５はパイロットキャリア抽出部、６は周波数外挿部、１２は周波数内挿部、１３は再変調部、１４はＤ／Ａ変換部、１５はダウンコンバータ、１６はアンテナである。

まず、送信機（図示せず）側は、振幅、位相が既知のパイロットキャリアを等間隔あるいは非等間隔で挿入したＯＦＤＭ信号を送信し、受信機側はＯＦＤＭ信号を受信する。

アンテナ１で受信された高周波受信信号は、ダウンコンバータ２に入力され、中間周波数の受信信号に変換される。中間周波数に変換された受信信号はＡ／Ｄ変換部１１でサンプリングされた後、ＦＦＴ部４に入力され、有効シンボル期間長の時間窓を設けられ、ＦＦＴ時間窓内の信号に対してＦＦＴ処理が行われる。なお、ＦＦＴ時間窓はマルチパスによる劣化が生じないようなタイミングに設けるのが一般的である。ＦＦＴ処理後の信号はパイロットキャリア抽出部５に入力され、パイロットキャリア抽出部５ではＦＦＴ処理後の信号からパイロットキャリアを抽出する。抽出されたパイロットキャリアは周波数外挿部６に入力され、外挿推定される。外挿推定された信号は、周波数内挿部１２に入力されると、内挿補間され、推定伝送路特性Ｈ（ｋ）信号として再変調部１３へ出力される。再変調部１３では、波形整形後のＯＦＤＭ信号を再生成し、Ｄ／Ａ変換器１４にてデジタル-アナログ変換されて中間周波数の中継信号としてアナログ信号をアップコンバータ１５へ出力する。中間周波数の中継信号はアップコンバータ１５で高周波信号に変換され、アンテナ１６から送信される。

このとき、抽出したパイロットキャリアに対してＦＩＲフィルタにて内挿補間するには、パイロットキャリアはＦＩＲフィルタのタップ数分必要となる。しかし、帯域端の伝送路特性を推定する際には、帯域外の伝送路特性は未知であるため、例えば、帯域外の伝送路特性の信号レベルを０として内挿補間すると、帯域端の推定誤差が大きくなってしまう。そこで、帯域端のパイロットキャリアを用いて帯域外の伝送路特性を外挿して推定する方法が存在する。（特許文献１参照）

この様に、周波数外挿部６は、帯域端のパイロットキャリア用いて帯域外の伝送路特性を外挿推定し、周波数内挿部１２は、帯域外の伝送路特性としては外挿推定した特性を使用し、帯域内の伝送路特性としては抽出したパイロットキャリアを使用して、それらの特性に対してＮタップ（Ｎ＞１）のＦＩＲフィルタを用いて周波数方向に内挿補間する。以上の処理により、伝送路特性が推定可能となり、推定した伝送路特性に基づいて等化処理が行われている。

特開２００２−００９７２６号公報

従来の受信装置においては、外挿推定が高精度に実現できている場合においては、帯域端の等化特性も良好であるが、複数のマルチパスが存在する様な複雑な伝送路特性となっている環境や、マルチパスによる周波数選択性フェージングにより帯域端の信号レベルが小さくなってしまう様な環境等においては、高精度な外挿推定を行うことは非常に困難であり、帯域端の等化特性が劣化してしまうという欠点がある。

本発明はこれらの欠点を除去し、マルチパスが存在する環境下においても、高精度な伝送路推定を行うことができるＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。

本発明は上記目的を達成するために、振幅、及び位相が既知であるパイロットキャリアを周波数領域で等間隔あるいは非等間隔で挿入され直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ)変調方式で変調された信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、前記受信信号から前記パイロットキャリアを抽出するパイロットキャリア抽出手段と、所定のタップ数のフィルタからなり、前記抽出したパイロットキャリアに対し前記フィルタがフィルタ演算処理を行うことで周波数領域で内挿補間する第一の内挿補間手段と、前記第一の内挿補間手段を構成するフィルタよりもタップ数の少ないフィルタからなり、前記抽出したパイロットキャリアに対し前記フィルタがフィルタ演算処理を行うことで周波数領域で内挿補間する第二の内挿補間手段と、キャリア位置に応じて変化する第一及び第二の重み係数を発生する重み係数制御手段と、前記第一の内挿補間手段により内挿補間された信号に前記第一の重み係数を乗算する第一の乗算手段と、前記第二の内挿補間手段により内挿補間された信号に前記前記第二の重み係数を乗算する第二の乗算手段と、前記第一の乗算手段により得られる乗算結果の信号と前記第二の乗算手段により得られる乗算結果の信号とを加算合成する加算合成手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明は上記目的を達成するために、振幅、及び位相が既知であるパイロットキャリアを等間隔あるいは非等間隔で挿入した直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ)変調方式で変調された信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、前記受信信号から前記パイロットキャリアを抽出するパイロットキャリア抽出手段と、タップ数のそれぞれ異なる複数のフィルタからなり、前記抽出したパイロットキャリアに対し前記複数のフィルタがそれぞれフィルタ演算処理を行うことで内挿補間する複数の内挿補間手段と、キャリア位置に応じて重み係数を可変制御する重み係数制御手段と、前記複数の内挿補間手段により内挿補間された信号に前記重み係数制御手段よりそれぞれ入力された前記重み係数を乗算する複数の乗算手段と、前記複数の乗算手段により乗算された信号を加算合成する加算合成手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明は上記目的を達成するために、上記のＯＦＤＭ受信装置において、 前記重み係数制御手段は、主波電力とマルチパスの総電力の比率を基準として制御することを特徴とする。

また、本発明は上記目的を達成するために、上記のＯＦＤＭ受信装置において、 前記重み係数制御手段は、各帯域端の周波数特性の標準偏差を基準として制御することを特徴とする。

また、本発明は上記目的を達成するために、上記のＯＦＤＭ受信装置において、 前記重み係数制御手段は、１次または２次以上の関数を用いて、各帯域端と帯域中心の遷移を緩やかに行うことを特徴とする。

以上説明したように、本発明に係るＯＦＤＭ受信装置によると、受信信号から抽出したパイロットキャリアに対して、それぞれのタップ数及びタップ係数が異なる複数のＦＩＲフィルタを設け、それぞれのフィルタを用いて周波数内挿補間処理を行い、各帯域端の伝送路特性を推定する際には、短いタップのＦＩＲフィルタからの出力信号の重みを大きくし、帯域中心部の伝送路特性を推定する際には、長いタップのＦＩＲフィルタからの出力信号の重みを大きくすることにより、伝送路推定精度を向上させることができる。

本発明の一実施形態である受信装置の内部の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態である受信装置における、伝送路特性推定処理を示す信号図である。 本発明の一実施形態である受信装置における、タップ数と伝送路推定誤差の関係、及び重み係数を示す図である。 本発明の他の実施形態である受信装置の内部の構成を示すブロック図である。 従来の受信装置の内部の構成を示すブロック図である。

以下、本発明に係る実施形態を図を用いて説明する。

図１は本発明の一実施形態である受信装置の構成を示すブロック図である。５はパイロットキャリア抽出部、６は周波数外挿部、７−１は長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部、７−２は短タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部、８−１，８−２は乗算部、９は重み係数制御部、１０は加算合成部である。

パイロットキャリア抽出部５の前段における処理は、図５での説明と同様である。ＦＦＴ処理後の信号はＯＦＤＭシンボル周期でパイロットキャリア抽出部５に入力され、パイロットキャリア抽出部５では送信機側で挿入されるパイロット配置に基づき、図２（ａ）に示す様に、ＦＦＴ処理後の信号からパイロットキャリアを抽出する。抽出されたパイロットキャリアは周波数外挿部６に入力され、図２（ｂ）に示す様に、各帯域端のパイロットキャリアに基づいて帯域外（上側，下側）の伝送路特性を夫々外挿推定される。これは、上述の様に、帯域外（上側，下側）の伝送路特性が未知であると後段の周波数内挿処理により各帯域端の伝送路推定特性が劣化してしまうためである。なお、外挿推定を行わない場合、即ち、帯域外特性を０とした場合であっても、上述した帯域外特性が未知であることによる特性劣化を軽減することは可能である。外挿推定後の信号は長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−１、長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−２にそれぞれ入力される。長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−１はＮ１タップのＦＩＲフィルタで、長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−２はＮ２タップのＦＩＲフィルタでそれぞれ構成される。このとき、Ｎ１，Ｎ２は整数であり、Ｎ１＞Ｎ２の関係を有し、また、これに対応してフィルタ係数もそれぞれ異なることとする。ＯＦＤＭ復調を正しく行うためには伝送路特性を高精度に推定する必要があるが、これらＦＩＲフィルタは、図２（ｃ）に示す様に、パイロットキャリアが配置されていないキャリアの伝送路特性を内挿補間する。

本実施形態において、周波数方向に内挿補間する方法にＦＩＲフィルタを用いるのは、長い遅延時間のマルチパスがある場合であっても高精度に伝送路特性を推定するためである。例えば、ガードインターバル長が有効シンボル長の１／８である場合、ガードインターバル期間内のマルチパスを等化するにはパイロットキャリアの間隔は８本間隔であれば良く、原理的にはＦＩＲフィルタを用いることでガードインターバル期間の限界までの遅延時間を等化することができる。

ここで、ＦＩＲフィルタの通過帯域幅とパイロットキャリア間隔の関係について説明する。有効シンボル長に対して１／Ｒの比率（例えばＲ＝８）のガードインターバルが付加されており、パイロットキャリアの間隔がＲキャリアである場合には、ナイキストのサンプリング定理より、周波数方向の内挿フィルタの通過帯域幅を１／Ｒ、それ以外の期間を阻止域とすることにより、伝送路特性の完全な推定を行うことができる。なお、このＦＩＲフィルタが図３（ａ）に示す様な急峻な特性を得るためには、ＦＩＲフィルタのタップ数を多くすることが望ましいが、タップ数を多くする程、帯域外特性が未知であることによる推定劣化が増大してしまうという関係がある。これは、例えば帯域中心の伝送路特性を推定する場合には、ＦＩＲフィルタ出力は帯域内の既知の伝送路特性のみから決定されるため、高精度な推定特性を得ることができるが、帯域外の伝送路特性を推定する場合には、ＦＩＲフィルタ出力は帯域内の既知の伝送路特性と帯域外の未知の伝送路特性から決定されるため、帯域外の未知の伝送路特性の影響により推定精度が劣化してしまうからである。

上記の説明について、ＦＩＲフィルタのタップ数が多い場合と少ない場合の伝送路特性誤差の特徴を以下にまとめる。図３（ｂ）にＦＩＲフィルタのタップ数が多い場合と少ない場合の伝送路推定誤差を示す。タップ数が多い場合は、急峻な遮断特性を実現できるため、フィルタの帯域内に含まれる雑音を軽減することができ、雑音の影響による推定誤差を少なくすることができる一方、帯域端の推定誤差に関しては、タップ数が多いため、推定誤差の大きい領域が帯域内部まで広がってしまう。タップ数が少ない場合は、急峻な遮断特性を実現することが困難なため、フィルタの帯域内に含まれる雑音はタップ数が多い場合の雑音量よりも増大してしまう一方、帯域端の推定誤差に関しては、タップ数が少ないため、推定誤差の大きい領域は帯域端の近傍のみとなる。従って、帯域端部の伝送路推定においては、長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−２による伝送路推定結果を、帯域中心部の伝送路推定においては、長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−１による伝送路推定結果を用いた方が、良好な推定精度を得ることができる。

長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−１は出力信号Ｈ_Ｌ（ｋ）を乗算部８−１に入力し、長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−２は出力信号Ｈ_Ｓ（ｋ）を乗算部８−２にそれぞれ入力する。このとき、ｋはキャリア番号とする。重み係数α（ｋ）は、重み係数制御部９より乗算部８−１に入力され、長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−１の出力信号と乗積される。また、重み係数β（ｋ）は、重み係数制御部９より乗算部８−２に入力され、長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−２の出力信号と乗積される。このとき、長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−１と長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−２は互いにタップ数が異なるため、それぞれのフィルタ出力の位相を合わせる必要がある。なお、重み係数α（ｋ），β（ｋ）の算出方法に関しては後述する。乗算部８−１および乗算部８−２は乗算結果の信号を加算合成部１０に入力する。加算合成部１０は、乗算部８−１および乗算部８−２からの乗算結果の信号を加算合成し、推定伝送路特性Ｈ（ｋ）信号として後段（図示せず）へ出力する。ここで、推定伝送路特性Ｈ（ｋ）の算出方法を式（１）に示す。

これにより、各帯域端では長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−２の重みを大きくし、帯域中心部では長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−１の重みを大きくする様に制御することで、伝送路推定精度を向上させることができる。

次に、重み係数制御部９による重み係数α（ｋ），β（ｋ）の算出方法について説明する。ここでは、重み係数α（ｋ），β（ｋ）はα（ｋ）＋β（ｋ）＝１となる様に正規化されていることとする。

重み係数α（ｋ），β（ｋ）の算出の方法としては、第一の方法として、図４（ｃ）に示す様に、帯域端の所定キャリア数ｋ０においては重み係数α（ｋ）を０、それ以外のキャリアに関しては重み係数α（ｋ）を１とし、また、各帯域端の所定キャリア数ｋ０においては重み係数β（ｋ）を１、それ以外のキャリアに関しては重み係数β（ｋ）を０とする方法がある。

この第一の方法によると、図３（ｃ）におけるｋ０は、図３（ｂ）で示した伝送路推定誤差が最も少なくなる様に決定される。なお、伝送路推定誤差が最も少なくなるのは、図４（ｂ）の、タップ数が多いフィルタを用いた場合の伝送路推定誤差（実線）とタップ数が少ないフィルタを用いた場合の伝送路推定誤差（点線）の交点の値である。

第二の方法として、第一の方法において、さらに、各帯域端の所定キャリア数ｋ０を伝送路特性に応じて適応的に制御させる方法がある。例えば、マルチパスが存在しない単なるＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ：加算性ホワイトガウスノイズ）環境下では、各帯域端の周波数特性に大きな変動はないため、周波数外挿部６による高精度な外挿推定が可能となる。さらに、帯域端の周波数特性に大きな変動が生じない環境下では、外挿推定後の長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−１における各帯域端の伝送路特性の推定も高精度に行える。すなわち、この様な環境下においては、帯域端であっても長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−１の重みを大きくし、各帯域端の所定キャリア数ｋ０を少なくした方が、高い精度で伝送路推定を行うことができる。よって、本方法は、帯域端周波数特性の変動量、つまり、外挿推定精度に応じて各帯域端の所定キャリア数ｋ０を適応的に制御することにより、第一の方法に比べて、伝送路特性の推定精度を向上させることができる。なお、各帯域端の周波数特性に変動があるか否かを判断する基準としては、種々の方法があるが、例えば、遅延プロファイル検出部を設け、遅延プロファイルを算出し、主波電力とマルチパスの総電力の比率を判断基準とする方法等がある。遅延プロファイルをＤＰＦ（ｔ）として、ＤＰＦ（０）が主波の成分としたとき、上記の判断基準Ｊを式（２）に表す。

ここで、Ｔは遅延プロファイルを評価する時間範囲である。本方法によれば、例えば、式（２）で表わされる判断基準Ｊが大きい場合には、各帯域端の変動量が少ないものとしてｋ０を大きくするといった様に、判断基準Ｊの値に応じて所定キャリア数ｋ０を適応的に制御することができる。

他の判断基準による方法としては、各帯域端の周波数特性の標準偏差を判断基準とする方法がある。本方法によれば、帯域端の周波数特性に大きな変動がある場合には、その標準偏差は大きくなり、外挿推定精度は劣化すると判断し、標準偏差の大きさが小さい場合には、各帯域端の変動量が少ないものとしてｋ０を大きくするといった様に、所定キャリア数ｋ０を適応的に制御することができる。

第三の方法として、図３（ｄ）に示す様に、各帯域端と帯域中心の遷移を徐々に行う方法がある。これは、第一の方法における各帯域端と帯域中心の遷移を緩やかにしたものである。遷移域の関数は１次の関数であっても良いが、高次の関数であっても良い。

第四の方法として、第三の方法の遷移位置を第二の方法の判断基準に応じて適応的に制御する方法がある。

本発明の他の実施形態を、図４を用いて説明する。上記の説明においては、長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−１と長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部７−２の２つのフィルタを用いた場合に関して説明を行ってきたが、本実施例は、図１の構成をタップ数がそれぞれ異なるｍ種類のフィルタに拡張した構成をとっている。これは、図１の構成に対して複数のフィルタを用いて、各帯域端を更に細分化して最適化することを目的とした構成である。なお、同一の符号のブロックは同一の機能を有しているものとする。

５はパイロットキャリア抽出部、６は周波数外挿部、１１−１はＮ１タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部、１１−２はＮ２タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部、１１−３はＮ３タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部、・・・、１１−ｍはＮｍタップＦＩＲフィルタ周波数内挿部、８−１，８−２，８−３，・・・，８−ｍは乗算部、１０は加算合成部である。

パイロットキャリア抽出部５の前段における処理は、図５での説明と同様である。ＦＦＴ処理後の信号はＯＦＤＭシンボル周期でパイロットキャリア抽出部５に入力され、パイロットキャリア抽出部５では送信機側で挿入されるパイロット配置に基づき、図２（ａ）に示す様に、ＦＦＴ処理後の信号からパイロットキャリアを抽出する。抽出されたパイロットキャリアは周波数外挿部６に入力され、図２（ｂ）に示す様に、各帯域端のパイロットキャリアに基づいて帯域外（上側，下側）の伝送路特性について夫々外挿推定される。周波数外挿部６は、その出力信号をＮ１タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−１、Ｎ２タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−２、Ｎ３タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−３、・・・、ＮｍタップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−ｍにそれぞれ入力する。このとき、Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，・・・，Ｎｍは整数であり、Ｎ１＞Ｎ２＞Ｎ３＞・・・＞Ｎｍの関係を有し、また、これに対応してフィルタ係数もそれぞれ異なることとする。Ｎ１タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−１、Ｎ２タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−２、Ｎ３タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−３、・・・、ＮｍタップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−ｍはそれぞれＮ１、Ｎ２、Ｎ３、・・・、ＮｍタップのＦＩＲフィルタであり、このときＮ１、Ｎ２、Ｎ３、・・・、Ｎｍはそれぞれ異なる値である。Ｎ１タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−１、Ｎ２タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−２、Ｎ３タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−３、・・・、ＮｍタップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−ｍは、その出力信号Ｈ_１（ｋ）、Ｈ_２（ｋ）、Ｈ_３（ｋ）、・・・、Ｈ_ｍ（ｋ）をそれぞれ乗算部８−１、乗算部８−２、乗算部８−３、・・・、乗算部８−ｍに入力する。重み係数γ、δ、ε、・・・、ζは、重み係数制御部９より乗算部８−１、乗算部８−２、乗算部８−３、・・・、乗算部８−ｍにそれぞれ入力され、Ｎ１タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−１、Ｎ２タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−２、Ｎ３タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−３、・・・、ＮｍタップＦＩＲフィルタ周波数内挿部１１−ｍの出力信号と乗積される。乗算部８−１、乗算部８−２、乗算部８−３、・・・、乗算部８−ｍはその乗算結果の信号を加算合成部１０に入力する。加算合成部１０は、乗算部８−１、乗算部８−２、乗算部８−３、・・・、乗算部８−ｍからの乗算結果の信号を加算合成し、推定伝送路特性Ｈ（ｋ）信号として後段（図示せず）へ出力する。

以上、本発明を実施形態を元に説明した。これらの実施形態は例示であり、それらの各構成要素の組み合わせにより様々な変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

１，１６：アンテナ、２：ダウンコンバータ、３：Ａ／Ｄ変換部、４：ＦＦＴ部、５：パイロットキャリア抽出部、６：周波数外挿部、７−１：長タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部、７−２：短タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部、８−１，８−２，・・・，８−ｍ：乗算部、９：重み係数制御部、１０：加算合成部、１１−１：Ｎ１タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部、１１−２：Ｎ２タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部、１１−３：Ｎ３タップＦＩＲフィルタ周波数内挿部、・・・、１１−ｍ：ＮｍタップＦＩＲフィルタ周波数内挿部、１２：周波数内挿部、１３：再変調部、１４：Ｄ／Ａ変換部、１５：ダウンコンバータ。

Claims (3)

1. 振幅、及び位相が既知であるパイロットキャリアを周波数領域で等間隔あるいは非等間隔で挿入され直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ)変調方式で変調された信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
   前記受信信号から前記パイロットキャリアを抽出するパイロットキャリア抽出手段と、
   所定のタップ数のフィルタからなり、前記抽出したパイロットキャリアに対し前記フィルタがフィルタ演算処理を行うことで周波数領域で内挿補間する第一の内挿補間手段と、
   前記第一の内挿補間手段を構成するフィルタよりもタップ数の少ないフィルタからなり、前記抽出したパイロットキャリアに対し前記フィルタがフィルタ演算処理を行うことで周波数領域で内挿補間する第二の内挿補間手段と、
   キャリア位置に応じて変化する第一及び第二の重み係数を発生する重み係数制御手段と、
   前記第一の内挿補間手段により内挿補間された信号に前記第一の重み係数を乗算する第一の乗算手段と、
   前記第二の内挿補間手段により内挿補間された信号に前記前記第二の重み係数を乗算する第二の乗算手段と、
   前記第一の乗算手段により得られる乗算結果の信号と前記第二の乗算手段により得られる乗算結果の信号とを加算合成する加算合成手段と、
   を備えることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
2. 振幅、及び位相が既知であるパイロットキャリアを等間隔あるいは非等間隔で挿入した直交周波数分割多重変調方式で変調された信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
   前記受信信号から前記パイロットキャリアを抽出するパイロットキャリア抽出手段と、
   タップ数のそれぞれ異なる複数のフィルタからなり、前記抽出したパイロットキャリアに対し前記複数のフィルタがそれぞれフィルタ演算処理を行うことで内挿補間する複数の内挿補間手段と、
   キャリア位置に応じて重み係数を可変制御する重み係数制御手段と、
   前記複数の内挿補間手段により内挿補間された信号に前記重み係数制御手段よりそれぞれ入力された前記重み係数を乗算する複数の乗算手段と、
   前記複数の乗算手段により乗算された信号を加算合成する加算合成手段と、
   を備えることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
3. 請求項１乃至請求項５のＯＦＤＭ受信装置を用いた中継装置
   

Images