JP2010104139A - 電圧コンバータおよびそれを搭載する車両 - Google Patents

Abstract

【課題】部品の大型化を避けつつ、高効率を実現する電圧コンバータおよびそれを搭載する車両を提供する。
【解決手段】電圧コンバータ１２は、バッテリＢＡＴとインバータユニット２３との間に接続され、共振モードとハードスイッチングモードとを切り替えて動作可能である。コンバータ１２は、リアクトルＬ１Ａに接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａとを含む。制御装置３０は、電圧コンバータ１２を通過する電流値または電流値の目標値に応じて、共振モードおよびハードスイッチングモードのいずれか一方を選択して、選択したモードを実現するようにＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａを制御する。
【選択図】図１

Description

この発明は、電圧コンバータおよびそれを搭載する車両に関し、特に共振モードで動作が可能な電圧コンバータおよびそれを搭載する車両に関する。

スイッチング素子により直流電源入力をオン・オフして、所定電圧直流電源出力を生成する、ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。そして、このＤＣ−ＤＣコンバータの効率を改善するための方法として、電源入力をオン・オフするスイッチング素子に対して共振用キャパシタを並列に接続した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。特開２００７−８２３７７号公報（特許文献１）はこのような共振型のＤＣ−ＤＣコンバータを開示する。
特開２００７−８２３７７号公報 特開２００８−１３１７６０号公報

共振用キャパシタをスイッチング素子に対して並列に接続した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、駆動用スイッチング素子のオフタイミングに、共振用キャパシタの影響により電圧の上昇を抑えた状態でスイッチングを行なうゼロ電圧スイッチングを実現する。共振型コンバータは、ソフトスイッチング型コンバータとも称される。また、その後の駆動用スイッチング素子のオンタイミングでもリアクトルの電流を逆流させることによりスイッチング素子の両端の電圧差が０になるタイミングを作ってゼロ電圧スイッチングを実現する。いわゆる自然転流方式によりゼロ電圧スイッチングを実現してスイッチング時の損失を抑えている。

しかし、共振型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、共振状態を維持するための内部環流電流を流し続ける必要がある。したがって、コンバータを通過させる電流が低電流である場合でも、スイッチング素子に環流電流を通過させるときに生ずる導通損失が発生し、非共振型（ハードスイッチング型とも称される）のＤＣ−ＤＣコンバータよりも効率が悪くなりがちである。

図１３は、共振型コンバータと非共振型コンバータのリアクトルに流れる電流を比較して示した図である。

図１３を参照して、コンバータに接続された負荷での消費電流に基づいて定められる平均電流Ｉｍを実現するために、非共振型のコンバータではリアクトルに電流Ｉｂが流れるが、共振型コンバータでは電流Ｉａが流れる。

共振型コンバータは、平均電流Ｉｍが小さい場合でも共振状態を維持するための電流を流し続けなければならない。

また、共振型コンバータでは、電流Ｉａに示すように、スイッチング損失を低減させるために、必ずリアクトル電流の向きが反転してからスイッチング素子のオンを切り替える必要がある。図１３では、電流Ｉａは０Ａより小さくなる瞬間が周期的に発生する。

したがって、平均電流Ｉｍが大きい場合には、電流を反転させるために０Ａを少し下回る程度の電流を流す瞬間が必要であるので、電流振幅が大きくなる。したがって、電流のピーク値も大きくなるので、流すことができる最大電流が大きい部品（リアクトルやスイッチング素子）を選択しなければならない。このため部品が大型になってしまう。

図１３の例では、一般的なハードスイッチング（非共振型）のコンバータにおいて同じ平均電流Ｉｍを流すための電流Ｉｂと比べ、共振型コンバータの電流Ｉａはピーク電流値が約２倍となる。

すなわち、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、電流が特定の範囲では性能がよいが、電流レンジが広い使い方をすると、損失が大きく効率が悪い領域があったり、部品が大型化してしまったりといった問題がある。

この発明の目的は、効率が改善された電圧コンバータおよびそれを搭載する車両を提供することである。

この発明の他の目的は、部品の大型化を避けつつ、高効率を実現する電圧コンバータおよびそれを搭載する車両を提供することである。

この発明は、要約すると、直流電源と負荷との間に接続され、共振モードとハードスイッチングモードとを切り替えて動作可能な電圧コンバータであって、第１コンバータを備える。第１コンバータは、リアクトルと、リアクトルに接続された第１のスイッチング素子とを含む。電圧コンバータは、第１のスイッチング素子のオン・オフ制御を行なう制御部をさらに備える。制御部は、電圧コンバータを通過する電流値または電流値の目標値に応じて、共振モードおよびハードスイッチングモードのいずれか一方を選択して、選択したモードを実現するように第１のスイッチング素子を制御する。

好ましくは、第１コンバータは、少なくとも共振モードにおいて第１のスイッチング素子と並列接続されるキャパシタをさらに含む。

より好ましくは、第１コンバータは、キャパシタを第１のスイッチング素子に並列に接続する経路上に設けられるスイッチをさらに含む。制御部は、共振モードにおいてスイッチを導通状態に制御し、ハードスイッチングモードでは、スイッチを非導通状態に制御する。

好ましくは、リアクトルの一端は直流電源の正極に接続される。第１のスイッチング素子は、リアクトルの他端と直流電源の負極との間に接続される。第１コンバータは、リアクトルの他端と負荷との間に接続される第２のスイッチング素子をさらに備える。

好ましくは、制御部は、ハードスイッチングモードで動作させるとリアクトルに電流が流れない期間が周期的に生ずる電流値の上限値より小さく定められる第１のしきい値を境界値として、電流値または目標値が第１のしきい値より小さい場合にはハードスイッチングモードを選択し、電流値または目標値が第１のしきい値より大きい場合には共振モードを選択するように、動作モードを切り替える。

より好ましくは、制御部は、第１のしきい値よりも大きい第２のしきい値を境界値として、電流値または目標値が第２のしきい値より小さい場合には共振モードを選択し、電流値または目標値が第２のしきい値より大きい場合にはハードスイッチングモードを選択するように、動作モードを切り替える。

好ましくは、制御部は、所定のしきい値を境界値として、電流値または目標値が所定のしきい値より小さい場合には共振モードを選択し、電流値または目標値が所定のしきい値より大きい場合にはハードスイッチングモードを選択するように、動作モードを切り替える。

好ましくは、電圧コンバータは、第１コンバータと並列的に直流電源と負荷との間に設けられる第２コンバータをさらに備える。制御部は、電流値または目標値に応じて、第１、第２のコンバータのいずれか一方を動作させ他方を休止させるシングルモードと第１、第２のコンバータの両方とも動作させるマルチモードのいずれかを選択し、選択したシングルモード、マルチモードのいずれかと選択した共振モードとハードスイッチングモードのいずれかとの組合せに基づいて第１、第２コンバータを制御する。

好ましくは、制御部は、電圧コンバータを通過する電流値または電流値の目標値に応じて、共振モードおよびハードスイッチングモードの一方を選択して、選択したモードを実現するように、かつ第１のスイッチング素子のスイッチング周波数が所定周波数より高くなるように、第１のスイッチング素子を制御する。

この発明は、他の局面にしたがうと、上記いずれか１項に記載の電圧コンバータを搭載する車両である。

本発明によれば、電圧コンバータにおいて、部品の大型化を避けつつ、高効率を実現することができ、たとえば車両に用いれば、車両コストを抑えつつエネルギ消費を低減（燃費を向上）させることができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１の電圧コンバータが搭載された車両１００の主たる構成を示す図である。

図１を参照して、車両１００は、バッテリＢＡＴと、電圧コンバータ１２と、平滑用コンデンサＣ２と、電圧センサ１３と、インバータユニット２３と、エンジン４と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、動力分割機構３と、車輪２と、制御装置３０とを含む。

車両１００は、さらに、バッテリＢＡＴの正極に接続される正極母線ＰＬ１と、バッテリＢＡＴの負極に接続される負極母線ＳＬと、バッテリＢＡＴの端子間の電圧ＶＬを検出する電圧センサ１０と、バッテリＢＡＴから正極母線ＰＬ１を経由して電圧コンバータ１２に流れる電流ＩＢを検知する電流センサ１１と、正極母線ＰＬ２とを含む。

バッテリＢＡＴとしては、たとえば、鉛蓄電池、ニッケル水素電池、リチウムイオン電池等の二次電池や、電気二重層コンデンサ等を用いることができる。

電圧コンバータ１２は、電圧ＶＨを２００〜６５０Ｖ程度に制御する。電圧コンバータ１２は、電圧コンバータ１２Ａを含む。コンデンサＣ２は、電圧コンバータ１２Ａによって昇圧された電圧を平滑化する。電圧センサ１３は、平滑用コンデンサＣ２の端子間電圧ＶＨを検知して制御装置３０に出力する。

インバータユニット２３は、インバータ１４および２２を含む。インバータ１４は、電圧コンバータ１２から与えられる直流電圧を３相交流に変換してモータジェネレータＭＧ１に出力する。インバータ２２は、電圧コンバータ１２から与えられる直流電圧を３相交流に変換してモータジェネレータＭＧ２に出力する。

動力分割機構３は、エンジン４とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に結合されて、これらの間で動力を分配する機構である。たとえば動力分割機構としてはサンギヤ、プラネタリキャリヤ、リングギヤの３つの回転軸を有する遊星歯車機構を用いることができる。この３つの回転軸がエンジン４、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の各回転軸にそれぞれ接続される。

なおモータジェネレータＭＧ２の回転軸は、図示しない減速ギヤおよび差動ギヤによって車輪２に結合されている。また動力分割機構３の内部に、モータジェネレータＭＧ２の回転軸に対する減速機をさらに組み込んでもよい。また、この減速機の減速比を切り替え可能に構成しても良い。

電圧コンバータ１２Ａは、一方端が正極母線ＰＬ１に接続されるリアクトルＬ１Ａと、正極母線ＰＬ２と負極母線ＳＬとの間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａ，Ｑ２Ａと、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａ，Ｑ２Ａにそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ１Ａ，Ｄ２Ａとを含む。

リアクトルＬ１Ａの他方端はＩＧＢＴ素子Ｑ１ＡのエミッタおよびＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａのコレクタに接続される。ダイオードＤ１ＡのカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａのコレクタと接続され、ダイオードＤ１ＡのアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａのエミッタと接続される。ダイオードＤ２ＡのカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａのコレクタと接続され、ダイオードＤ２ＡのアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａのエミッタと接続される。

インバータ１４は、電圧ＶＨを受けて、たとえばエンジン４を始動させるために、モータジェネレータＭＧ１を駆動する。また、インバータ１４は、エンジン４から伝達される動力によってモータジェネレータＭＧ１で発電された電力を電圧コンバータ１２に戻す。このとき電圧コンバータ１２は、電圧ＶＨを電圧ＶＢに降圧する降圧回路として動作するように制御装置３０によって制御される。

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とを含む。Ｕ相アーム１５，Ｖ相アーム１６，およびＷ相アーム１７は、正極母線ＰＬ２と負極母線ＳＬとの間に並列に接続される。

Ｕ相アーム１５は、正極母線ＰＬ２と負極母線ＳＬとの間に直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４と、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４とそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ３，Ｄ４とを含む。ダイオードＤ３のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ３のコレクタと接続され、ダイオードＤ３のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ３のエミッタと接続される。ダイオードＤ４のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ４のコレクタと接続され、ダイオードＤ４のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ４のエミッタと接続される。

Ｖ相アーム１６は、正極母線ＰＬ２と負極母線ＳＬとの間に直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６と、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６とそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ５，Ｄ６とを含む。ダイオードＤ５のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ５のコレクタと接続され、ダイオードＤ５のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ５のエミッタと接続される。ダイオードＤ６のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ６のコレクタと接続され、ダイオードＤ６のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ６のエミッタと接続される。

Ｗ相アーム１７は、正極母線ＰＬ２と負極母線ＳＬとの間に直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８と、ＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８とそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ７，Ｄ８とを含む。ダイオードＤ７のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ７のコレクタと接続され、ダイオードＤ７のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ７のエミッタと接続される。ダイオードＤ８のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ８のコレクタと接続され、ダイオードＤ８のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ８のエミッタと接続される。

モータジェネレータＭＧ１は、３相の永久磁石同期モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルは各々一方端が中性点に共に接続されている。そして、Ｕ相コイルの他方端がＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４の接続ノードに接続される。またＶ相コイルの他方端がＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の接続ノードに接続される。またＷ相コイルの他方端がＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８の接続ノードに接続される。

なお、以上のＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａ，Ｑ２Ａ，Ｑ３〜Ｑ８に代えてパワーＭＯＳＦＥＴ等の他の電力スイッチング素子を用いても良い。

電流センサ２４は、モータジェネレータＭＧ１に流れる電流をモータ電流値ＭＣＲＴ１として検出し、モータ電流値ＭＣＲＴ１を制御装置３０へ出力する。電流センサ２５は、モータジェネレータＭＧ２に流れる電流をモータ電流値ＭＣＲＴ２として検出し、モータ電流値ＭＣＲＴ２を制御装置３０へ出力する。

インバータ２２は、正極母線ＰＬ２と負極母線ＳＬに接続されている。インバータ２２は、車輪２を駆動するモータジェネレータＭＧ２に対して電圧コンバータ１２Ａの出力する直流電圧ＶＨを３相交流に変換して出力する。またインバータ２２は、回生制動に伴い、モータジェネレータＭＧ２において発電された電力を電圧コンバータ１２Ａに戻す。このとき電圧コンバータ１２Ａは、降圧回路として動作するように制御装置３０によって制御される。なお、インバータ２２の内部の構成は、図示しないがインバータ１４と同様であり、詳細な説明は繰返さない。

制御装置３０は、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２、モータ回転数ＭＲＮ１，ＭＲＮ２、電圧ＶＬ，ＶＬＢ，ＶＬＣ，ＶＨ、電流ＩＬＡ，ＩＬＢ，ＩＬＣの各値、モータ電流値ＭＣＲＴ１，ＭＣＲＴ２および起動指示ＩＧＯＮを受ける。そして制御装置３０は、電圧コンバータ１２Ａに対して駆動信号ＰＷＣＡを出力する。

さらに、制御装置３０は、インバータ１４に対して、駆動指示ＰＷＭＩ１と回生指示ＰＷＭＣ１とを出力する。駆動指示ＰＷＭＩ１は、電圧コンバータ１２の出力である直流電圧を、モータジェネレータＭＧ１を駆動するための交流電圧に変換させる指示である。また、回生指示ＰＷＭＣ１は、モータジェネレータＭＧ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して電圧コンバータ１２側に戻すための指示である。

同様に制御装置３０は、インバータ２２に対して、駆動指示ＰＷＭＩ２と回生指示ＰＷＭＣ２とを出力する。駆動指示ＰＷＭＩ２は、モータジェネレータＭＧ２を駆動するための交流電圧に、直流電圧を変換させる指示である。また回生指示ＰＷＭＣ２は、モータジェネレータＭＧ２で発電された交流電圧を、直流電圧に変換して電圧コンバータ１２側に戻すための指示である。

なお、図１において、バッテリＢＡＴに対して車両外部から充電可能にするように車両を構成してもよい。たとえば、交流１００Ｖの商用電源の電圧をバッテリに対して充電に適する直流電圧に変換する充電器を車両に搭載したり、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のステータコイルの中性点から交流１００Ｖを入れることが可能に車両を構成したりすることで、外部からバッテリに充電が可能となる。

図２は、図１における電圧コンバータ１２Ａを抜き出して示した図である。
図２を参照して、車両１００においては、電圧ＶＬを与える正極母線ＰＬ１は約２００ＶのバッテリＢＡＴに接続され、電圧ＶＨを与える正極母線ＰＬ２はインバータ２２およびインバータ１４に接続される。なお、図２の接地の印は、図１の負極母線ＳＬに対応する。

電圧コンバータ１２Ａは、双方向のコンバータとして働く。すなわちバッテリＢＡＴの電圧ＶＬを電圧ＶＨに昇圧する昇圧コンバータとして働き、かつ電圧ＶＨを電圧ＶＬに降圧する降圧コンバータとしても働く。

図２の電圧コンバータ１２Ａにおいて、スイッチＳＷ１をオン状態に設定する。リアクトルＬ１ＡにキャパシタＣ１Ａに向かう右向きの電流ｉが流れている状態でＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａをオフさせるのだが、キャパシタＣ１Ａが接続されているので、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａのコレクタエミッタ電圧Ｖｃｅ（図２の電圧ＶＭ）の上昇は遅れる。その間に、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａがオフするように制御することで、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａにおけるスイッチング損失がなくなる。

その後、リアクトルＬ１Ａの電流によってＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａのコレクタエミッタ電圧Ｖｃｅ（図２の電圧ＶＭ）は上昇し電圧ＶＨに等しくなる。そのときにＩＧＢＴ素子Ｑ１ＡをオンさせることでＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａのスイッチング損失もなくなる。その後リアクトルＬ１Ａの電流ｉが左向きになった状態でＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａをオフさせる。このような動作をさせることにより、共振型電圧コンバータでのスイッチング損失はなくなり、高効率なＤＣ−ＤＣコンバータが実現できる。

電圧コンバータ１２Ａは、加速時等バッテリＢＡＴからモータジェネレータＭＧ２に電力を供給するときには、電圧ＶＬから電圧ＶＨに昇圧動作を行なう。一方電圧コンバータ１２Ａは、ブレーキ等の回生時には、電圧ＶＨから電圧ＶＬに降圧動作を行なう。

ハイブリッド車では、定常走行時にはエンジン４のトルクと、エンジン４のトルクを用いてモータジェネレータＭＧ１で発電された電力によってモータジェネレータＭＧ２が駆動されるトルクとに基づいて走行が行なわれるので、バッテリＢＡＴからモータジェネレータＭＧ２への電力供給はあまり行なわれない。また定常走行時には、回生動作もあまり行なわれないので、バッテリＢＡＴと電圧コンバータ１２との間の電力授受は、ほぼ０である。

車両の使用状況において定常走行の割合は大きく、このときの電力消費の増大は燃費悪化を招いてしまう。本実施の形態では、このような通過電流が小電流の場合の電圧コンバータにおける損失を低減させることができる。

図３は、共振動作と電流不連続動作のリアクトル電流を比較して示した波形図である。
図２、図３を参照して、スイッチＳＷ１を短絡した状態で、従来から知られている共振動作を行なった場合のリアクトルＬ１Ａの電流波形ｉ（２）と、スイッチＳＷ１をオフさせて電流不連続動作を行なった場合のリアクトル電流ｉ（１）とが示されている。なおリアクトル電流ｉの向きは図２の矢印の向き（右向き）を正とする。

まず電流が連続して流れる共振モードでの動作説明を行なう。図２、図３において、昇圧動作について説明をする。電流ｉ（２）および電流連続モードの波形に示すように、時刻ｔ１〜ｔ４においてＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａがオンし、リアクトルＬ１Ａの電流が増加する。図３の設定値ＩＨまで電流ｉ（２）が増加したときに時刻ｔ４においてＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａをオフさせる。電位ＶＭは、リアクトルＬ１Ａに流れる電流ＩＨによってほぼ０Ｖから電圧ＶＨまで上昇する。その際、キャパシタＣ１Ａによって電圧ＶＭの変化速度は遅くなる。電圧ＶＭが上昇する前にＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａをオフさせることによりゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）が実現され、スイッチング損失を低減させることができる。

電圧ＶＭが電圧ＶＨまで上昇するとダイオードＤ１Ａが導通し正極母線ＰＬ２に電流を流し始める。図３では、時刻ｔ４にＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａがオンしているが、実際にはＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａと、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａとが同時にオンすることを防ぐためのデッドタイム後にＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａがオンする。それまでの間電圧ＶＭを電圧ＶＨと等しく保持する必要があり、デッドタイムの間にリアクトルＬ１Ａの電流が０にならないように十分大きな電流ＩＨに設定する必要がある。そのときＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａは電圧がかかっていない状態でオンさせるのでゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）が実現され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａにおけるスイッチング素子は発生しない。

その後時刻ｔ４〜ｔ５の間リアクトル電流ｉ（２）は下がっていき、時刻ｔ５において負の設定値ＩＬまで低下したときにＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａをオフさせる。以降、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａがオフした際と同様に、スイッチング損失を発生させずにＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａをスイッチングすることができる。デッドタイムの間電圧ＶＭを保持するために、設定値ＩＬは十分大きな負の電流値に設定する必要がある。

なお、リアクトルＬ１Ａの平均電流Ｉｍは、共振モードでは、ほぼ設定値ＩＨと設定値ＩＬの平均値に等しい（厳密には、設定値ＩＨ，ＩＬを検出してＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａ，Ｑ２Ａをオフさせるように制御しても、共振によってリアクトルＬ１Ａの電流は若干大きめに振れる）。

このような動作を行なうため、共振を維持するためには、リアクトルＬ１Ａの平均電流Ｉｍが０すなわちバッテリとの電力授受が０であっても、電圧コンバータ内部に電流が流れ、ＩＧＢＴ素子やリアクトルなどに導通損失が発生する。

次に電流不連続時の動作について説明する。図２および図３の電流ｉ（１）および電流不連続モードの波形を参照して、昇圧動作について説明することとする。この場合、スイッチＳＷ１はオフ状態に設定されている。

まず時刻ｔ１においてＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａがオンし、リアクトルＬ１Ａの電流ｉ（１）が増加する。設定値ＩＰまでリアクトル電流ｉ（１）が増加した時刻ｔ２においてＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａをオフさせる。電圧ＶＭはリアクトルＬ１Ａに流れる電流ｉ（１）によって電圧ＶＨまで上昇する。電流不連続時の動作では、スイッチＳＷ１をオフさせているので、共振時のソフトスイッチングとは異なりハードスイッチングが行なわれる。したがって、素子に電圧が印加された状態でオフするため、スイッチング損失がＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａに発生する。電圧ＶＭが電圧ＶＨに達するとダイオードＤ１Ａが導通し、正極母線ＰＬ２に電流を流し始める。

その後リアクトルＬ１Ａに流れる電流ｉ（１）は時刻ｔ２〜ｔ３において低下する。時刻ｔ３において電流ｉ（１）が０になると電圧ＶＭは自然に低下してほぼ電圧ＶＬと一致する。

時刻ｔ１から時刻ｔ５までの周期でＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａは周期的にオンされる。時刻ｔ１，ｔ５，ｔ９において、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａがオンされるときには、リアクトルＬ１Ａの電流ｉ（１）は０であるため、スイッチング損失は発生しない。ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が実現されている。なお、図３において、電流不連続動作時もＩＧＢＴ素子Ｑ１ＡをＯＮ−ＯＦＦさせているが、ダイオードＤ１Ａに電流が流れるため、動作上は不要である。スイッチング素子にＭＯＳを用いた場合、同期整流となり損失が低減できる。

リアクトルＬ１Ａの平均電流Ｉｍと設定値ＩＰとの関係は以下の式（１），（２）で示される。なお、設定値ＩＰを大きくしていくと、時刻ｔ３〜ｔ５に示すようなリアクトルＬ１Ａの電流が０になる期間が存在しなくなり、電流不連続動作が維持できないため、この動作はコンバータを通過する電流が小電流である動作に限定される。

なお、式（１），（２）においてＩｍはリアクトルＬ１Ａの平均電流を示し、ｆはＩＧＢＴ素子Ｑ１ＡまたはＱ２Ａをオンさせる周波数を示し、ＬはリアクトルＬ１Ａのインダクタンスを示す。また、Ｉｍは昇圧動作時に正の値、降圧動作時には負の値をとる。

また、設定値ＩＰではなくＩＧＢＴ素子Ｑ１ＡまたはＱ２Ａのオン時間Ｔｏｎでも平均電流Ｉｍは制御可能であり、以下関係式（３），（４）を示す。

以上のような動作を行なうため、リアクトルの平均電流Ｉｍが略０すなわちバッテリとの電力授受が略０の場合には、リアクトルＬ１Ａに電流がほとんど流れず、よって導通損失が少なくなる。時刻ｔ２におけるＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａのオフ時には、電流が流れているときにハードスイッチングが行なわれるので、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａにスイッチング損失は発生するが、リアクトル電流が小さい領域においてトータルの損失が大幅に低減する。

図４は、ハードスイッチングを行ない電流不連続モードでコンバータを制御した場合と共振モードで制御した場合のコンバータ損失を示した図である。

図４に示すように、電流がしきい値Ｉｔｈ１よりも小さい場合においては、共振モードにおけるコンバータ損失Ｗ（２）の方が電流不連続モードでハードスイッチング動作を行なわせた場合のコンバータ損失Ｗ（１）よりも損失が大きくなっている。たとえば電流が０に近い場合には、コンバータ損失Ｗ（２）は７６Ｗであるのがこれをハードスイッチングモードで動作させることによりコンバータ損失Ｗ（１）＝１９Ｗとなり、５７Ｗだけ損失が低減する。

なお、図２ではスイッチＳＷ１を設けたが、スイッチＳＷ１をなくしキャパシタＣ１Ａを常にＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａと並列接続して使用することも可能な場合がある。これはスイッチＳＷ１をオン状態に制御しておくことと等価である。この場合キャパシタＣ１Ａが常に接続されており、キャパシタＣ１Ａの電荷を充放電する電力がコンバータ損失に上乗せされる。たとえば、ＶＬ＝２００Ｖ，ＶＨ＝６５０Ｖで昇圧動作を行なっているときに、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａが導通すると、電圧ＶＬ分のキャパシタＣ１Ａに溜まった電荷が放電されてしまう。

この損失Ｐは、駆動周波数Ｆ＝１０ｋＨｚ，キャパシタ容量Ｃ１Ａ＝２２ｎＦとして、以下の式（５）で表わされる。

また、同様の条件で、降圧動作時は次の式（６）に示すように損失が計算できる。

すなわち、昇圧動作時で４．４Ｗ、降圧動作時で２２．３Ｗ分の燃費向上ができなくなる。しかし、スイッチＳＷ１を設けてキャパシタＣ１Ａを切離しかつハードスイッチング動作をさせて改善される損失低減分５７Ｗと比べて、上記で計算したキャパシタＣ１Ａを切り離さないことによる２２．３Ｗの損失増加がスイッチＳＷ１のコストやスペース増加と比べて無視できる場合は、スイッチＳＷ１を省略し図３に示したＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａ，Ｑ２Ａの導通タイミングの変更だけを行なうことにしてもよい。

なお、電流不連続動作は、設定値ＩＰが大きくなるとリアクトルＬ１Ａの電流が０になる期間が消失して電流が連続になってしまうため、以下の式（７）で示す上限がある。なお、実際には、誤差を考慮して小さめの電流値で動作モードの切り替えを行なうべきである。

以上のように、小電流時には電流不連続動作を行なわせ、それ以外は共振動作を行なわせることで、低電流時の効率を改善し、燃費の向上をさせることが可能となる（これは、後に説明する図６のステップＳ１での判断項目に該当する）。

続いて、コンバータの通過電流が大電流である場合の問題について説明する。
ハイブリッド車特有の問題として、車両の異常挙動のときにも電圧ＶＨを安定させ、インバータやコンバータの素子を破壊させてはならないという問題がある。たとえば、ブレーキで制動中において路面の状態によりタイヤがロックと回転とを繰返すとき（スリップとグリップを繰返すとき）、インバータは電力の急激な放出や消費を行なう。このような場合は、短時間ではあるがコンバータに異常に大きな（定格の２倍程度）電流が流れる。図２に示した電圧コンバータでは、共振動作をさせると、この電流を流し切るためには、さらにこの２倍のピーク電流をＩＧＢＴ素子やリアクトルに流さねばならない（図１３参照）。このため、ＩＧＢＴ素子やリアクトルが巨大化し電圧コンバータひいては車両がコストアップしてしまう。

車両の搭載スペースや、コストの観点からも、ＩＧＢＴ素子やダイオード素子およびリアクトルは小型であるほうが望ましい。

図５は、大電流が流れる際に、共振動作を行なわせた場合の電流ｉ（３）とハードスイッチング動作をさせた場合の電流ｉ（４）とを比較して示した図である。

図５に示すように、共振動作とハードスイッチング動作では平均的には同じ平均電流Ｉｍを流しながら、リアクトルＬ１Ａのピーク電流同士を比較すると共振型コンバータとして動作させた場合の電流ｉ（３）のピークに比べてハードスイッチング動作を行なわせた場合のリアクトル電流ｉ（４）のピークは約２分の１になっている。ただし、ハードスイッチング動作を行なわせると、スイッチング損失が大幅に増大し、ＩＧＢＴ素子で発熱が発生し電力の損失が増えてしまう。

しかしながら、ハイブリッド車の場合、前述のように、大電流が流れるのは異常時の短時間（１０ｍｓ程度）であり、熱的にも燃費的にも影響は軽微である。よって、スイッチング周波数を高くして大電流時にはハードスイッチング動作に切り替えることで、リアクトルＬ１Ａに流れる電流ｉのピーク電流を約２分の１に減らすことができ、ＩＧＢＴ素子やリアクトル等の小型化が可能となる。この小型化は、体積では約４分の１となる。

後に示す図６の制御フローではステップＳ２の判断がこの判断項目である。
なお、大電流時にハードスイッチングを行なわせる際には、スイッチＳＷ１はオフ状態に制御してキャパシタＣ１Ａを切離す方が損失は低減できる。しかし短時間であるのでスイッチＳＷ１をオン状態にしたままでスイッチング素子のスイッチング周期のみを変更して共振動作からハードスイッチング動作に変更してもよい。

また、他の効果として、このような異常時余剰電力を電圧コンバータ１２が消費して電圧ＶＨや電圧ＶＬの上昇を防止することができる。余剰電力は、バッテリＢＡＴに回生されるが、受入れ能力Ｗｉｎには限界がある（たとえば２０ｋＷ）。このような場合には、電圧コンバータ１２をハードスイッチングで動作させ余剰電力の一部を損失させれば、さらに５ｋＷ程度はインバータ側の余剰電力をコンバータ側に受入れることができる。

図６は、実施の形態１における電圧コンバータの制御を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は、一定時間ごとまたは所定の条件が成立するごとに、所定のメインルーチンから呼び出されて実行される。

図６を参照して、まずステップＳ１においてリアクトルＬ１Ａの平均電流の測定値またはモータに対するトルク指令などから算出される電流目標値が小電流か否かが判断される。この判断は図４に示したコンバータ損失がハードスイッチング動作で不連続電流が流れて電流損失が共振動作時よりも低減する境界であるしきい値Ｉｔｈ１に基づいて判断される。なお、誤差を考慮してこのしきい値をやや小さめまたは大きめに設定してもよい。

ステップＳ１においてリアクトル電流の平均値または目標値が小電流であると判断された場合にはステップＳ１０に処理が進み、電圧コンバータをハードスイッチング動作モードで動作させる。このときリアクトル電流は図３の電流ｉ（１）に示すような不連続な電流となる。好ましくは、スイッチＳＷ１はオフ状態に制御される。

一方ステップＳ１において電流が小電流でないと判断された場合には、ステップＳ２に処理が進む。

ステップＳ２ではリアクトル電流の平均値または目標値が大電流であるか否かが判断される。ステップＳ２において判断するためのしきい値ＩｔｈＸはステップＳ１のしきい値Ｉｔｈ１よりも大きな値であり、部品のサイズにより定まる定格電流によって定められる値である。

ステップＳ２において電流が大電流でないと判断された場合にはステップＳ３に処理が進み、電流が大電流であると判断された場合にはステップＳ４に処理が進む。

ステップＳ３においては、図３で説明した設定値ＩＨ，ＩＬを第１の方法で計算する。一方ステップＳ４においては、設定値ＩＨ，ＩＬを第２の方法で計算する。なお、計算方法については実施の形態２で紹介するマルチフェーズコンバータにおいて詳しく説明する。マルチフェーズコンバータのフェーズ数ｎを１にすれば実施の形態１における設定値ＩＨ，ＩＬが得られる。

続いてステップＳ５では、ステップＳ３の設定値ＩＨ，ＩＬで電圧コンバータ１２を動作させた場合に、周波数ｆが１０ｋＨｚ以下になるか否かが判断される。この１０ｋＨｚは人間の可聴周波数域の上限値より高ければちょうど１０ｋＨｚでなくても構わない。

同様な判断がステップＳ６においても行なわれる。ステップＳ６ではステップＳ４で算出された設定値ＩＨ，ＩＬに基づいて電圧コンバータ１２を動作させた場合の周波数ｆが１０ｋＨｚ以下となるか否かが判断される。

ステップＳ５またはステップＳ６において動作周波数ｆが１０ｋＨｚ以下となると判断された場合にはコンバータの動作時に騒音が発生することが懸念されるのでステップＳ９に処理が進み電圧コンバータをハードスイッチングモードで動作させるとともに動作周波数を人間の可聴領域の上限よりも高い周波数（たとえばｆ＝１０ｋＨｚ）に設定する。好ましくはこのときにスイッチＳＷ１をオフ状態に制御する。

リアクトルなどの電磁騒音防止のためには、スイッチング周波数を可聴周波数（２０Ｈｚ〜１０ｋＨｚ程度）より高く保つことが有効である。

図６のステップＳ５およびステップＳ６において下記の式（８）で算出される周波数ｆが判定値（ここでは可聴周波数の上限値である１０ｋＨｚ）以下の場合は騒音防止を優先させるため周波数固定のハードスイッチング動作をさせる。

もし式（８）で求められた周波数ｆが判定値以下の場合には、設定値ＩＨ，ＩＬを次式（９），（１０），（１１）で求めて再設定することでほぼ１０ｋＨｚの周波数で動作させることができる。

なおここでＩｈｙｓはリアクトルの電流の振幅に関連するヒステリシス幅を示す。
ステップＳ５において周波数ｆが１０ｋＨｚ以下ではないと判断された場合には騒音の問題は生じないのでステップＳ７に処理が進む。ステップＳ７ではスイッチＳＷ１をオン状態に制御し、電流を電流反転領域が発生するまでリアクトル電流の振幅を増大させた共振モードで電圧コンバータ１２を動作させてスイッチング損失の低減を図る。

またステップＳ６において周波数ｆが１０ｋＨｚ以下ではないと判断された場合にはステップＳ８に処理が進む。ステップＳ８に処理が進んだ場合は先に図５で説明した異常な大電流がごく短時間発生するような場合である。この場合には、スイッチング周波数を変更し電圧コンバータの動作をハードスイッチングモードで動作させ、リアクトル電流を図５のｉ（４）に示すように流して電流のピーク値を低減させる。スイッチＳＷ１は好ましくはオフ状態にするのがよいが、短時間であるのでオン状態のままにしておいてもよい。

ステップＳ７〜Ｓ１０のいずれかにおいて電圧コンバータ１２の動作モードが決定されればステップＳ１１に処理が進み制御はメインルーチンに移される。

［実施の形態２］
電圧ＶＬ，ＶＨのリップル電流の低減のため、位相をずらせて複数個の電圧コンバータを並列動作させるマルチフェーズコンバータが知られている。

図７は、マルチフェーズコンバータを搭載した車両２００の構成を示した図である。
図７を参照して、車両２００は、図１で説明した車両１００の構成において電圧コンバータ１２に代えて電圧コンバータ２１２を含む。電圧コンバータ２１２は、バッテリＢＡＴと負荷であるインバータユニット２３との間に並列に接続された電圧コンバータ１２Ａ，１２Ｂを含む。

電圧コンバータ１２Ａの構成は、図１と同様であるので説明は繰返さない。電圧コンバータ１２Ｂは、一方端が正極母線ＰＬ１に接続されるリアクトルＬ１Ｂと、正極母線ＰＬ２と負極母線ＳＬとの間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｂ，Ｑ２Ｂと、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｂ，Ｑ２Ｂにそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ１Ｂ，Ｄ２Ｂと、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｂ，Ｑ２Ｂの接続ノードと負極母線ＳＬとの間に接続されたキャパシタＣ１Ｂとを含む。

リアクトルＬ１Ｂの他方端はＩＧＢＴ素子Ｑ１ＢのエミッタおよびＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｂのコレクタに接続される。ダイオードＤ１ＢのカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｂのコレクタと接続され、ダイオードＤ１ＢのアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｂのエミッタと接続される。ダイオードＤ２ＢのカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｂのコレクタと接続され、ダイオードＤ２ＢのアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｂのエミッタと接続される。

リアクトルＬ１Ａに流れる電流ＩＬＡは電流センサ１１Ａで検出され、リアクトルＬ１Ｂに流れる電流ＩＬＢは電流センサ１１Ｂで検出される。

制御装置２３０は、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２、モータ回転数ＭＲＮ１，ＭＲＮ２、電圧ＶＬ，ＶＨ、電流ＩＬＡ，ＩＬＢの各値、モータ電流値ＭＣＲＴ１，ＭＣＲＴ２および起動指示ＩＧＯＮを受ける。そして制御装置２３０は、電圧コンバータ１２Ａに対して駆動信号ＰＷＣＡを出力し、電圧コンバータ１２Ｂに対して駆動信号ＰＷＣＢを出力する。

図８は、図７における電圧コンバータ２１２を抜き出して示した回路図である。
図８を参照して、電圧コンバータ２１２において正極母線ＰＬ１と正極母線ＰＬ２との間に電圧コンバータ１２Ａ，１２Ｂが並列的に接続されている。

電圧コンバータ１２Ａは、正極母線ＰＬ１に一方端が接続されたリアクトルＬ１Ａと、リアクトルＬ１Ａの他方端と接地ノードとの間に並列接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ２ＡおよびダイオードＤ２Ａと、リアクトルＬ１Ａの他方端と接地ノードとの間に直列接続されるキャパシタＣ１ＡとスイッチＳＷ１とを含む。

電圧コンバータ１２Ａはさらに、リアクトルＬ１Ａの他方端と正極母線ＰＬ２との間に並列接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａと、ダイオードＤ１Ａとを含む。

電圧コンバータ１２Ｂは、正極母線ＰＬ１に一方端が接続されるリアクトルＬ１Ｂと、リアクトルＬ１Ｂの他方端と接地ノードの間に並列接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ２ＢおよびダイオードＤ２Ｂと、リアクトルＬ１Ｂの他方端と接地ノードとの間に接続されるキャパシタＣ１Ｂとを含む。電圧コンバータ１２Ｂは、電流が小さい場合には動作させないために電圧コンバータ１２ＡのようにスイッチＳＷ１は設けられていない。電圧コンバータ１２Ｂは、さらに、リアクトルＬ１Ｂの他方端と正極母線ＰＬ２との間に並列接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１ＢおよびダイオードＤ１Ｂとを含む。

図９は、図８に示したマルチフェーズの電圧コンバータ２１２の動作モードを変えた場合のコンバータ損失の変化を示す図である。

図８、図９を参照して、波形Ｗ（１）は、電圧コンバータ２１２において電圧コンバータ１２Ｂを停止させ電圧コンバータ１２ＡはスイッチＳＷ１をオフ状態にしハードスイッチング動作を行なわせ電流不連続モードで動作させた場合のコンバータ損失を示す。波形Ｗ（２）は、電圧コンバータ２１２において電圧コンバータ１２Ｂを停止させ電圧コンバータ１２ＡはスイッチＳＷ１をオン状態に制御し共振動作を行なわせた場合のコンバータ損失を示す。

波形Ｗ（３）は、電圧コンバータ２１２において、電圧コンバータ１２Ａおよび１２Ｂをマルチフェーズで動作させ、スイッチＳＷ１はオン状態に制御し共振動作をさせた場合のコンバータ損失を示す。

電流値Ｉｔｈ３より電流が多い領域では、波形Ｗ（３）のマルチフェーズ動作の方が損失は少ない。

一方、電流値Ｉｔｈ１よりも電流が小さい領域では、シングルフェーズ動作の電流不連続動作の波形Ｗ（１）がコンバータ損失は一番少ない。なお、電流値Ｉｔｈ１〜Ｉｔｈ３の領域では波形Ｗ（２）のコンバータ損失が一番小さくなっている。

したがって、マルチフェーズコンバータにおいては、小電流の場合にはシングルフェーズ動作に切り替え電流不連続モードで動作させることがよい。最も好ましくは、電流値がＩｔｈ１よりも小さい領域ではハードスイッチングのシングルフェーズ動作を実行させ、電流値がＩｔｈ１〜Ｉｔｈ３の領域ではシングルフェーズかつ共振モードの動作をさせ、電流値がＩｔｈ３より大きい場合にはマルチフェーズ動作の共振動作を行なわせるのが、コンバータ損失が一番低くなってよい。なお制御が複雑になるので、たとえば、電流値がＩｔｈ２以下ではハードスイッチングかつシングルフェーズ動作を行なわせ、電流値がＩｔｈ２以上の場合にはマルチフェーズかつ共振モードで動作を行なわせてもよい。

また電流が小さい場合に停止させるコンバータを電圧コンバータ１２Ｂに決めておけば、電圧コンバータ１２Ｂは共振モードでしか動かさないので、キャパシタＣ１Ｂに直列に挿入するスイッチは不要である。

図１０は、マルチフェーズコンバータにおいて制御装置２３０で実行される制御を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は、一定時間ごとまたは所定の条件が成立するごとに、所定のメインルーチンから呼び出されて実行される。

図１０を参照して、まずステップＳ２１においてコンバータ１２の平均電流の測定値またはモータに対するトルク指令などから算出される電流目標値が小電流か否かが判断される。この判断は図９に示したコンバータ損失がハードスイッチング動作で不連続電流が流れて電流損失がマルチフェーズの共振動作時よりも低減する境界であるしきい値Ｉｔｈ２に基づいて判断される。なお、誤差を考慮してこのしきい値をやや小さめまたは大きめに設定してもよい。

ステップＳ２１においてリアクトル電流の平均値または目標値が小電流であると判断された場合にはステップＳ３０に処理が進み、電圧コンバータ２１２をシングルフェーズかつハードスイッチング動作モードで動作させる。このときリアクトル電流は図３の電流ｉ（１）に示すような不連続な電流となる。好ましくは、スイッチＳＷ１はオフ状態に制御される。

ステップＳ３０で実行される電流不連続動作では、動作周波数ｆの判定値（ここでは１０ｋＨｚ）のマルチフェーズの数の倍数（２層マルチフェーズなら２倍の２０ｋＨｚ、３層マルチフェーズならば３倍の３０ｋＨｚ）の周波数で動作させる。これはマルチフェーズ時とリップルの最低周波数を等しくするためである。

なお、動作周波数の下限値を決めておく効果として以下の効果がある。
一般に、コンバータの前後には平滑のためのコンデンサが設けられるが、このコンデンサ、ワイヤハーネスのインダクタンスとは共振点を持つ。その共振周波数に近いリップル電流が流れ込むと大きな電流、電圧振動を発生し、電圧コンバータは発熱し破壊を起こす。電圧コンバータの動作周波数を最低周波数以上の保つことで、常にリップル周波数を共振点よりも高周波に保ちコンバータの破壊を防止することができる。

一方ステップＳ２１において電流が小電流でないと判断された場合には、ステップＳ２２に処理が進む。

ステップＳ２２ではリアクトル電流の平均値または目標値が大電流であるか否かが判断される。ステップＳ２２において判断するためのしきい値ＩｔｈＸはステップＳ２１のしきい値Ｉｔｈ２よりも大きな値であり、部品のサイズにより定まる定格電流によって定められる値である。

ステップＳ２２において電流が大電流でないと判断された場合にはステップＳ２３に処理が進み、電流が大電流であると判断された場合にはステップＳ２４に処理が進む。

ステップＳ２３においては、図３で説明した設定値ＩＨ，ＩＬを第１の方法で計算する。一方ステップＳ２４においては、設定値ＩＨ，ＩＬを第２の方法で計算する。

図１１は、図１０のステップＳ２３で計算される設定値ＩＨ，ＩＬの計算値が平均電流Ｉｍ／ｎが変化するに応じてどのように変化するかを示した図である。

図１０、図１１を参照して、ステップＳ２３においては、次の式に従ってＩｐ，Ｉｎを求める。

Ｉｐ＝（２×Ｉｍ）／ｎ−Ｉｒｎ
Ｉｎ＝（２×Ｉｍ）／ｎ−Ｉｒｐ
なおｎはマルチフェーズ数を示し、Ｉｒｎ，Ｉｒｐは共振させるための逆電流を示す。電圧ＶＨと電圧ＶＬとデッドタイムでＩｒｎ，Ｉｒｐは決定される。デッドタイム間、電圧を保持させるため、ＩｒｎはＶＨに比例させ、Ｉｒｐは（ＶＨ−ＶＬ）に比例させる。Ｉｒｎ，Ｉｒｐは必ずしも同じ値とはならない。そして設定値ＩＨはＩｒｐとＩｐの大きい方に設定される。また設定値ＩＬは、ＩｒｎとＩｎの小さい方に設定される。

図１２は、図１０のステップＳ２４において計算される設定値ＩＨ，ＩＬの計算値が、平均電流Ｉｍ／ｎが変化するに応じてどのように変化するかを示した図である。

図１０、図１２を参照して、ステップＳ２４においては設定値ＩＨ，ＩＬは次の式で計算される。

ＩＨ＝（Ｉｍ＋Ｉｅｘ）／ｎ−Ｉｓ
ＩＬ＝（Ｉｍ−Ｉｅｘ）／ｎ＋Ｉｓ
なお、ＩｅｘはステップＳ２２における大電流の判定値を示し、Ｉｓはリアクトル電流が逆に振れないガード値を示す。

続いてステップＳ２５では、ステップＳ２３の設定値ＩＨ，ＩＬで電圧コンバータ２１２を動作させた場合に、周波数ｆが１０ｋＨｚ以下になるか否かが判断される。この１０ｋＨｚは人間の可聴周波数域の上限値より高ければちょうど１０ｋＨｚでなくても構わない。

同様な判断がステップＳ２６においても行なわれる。ステップＳ２６ではステップＳ２４で算出された設定値ＩＨ，ＩＬに基づいて電圧コンバータ２１２を動作させた場合の周波数ｆが１０ｋＨｚ以下となるか否かが判断される。

ステップＳ２５またはステップＳ２６において動作周波数ｆが１０ｋＨｚ以下となると判断された場合にはコンバータ２１２の動作時に騒音が発生することが懸念されるのでステップＳ２８に処理が進み電圧コンバータをマルチフェーズかつハードスイッチングモードで動作させるとともに動作周波数を人間の可聴領域の下限よりも高い周波数（たとえばｆ＝１０ｋＨｚ）に設定する。好ましくはこのときにスイッチＳＷ１をオフ状態に制御する。

リアクトルなどの電磁騒音防止のためには、スイッチング周波数を可聴周波数（２０Ｈｚ〜１０ｋＨｚ程度）より高く保つことが有効である。

図１０のステップＳ２５およびステップＳ２６において既出の式（８）で算出される周波数ｆが判定値（ここでは可聴周波数の上限値である１０ｋＨｚ）以下の場合は騒音防止を優先させるため周波数固定のハードスイッチング動作をさせる。

もし式（８）で求められた周波数ｆが判定値以下の場合には、設定値ＩＨ，ＩＬを次式（１２），（１３）で求めて再設定することでほぼ１０ｋＨｚの周波数で動作させることができる。

なおここでＩｈｙｓはリアクトルの電流の振幅に関連するヒステリシス幅を示し、既出の式（９）で求められる。

ステップＳ２５において周波数ｆが１０ｋＨｚ以下ではないと判断された場合には騒音の問題は生じないのでステップＳ２７に処理が進む。ステップＳ２７ではスイッチＳＷ１をオン状態に制御し、電流を電流反転領域が発生するまでリアクトル電流の振幅を増大させた共振モードかつマルチフェーズで電圧コンバータ２１２を動作させてスイッチング損失の低減を図る。

またステップＳ２６において周波数ｆが１０ｋＨｚ以下ではないと判断された場合にはステップＳ２９に処理が進む。ステップＳ２９に処理が進んだ場合は先に図５で説明した異常な大電流がごく短時間発生するような場合である。この場合には、マルチフェーズかつスイッチング周波数を変更し電圧コンバータの動作をハードスイッチングモードで動作させ、リアクトル電流を図５のｉ（４）に示すように流して電流のピーク値を低減させる。スイッチＳＷ１は好ましくはオフ状態にするのがよいが、短時間であるのでオン状態のままにしておいてもよい。

ステップＳ２７〜Ｓ３０のいずれかにおいて電圧コンバータ２１２の動作モードが決定されればステップＳ３１に処理が進み制御はメインルーチンに移される。

このように、本発明の実施の形態によれば、小型で、小電流域で効率がよいハイブリッド車用コンバータが構成できる。

最後に再度図１等を参照して本実施の形態について総括する。本実施の形態の電圧コンバータは、直流電源（バッテリＢＡＴ）と負荷（インバータユニット２３）との間に接続され、共振モードとハードスイッチングモードとを切り替えて動作可能な電圧コンバータ１２であって、第１コンバータ１２Ａを備える。第１コンバータ１２Ａは、リアクトルＬ１Ａと、リアクトルＬ１Ａに接続された第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａ）とを含む。電圧コンバータ１２は、第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａ）のオン・オフ制御を行なう制御部（制御装置３０）をさらに備える。制御部（制御装置３０）は、電圧コンバータ１２を通過する電流値または電流値の目標値に応じて、共振モードおよびハードスイッチングモードのいずれか一方を選択して、選択したモードを実現するように第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａ）を制御する。

好ましくは、第１コンバータ１２Ａは、少なくとも共振モードにおいて第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａ）と並列接続されるキャパシタＣ１Ａをさらに含む。

より好ましくは、第１コンバータ１２Ａは、キャパシタＣ１Ａを第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａ）に並列に接続する経路上に設けられるスイッチＳＷ１をさらに含む。制御部（制御装置３０）は、共振モードにおいてスイッチＳＷ１を導通状態に制御し、ハードスイッチングモードでは、スイッチＳＷ１を非導通状態に制御する。

好ましくは、リアクトルＬ１Ａの一端は直流電源（バッテリＢＡＴ）の正極に接続される。第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａ）は、リアクトルの他端と直流電源（バッテリＢＡＴ）の負極との間に接続される。第１コンバータ１２Ａは、リアクトルＬ１Ａの他端と負荷（インバータユニット２３）との間に接続される第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ａ）をさらに備える。

好ましくは、図６に示すように、制御部（制御装置３０）は、ハードスイッチングモードで動作させるとリアクトルＬ１Ａに電流が流れない期間が周期的に生ずる電流値の上限値より小さく定められる第１のしきい値Ｉｔｈ１を境界値として、電流値または目標値が第１のしきい値Ｉｔｈ１より小さい場合には（ステップＳ１でＹＥＳ）ハードスイッチングモードを選択し（ステップＳ１０）、電流値または目標値が第１のしきい値Ｉｔｈ１より大きい場合には（ステップＳ１でＮＯ）共振モードを選択するように（ステップＳ７）、動作モードを切り替える。この場合、図６のステップＳ２，Ｓ５，Ｓ６の判断は必ずしも行なわなくても良く、ステップＳ１で小電流であった場合、直ちにステップＳ７の共振モードを選択するようにしても良い。

より好ましくは、図６に示すように、制御部（制御装置３０）は、第１のしきい値Ｉｔｈ１よりも大きい第２のしきい値ＩｔｈＸを境界値として、電流値または目標値が第２のしきい値ＩｔｈＸより小さい場合には（ステップＳ２でＮＯ）共振モードを選択し（ステップＳ７）、電流値または目標値が第２のしきい値ＩｔｈＸより大きい場合には（ステップＳ２でＹＥＳ）ハードスイッチングモードを選択するように（ステップＳ８）、動作モードを切り替える。この場合、図６のステップＳ５，Ｓ６の判断は必ずしも行なわなくても良く、ステップＳ２で大電流であった場合はステップＳ８のハードスイッチングモードを直ちに選択し、ステップＳ２で大電流でなかった場合はステップＳ７の共振モードを直ちに選択するようにしても良い。

好ましくは、図６でステップＳ１，Ｓ５，Ｓ６の判断をせずに、ステップＳ２の判断のみを行なっても良く、この場合、制御部（制御装置３０）は、所定のしきい値ＩｔｈＸを境界値として、電流値または目標値が所定のしきい値ＩｔｈＸより小さい場合にはステップＳ７で共振モードを選択し、電流値または目標値が所定のしきい値ＩｔｈＸより大きい場合にはステップＳ８でハードスイッチングモードを選択するように、動作モードを切り替える。

好ましくは、図７に示すように、電圧コンバータ２１２は、第１コンバータ１２Ａと並列的に直流電源（バッテリＢＡＴ）と負荷（インバータユニット２３）との間に設けられる第２コンバータ１２Ｂをさらに備える。図１０に示すように、制御部（制御装置３０）は、電流値または目標値に応じて、第１、第２のコンバータ１２Ａ，１２Ｂのいずれか一方を動作させ他方を休止させるシングルモードと第１、第２のコンバータ１２Ａ，１２Ｂの両方とも動作させるマルチモードのいずれかを選択する。そして、制御部（制御装置３０）は、たとえば、図１０のステップＳ２７〜Ｓ３０に示すように、選択したシングルモード、マルチモードのいずれかと選択した共振モードとハードスイッチングモードのいずれかとの組合せに基づいて第１、第２コンバータ１２Ａ，１２Ｂを制御する。

好ましくは、制御部（制御装置３０）は、電圧コンバータ１２を通過する電流値または電流値の目標値に応じて、共振モードおよびハードスイッチングモードの一方を選択して、選択したモードを実現するように（ステップＳ１，Ｓ２；Ｓ２１，Ｓ２２）、かつ第１のスイッチング素子のスイッチング周波数が所定周波数（たとえば可聴周波数上限）より高くなるように（ステップＳ５，Ｓ６；Ｓ２５，Ｓ２６）、第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ａ）を制御する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態１の電圧コンバータが搭載された車両１００の主たる構成を示す図である。 図１における電圧コンバータ１２Ａを抜き出して示した図である。 共振動作と電流不連続動作のリアクトル電流を比較して示した波形図である。 ハードスイッチングを行ない電流不連続モードでコンバータを制御した場合と共振モードで制御した場合のコンバータ損失を示した図である。 大電流が流れる際に、共振動作を行なわせた場合の電流ｉ（３）とハードスイッチング動作をさせた場合の電流ｉ（４）とを比較して示した図である。 実施の形態１における電圧コンバータの制御を説明するためのフローチャートである。 マルチフェーズコンバータを搭載した車両２００の構成を示した図である。 図７における電圧コンバータ２１２を抜き出して示した回路図である。 図８に示したマルチフェーズの電圧コンバータ２１２の動作モードを変えた場合のコンバータ損失の変化を示す図である。 マルチフェーズコンバータにおいて制御装置２３０で実行される制御を説明するためのフローチャートである。 図１０のステップＳ２３で計算される設定値ＩＨ，ＩＬの計算値が、平均電流Ｉｍ／ｎが変化するに応じてどのように変化するかを示した図である。 図１０のステップＳ２４において計算される設定値ＩＨ，ＩＬの計算値が平均電流Ｉｍ／ｎが変化するに応じてどのように変化するかを示した図である。 共振型コンバータと非共振型コンバータのリアクトルに流れる電流を比較して示した図である。

符号の説明

２ 車輪、３ 動力分割機構、４ エンジン、１０，１３ 電圧センサ、１１，２４，２５ 電流センサ、１２，１２Ａ，１２Ｂ，２１２ コンバータ、１４，２２ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２３ インバータユニット、３０，２３０ 制御装置、１００，２００ 車両、ＢＡＴ バッテリ、Ｃ１Ａ，Ｃ１Ｂ キャパシタ、Ｃ２ 平滑用コンデンサ、Ｄ１Ａ，Ｄ１Ｂ，Ｄ２Ａ，Ｄ２Ｂ，Ｄ３〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂ リアクトル、ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネレータ、ＰＬ１，ＰＬ２ 正極母線、Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ，Ｑ２Ａ，Ｑ２Ｂ，Ｑ３〜Ｑ８ ＩＧＢＴ素子、ＳＬ 負極母線、ＳＷ１ スイッチ。

Claims (10)

1. 直流電源と負荷との間に接続され、共振モードとハードスイッチングモードとを切り替えて動作可能な電圧コンバータであって、
   第１コンバータを備え、前記第１コンバータは、
   リアクトルと、
   前記リアクトルに接続された第１のスイッチング素子とを含み、
   前記電圧コンバータは、
   前記第１のスイッチング素子のオン・オフ制御を行なう制御部をさらに備え、
   前記制御部は、前記電圧コンバータを通過する電流値または前記電流値の目標値に応じて、前記共振モードおよび前記ハードスイッチングモードのいずれか一方を選択して、選択したモードを実現するように前記第１のスイッチング素子を制御する、電圧コンバータ。
2. 前記第１コンバータは、
   少なくとも前記共振モードにおいて前記第１のスイッチング素子と並列接続されるキャパシタをさらに含む、請求項１に記載の電圧コンバータ。
3. 前記第１コンバータは、
   前記キャパシタを前記第１のスイッチング素子に並列に接続する経路上に設けられるスイッチをさらに含み、
   前記制御部は、前記共振モードにおいて前記スイッチを導通状態に制御し、前記ハードスイッチングモードでは、前記スイッチを非導通状態に制御する、請求項２に記載の電圧コンバータ。
4. 前記リアクトルの一端は前記直流電源の正極に接続され、
   前記第１のスイッチング素子は、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に接続され、
   前記第１コンバータは、
   前記リアクトルの前記他端と前記負荷との間に接続される第２のスイッチング素子をさらに備える、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電圧コンバータ。
5. 前記制御部は、前記ハードスイッチングモードで動作させると前記リアクトルに電流が流れない期間が周期的に生ずる前記電流値の上限値より小さく定められる第１のしきい値を境界値として、前記電流値または前記目標値が前記第１のしきい値より小さい場合には前記ハードスイッチングモードを選択し、前記電流値または前記目標値が前記第１のしきい値より大きい場合には前記共振モードを選択するように、動作モードを切り替える、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電圧コンバータ。
6. 前記制御部は、前記第１のしきい値よりも大きい第２のしきい値を境界値として、前記電流値または前記目標値が前記第２のしきい値より小さい場合には前記共振モードを選択し、前記電流値または前記目標値が前記第２のしきい値より大きい場合には前記ハードスイッチングモードを選択するように、前記動作モードを切り替える、請求項５に記載の電圧コンバータ。
7. 前記制御部は、所定のしきい値を境界値として、前記電流値または前記目標値が前記所定のしきい値より小さい場合には前記共振モードを選択し、前記電流値または前記目標値が前記所定のしきい値より大きい場合には前記ハードスイッチングモードを選択するように、前記動作モードを切り替える、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電圧コンバータ。
8. 前記電圧コンバータは、
   前記第１コンバータと並列的に前記直流電源と前記負荷との間に設けられる第２コンバータをさらに備え、
   前記制御部は、前記電流値または前記目標値に応じて、前記第１、第２のコンバータのいずれか一方を動作させ他方を休止させるシングルモードと前記第１、第２のコンバータの両方とも動作させるマルチモードのいずれかを選択し、選択した前記シングルモード、前記マルチモードのいずれかと選択した共振モードとハードスイッチングモードのいずれかとの組合せに基づいて前記第１、第２コンバータを制御する、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電圧コンバータ。
9. 前記制御部は、前記電圧コンバータを通過する電流値または前記電流値の目標値に応じて、前記共振モードおよび前記ハードスイッチングモードの一方を選択して、選択したモードを実現するように、かつ前記第１のスイッチング素子のスイッチング周波数が所定周波数より高くなるように、前記第１のスイッチング素子を制御する、請求項１〜８のいずれか１項に記載の電圧コンバータ。
10. 請求項１〜９のいずれか１項に記載の電圧コンバータを搭載する車両。

Images