JP2010178608A

JP2010178608A - Dc-dc converter and portable computer

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Publication number: JP2010178608A
Application number: JP2009021931A
Authority: JP
Inventors: Shigefumi Odaohara; 重文織田大原
Original assignee: Lenovo Singapore Pte Ltd
Current assignee: Lenovo Singapore Pte Ltd
Priority date: 2009-02-02
Filing date: 2009-02-02
Publication date: 2010-08-12

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a DC-DC converter improved in efficiency. <P>SOLUTION: The DC-DC converter includes a pair of FETs 103, 105 which are connected to each other by an output part 104, and operate by a synchronous rectification method, and a variable inductor 107 which is connected to the output part, and can change inductance. A driver control circuit 165 increases the inductance of the variable inductor according to a lowering level of an output current in response to outputs of output current measuring circuits 109, 151, and exerts switching control to the pair of FETs by lowering a switching frequency of a triangle wave oscillation circuit 157. An FET loss can be reduced by widely changing the switching frequency according to the output current since a ripple voltage does not rise. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率を向上する技術に関する。 The present invention relates to a technique for improving the efficiency of a DC / DC converter.

直流の安定化電源として、シリーズ・レギュレータおよびスイッチング・レギュレータが広く普及している。スイッチング・レギュレータはシリーズ・レギュレータに比べて効率が高く軽量であるため、ノート・ブック型コンピュータ（以下、ノートＰＣという。）に広く使用されている。スイッチング・レギュレータは、スイッチング素子をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）またはＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）などの動作モードでスイッチング制御して一定の直流電圧を出力する。 Series regulators and switching regulators are widely used as DC stabilized power supplies. Since switching regulators are more efficient and lighter than series regulators, they are widely used in notebook computers (hereinafter referred to as notebook PCs). The switching regulator outputs a constant DC voltage by switching the switching element in an operation mode such as PWM (Pulse Width Modulation) or PFM (Pulse Frequency Modulation).

ＰＷＭモードではスイッチング素子をオン／オフする周期に対応するスイッチング周波数を一定にしてオン期間を制御し、ＰＦＭモードではオン期間を一定にしてオフ期間を制御することで出力側の平均電圧を一定の範囲に制御している。スイッチング素子には、出力電流に起因した電力損失やスイッチング周波数に起因した電力損失が発生することが知られている。 In the PWM mode, the switching period corresponding to the cycle of turning on / off the switching element is made constant to control the on period. In the PFM mode, the on period is made constant and the off period is controlled to keep the average voltage on the output side constant. Control to range. It is known that power loss due to output current and power loss due to switching frequency occur in the switching element.

特許文献１は、軽負荷時に発振周波数を下げて効率を改善し、重負荷時に発振周波数を上げて良好な応答特性と低リップル電圧を得るスイッチング・レギュレータを開示する。特許文献２は、出力電圧を変更するときはスイッチング周波数を上げるとともにインダクタンスを小さくし、一定出力電圧の通常動作時はスイッチング周波数を下げるとともにインダクタンスを大きくしたスイッチング・レギュレータを開示する。特許文献３は、不連続動作領域での出力リップルによる電圧変動を抑えるために、出力側のインダクタのインダクタンスを、スイッチをオン／オフして最適な値に設定できるＤＣ／ＤＣコンバータを開示する。 Patent Document 1 discloses a switching regulator that improves the efficiency by lowering the oscillation frequency at light loads and increases the oscillation frequency at heavy loads to obtain good response characteristics and a low ripple voltage. Patent Document 2 discloses a switching regulator that increases the switching frequency and decreases the inductance when changing the output voltage, and decreases the switching frequency and increases the inductance during normal operation at a constant output voltage. Patent Document 3 discloses a DC / DC converter in which the inductance of the inductor on the output side can be set to an optimum value by turning on / off a switch in order to suppress voltage fluctuation due to output ripple in a discontinuous operation region.

特開平１１−１５５２８１号公報JP-A-11-155281 特開２００８−７２８７２号公報JP 2008-72872 A 特開２００６−１０９５５９号公報JP 2006-109559 A

ノートＰＣを構成する電子デバイスの中でＣＰＵは最も大きな電力を消費する。ノートＰＣでは負荷の軽いときにＣＰＵの動作周波数を低下させて消費電力を低下させるスピード・ステップ（登録商標）制御またはスロットリング制御が採用されており消費電力の変動が激しい。通常、ＣＰＵに対しては専用のＤＣ／ＤＣコンバータから電力を供給している。したがってこのようなＤＣ／ＤＣコンバータは最小負荷から最大負荷まで広範囲の大きさの負荷において効率が良好であることが求められる。 Among electronic devices constituting the notebook PC, the CPU consumes the largest amount of power. The notebook PC employs Speed Step (registered trademark) control or throttling control that lowers the power consumption by lowering the CPU operating frequency when the load is light, and the power consumption fluctuates greatly. Usually, power is supplied to the CPU from a dedicated DC / DC converter. Therefore, such a DC / DC converter is required to have good efficiency in a wide range of loads from a minimum load to a maximum load.

ところで、ＤＣ／ＤＣコンバータの設計では通常、入力電圧、出力電圧、出力電流、および許容リップル電圧などの使用条件が与えられると、最初に使用する制御用ＩＣを選択してスイッチング周波数を決定する。スイッチング周波数が大きいほど、リップル電圧が低下し、電圧変動に対する応答速度が速くなりさらにインダクタやコンデンサなどの部品の小型化を図ることができるが、スイッチング素子や制御用ＩＣに発生する損失が増大するため最大効率は低下する。したがって、スイッチング周波数は最大効率および部品のサイズなどを考慮して決定する。 By the way, in the design of a DC / DC converter, usually, given usage conditions such as an input voltage, an output voltage, an output current, and an allowable ripple voltage, a control IC to be used first is selected to determine a switching frequency. The higher the switching frequency, the lower the ripple voltage, the faster the response speed to voltage fluctuations, and the further miniaturization of components such as inductors and capacitors, but the loss generated in switching elements and control ICs increases. Therefore, the maximum efficiency decreases. Therefore, the switching frequency is determined in consideration of the maximum efficiency and the component size.

つぎにインダクタのインダクタンスを決める。インダクタンスは、入力電圧、出力電圧、スイッチング周波数および許容リップル電流に基づいて決める。インダクタに流れるリップル電流とインダクタンスは反比例するので、リップル電流の観点だけからみればインダクタンスは大きい方が望ましい。つぎに、出力側の平滑コンデンサの静電容量を決定する。静電容量は、負荷電流が急増したときに制御系が安定するまで出力電圧の低下を抑えることができるだけの十分な大きさにする。また、平滑コンデンサにはインダクタに流れるリップル電流が流れ込む。リップル電流は平滑コンデンサが保有する等価直列抵抗に作用して出力端子にリップル電圧を発生させるので、平滑コンデンサはリップル電圧が許容値に収まるような等価直列抵抗のものを選定する。 Next, the inductance of the inductor is determined. The inductance is determined based on the input voltage, output voltage, switching frequency and allowable ripple current. Since the ripple current flowing through the inductor and the inductance are inversely proportional, it is desirable that the inductance is large from the viewpoint of the ripple current alone. Next, the capacitance of the smoothing capacitor on the output side is determined. The capacitance is set to a value large enough to suppress a decrease in output voltage until the control system becomes stable when the load current increases rapidly. Further, the ripple current flowing in the inductor flows into the smoothing capacitor. Since the ripple current acts on the equivalent series resistance possessed by the smoothing capacitor to generate a ripple voltage at the output terminal, a smoothing capacitor having an equivalent series resistance that allows the ripple voltage to fall within an allowable value is selected.

インダクタは、インダクタンスを大きくするとコイルの巻線抵抗が増大して重負荷時の効率が低下したり、形状が大型化したり、電圧変動に対する応答速度が低下したりする。通常インダクタンスは、決定したスイッチング周波数のもとでリップル電流を抑制するのに必要な最低の値に選定している。この場合、スイッチング周波数を低下させるほどリップル電流は増加するので、平滑コンデンサの等価直列抵抗に余裕を持たせない限り、リップル電圧を許容範囲に収めながらスイッチング周波数を低下させることができない。 When the inductance of the inductor is increased, the winding resistance of the coil is increased, so that the efficiency at the time of heavy load is lowered, the shape is increased, and the response speed to the voltage fluctuation is lowered. Usually, the inductance is selected to be the lowest value necessary to suppress the ripple current under the determined switching frequency. In this case, since the ripple current increases as the switching frequency is lowered, the switching frequency cannot be lowered while keeping the ripple voltage within an allowable range unless a margin is provided for the equivalent series resistance of the smoothing capacitor.

特許文献１のようにしてスイッチング・レギュレータの周波数を低くしようとすれば、インダクタンスの大きさを高い周波数のときにリップル電流の抑制に必要な値よりもあらかじめ大きくしておく必要がある。しかし、インダクタンスを大きくすると重負荷時にインダクタにおける電圧降下が大きくなって出力電圧が低下し負荷に安定した電圧で電力を供給できなくなるのでインダクタの大きさには上限があり、周波数を低下させることができる範囲は限定される。また特許文献１では、重負荷時と軽負荷時だけが識別されてスイッチング周波数を切り換えているが、重負荷時と軽負荷時の間におけるスイッチング周波数の切り換えは考慮していない。 In order to lower the frequency of the switching regulator as in Patent Document 1, it is necessary to make the magnitude of the inductance larger in advance than the value necessary for suppressing the ripple current when the frequency is high. However, if the inductance is increased, the voltage drop in the inductor increases under heavy load, the output voltage decreases, and power cannot be supplied to the load with a stable voltage, so there is an upper limit on the size of the inductor, and the frequency can be reduced The possible range is limited. In Patent Document 1, only a heavy load and a light load are identified and the switching frequency is switched, but switching of the switching frequency between a heavy load and a light load is not considered.

スイッチング素子に発生する電力損失は、電圧、電流、およびスイッチング周波数などの回路条件と、オン抵抗、ゲート充電電荷量、およびスイッチング時間などのスイッチング素子固有の特性値で決まる。スイッチング周波数に起因してスイッチング素子に発生する損失を軽減するには、使用条件を満たしながらスイッチング周波数をできるだけ低くする必要があるが、特許文献１のスイッチング・レギュレータではこれを十分に実現できない。また、特許文献２および特許文献３では、スイッチング・レギュレータの出力インダクタのインダクタンスを動作中に変更することは開示されているが、その目的は過渡応答特性の改善であったり、不連続動作領域での電圧変動の抑制であったりして効率の改善を目的とするものではない。特に特許文献２では、スイッチング周波数を変更するときに、定格出力で動作している通常状態よりも周波数を上昇させ、かつ、インダクタンスを小さくしている。 The power loss generated in the switching element is determined by circuit conditions such as voltage, current, and switching frequency, and characteristic values unique to the switching element such as on-resistance, gate charge amount, and switching time. In order to reduce the loss generated in the switching element due to the switching frequency, it is necessary to make the switching frequency as low as possible while satisfying the use conditions. However, the switching regulator of Patent Document 1 cannot sufficiently realize this. Patent Document 2 and Patent Document 3 disclose that the inductance of the output inductor of the switching regulator is changed during operation. However, the purpose is to improve the transient response characteristic or in the discontinuous operation region. It is not intended to improve efficiency by suppressing voltage fluctuations. In particular, in Patent Document 2, when the switching frequency is changed, the frequency is increased and the inductance is made smaller than in the normal state operating at the rated output.

そこで本発明の目的は、効率を向上させたＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。さらに本発明の目的は、軽負荷から重負荷までの任意の大きさの負荷において効率を向上させたＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。さらに本発明の目的は、軽負荷時の効率を向上させたＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。さらに本発明の目的は、ＦＥＴに発生する損失を軽減したＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。さらに本発明の目的は、そのようなＤＣ／ＤＣコンバータに使用する半導体チップ、そのようなＤＣ／ＤＣコンバータを搭載した携帯式コンピュータ、およびスイッチング周波数の制御方法を提供することにある。 Therefore, an object of the present invention is to provide a DC / DC converter with improved efficiency. It is a further object of the present invention to provide a DC / DC converter with improved efficiency at loads of any size from light loads to heavy loads. Furthermore, the objective of this invention is providing the DC / DC converter which improved the efficiency at the time of a light load. A further object of the present invention is to provide a DC / DC converter in which the loss generated in the FET is reduced. A further object of the present invention is to provide a semiconductor chip used for such a DC / DC converter, a portable computer equipped with such a DC / DC converter, and a switching frequency control method.

本発明は、出力電流の変化に応じてスイッチング周波数とインダクタンスをともに変更してリップル電圧を許容値以内に納めることで、スイッチング素子に発生する電力損失を軽減した同期整流方式のＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。可変インダクタが同期整流方式で動作する１対の電子スイッチの出力部に接続されている。三角波発振回路は、スイッチング周波数の変更が可能である。制御回路は出力電流の測定をする出力電流測定回路の出力に応答して、出力電流の低下の程度に応じて可変インダクタのインダクタンスを増大させかつ三角波発振回路のスイッチング周波数を低下させて１対の電子スイッチをスイッチング制御する。スイッチング周波数の低下に応じてインダクタンスが増大するため、リップル電圧の上昇を抑えながらスイッチング周波数を出力電流に応じて変更することができる。 The present invention provides a synchronous rectification type DC / DC converter that reduces the power loss generated in the switching element by changing both the switching frequency and the inductance in accordance with the change of the output current and keeping the ripple voltage within an allowable value. provide. A variable inductor is connected to the output of a pair of electronic switches that operate in a synchronous rectification manner. The triangular wave oscillation circuit can change the switching frequency. The control circuit responds to the output of the output current measuring circuit for measuring the output current, and increases the inductance of the variable inductor according to the degree of the decrease of the output current and decreases the switching frequency of the triangular wave oscillation circuit to form a pair. Switching control of the electronic switch. Since the inductance increases as the switching frequency decreases, the switching frequency can be changed according to the output current while suppressing an increase in the ripple voltage.

このとき制御回路は出力電流の大きさに応じてインダクタンスとスイッチング周波数の積がほぼ一定になるように可変インダクタと三角波発振回路を制御してもよい。こうすることで、出力電流に応じて低下させたスイッチング周波数に対して最低のインダクタンスを対応させてリップル電圧を許容値に納めることができるため、過渡応答性の性能低下や巻線抵抗の損失増大を招くことが少なくなる。可変インダクタが連続的にインダクタンスの変更が可能で、三角波発振回路が連続的にスイッチング周波数の変更が可能なように構成すれば、制御回路が出力電流の大きさに応じてインダクタンとスイッチング周波数を連続的に変化させることで軽負荷から重負荷までの全範囲の出力電流に対して、スイッチング素子に発生する電力損失を軽減することができる。 At this time, the control circuit may control the variable inductor and the triangular wave oscillation circuit so that the product of the inductance and the switching frequency becomes substantially constant according to the magnitude of the output current. In this way, the ripple voltage can be kept within an allowable value by associating the lowest inductance with the switching frequency reduced according to the output current, so that the performance of the transient response is reduced and the loss of the winding resistance is increased. Is less likely to be incurred. If the variable inductor can continuously change the inductance and the triangular wave oscillator circuit can change the switching frequency continuously, the control circuit can change the inductance and switching frequency according to the magnitude of the output current. By continuously changing, the power loss generated in the switching element can be reduced with respect to the output current in the entire range from the light load to the heavy load.

可変インダクタがステップ状にインダクタンスの変更が可能で、三角波発振回路が複数のスイッチング周波数を出力することが可能なように構成すれば、制御回路が出力電流の大きさに応じてインダクタンとスイッチング周波数をステップ状に変化させることで軽負荷から重負荷までの全範囲の出力電流に対して、スイッチング素子に発生する電力損失を軽減することができる。この場合、ステップ数が最低２つあれば、軽負荷と重負荷に対応するスイッチング周波数とインダクタンスの組み合わせをそれぞれ設定することができる If the variable inductor can change the inductance in steps, and the triangular wave oscillator circuit can output multiple switching frequencies, the control circuit can change the inductance and switching frequency according to the magnitude of the output current. The power loss generated in the switching element can be reduced with respect to the output current in the entire range from the light load to the heavy load by changing the step in a step shape. In this case, if the number of steps is at least two, a combination of switching frequency and inductance corresponding to light load and heavy load can be set respectively.

本発明により、効率を向上させたＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができた。さらに本発明により、軽負荷から重負荷までの任意の大きさの負荷において効率を向上させたＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができた。さらに本発明により、軽負荷時の効率を向上させたＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができた。さらに本発明により、ＦＥＴに発生する損失を軽減したＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができた。さらに本発明により、そのようなＤＣ／ＤＣコンバータに使用する半導体チップ、そのようなＤＣ／ＤＣコンバータを搭載した携帯式コンピュータおよびスイッチング周波数の制御方法を提供することができた。 According to the present invention, a DC / DC converter with improved efficiency can be provided. Furthermore, according to the present invention, it is possible to provide a DC / DC converter with improved efficiency in a load of any size from a light load to a heavy load. Furthermore, according to the present invention, it was possible to provide a DC / DC converter with improved efficiency at light load. Further, according to the present invention, it is possible to provide a DC / DC converter in which loss generated in the FET is reduced. Furthermore, according to the present invention, a semiconductor chip used for such a DC / DC converter, a portable computer equipped with such a DC / DC converter, and a switching frequency control method can be provided.

本実施の形態にかかるノートＰＣの構成を示す概略のブロック図である。It is a schematic block diagram which shows the structure of the notebook PC concerning this Embodiment. 本実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す概略のブロック図である。It is a schematic block diagram which shows the structure of the DC / DC converter concerning this Embodiment. スイッチング周波数、インダクタンスおよびＦＥＴ損失率の関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between a switching frequency, an inductance, and FET loss rate. ステップ状にインダクタンスとスイッチング周波数を変更する方法を説明する図である。It is a figure explaining the method of changing an inductance and a switching frequency in step shape.

［ノートＰＣの構成］
図１は、本実施の形態にかかるノートＰＣ１０の構成を示す概略のブロック図である。ＣＰＵ１１は、ノートＰＣ１０の中枢機能を担う演算処理装置で、ＯＳ、ＢＩＯＳ、デバイス・ドライバ、あるいはアプリケーション・プログラムなどを実行する。ＣＰＵ１１はノートＰＣ１０に実装されるデバイスの中で最も消費電力が大きいが、システムはアイドル中にＣＰＵ１１の周波数や電圧を低下させて消費電力を小さくすることができる。ＣＰＵ１１は、ノース・ブリッジ１３およびノース・ブリッジ１３にさまざまなバスを経由して接続された各デバイスを制御する。ノース・ブリッジ１３は、メイン・メモリ１５へのアクセス動作を制御するためのメモリ・コントローラ機能や、ＣＰＵ１１と他のデバイスとの間のデータ転送速度の差を吸収するためのデータ・バッファ機能などを含む。メイン・メモリ１５は、ＣＰＵ１１が実行するプログラムの読み込み領域、処理データを書き込む作業領域として利用される揮発性のＲＡＭである。ビデオ・コントローラ１７はノース・ブリッジ１３に接続され、ビデオ・チップおよびＶＲＡＭを備えており、ＣＰＵ１１からの命令を受けて描画すべき画像ファイルのイメージを生成してＶＲＡＭに書き込み、ＶＲＡＭから読み出したイメージを画像データとして液晶ディスプレイ装置（ＬＣＤ）１８に送る。 [Configuration of notebook PC]
FIG. 1 is a schematic block diagram showing a configuration of a notebook PC 10 according to the present embodiment. The CPU 11 is an arithmetic processing unit having a central function of the notebook PC 10 and executes an OS, a BIOS, a device driver, an application program, or the like. The CPU 11 consumes the largest amount of power among the devices mounted on the notebook PC 10, but the system can reduce the power consumption by reducing the frequency and voltage of the CPU 11 during idling. The CPU 11 controls the north bridge 13 and each device connected to the north bridge 13 via various buses. The north bridge 13 has a memory controller function for controlling an access operation to the main memory 15 and a data buffer function for absorbing a difference in data transfer speed between the CPU 11 and another device. Including. The main memory 15 is a volatile RAM used as an area for reading a program executed by the CPU 11 and a work area for writing processing data. The video controller 17 is connected to the north bridge 13 and includes a video chip and a VRAM. In response to a command from the CPU 11, the video controller 17 generates an image of an image file to be drawn, writes the image file to the VRAM, and reads the image from the VRAM. Are sent to the liquid crystal display device (LCD) 18 as image data.

サウス・ブリッジ１９は、ノース・ブリッジ１３に接続され、ＵＳＢ（Universal Serial Bus）、シリアルＡＴＡ（AT Attachment）、ＳＰＩ (Serial Peripheral Interface)バス、ＰＣＩ（Peripheral Component Interconnect）バス、およびＰＣＩ−Ｅｘｐｒｅｓｓバス、ＬＰＣ（Low Pin Count）などのポートを備え、それらに対応したデバイスが接続される。サウス・ブリッジ１９のシリアルＡＴＡポートにはＨＤＤ２３が接続される。ＨＤＤ２３は、ＯＳ、デバイス・ドライバ、およびアプリケーション・プログラムなどを格納する。 The south bridge 19 is connected to the north bridge 13, USB (Universal Serial Bus), Serial ATA (AT Attachment), SPI (Serial Peripheral Interface) bus, PCI (Peripheral Component Interconnect) bus, and PCI-Express bus, Ports such as LPC (Low Pin Count) are provided, and devices corresponding to them are connected. The HDD 23 is connected to the serial ATA port of the south bridge 19. The HDD 23 stores an OS, device drivers, application programs, and the like.

さらにサウス・ブリッジ１９はＬＰＣバス２５を介して、従来からノートＰＣ１０に使用されているレガシー・デバイス、あるいは高速なデータ転送を要求しないデバイスに接続される。ＬＰＣバス２５には、エンベデッド・コントローラ（ＥＣ）２７、フラッシュＲＯＭ３９、およびＩ／Ｏコントローラ４１などが接続されている。ＥＣ２７は、８〜１６ビットのＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどで構成されたマイクロ・コンピュータであり、さらに複数チャネルのＡ／Ｄ入力端子、Ｄ／Ａ出力端子、タイマー、およびディジタル入出力端子を備えている。 Further, the south bridge 19 is connected via the LPC bus 25 to a legacy device conventionally used in the notebook PC 10 or a device that does not require high-speed data transfer. An embedded controller (EC) 27, a flash ROM 39, an I / O controller 41, and the like are connected to the LPC bus 25. The EC27 is a microcomputer composed of an 8- to 16-bit CPU, ROM, RAM, and the like, and further includes a multi-channel A / D input terminal, a D / A output terminal, a timer, and a digital input / output terminal. Yes.

ＥＣ２７には、パワー・コントローラ２９が接続されている。パワー・コントローラ２９は、ノートＰＣ１０に実装されるデバイスに供給する電力を制御する半導体ロジック回路である。パワー・コントローラ２９には本発明の特徴を備えるスイッチング・レギュレータであるＤＣ／ＤＣコンバータ４５、４７が接続される。ＤＣ／ＤＣコンバータ４５は出力電圧がＤＣ１ＶでＣＰＵ１１に専用に電力を供給し、ＤＣ／ＤＣコンバータ４７は出力電圧がＤＣ５ＶでＣＰＵ１１以外のデバイスに電力を供給する。 A power controller 29 is connected to the EC 27. The power controller 29 is a semiconductor logic circuit that controls power supplied to a device mounted on the notebook PC 10. The power controller 29 is connected to DC / DC converters 45 and 47 which are switching regulators having the features of the present invention. The DC / DC converter 45 has an output voltage of DC 1V and supplies power exclusively to the CPU 11. The DC / DC converter 47 has an output voltage of DC 5V and supplies power to devices other than the CPU 11.

ＤＣ／ＤＣコンバータ４５、４７には、ＡＣ／ＤＣアダプタ３７からＤＣ２０Ｖの電圧が印加され、停電時にはバッテリ３３からＤＣ１０．８Ｖ〜１６．８Ｖの電圧が印加される。ＡＣ／ＤＣアダプタ３７はノートＰＣ１０に接続され、交流電圧を２０Ｖの直流電圧に変換してＤＣ／ＤＣコンバータ４５、４７とバッテリィ３３を充電する充電器３５に電力を供給する。フラッシュＲＯＭ３９は不揮発性で記憶内容の電気的な書き替えが可能なメモリであり、Ｉ／Ｏデバイスを制御するためのデバイス・ドライバ、ＡＣＰＩ（Advanced Configuration and Power Interface）の規格に適合し電源および筐体内の温度などを管理するシステムＢＩＯＳ、およびノートＰＣ１０の起動時にハードウエアの試験や初期化を行うＰＯＳＴ（Power-On Self Test）などのプログラムを格納する。Ｉ／Ｏコントローラ４１にはキーボードやマウスなどの入力装置４３が接続される。 A DC 20V voltage is applied to the DC / DC converters 45 and 47 from the AC / DC adapter 37, and a DC voltage of 10.8V to 16.8V is applied from the battery 33 during a power failure. The AC / DC adapter 37 is connected to the notebook PC 10 and converts the AC voltage into a DC voltage of 20 V to supply power to the charger 35 that charges the DC / DC converters 45 and 47 and the battery 33. The flash ROM 39 is a non-volatile memory that can be electrically rewritten. The flash ROM 39 is a device driver for controlling an I / O device, conforms to the ACPI (Advanced Configuration and Power Interface) standard, and has a power source and a housing. A system BIOS that manages internal temperature and the like, and a program such as POST (Power-On Self Test) that performs hardware testing and initialization when the notebook PC 10 is started up are stored. An input device 43 such as a keyboard or a mouse is connected to the I / O controller 41.

ノートＰＣ１０には電源オン状態の他に、サスペンド状態またはハイバネーション状態といった複数の電源供給モードが定義されている。サスペンド状態はＡＣＰＩのＳ３ステートに相当し、ハイバネーションはＡＣＰＩのＳ４ステートに相当する電源モードである。サスペンド状態は、ノートＰＣ１０の操作を終了する直前の状態をメイン・メモリ１５に保存し、次に操作を再開するときに保存された状態をメイン・メモリから復元（レジューム）して作業を短時間で再開させることが可能な機能である。この動作モードでは、メイン・メモリ１５に記憶を保持するのに必要であったり、ウェイク・オン・ランに対応する場合はそれを実行するのに必要であったりするＥＣ２７、サウス・ブリッジ１９、パワー・コントローラ２９およびＤＣ／ＤＣコンバータ４７などの必要最低限のデバイスだけに電力が供給される。 In addition to the power-on state, the notebook PC 10 is defined with a plurality of power supply modes such as a suspend state or a hibernation state. The suspended state corresponds to the ACPI S3 state, and the hibernation is a power mode corresponding to the ACPI S4 state. In the suspend state, the state immediately before the operation of the notebook PC 10 is saved in the main memory 15, and the state saved when the operation is resumed is restored (resume) from the main memory for a short time. It is a function that can be resumed with. In this mode of operation, the EC 27, the South Bridge 19, the power required to hold the memory in the main memory 15 or to execute it if it corresponds to a wake on run. Power is supplied only to the minimum necessary devices such as the controller 29 and the DC / DC converter 47.

ハイバネーション状態では、ノートＰＣ１０の操作を終了する直前の状態をＨＤＤ２３に記憶し、メイン・メモリ１５を含むほとんどのデバイスの電源を停止する。ハイバネーション状態では、サスペンド状態よりも一層消費電力が低下する。サスペンド状態およびハイバネーション状態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４７の負荷が非常に小さくなる。ノートＰＣ１０が電源オン状態からサスペンド状態に移行する際には、筐体の開閉によるリッド・スイッチの動作、キーボード操作、またはタイマーによる所定のアイドル時間の経過などをオペレーティング・システムが検出してフラッシュＲＯＭ３９に格納されたＡＣＰＩＢＩＯＳに指示し、ＡＣＰＩＢＩＯＳがＥＣ２７を通じてパワー・コントローラ２９を制御する。パワー・コントローラ２９は、電源供給モードに定義されたデバイスだけに電力を供給するようにＤＣ／ＤＣコンバータ４７の出力回路を制御する。 In the hibernation state, the state immediately before the operation of the notebook PC 10 is stored in the HDD 23, and the power of most devices including the main memory 15 is stopped. In the hibernation state, power consumption is further reduced than in the suspend state. In the suspend state and the hibernation state, the load on the DC / DC converter 47 becomes very small. When the notebook PC 10 shifts from the power-on state to the suspend state, the operating system detects the operation of the lid switch due to opening / closing of the casing, the keyboard operation, or the elapse of a predetermined idle time by a timer, and the flash ROM 39 And the ACPI BIOS controls the power controller 29 through the EC 27. The power controller 29 controls the output circuit of the DC / DC converter 47 so as to supply power only to the device defined in the power supply mode.

サスペンド状態またはハイバネーション状態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４５は停止しＤＣ／ＤＣコンバータ４７は軽負荷の状態になっているが、携帯使用の場合にはユーザは使用場所までバッテリィ３３からＤＣ／ＤＣコンバータ４７に電力を供給しながらノートＰＣ１０を持ち運ぶ。そしてこのときの消費電力が大きいと、ユーザがノートＰＣ１０の使用を開始しようとしたときにバッテリィ３３の残量が少なくて、使用時間に不便を感じることがある。したがって、ノートＰＣ１０では特にサスペンド状態やハイバネーション状態のような軽負荷状態で消費電力の損失を軽減することが求められており、ＤＣ／ＤＣコンバータ４７も軽負荷時の効率を一層向上する必要がある。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４５は、負荷変動の激しいＣＰＵ１１に電力を供給するので、軽負荷から重負荷の範囲の任意の出力電流において効率が良好であることが求められている。 In the suspend state or hibernation state, the DC / DC converter 45 is stopped and the DC / DC converter 47 is in a light load state. However, in the case of portable use, the user goes from the battery 33 to the DC / DC converter 47 to the place of use. Carry the notebook PC 10 while supplying power. If the power consumption at this time is large, when the user tries to start using the notebook PC 10, the remaining amount of the battery 33 is small, and the use time may be inconvenient. Accordingly, the notebook PC 10 is required to reduce the loss of power consumption particularly in a light load state such as a suspended state or a hibernation state, and the DC / DC converter 47 needs to further improve the efficiency at the time of the light load. . Further, since the DC / DC converter 45 supplies power to the CPU 11 having a heavy load fluctuation, the DC / DC converter 45 is required to have good efficiency at an arbitrary output current ranging from a light load to a heavy load.

［ＤＣ／ＤＣコンバータの構成］
図２は、本実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣコンバータ４５の構成を示す概略のブロック図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ４５は、同期整流方式、非絶縁型、および降圧型（ステップ・ダウン型）のスイッチング・レギュレータである。入力端子１０１にはＡＣ／ＤＣアダプタ３７またはバッテリ３３から入力電圧Ｖｉが印加される。入力端子１０１には、ハイサイドのＦＥＴ１０３のドレインが接続され、ＦＥＴ１０３のソースには出力部１０４でローサイドのＦＥＴ１０５のドレインが接続されている。また、ローサイドのＦＥＴ１０５のソースはグラウンドに接続されている。 [Configuration of DC / DC converter]
FIG. 2 is a schematic block diagram showing the configuration of the DC / DC converter 45 according to the present embodiment. The DC / DC converter 45 is a synchronous rectification type, non-insulated type, and step-down type (step-down type) switching regulator. An input voltage Vi is applied to the input terminal 101 from the AC / DC adapter 37 or the battery 33. The drain of the high-side FET 103 is connected to the input terminal 101, and the drain of the low-side FET 105 is connected to the source of the FET 103 at the output unit 104. The source of the low-side FET 105 is connected to the ground.

出力部１０４は可変インダクタ１０７の一方の端子に接続され、可変インダクタ１０７の他方の端子にはセンス抵抗１０９の一方の端子が接続され、センス抵抗１０９の他方の端子は出力端子１１７に接続されている。出力端子１１７には負荷（図示せず。）が接続され出力電圧Ｖｏが出力される。センス抵抗１０９の他方の端子には、直列に接続されたブリーダ抵抗（または分圧抵抗）１１１、１１３および平滑コンデンサ１１５がそれぞれグラウンドとの間に接続されている。ＦＥＴ１０３、１０５はいずれもｎチャネルでＭＯＳ型のＦＥＴからなるスイッチング素子である。また、可変インダクタ１０７、センス抵抗１０９、ブリーダ抵抗１１１、１１３および平滑コンデンサ１１５はＤＣ／ＤＣコンバータ４５の出力回路を構成する。 The output unit 104 is connected to one terminal of the variable inductor 107, one terminal of the sense resistor 109 is connected to the other terminal of the variable inductor 107, and the other terminal of the sense resistor 109 is connected to the output terminal 117. Yes. A load (not shown) is connected to the output terminal 117 to output an output voltage Vo. To the other terminal of the sense resistor 109, bleeder resistors (or voltage dividing resistors) 111 and 113 and a smoothing capacitor 115 connected in series are respectively connected to the ground. Each of the FETs 103 and 105 is an n-channel switching element composed of a MOS FET. The variable inductor 107, the sense resistor 109, the bleeder resistors 111 and 113, and the smoothing capacitor 115 constitute an output circuit of the DC / DC converter 45.

可変インダクタ１０７は制御端子がドライバ制御回路１６５に接続され、ドライバ制御回路１６５からの制御用の電圧信号または電流信号でインダクタンスの変更が可能である。可変インダクタ１０７は、たとえば、コイルが巻かれるコアに励磁コイルを巻き励磁コイルに流す励磁電流の大きさを変化させてコイルのインダクタンスを変更するように構成することができる。また、圧電効果や静電力による駆動力を利用したアクチュエータでコイルとコアの相対位置またはそれらの形状を変化させてインダクタンスを変更するように構成することができる。さらに、インダクタを１次コイルと２次コイルで形成し、２次コイルに可変抵抗素子としてＭＯＳトランジスタを接続することでインダクタンスを変更するように構成することができる。このように本発明においては可変インダクタ１０７の構成は特に限定しない。可変インダクタ１０７のインダクタンスは、最小値を数百μＨから数ｍＨの間で選択することができる。本実施の形態にかかるインダクタ１０７は、最大値である６．６ｍＨから最小値である３．３ｍＨの間で連続的にインダクタンスの変更が可能なようになっている。 The variable inductor 107 has a control terminal connected to the driver control circuit 165, and the inductance can be changed by a control voltage signal or current signal from the driver control circuit 165. The variable inductor 107 can be configured to change the inductance of the coil by, for example, winding an exciting coil around a core around which the coil is wound and changing the magnitude of the exciting current flowing through the exciting coil. Further, the inductance can be changed by changing the relative position of the coil and the core or the shape of the coil and the core by an actuator using a driving force by the piezoelectric effect or electrostatic force. Further, the inductor can be formed by a primary coil and a secondary coil, and the inductance can be changed by connecting a MOS transistor as a variable resistance element to the secondary coil. Thus, in the present invention, the configuration of the variable inductor 107 is not particularly limited. The minimum value of the inductance of the variable inductor 107 can be selected from several hundred μH to several mH. Inductor 107 according to the present embodiment is capable of continuously changing the inductance between the maximum value of 6.6 mH and the minimum value of 3.3 mH.

つぎに、ＦＥＴ１０３、１０５をスイッチング制御する半導体チップであるＰＷＭコントローラ１５０の構成を説明する。ＰＷＭコントローラ１５０は、１つの半導体チップの中に演算増幅器１５１、１５３、コンパレータ１５９、三角波発振回路１５７、ドライバ制御回路１６５、ハイサイド・ドライバ１６１、およびローサイド・ドライバ１６３が組み込まれている。ＰＷＭコントローラ１５０は、ＦＥＴ１０３およびＦＥＴ１０５を同期整流方式でＰＷＭ方式によりスイッチング制御する。同期整流方式では、ハイサイドのＦＥＴ１０３とローサイドのＦＥＴ１０５が交互にオン／オフ動作を行う。 Next, the configuration of the PWM controller 150 that is a semiconductor chip that controls the switching of the FETs 103 and 105 will be described. The PWM controller 150 includes operational amplifiers 151 and 153, a comparator 159, a triangular wave oscillation circuit 157, a driver control circuit 165, a high-side driver 161, and a low-side driver 163 in one semiconductor chip. The PWM controller 150 controls the switching of the FET 103 and the FET 105 by the PWM method using the synchronous rectification method. In the synchronous rectification method, the high-side FET 103 and the low-side FET 105 are alternately turned on / off.

ＦＥＴ１０３がオンでＦＥＴ１０５がオフになっているオン期間またはデューティ期間は、入力端子１０１から流れ込んだ電流が出力部１０４から可変インダクタ１０７を経由して出力端子１１７から負荷に流れ出る。オン期間には可変インダクタ１０７にエネルギーが蓄積される。ＦＥＴ１０３がオフでＦＥＴ１０５がオンになっているオフ期間または環流期間は、可変インダクタ１０７に蓄積されたエネルギーが出力端子１１７、負荷およびＦＥＴ１０５を通じて環流電流として流れる。オン期間の１周期に対する割合をデューティ比Ｄという。 During the on period or duty period in which the FET 103 is on and the FET 105 is off, the current flowing from the input terminal 101 flows from the output unit 104 through the variable inductor 107 to the load from the output terminal 117. Energy is stored in the variable inductor 107 during the ON period. During the off period or the recirculation period in which the FET 103 is off and the FET 105 is on, the energy stored in the variable inductor 107 flows as a recirculation current through the output terminal 117, the load, and the FET 105. The ratio of one on period to one cycle is referred to as duty ratio D.

演算増幅器１５１の非反転入力は、センス抵抗１０９の一方の端子に接続され、反転入力はセンス抵抗１０９の他方の端子に接続される。演算増幅器１５１の出力はドライバ制御回路１６５に接続される。演算増幅器１５１は、出力電流に対応するセンス抵抗１０９の両端の電圧を増幅して出力する。演算増幅器１５３の非反転入力は、ブリーダ抵抗１１３の電圧側に接続され反転入力は基準電圧源１５５を経由してグラウンドに接続される。演算増幅器１５３の出力はコンパレータ１５９の非反転入力に接続される。演算増幅器１５３は、ブリーダ抵抗１１１、１１３で分圧された出力電圧Ｖｏと基準電圧源１５５の電圧である基準電圧Ｖｒｅｆとの差を増幅して出力する。 The non-inverting input of the operational amplifier 151 is connected to one terminal of the sense resistor 109, and the inverting input is connected to the other terminal of the sense resistor 109. The output of the operational amplifier 151 is connected to the driver control circuit 165. The operational amplifier 151 amplifies and outputs the voltage across the sense resistor 109 corresponding to the output current. The non-inverting input of the operational amplifier 153 is connected to the voltage side of the bleeder resistor 113, and the inverting input is connected to the ground via the reference voltage source 155. The output of the operational amplifier 153 is connected to the non-inverting input of the comparator 159. The operational amplifier 153 amplifies and outputs the difference between the output voltage Vo divided by the bleeder resistors 111 and 113 and the reference voltage Vref which is the voltage of the reference voltage source 155.

コンパレータ１５９の反転入力は三角波発振回路１５７に接続される。三角波発振回路１５７は、シュミット回路と積分回路からなる２つの演算増幅器で構成されており、ＦＥＴなどの可変抵抗を用いた帰還抵抗の値をドライバ制御回路１６５からの制御信号に基づいて変化させることにより４００ＫＨｚ〜２００ＫＨｚの範囲にある任意の周波数の三角波を出力する。三角波の周波数はＤＣ／ＤＣコンバータ４５のスイッチング周波数に相当する。コンパレータ１５９は、演算増幅器１５３の出力と三角波発振回路１５７の出力を比較して出力電圧Ｖｏを所定の値に維持するためのディユーティ比を決定する信号をドライバ制御回路１６５に出力する。 The inverting input of the comparator 159 is connected to the triangular wave oscillation circuit 157. The triangular wave oscillation circuit 157 includes two operational amplifiers including a Schmitt circuit and an integration circuit, and changes the value of a feedback resistor using a variable resistor such as an FET based on a control signal from the driver control circuit 165. To output a triangular wave having an arbitrary frequency in the range of 400 KHz to 200 KHz. The frequency of the triangular wave corresponds to the switching frequency of the DC / DC converter 45. The comparator 159 compares the output of the operational amplifier 153 and the output of the triangular wave oscillation circuit 157 and outputs a signal for determining the duty ratio for maintaining the output voltage Vo to a predetermined value to the driver control circuit 165.

ハイサイド・ドライバ１６１はＦＥＴ１０３を、ローサイド・ドライバ１６３はＦＥＴ１０５をそれぞれ高速でスイッチング動作させるための電圧を各ＦＥＴのゲートに印加する。ドライバ制御回路１６５は、ＰＷＭコントローラ１５０を構成する各デバイスに接続され、パワー・コントローラ２９からの指示を受けてＤＣ／ＤＣコンバータ４５を起動または停止する。ドライバ制御回路１６５は、演算増幅器１５１の出力に基づいて生成した出力電流（負荷電流）の大きさに対応した制御信号を可変インダクタ１０７および三角波発信回路１５７に送る。 The high side driver 161 applies a voltage to the FET 103 and the low side driver 163 applies a voltage for switching the FET 105 at high speed to the gate of each FET. The driver control circuit 165 is connected to each device constituting the PWM controller 150 and starts or stops the DC / DC converter 45 in response to an instruction from the power controller 29. The driver control circuit 165 sends a control signal corresponding to the magnitude of the output current (load current) generated based on the output of the operational amplifier 151 to the variable inductor 107 and the triangular wave transmission circuit 157.

ドライバ制御回路１６５は、出力電流が最大値の１０Ａであるとき、三角波発信回路１５７にスイッチング周波数を最大値である４００ＫＨｚにする大きさの制御信号を送り、０．１Ａ以下であるときにスイッチング周波数を最小値である２００ＫＨｚにする大きさの制御信号を送る。三角波発振回路１５７は、４００ＫＨｚと２００ＫＨｚとの間では出力電流の大きさに比例するようにスイッチング周波数を変化させる。ドライバ制御回路１６５は、出力電流が最大値の１０Ａであるとき、可変インダクタ１０７にインダクタンスを最小値である３．３ｍＨにする大きさの制御信号を送り、０．１Ａ以下であるときにインダクタンスを最大値である６．６ｍＨにする大きさの制御信号を送る。ドライバ制御回路１６５は、３．３ｍＨと６．６ｍＨの間では、出力電流の大きさに応じて変化するスイッチング周波数に対してインダクタンスが反比例するようにインダクタンスを変化させる。 The driver control circuit 165 sends a control signal having a magnitude for setting the switching frequency to 400 KHz which is the maximum value to the triangular wave transmission circuit 157 when the output current is 10 A which is the maximum value, and the switching frequency when the output current is 0.1 A or less. A control signal having a magnitude that sets the minimum value to 200 KHz is sent. The triangular wave oscillation circuit 157 changes the switching frequency so as to be proportional to the magnitude of the output current between 400 KHz and 200 KHz. The driver control circuit 165 sends a control signal having a magnitude that sets the minimum value of 3.3 mH to the variable inductor 107 when the output current is 10 A, which is the maximum value, and reduces the inductance when the output current is 0.1 A or less. A control signal having a maximum value of 6.6 mH is sent. The driver control circuit 165 changes the inductance between 3.3 mH and 6.6 mH so that the inductance is inversely proportional to the switching frequency that changes according to the magnitude of the output current.

ドライバ制御回路１６５は、ハイサイドのＦＥＴ１０３とローサイドのＦＥＴ１０５が同時にオンになることを防止するシュート・スルー（shoot through）防止回路を含む。ドライバ制御回路１６５はコンパレータ１５９の出力により定められたＰＷＭのデューティ比でハイサイド・ドライバ１６１とローサイド・ドライバ１６３をパルス制御してＦＥＴ１０３、１０５を同期整流方式で動作させる。このとき、可変インダクタ１０７と平滑コンデンサ１１５は、リップル電圧およびリップル電流を軽減する平滑回路またはフィルター回路として機能する。 The driver control circuit 165 includes a shoot through prevention circuit that prevents the high-side FET 103 and the low-side FET 105 from being turned on simultaneously. The driver control circuit 165 controls the pulses of the high-side driver 161 and the low-side driver 163 at a PWM duty ratio determined by the output of the comparator 159 to operate the FETs 103 and 105 in a synchronous rectification method. At this time, the variable inductor 107 and the smoothing capacitor 115 function as a smoothing circuit or a filter circuit that reduces the ripple voltage and the ripple current.

可変インダクタ１０７には、出力電流の平均値Ｉｏにリップル電流ΔＩ_Ｌ（ピーク間値）が重畳された電流が流れる。平滑コンデンサ１１５にはリップル電流ΔＩ_Ｌが流れ、負荷には出力電流Ｉｏが流れる。可変インダクタ１０７に流れるリップル電流ΔＩ_Ｌは、入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、デューティ比をＤ、可変インダクタ１０７のインダクタンスをＬ、スイッチング周波数をｆとしたときに、式（１）で表すことができる。
ΔＩ_Ｌ＝Ｖｏ（１−Ｄ）／（ｆＬ）＝（Ｖｉ−Ｖｏ）Ｄ／（ｆＬ）（１）
リップル電流ΔＩ_Ｌが平滑コンデンサ１１５に流れ込むとき、平滑コンデンサ１１５の等価直列抵抗をＥＳＲ（Equivalent Series Resistance）とすれば、出力端子１１７に発生するリップル電圧ΔＶｏ（ピーク間値）は、式（２）となる。
ΔＶｏ＝ＥＳＲ×ΔＩＬ（２）
したがって、リップル電圧ΔＶｏはスイッチング周波数ｆに反比例する。可変インダクタ１０７の最小値は平滑コンデンサ１１５との組み合わせで、最大周波数である４００ＫＨｚでリップル電圧を許容値以内に納めることができるように選定されているが、４００ＫＨｚ未満の周波数ではリップル電圧を許容値に納めることができない。しかしこの場合、式（１）、（２）から、４００ＫＨｚで計算したスイッチング周波数とインダクタンスの積が任意の出力電流において一定になるように、スイッチング周波数とインダクタンスを同時に変化させることで、リップル電圧を許容値以内に維持しながら広範囲にスイッチング周波数を変化させることができることがわかる。また、インダクタンスは出力電流が低下するのにともなって増加させれば、可変インダクタ１０７での電圧降下が減少し、インダクタンスが大きくなっても負荷に安定した出力電圧を供給することができる。 The variable inductor 107 flows a current in which the ripple current ΔI _L (peak-to-peak value) is superimposed on the average value Io of the output current. Smoothing the ripple current [Delta] I _L flows through the capacitor 115, flows an output current Io to the load. The ripple current ΔI _L flowing through the variable inductor 107 is expressed by equation (1) when the input voltage is Vi, the output voltage is Vo, the duty ratio is D, the inductance of the variable inductor 107 is L, and the switching frequency is f. Can do.
ΔI _L = Vo (1-D) / (fL) = (Vi−Vo) D / (fL) (1)
When the ripple current [Delta] I _L flows into the smoothing capacitor 115, ESR the equivalent series resistance of the smoothing capacitor 115 if (Equivalent Series Resistance) and the ripple voltage Delta] Vo (peak-to-peak value) generated in the output terminal 117, formula (2) It becomes.
ΔVo = ESR × ΔIL (2)
Therefore, the ripple voltage ΔVo is inversely proportional to the switching frequency f. The minimum value of the variable inductor 107 is selected so that the ripple voltage can be kept within the allowable value at the maximum frequency of 400 KHz in combination with the smoothing capacitor 115, but the ripple voltage is allowed at a frequency less than 400 KHz. Can not fit in. However, in this case, the ripple voltage can be reduced by simultaneously changing the switching frequency and the inductance so that the product of the switching frequency and the inductance calculated at 400 KHz is constant at an arbitrary output current from the equations (1) and (2). It can be seen that the switching frequency can be changed over a wide range while maintaining it within the allowable value. Further, if the inductance is increased as the output current decreases, the voltage drop at the variable inductor 107 decreases, and a stable output voltage can be supplied to the load even if the inductance increases.

［ＦＥＴ損失］
ＭＯＳ型のＦＥＴがオン／オフするときに発生する損失（以下、ＦＥＴ損失という。）としては、主として導通損失、ゲート充電損失、およびスイッチング損失がある。導通損失はオンしているＦＥＴを流れる電流とオン抵抗により発生する損失である。ハイサイドのＦＥＴ１０３の導通損失をＰｃｈとし、ローサイドのＦＥＴ１０５の導通損失Ｐｃｌとすると、それぞれ式（３）、式（４）で計算することができる。
Ｐｃｈ＝Ｄ×Ｉｏ^２×Ｒｏｎ×α （３）
Ｐｃｌ＝（１−Ｄ）×Ｉｏ^２×Ｒｏｎ×α （４）
ここで、Ｄはデューティ比で、Ｉｏは出力電流の実効値で、Ｒｏｎは各ＦＥＴのオン抵抗で、αは定数である。式（３）、（４）から明らかなように導通損失は、電流が流れている時間、出力電流の２乗およびオン抵抗に比例する。ゲート充電損失Ｐｇｃは、ＦＥＴのゲート容量を充電するときに発生する損失でハイサイドのＦＥＴおよびローサイドのＦＥＴについて式（５）で計算することができる。
Ｐｇｃ＝Ｖｇｓ×Ｑｇ×ｆ（５）
ここで、Ｖｇｓはゲート・ソース間電圧で、Ｑｇはゲート充電電荷量で、ｆはスイッチング周波数である。式（５）から明らかなようにゲート充電損失Ｐｇｃは、ゲート・ソース間電圧、ゲート充電電荷量およびスイッチング周波数に比例する。スイッチング損失Ｐｓｗは、ＦＥＴがターンオンまたはターンオフするときの過渡期間中に、ゲート・ソース間の電圧と過渡期間中に流れる電流により生ずる損失でハイサイドのＦＥＴにのみ発生し、式（６）で計算することができる。
Ｐｓｗ＝β×Ｖｉ×Ｉｏ×（ｔｒ＋ｔｆ）×ｆ（６）
ここで、βは定数で、Ｖｉは入力電圧で、Ｉｏは出力電流で、ｔｒはターンオン時間で、ｔｆはターンオフ時間で、ｆはスイッチング周波数である。ターンオン時間とターンオフ時間の合計時間をスイッチング時間ということにする。式（６）から明らかなように、スイッチング損失Ｐｓｗは、入力電圧、出力電流、スイッチング時間、およびスイッチング周波数に比例する。 [FET loss]
The loss generated when the MOS FET is turned on / off (hereinafter referred to as FET loss) mainly includes conduction loss, gate charge loss, and switching loss. The conduction loss is a loss caused by the current flowing through the FET that is turned on and the on-resistance. If the conduction loss of the high-side FET 103 is Pch, and the conduction loss Pcl of the low-side FET 105 is calculated, it can be calculated by equations (3) and (4), respectively.
Pch = D × Io ² × Ron × α (3)
Pcl = (1-D) × Io ² × Ron × α (4)
Here, D is the duty ratio, Io is the effective value of the output current, Ron is the on-resistance of each FET, and α is a constant. As is clear from the equations (3) and (4), the conduction loss is proportional to the time during which the current flows, the square of the output current, and the ON resistance. The gate charge loss Pgc is a loss that occurs when the gate capacitance of the FET is charged, and can be calculated using Equation (5) for the high-side FET and the low-side FET.
Pgc = Vgs × Qg × f (5)
Here, Vgs is a gate-source voltage, Qg is a gate charge amount, and f is a switching frequency. As is clear from Equation (5), the gate charge loss Pgc is proportional to the gate-source voltage, the gate charge amount, and the switching frequency. The switching loss Psw occurs only in the high-side FET due to the loss caused by the voltage between the gate and the source and the current flowing during the transient period during the transient period when the FET is turned on or off, and is calculated by Equation (6). can do.
Psw = β × Vi × Io × (tr + tf) × f (6)
Here, β is a constant, Vi is an input voltage, Io is an output current, tr is a turn-on time, tf is a turn-off time, and f is a switching frequency. The total time of turn-on time and turn-off time is called switching time. As is apparent from the equation (6), the switching loss Psw is proportional to the input voltage, the output current, the switching time, and the switching frequency.

なお、ＦＥＴ１０３とＦＥＴ１０５が切りかわる瞬間には、シュート・スルー防止回路がデッドタイムを形成してグラウンドに流れる電流を阻止するために一旦両方のＦＥＴがオフになる。したがって、ローサイドのＦＥＴ１０３がターンオンするタイミングでは入力電圧Ｖｉと出力電流Ｉｏがオーバーラップせず、また、環流電流が流れ始めるタイミングではローサイドのＦＥＴ１０５の寄生ダイオードが作用するので可変インダクタ１０７の電圧も印加されないためローサイドのＦＥＴ１０５にはスイッチング損失が発生しない。 Note that at the moment when the FET 103 and the FET 105 are switched, both FETs are temporarily turned off in order for the shoot-through prevention circuit to form a dead time and prevent the current flowing to the ground. Accordingly, the input voltage Vi and the output current Io do not overlap at the timing when the low-side FET 103 is turned on, and the voltage of the variable inductor 107 is not applied because the parasitic diode of the low-side FET 105 acts at the timing when the circulating current starts to flow. Therefore, no switching loss occurs in the low-side FET 105.

なお、図２は本実施の形態を説明するために、本実施の形態に関連する主要なハードウエアの構成および接続関係を簡略化して記載したに過ぎないものである。図で記載した複数のブロックを１個の集積回路もしくは装置としたり、逆に１個のブロックを複数の集積回路もしくは装置に分割して構成したりすることも、当業者が任意に選択することができる範囲においては本発明の範囲に含まれる。また、スイッチング周波数やインダクタンスなどの数値はあくまで一例として示したにすぎず本発明の思想を逸脱しない限り適用可能なあらゆる数値を使用することができる。 Note that FIG. 2 merely shows a simplified configuration and connection relationship of main hardware related to the present embodiment in order to describe the present embodiment. A person skilled in the art also arbitrarily selects a plurality of blocks described in the figure as one integrated circuit or device, or conversely, a block is divided into a plurality of integrated circuits or devices. Is included in the scope of the present invention. The numerical values such as the switching frequency and the inductance are merely shown as examples, and any applicable numerical values can be used without departing from the idea of the present invention.

［ＦＥＴ損失率］
つぎに、図２に示したＤＣ／ＤＣコンバータ４５のＦＥＴ損失を式（３）〜式（６）で計算した結果について説明する。式（３）、（４）でαは１．３としβは０．５としている。ＦＥＴ１０３、１０５についてそれぞれ、オン抵抗を１０ｍΩ、７ｍΩ、ゲート充電電荷量を２０ｎＣ、１７ｎＣ、スイッチング時間を１５ｎｓ、１７ｎｓとし、入力電圧を１５Ｖ、出力電圧を５Ｖ、定格出力電流を１０Ａとしている。図３（Ａ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４５の出力電流が０．１Ａから１０Ａまで変化するときの、三角波発振回路１５７が出力するスイッチング周波数を表すライン１８１および可変インダクタ１０７のインダクタンスを表すライン１８３を示し、図３（Ｂ）はＦＥＴ損失率を表すライン１８５を示している。 [FET loss rate]
Next, the results of calculating the FET loss of the DC / DC converter 45 shown in FIG. 2 using the equations (3) to (6) will be described. In equations (3) and (4), α is 1.3 and β is 0.5. For the FETs 103 and 105, the ON resistance is 10 mΩ and 7 mΩ, the gate charge amount is 20 nC and 17 nC, the switching time is 15 ns and 17 ns, the input voltage is 15 V, the output voltage is 5 V, and the rated output current is 10 A. FIG. 3A shows a line 181 representing the switching frequency output from the triangular wave oscillation circuit 157 and the line 183 representing the inductance of the variable inductor 107 when the output current of the DC / DC converter 45 changes from 0.1 A to 10 A. FIG. 3B shows a line 185 representing the FET loss rate.

出力電流が０．１Ａから１０Ａまで上昇する間に、スイッチング周波数は２００ＫＨｚから４００ＫＨｚまで出力電流に比例して連続的に増加し、インダクタンスは６．６ｍＨＨから３．３ｍＨまでスイッチング周波数に反比例して連続的に減少している。スイッチング周波数とインダクタンスの積はいずれの出力電流値においてもほぼ一定値となる。したがって、出力回路のリップル電圧はいずれの大きさの出力電流においても一定で許容値内に維持されている。ＦＥＴ損失率は、スイッチング周波数を４００ＫＨｚに固定した場合のＤＣ／ＤＣコンバータについて計算した任意の出力電流に対するＦＥＴ損失に対して、同一出力電流におけるＤＣ／ＤＣコンバータ４５のＦＥＴ損失の割合として計算している。 While the output current increases from 0.1A to 10A, the switching frequency continuously increases in proportion to the output current from 200KHz to 400KHz, and the inductance continuously increases in inverse proportion to the switching frequency from 6.6mHH to 3.3mH. Is decreasing. The product of the switching frequency and the inductance is almost constant at any output current value. Therefore, the ripple voltage of the output circuit is constant and maintained within the allowable value for any output current. The FET loss rate is calculated as the ratio of the FET loss of the DC / DC converter 45 at the same output current to the FET loss for any output current calculated for the DC / DC converter when the switching frequency is fixed at 400 KHz. Yes.

ＦＥＴ損失は、出力電流が１０Ａのときはいずれもスイッチング周波数が４００ＫＨｚであるため同じ値となりＦＥＴ損失率は１００％であるが、出力電流が低くなるにしたがってスイッチング周波数が低下し、出力電流が０．１Ａのときには４９％まで低下している。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ４５は、いずれの出力電流で使用しても、スイッチング周波数を固定した場合よりもＦＥＴ損失が少なくなる。なお、可変インダクタ１０７は、インダクタンスを連続して変化させる構造のものを例に説明したが、本発明の可変インダクタは、コイルの所定の巻数ごとに中間タップを引き出したり、複数のインダクタを直列に接続したりして接続点から中間タップを引き出してスイッチ回路と組み合わせてステップ状にインダクタンスを設定する構成のものであってもよい。 The FET loss is the same value when the output current is 10 A because the switching frequency is 400 KHz, and the FET loss rate is 100%. However, as the output current decreases, the switching frequency decreases and the output current is 0. At 1A, it drops to 49%. Therefore, even if the DC / DC converter 45 is used at any output current, the FET loss is smaller than when the switching frequency is fixed. Note that the variable inductor 107 has been described by taking an example of a structure in which the inductance is continuously changed. However, the variable inductor of the present invention draws an intermediate tap every predetermined number of turns of the coil, or a plurality of inductors in series. It may be configured to connect and pull out the intermediate tap from the connection point and set the inductance stepwise in combination with the switch circuit.

図４（Ａ）にステップ状にインダクタンスの設定が可能な可変インダクタ２００の構成を示す。可変インダクタ２００はステップ状に周波数を変更できる三角波発振回路と組み合わせて使用することができる。可変インダクタ２００は、直列に接続された７個のインダクタＬ０〜Ｌ６と６個のスイッチＳＷ１〜ＳＷ６で構成されている。各インダクタの大きさは、各ステップに要求されるインダクタンスの大きさに基づいて決定される。スイッチＳＷ１〜ＳＷ６はＦＥＴで構成され、ドライバ制御回路１６５の制御信号でオン／オフ制御が可能な構成となっている。インダクタ２００を本発明のＤＣ／ＤＣコンバータに適用する際には、スイッチング周波数を最大値に設定するときは、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６をすべて閉じてインダクタＬ０にだけ出力電流が流れるようにする。続いてスイッチング周波数が１ステップ下がったときは、スイッチＳＷ１だけを開いてＬ１とＬ０にだけ出力電流が流れるようにしてインダクタンスを増大させる。同様に周波数が１ステップ下がるごとに、スイッチを開き、周波数を最低値に設定するときはスイッチＳＷ１〜ＳＷ６をすべて開いてすべてのインダクタＬ０〜Ｌ６に出力電流が流れるようにしてインダクタンスを最大にする。 FIG. 4A shows a configuration of a variable inductor 200 capable of setting inductance in a step shape. The variable inductor 200 can be used in combination with a triangular wave oscillation circuit that can change the frequency stepwise. The variable inductor 200 includes seven inductors L0 to L6 and six switches SW1 to SW6 connected in series. The size of each inductor is determined based on the size of inductance required for each step. The switches SW1 to SW6 are composed of FETs, and can be turned on / off by a control signal from the driver control circuit 165. When applying the inductor 200 to the DC / DC converter of the present invention, when setting the switching frequency to the maximum value, all the switches SW1 to SW6 are closed so that the output current flows only through the inductor L0. Subsequently, when the switching frequency decreases by one step, only the switch SW1 is opened, and the output current flows only through L1 and L0, thereby increasing the inductance. Similarly, each time the frequency decreases by one step, the switch is opened, and when setting the frequency to the minimum value, all the switches SW1 to SW6 are opened to allow the output current to flow through all the inductors L0 to L6, thereby maximizing the inductance. .

図４（Ｂ）は、可変インダクタ２００を使用したときの出力電流に対するインダクタンスとスイッチング周波数の変化の様子を示す。ライン２０１は出力電流が増大するにしたがってステップ状に増大するスイッチング周波数を示し、ライン２０３は出力電流が増大するにしたがってステップ状に減少するインダクタンスを示している。この場合も図３と同様にいずれの出力電流においてもインダクタンスとスイッチング周波数は積が一定となるように選定されている。なお動作中にインダクタンスとスイッチング周波数の積が一定であれば、各ステップの出力電流の幅は均一である必要はない。 FIG. 4B shows how the inductance and the switching frequency change with respect to the output current when the variable inductor 200 is used. Line 201 shows a switching frequency that increases stepwise as the output current increases, and line 203 shows an inductance that decreases stepwise as the output current increases. In this case as well, the inductance and the switching frequency are selected so that the product is constant at any output current as in FIG. If the product of the inductance and the switching frequency is constant during operation, the output current width of each step does not need to be uniform.

本発明においては、ステップ数は最低２つあればよい。たとえば、サスペンド対象負荷に電力を供給するようなＤＣ／ＤＣコンバータ４７の場合は、インダクタンスとスイッチング周波数の組は、重負荷時と軽負荷時の最低２段階に設定できるものでもよい。この場合は、重負荷時には、スイッチング周波数を４００ＫＨｚにしてインダクタンスを３．３ｍＨにし、軽負荷時には、スイッチング周波数を２００ＫＨｚにしてインダクタンスを６．６ｍＨにすることで、サスペンド時のＦＥＴ損失を軽減することができる。本実施の形態では、同期整流方式のＤＣ／ＤＣコンバータを例にして説明したが、本発明はローサイドのＦＥＴを環流ダイオードに置き換えたＤＣ／ＤＣコンバータに適用することもできる。 In the present invention, the number of steps may be at least two. For example, in the case of the DC / DC converter 47 that supplies power to the suspend target load, the combination of the inductance and the switching frequency may be set to at least two stages at the time of heavy load and light load. In this case, at heavy load, the switching frequency is set to 400 KHz and the inductance is set to 3.3 mH, and at light load, the switching frequency is set to 200 KHz and the inductance is set to 6.6 mH. Can do. Although the synchronous rectification type DC / DC converter has been described as an example in the present embodiment, the present invention can also be applied to a DC / DC converter in which a low-side FET is replaced with a free-wheeling diode.

これまで本発明について図面に示した特定の実施の形態をもって説明してきたが、本発明は図面に示した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の効果を奏する限り、これまで知られたいかなる構成であっても採用することができることはいうまでもないことである。 Although the present invention has been described with the specific embodiments shown in the drawings, the present invention is not limited to the embodiments shown in the drawings, and is known so far as long as the effects of the present invention are achieved. It goes without saying that any configuration can be adopted.

１０４、１０８…出力部
１５５、１５７…ドライバ
１５９、１６１…演算増幅器
１６５…コンパレータ 104, 108 ... output units 155, 157 ... drivers 159, 161 ... operational amplifiers 165 ... comparators

Claims

A pair of electronic switches connected to each other at the output and operating in a synchronous rectification scheme;
A variable inductor connected to the output unit and capable of changing an inductance;
An output current measurement circuit for measuring the output current;
A triangular wave oscillation circuit capable of changing the switching frequency;
Responsive to the output of the output current measuring circuit, the control circuit controls the pair of electronic switches by increasing the inductance of the variable inductor and decreasing the switching frequency of the triangular wave oscillation circuit in accordance with the degree of decrease in the output current. DC / DC converter having a control circuit.

2. The DC / DC converter according to claim 1, wherein the control circuit controls the variable inductor and the triangular wave oscillation circuit so that a product of the inductance and the switching frequency becomes substantially constant according to a magnitude of an output current.

The variable inductor can continuously change the inductance, the triangular wave oscillation circuit can continuously change the switching frequency, and the control circuit can change the inductance and the switching according to the magnitude of output current. The DC / DC converter according to claim 1 or 2, wherein the frequency is continuously changed.

The variable inductor can change the inductance stepwise, the triangular wave oscillation circuit can output a plurality of the switching frequencies, and the control circuit can change the inductance according to the magnitude of the output current. The DC / DC converter according to claim 1 or 2, wherein the switching frequency is changed stepwise.

A processor;
Battery,
The portable computer which has a DC / DC converter in any one of Claims 1-4 which receive supply of electric power from the said battery.

The portable computer according to claim 5, wherein the DC / DC converter supplies power exclusively to the processor.

A semiconductor chip used for a DC / DC converter,
The DC / DC converter is
A pair of electronic switches connected to each other at the output and operating in a synchronous rectification scheme;
A variable inductor connected to the output unit and capable of changing inductance;
The semiconductor chip is
An output current measurement circuit for measuring the output current;
A triangular wave oscillation circuit capable of changing the switching frequency;
Responsive to the output of the output current measuring circuit, the control circuit controls the pair of electronic switches by increasing the inductance of the variable inductor and decreasing the switching frequency of the triangular wave oscillation circuit in accordance with the degree of decrease in the output current. And a control circuit.

A method for controlling a switching frequency in a DC / DC converter having a pair of electronic switches operating at a predetermined switching frequency and a variable inductor connected to the output unit and capable of changing an inductance,
Measuring the output current;
Reducing the switching frequency in response to the output current being reduced from a current value;
Increasing the inductance of the variable inductor in response to a decrease in the switching frequency;
And a step of switching the pair of electronic switches under the lowered switching frequency and the increased inductance to supply power to a load.