[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

JP2010017013A - チャージポンプ回路 - Google Patents

チャージポンプ回路 Download PDF

Info

Publication number
JP2010017013A
JP2010017013A JP2008175726A JP2008175726A JP2010017013A JP 2010017013 A JP2010017013 A JP 2010017013A JP 2008175726 A JP2008175726 A JP 2008175726A JP 2008175726 A JP2008175726 A JP 2008175726A JP 2010017013 A JP2010017013 A JP 2010017013A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
switch
flying capacitor
output
capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2008175726A
Other languages
English (en)
Inventor
Kenichi Motoki
健一 本木
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Rohm Co Ltd
Original Assignee
Rohm Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Rohm Co Ltd filed Critical Rohm Co Ltd
Priority to JP2008175726A priority Critical patent/JP2010017013A/ja
Publication of JP2010017013A publication Critical patent/JP2010017013A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

【課題】反転型チャージポンプ回路の出力変動を抑制する。
【解決手段】チャージポンプ回路100は、入力電圧Vddの極性を反転して出力する。
第1スイッチSW1、第3スイッチSW3は、フライングキャパシタCfを入力電圧Vddで充電する第1経路に設けられる。第2スイッチSW2、第4スイッチSW4は、フライングキャパシタCfに蓄えられた電荷を、出力キャパシタCoに転送する第2経路に設けられる。制御回路10は、第1経路に設けられたスイッチSW1、SW3と、第2経路に設けられたスイッチSW2、SW4を、を交互にオン、オフさせる。制御回路10は、出力キャパシタCoの一端P4に発生する出力電圧Vssに応じて、スイッチSW1〜SW4の少なくともひとつのオン時間を変化させる。
【選択図】図2

Description

本発明は、負電圧を生成するチャージポンプ回路に関する。
ヘッドホンやスピーカを駆動するアンプ、液晶パネルのドライバをはじめとするさまざまな回路が、その動作に正負の両極性の電源電圧を必要とする。携帯電話端末やPDA(Personal Digital Assistant)、デジタルカメラ、携帯型オーディオプレイヤなどの小型情報端末においては、電池電圧から負電圧を生成する反転型のチャージポンプ回路が利用される。
図1は、一般的な正負電源を利用したオーディオシステムの構成を示す回路図である。オーディオシステム300は、アンプ302、反転型チャージポンプ回路304、スピーカ306を備える。アンプ302は反転アンプであり、入力電圧Vinを反転増幅し、出力電圧Voutをスピーカ306へと供給する。アンプ302は、電池電圧Vddを正の電源電圧として受ける。反転型チャージポンプ回路304は、電池電圧Vddを反転し、アンプ302の負の電源電圧Vssを生成する。
チャージポンプ回路は、有限の出力インピーダンスを有しており、その値は、チャージポンプ回路の動作周波数(スイッチング周波数)とフライングキャパシタCfの容量値で決まる基本値Roと、図示しないスイッチング素子のインピーダンス、フライングキャパシタCfおよび出力キャパシタ(ホールドキャパシタCH)の容量値に応じた実充放電時間による係数で定まる。一般的な回路においては、現実的な出力インピーダンスは10Ω程度である。
特開2001−186754号公報 特開2007−174785号公報
アンプ302が、負荷であるスピーカ306から電流ILを吸い込むと、その電流はチャージポンプ回路304に流れ込む。この負荷電流ILおよび出力インピーダンスの影響によって、チャージポンプ回路の出力電圧、すなわちアンプ302の負電源Vssが変動してしまう。アンプ302の電源変動は、THD+N(全高調波歪み+ノイズ)特性や、最大出力電力特性を悪化させる。
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力電圧を安定化可能なチャージポンプ回路の提供にある。
本発明のある態様は、入力電圧の極性を反転して出力するチャージポンプ回路に関する。このチャージポンプ回路は、フライングキャパシタと、出力キャパシタと、フライングキャパシタを入力電圧で充電する第1経路に設けられた複数のスイッチと、フライングキャパシタに蓄えられた電荷を、出力キャパシタに転送する第2経路に設けられた複数の第2スイッチと、第1経路に設けられた複数のスイッチと第2経路に設けられた複数のスイッチを、を交互にオン、オフさせる制御回路と、を備える。制御回路は、出力キャパシタの一端に発生する出力電圧に応じて、第1経路の複数のスイッチ、第2経路の複数のスイッチの少なくともひとつのオン時間を変化させる。
この態様によると、負荷電流が増加して出力電圧が変動すると、出力電圧の変動を抑制する方向にスイッチのオン時間が調節され、つまりオン時間が長くなり、出力電圧を安定化させることができる。
制御回路は、一端に出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、抵抗に流れる電流を所定の基準電流と比較する比較部と、を含んでもよい。制御回路は、比較部による比較結果に応じて、オン時間を変化させてもよい。
出力電圧は負電圧であるため、そのままでは信号処理が困難である。そこで出力電圧を電流に変換することにより、オン時間の制御に必要な信号処理を行うことができる。
制御回路は、一端に出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、抵抗に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路によって生成された電圧を、所定の基準電圧と比較する比較部と、を含んでもよい。制御回路は、比較部による比較結果に応じて、オン時間を変化させてもよい。
本発明のさらに別の態様もまた、チャージポンプ回路である。このチャージポンプ回路は、フライングキャパシタと、一端が接地された出力キャパシタと、入力電圧が印加される入力端子とフライングキャパシタの一端の間に設けられた第1スイッチと、フライングキャパシタの一端と、接地端子の間に設けられた第2スイッチと、一端がフライングキャパシタの他端に接続された第3スイッチと、第3スイッチの他端と接続された電圧制御回路と、フライングキャパシタの他端と、出力キャパシタの他端の間に設けられた第4スイッチと、第1スイッチおよび第3スイッチのペアと、第2スイッチおよび第4スイッチのペアと、を交互にオン、オフさせる制御回路と、を備える。電圧制御回路は、出力キャパシタの他端に発生する出力電圧に応じて、第3スイッチを介してフライングキャパシタの他端に与える電圧を変化させる。
この態様によると、負荷電流が増加して出力電圧が変動すると、フライングキャパシタに印加される充電電圧が調節され、出力電圧を安定化させることができる。
本発明の別の態様もまた、入力電圧の極性を反転して出力するチャージポンプ回路に関する。このチャージポンプ回路は、フライングキャパシタと、一端が接地された出力キャパシタと、入力電圧が印加される入力端子とフライングキャパシタの一端の間に設けられた第1スイッチと、一端がフライングキャパシタの一端と接続された第2スイッチと、前記第2スイッチの他端に接続された電圧制御回路と、フライングキャパシタの他端と接地端子の間に設けられた第3スイッチと、フライングキャパシタの他端と、出力キャパシタの他端の間に設けられた第4スイッチと、第1スイッチおよび第3スイッチのペアと、第2スイッチおよび第4スイッチのペアと、を交互にオン、オフさせる制御回路と、を備え、電圧制御回路は、出力キャパシタの他端に発生する出力電圧に応じて、第2スイッチを介してフライングキャパシタの一端に与える電圧を変化させる。
この態様によると、負荷電流が増加して出力電圧が変動すると、フライングキャパシタに印加される充電電圧が調節され、出力電圧を安定化させることができる。
本発明のさらに別の態様もまた、チャージポンプ回路である。このチャージポンプ回路は、フライングキャパシタと、一端が接地された出力キャパシタと、入力電圧が印加される入力端子とフライングキャパシタの一端の間に直列に設けられた電圧制御回路および第1スイッチと、フライングキャパシタの一端と、接地端子の間に設けられた第2スイッチと、フライングキャパシタの他端と接地端子の間に設けられた第3スイッチと、フライングキャパシタの他端と、出力キャパシタの他端の間に設けられた第4スイッチと、第1スイッチおよび第3スイッチのペアと、第2スイッチおよび第4スイッチのペアと、を交互にオン、オフさせる制御回路と、を備える。電圧制御回路は、出力キャパシタの他端に発生する出力電圧に応じて、第1スイッチを介してフライングキャパシタの一端に与える電圧を変化させる。
この態様によると、負荷電流が増加して出力電圧が変動すると、フライングキャパシタから出力キャパシタに転送される電荷量が調節され、出力電圧を安定化させることができる。
電圧制御回路は、一端に出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗を含んでもよい。電圧制御回路は、抵抗に流れる電流に応じて、フライングキャパシタに与える電圧を変化させてもよい。
電圧制御回路は、一端に出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、抵抗に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、を含んでもよい。電圧制御回路は、電流電圧変換回路により生成される電圧に応じて、フライングキャパシタに与える電圧を変化させてもよい。
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明に係るチャージポンプ回路によれば、負の出力電圧を安定化できる。
(第1の実施の形態)
図2は、本発明の第1の実施の形態に係るチャージポンプ回路100の構成を示す回路図である。チャージポンプ回路100は、第1スイッチSW1、第2スイッチSW2、第3スイッチSW3、第4スイッチSW4、制御回路10、フライングキャパシタCf、出力キャパシタCoを備える。チャージポンプ回路100は、入力端子P1に印加される入力電圧Vddの極性を反転し、負の電圧Vssを生成する。
チャージポンプ回路100は、フライングキャパシタCfおよび出力キャパシタCoを除く部材が半導体基板上に集積化される。IC20のキャパシタ端子P2、P3の間には、フライングキャパシタCfが外付けされる。出力キャパシタCoは、その一端が接地され、その他端がキャパシタ端子P4と接続される。
第1スイッチSW1は、入力端子P1とフライングキャパシタCfの一端P2の間に設けられる。第2スイッチSW2は、フライングキャパシタCfの一端P2と、接地端子GNDの間に設けられる。第3スイッチSW3は、フライングキャパシタCfの他端P3と接地端子GNDの間に設けられる。第4スイッチSW4は、フライングキャパシタCfの他端P3と、出力キャパシタCoの他端P4の間に設けられる。
第1スイッチSW1および第3スイッチSW3のペアは、入力電圧VddによってフライングキャパシタCfを充電する経路(第1経路)上に設けられる。つまり、第1スイッチSW1および第3スイッチSW3が同時にオンすると、フライングキャパシタCfの一端P2に第1スイッチSW1を介して入力電圧Vddが印加され、その他端P3に第3スイッチSW3を介して接地電圧GNDが印加される。その結果、フライングキャパシタCfの両端間の電圧ΔVは、Vddに近い値となる。第1スイッチSW1、第3スイッチSW3がオンの状態を第1状態φ1という。
第2スイッチSW2および第4スイッチSW4のペアは、フライングキャパシタCfに蓄えられた電荷を、出力キャパシタCoに転送する経路(第2経路)上に設けられる。つまり、第2スイッチSW2および第4スイッチSW4を同時にオンすると、フライングキャパシタCfの高電位側の端子P2が接地され、低電位側の端子P3が、第4スイッチSW4を介して出力キャパシタCoの一端P4に接続される。その結果、フライングキャパシタCfに蓄えられた電荷が、出力キャパシタCoに転送され、出力キャパシタCoの一端P4には、−Vdd付近の負電圧Vssが発生する。第2スイッチSW2、第4スイッチSW4がオンの状態を第2状態φ2という。
制御回路10は、第1スイッチSW1および第3スイッチSW3のペアと、第2スイッチSW2および第4スイッチSW4のペアと、を交互にオン、オフさせる。すなわち上述の第1状態φ1と第2状態φ2を交互に繰り返す。制御回路10には所定の周波数のクロックCKが入力される。制御回路10は、クロックCKがハイレベルの期間を第1状態φ1に割り当て、ローレベルの期間を第2状態φ2に割り当てる。ハイレベルとローレベルは反対に割り当てられてもよい。なお第1状態φ1から第2状態φ2への遷移の途中、および第2状態φ2から第1状態φ1への遷移の途中において、すべてのスイッチがオフとなるデッドタイムを設けてもよい。
制御回路10は、出力キャパシタCfの一端P4に発生する出力電圧Vssに応じて、第1経路上の複数のスイッチSW1、SW3、第2経路上の複数のスイッチSW2、SW4の少なくともひとつのオン時間を変化させる。
以下では、第2スイッチSW2のオン時間を調節する場合を説明する。ドライバDRV1は、クロックCKがハイレベルの期間、第1スイッチSW1をオンする。同様にドライバDRV3は、クロックCKがハイレベルの期間、第3スイッチSW3をオンする。一方、ドライバDRV2、DRV4はそれぞれ、クロックCKがローレベルの期間、第2スイッチSW2、第4スイッチSW4をオンする。
ドライバDRV2には、出力電圧Vssが入力される。ドライバDRV2は、クロックCKのローレベルの期間を上限として、第2スイッチSW2のオン時間Ton2を出力電圧Vssにもとづいて調節する。つまり、第2スイッチSW2のゲート信号は、出力電圧Vssにもとづいてパルス幅変調される。
第2スイッチSW2のオン時間Ton2を調節すると、フライングキャパシタCfから出力キャパシタCoに転送される電荷量を調節することができ、負荷電流ILの変動に起因する出力電圧Vssの変動を抑制することができる。
なお、オン時間を変化させるスイッチは、第2スイッチSW2に限定されず、別のスイッチのオン時間を調整しても同様の効果を得ることができる。
なお、出力電圧Vssは負電圧であるため、ドライバDRV1およびDRV2は、接地電圧0V〜電源電圧Vdd間の電圧を出力し、ドライバDRV3およびDRV4は、負電源Vss〜ある中間電圧Vb(Vb<Vdd)の間の電圧を出力する必要がある。
図4(a)、(b)は、負の出力電圧Vssをモニタする監視回路12a、12bの構成を示す回路図である。図4(a)の監視回路12aは、トランジスタQ1〜Q3、抵抗R1、R2を備える。
トランジスタQ1はNPN型バイポーラトランジスタであり、ベースが接地される。抵抗R1は、一端に出力電圧Vssが印加され、他端がトランジスタQ1のエミッタと接続される。つまり抵抗R1の他端の電位は、−Vbeに固定される。つまり抵抗R1には、 Is=(−Vss−Vbe)/R1
で与えられる電流が流れる。トランジスタQ2、Q3はカレントミラー回路を形成し、抵抗R1に流れる電流Isを定数倍して折り返す。抵抗R2は、カレントミラー回路の出力電流Is’の経路上に設けられる。抵抗R2には、
Vmoni=Is’×R2
で与えられる電圧降下が発生する。この電圧降下は、チャージポンプ回路100の出力電圧Vssに応じた値をとる。図2のドライバDRV2は、監視電圧Vmoniにもとづいて第2スイッチSW2のオン時間Ton2を調節する。たとえば電圧比較器によって監視電圧Vmoniを所定の基準電圧と比較してもよい。この場合、ドライバDRV2は比較結果にもとづいてオン時間Ton2を変化させる。あるいは、抵抗R2による電流電圧変換処理を経ずに、電流比較器によって電流IsまたはIs’を直接、所定の基準電流と比較してもよい。
図4(b)の監視回路12bは、トランジスタM1〜M4および定電流源CSを含む差動増幅器13と、トランジスタM5、M6および抵抗R3、R4を備える。差動増幅器13の非反転入力端子(+)には接地電圧(0V)が印加される。抵抗R3は、一端が反転入力端子(−)と接続され、他端には監視対象の電圧Vssが印加される。トランジスタM5は電源端子と抵抗R3の間に設けられる。トランジスタM6は、ゲートおよびソースがそれぞれ、トランジスタM5のそれらと共通に接続される。抵抗R4はトランジスタM6と接地端子の間に設けられる。トランジスタM5、M6のゲートは、トランジスタM1とM3の接続点の電位でバイアスされる。
この構成において、差動増幅器13の反転入力端子(−)は、非反転入力端子(+)の電位(0V)と一致するようにフィードバックがかかる。その結果、抵抗R3には、
Is=Vss/R3
で与えられる電流が流れる。この電流IsがトランジスタM5、M6によってコピーされ、電流Is’として抵抗R4に供給される。抵抗R4に生ずる電圧降下が、監視電圧Vmoniとして出力される。
以上が第1の実施の形態に係るチャージポンプ回路100の構成である。このチャージポンプ回路100は、図1に示すオーディオシステム300などに好適に利用できる。オーディオシステム300において、図2のチャージポンプ回路100は以下のように動作する。
図1のオーディオシステム300において、負荷電流ILが変動すると、出力キャパシタCoの電圧Vssが変化する。監視回路12によって電圧Vssの変化が検出され、電圧Vssの変動を抑制する方向に第2スイッチSW2のオン時間が調節される。図5は、図2のチャージポンプ回路100の動作状態を示すタイムチャートである。タイムチャートの各波形は、ハイレベルがオンを、ローレベルがオフを示す。第2スイッチSW2のオン時間が調節されることにより、電圧Vssを一定に保つことができる。
さらに、図2のチャージポンプ回路100は、その出力電圧Vssを、電源電圧Vddを反転した電圧(−Vdd)よりも高い、任意のレベルに設定することができる。これは以下の理由で消費電力の低減につながる。図3は、図2のチャージポンプ回路100を利用したときのオーディオシステム300の動作波形図である。図3には電源電圧Vddと負の電源電圧Vssの間をスイングするアンプ302の出力電圧Voutが示されている。出力電圧Voutの最大値と電源電圧Vddの電位差ΔV1および出力電圧Voutの最小値と負の電源電圧Vssの電位差ΔV2’は、スピーカ306からの出力に寄与しない成分である。図2のチャージポンプ回路100を用いれば、負の電源電圧Vssを−Vddより高い任意の値に設定でき、つまり電位差ΔV2’が小さい方向にシフトできるため、消費電力を低減できる。
(第2〜第4の実施の形態)
図6(a)、(b)は、それぞれ第2、第3の実施の形態に係るチャージポンプ回路100a、100bの構成を示す回路図である。
第2の実施の形態に係るチャージポンプ回路100aは、電圧制御回路14aを備える。電圧制御回路14aは、第3スイッチSW3の一端と接続される。電圧制御回路14aは、出力キャパシタCoの他端P4に発生する出力電圧Vssに応じて、第3スイッチSW3を介してフライングキャパシタCfの一端P3に与える電圧Vtを、接地電圧(0V)付近で変化させる。
図6(a)のチャージポンプ回路100aによれば、第1スイッチSW1および第3スイッチSW3をオンすると(φ1)、フライングキャパシタCfは、ΔV=Vdd−Vtで充電される。続いて、第2スイッチSW2および第4スイッチSW4をオンすると(φ2)、フライングキャパシタCfには、ΔVに応じた電荷が転送される。したがって、負荷電流の変動にともなって出力電圧Vssが変動した場合、これに応じて電圧Vtを調節すれば、出力電圧Vssの変動を抑制できる。
第3の実施の形態に係るチャージポンプ回路100bは、電圧制御回路14bを備える。電圧制御回路14bは、第2スイッチSW2の一端と接続される。電圧制御回路14bは、出力キャパシタCoの他端P4に発生する出力電圧Vssに応じて、第2スイッチSW2を介してフライングキャパシタCfの他端P2に与える電圧Vtを、接地電圧(0V)付近で変化させる。
図6(b)のチャージポンプ回路100bによれば、第1スイッチSW1および第3スイッチSW3をオンすると(φ1)、フライングキャパシタCfは、ΔV=Vddで充電される。続いて、第2スイッチSW2および第4スイッチSW4をオンすると(φ2)、フライングキャパシタCfの一端P2には、電圧Vtが与えられるため、出力キャパシタCoは、(Vt−Vdd)に応じた電荷が転送されることになる。したがって負荷電流の変動にともなって出力電圧Vssが変動した場合、これに応じて電圧Vtを調節すれば、出力電圧Vssの変動を抑制できる。
なお電圧制御回路14a、14bは、図4(a)、(b)の監視回路12aもしくは12bを利用して構成できる。具体的には、監視回路12a、12bに加えて、電流制御型電圧源もしくは電圧制御型電圧源を設ければよい。電流制御型電圧源は、監視回路12aもしくは12bにより生成される電流IsもしくはIs’を受け、これに応じた電圧Vtを出力する。電圧制御型電圧源は、監視回路12aもしくは12bにより生成される監視電圧Vmoniを受け、これに応じた電圧Vtを出力する。
図6(a)、(b)に戻る。第4の実施の形態に係るチャージポンプ回路(不図示)は、電圧制御回路は、第1スイッチSW1を介してフライングキャパシタCfの一端P2に与える電圧を、出力電圧Vssに応じて調節する。この形態においても、出力電圧Vssの変動を抑制できる。
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
一般的な正負電源を利用したオーディオシステムの構成を示す回路図である。 本発明の第1の実施の形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。 図2のチャージポンプ回路を利用したときのオーディオシステムの動作波形図である。 図4(a)、(b)は、負の出力電圧Vssをモニタする監視回路の構成を示す回路図である。 図2のチャージポンプ回路の動作状態を示すタイムチャートである。 図6(a)、(b)は、それぞれ第2、第3の実施の形態に係るチャージポンプ回路、の構成を示す回路図である。
符号の説明
100…チャージポンプ回路、SW1…第1スイッチ、SW2…第2スイッチ、SW3…第3スイッチ、SW4…第4スイッチ、10…制御回路、12…監視回路、14…電圧制御回路、DRV…ドライバ、Cf…フライングキャパシタ、Co…出力キャパシタ。

Claims (8)

  1. 入力電圧の極性を反転して出力するチャージポンプ回路であって、
    フライングキャパシタと、
    出力キャパシタと、
    前記フライングキャパシタを前記入力電圧で充電する第1経路に設けられた複数のスイッチと、
    前記フライングキャパシタに蓄えられた電荷を、前記出力キャパシタに転送する第2経路に設けられた複数の第2スイッチと、
    前記第1経路に設けられた複数のスイッチと、前記第2経路に設けられた複数のスイッチを、を交互にオン、オフさせる制御回路と、
    を備え、前記制御回路は、前記出力キャパシタの一端に発生する出力電圧に応じて、前記第1経路の複数のスイッチ、前記第2経路の複数のスイッチの少なくともひとつのオン時間を変化させることを特徴とするチャージポンプ回路。
  2. 前記制御回路は、
    一端に前記出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、
    前記抵抗に流れる電流を所定の基準電流と比較する比較部と、
    を含み、前記比較部による比較結果に応じて、前記オン時間を変化させることを特徴とする請求項1に記載のチャージポンプ回路。
  3. 前記制御回路は、
    一端に前記出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、
    前記抵抗に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、
    前記電流電圧変換回路によって生成された電圧を、所定の基準電圧と比較する比較部と、
    を含み、前記比較部による比較結果に応じて、前記オン時間を変化させることを特徴とする請求項1に記載のチャージポンプ回路。
  4. 入力電圧の極性を反転して出力するチャージポンプ回路であって、
    フライングキャパシタと、
    一端が接地された出力キャパシタと、
    前記入力電圧が印加される入力端子と前記フライングキャパシタの一端の間に設けられた第1スイッチと、
    前記フライングキャパシタの前記一端と、接地端子の間に設けられた第2スイッチと、
    一端が前記フライングキャパシタの他端と接続された第3スイッチと、
    前記第3スイッチの他端に接続された電圧制御回路と、
    前記フライングキャパシタの前記他端と、前記出力キャパシタの他端の間に設けられた第4スイッチと、
    前記第1スイッチおよび前記第3スイッチのペアと、前記第2スイッチおよび前記第4スイッチのペアと、を交互にオン、オフさせる制御回路と、
    を備え、
    前記電圧制御回路は、前記出力キャパシタの他端に発生する出力電圧に応じて、前記第3スイッチを介して前記フライングキャパシタの前記他端に与える電圧を変化させることを特徴とするチャージポンプ回路。
  5. 入力電圧の極性を反転して出力するチャージポンプ回路であって、
    フライングキャパシタと、
    一端が接地された出力キャパシタと、
    前記入力電圧が印加される入力端子と前記フライングキャパシタの一端の間に設けられた第1スイッチと、
    一端が、前記フライングキャパシタの前記一端と接続された第2スイッチと、
    前記第2スイッチの他端に接続された電圧制御回路と、
    前記フライングキャパシタの他端と接地端子の間に設けられた第3スイッチと、
    前記フライングキャパシタの前記他端と、前記出力キャパシタの他端の間に設けられた第4スイッチと、
    前記第1スイッチおよび前記第3スイッチのペアと、前記第2スイッチおよび前記第4スイッチのペアと、を交互にオン、オフさせる制御回路と、
    を備え、前記電圧制御回路は、前記出力キャパシタの他端に発生する出力電圧に応じて、前記第2スイッチを介して前記フライングキャパシタの前記一端に与える電圧を変化させることを特徴とするチャージポンプ回路。
  6. 入力電圧の極性を反転して出力するチャージポンプ回路であって、
    フライングキャパシタと、
    一端が接地された出力キャパシタと、
    前記入力電圧が印加される入力端子と前記フライングキャパシタの一端の間に直列に設けられた電圧制御回路および第1スイッチと、
    前記フライングキャパシタの前記一端と、接地端子の間に設けられた第2スイッチと、
    前記フライングキャパシタの他端と接地端子の間に設けられた第3スイッチと、
    前記フライングキャパシタの前記他端と、前記出力キャパシタの他端の間に設けられた第4スイッチと、
    前記第1スイッチおよび前記第3スイッチのペアと、前記第2スイッチおよび前記第4スイッチのペアと、を交互にオン、オフさせる制御回路と、
    を備え、
    前記電圧制御回路は、前記出力キャパシタの他端に発生する出力電圧に応じて、前記第1スイッチを介して前記フライングキャパシタの前記一端に与える電圧を変化させることを特徴とするチャージポンプ回路。
  7. 前記電圧制御回路は、
    一端に前記出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗を含み、前記抵抗に流れる電流に応じて、前記フライングキャパシタに与える電圧を変化させることを特徴とする請求項4か6のいずれかに記載のチャージポンプ回路。
  8. 前記電圧制御回路は、
    一端に前記出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、
    前記抵抗に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、
    を含み、前記電流電圧変換回路により生成される電圧に応じて、前記フライングキャパシタに与える電圧を変化させることを特徴とする請求項4か6のいずれかに記載のチャージポンプ回路。
JP2008175726A 2008-07-04 2008-07-04 チャージポンプ回路 Pending JP2010017013A (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008175726A JP2010017013A (ja) 2008-07-04 2008-07-04 チャージポンプ回路

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008175726A JP2010017013A (ja) 2008-07-04 2008-07-04 チャージポンプ回路

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2010017013A true JP2010017013A (ja) 2010-01-21

Family

ID=41702551

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2008175726A Pending JP2010017013A (ja) 2008-07-04 2008-07-04 チャージポンプ回路

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2010017013A (ja)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015115783A1 (en) * 2014-02-03 2015-08-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Charging circuit and electronic device having the same
JP2015192496A (ja) * 2014-03-27 2015-11-02 新日本無線株式会社 チャージポンプ回路
FR3068187A1 (fr) * 2017-06-23 2018-12-28 Stmicroelectronics Sa Circuit a pompe de charges negative
JP2020195279A (ja) * 2013-03-15 2020-12-03 シリコン ストーリッジ テクノロージー インコーポレイテッドSilicon Storage Technology, Inc. フラッシュメモリ装置のハイブリッドチャージポンプ並びに調節手段及び方法
JP7524498B1 (ja) 2020-01-09 2024-07-29 スカイワークス ソリューションズ,インコーポレイテッド フロントエンドシステム、パッケージ状モジュール及びチャージポンプ

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2020195279A (ja) * 2013-03-15 2020-12-03 シリコン ストーリッジ テクノロージー インコーポレイテッドSilicon Storage Technology, Inc. フラッシュメモリ装置のハイブリッドチャージポンプ並びに調節手段及び方法
JP7053723B2 (ja) 2013-03-15 2022-04-12 シリコン ストーリッジ テクノロージー インコーポレイテッド フラッシュメモリ装置のハイブリッドチャージポンプ並びに調節手段及び方法
WO2015115783A1 (en) * 2014-02-03 2015-08-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Charging circuit and electronic device having the same
US10135274B2 (en) 2014-02-03 2018-11-20 Samsung Electronics Co., Ltd. Charging circuit and electronic device having the same
JP2015192496A (ja) * 2014-03-27 2015-11-02 新日本無線株式会社 チャージポンプ回路
FR3068187A1 (fr) * 2017-06-23 2018-12-28 Stmicroelectronics Sa Circuit a pompe de charges negative
US10476383B2 (en) 2017-06-23 2019-11-12 Stmicroelectronics Sa Negative charge pump circuit
JP7524498B1 (ja) 2020-01-09 2024-07-29 スカイワークス ソリューションズ,インコーポレイテッド フロントエンドシステム、パッケージ状モジュール及びチャージポンプ

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4921106B2 (ja) バッファ回路
JP5877074B2 (ja) コンパレータ、それを用いたオシレータ、dc/dcコンバータの制御回路、dc/dcコンバータ、電子機器
JP5744871B2 (ja) 高効率安定化チャージポンプ
JP4103468B2 (ja) 差動回路と増幅回路及び該増幅回路を用いた表示装置
TWI387190B (zh) 調節輸出信號之方法及其電路
JP6106390B2 (ja) スイッチングレギュレータおよびその制御回路、制御方法、ならびに電子機器
US20120019502A1 (en) Source driver for a liquid crystal display device and liquid crystal display device using the same
JP2011223829A (ja) 負電圧チャージポンプ回路の制御回路および負電圧チャージポンプ回路、ならびにそれらを用いた電子機器およびオーディオシステム
US9525334B2 (en) Control circuit with multiple feedback loops and switching power supply thereof
JP2012253854A (ja) 電源装置、制御回路、電子機器及び電源の制御方法
JP2004140487A (ja) バッファ回路及びドライバic
JP3781924B2 (ja) 電源回路
JP2010017013A (ja) チャージポンプ回路
JP2010130136A (ja) オーディオ信号処理回路およびチャージポンプ回路の制御方法
JP2012075092A (ja) 発振回路およびそれを用いた半導体装置
JP2011152014A (ja) Dc/dcコンバータ回路
US6940985B2 (en) Shock sound prevention circuit
CN111211749B (zh) 功率放大装置以及音频装置
JP2008046358A (ja) 液晶表示装置の駆動回路及び駆動装置
JP5469967B2 (ja) オーディオシステム
US8786162B2 (en) Device for driving a piezoelectric element
US20050035811A1 (en) Apparatus for controlling a boosted voltage and method of controlling a boosted voltage
JP2010130135A (ja) オーディオ信号処理回路およびチャージポンプ回路の制御方法
JP2014057476A (ja) スイッチングレギュレータおよびその制御回路、ならびに電子機器
JP2004318339A (ja) ドロッパ型レギュレータ及びそれを用いた電源装置