JP2010093893A - タップインダクタコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】従来のアクティブクランプ方式のタップインダクタコンバータに比べて、出力電圧の制御が容易で、高効率、低ノイズのタップインダクタコンバータを提供する。
【解決手段】入力電源Ｖｉと負荷Ｒの間に、主スイッチＳｍ、整流素子Ｄｓｒ、１次及び２次の巻線を巻いた磁性体Ｔｒｓ、出力平滑コンデンサＣｏと、を含むタップインダクタコンバータにおいて、補助スイッチＳｃと補助コンデンサＣｃを追加し、補助スイッチＳｃを主スイッチＳｍがオンになる少し前の期間だけオンにする。また、補助スイッチＳｃがオンの期間に、補助コンデンサＣｃとタップインダクタの漏れインダクタ成分を電流共振させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源に関し、特に、大幅な電圧変換率を高い電力効率で得られるタップインダクタコンバータに関する。

マイクロプロセッサにおいて、高クロック周波数、高集積、低消費電力を実現させるには、駆動電圧を下げる必要がある。例えば、パソコンのＣＰＵでは、1997年は1.8Vで駆動していたのに対し、2007年では、1.0Vで駆動している。これに対し、マイクロプロセッサ用電源の入力電圧は、パソコンでは12V、産業応用機器では24Vが利用されており、これらの高い電圧から1V程度へ大幅に降圧する電源が必要となる。

低電圧出力を作る場合には、一般的に、図１９に示す降圧形コンバータが用いられている。しかし、降圧形コンバータは、降圧比が大きくなるに連れて電力効率が悪くなるため、大幅に降圧する用途には不向きである。

そこで、大幅な電圧変換率を得るために、図２０に示す様なタップインダクタコンバータが提案されている。このコンバータは、従来の降圧形コンバータの持つインダクタに中間タップを設けたもので、１次巻線n₁と２次巻線n₂の巻数比に比例して大幅な電圧変換率を得ることが出来る。

ただし、タップインダクタコンバータは、タップインダクタの漏れインダクタンスの影響により、主スイッチ（メインスイッチ）S_mに過大なスイッチングサージが発生するため、このサージを取り除く対策が必要となる。しかし、ＲＣスナバ回路など、熱損失としてサージエネルギーを捨てる方法では、電力効率を悪くするため問題がある。

そこで、損失を伴わない方法として、米国特許6,429,628、米国特許6,512,352、米国特許6,094,038に記載されたアクティブクランプ方式が提案されている。図１にその一例を示す。この方式は、１次巻線n₁と並列に補助コンデンサ（クランプコンデンサ）C_cと補助スイッチ（クランプスイッチ）S_cを接続し、主スイッチS_mと補助スイッチS_cを交互にオン・オフさせる。なお、ダイオードD_ScとD_SRは、補助スイッチS_cと同期整流スイッチS_mのボディーダイオードである。これにより、補助スイッチS_cがオンの期間中に、サージエネルギーが一端補助コンデンサC_cで吸収され、その後、このエネルギーは入力電源V_iもしくは負荷Rへ回生されるため、原理的には電力損失が発生しない。

しかしながら、タップインダクタコンバータにアクティブクランプ方式を利用した場合、タップインダクタの漏れインダクタンスの影響によりコンバータの伝達特性が４次系となってしまうため、出力電圧の制御が難しくなるという問題があった。
また、整流素子を流れる電流波形がのこぎり波状となり、電流が最大値になったところでスイッチングするため、整流素子でのスイッチング損失やスイッチングサージが増加するという問題もあった。

本発明は、上記のような従来技術の問題点を鑑みて、出力電圧制御が容易で、高効率、低ノイズのタップインダクタコンバータを提供しようとするものである。

本発明は、入力電源と負荷の間に、主スイッチ（メインスイッチ）、整流素子、１次及び２次の巻線を巻いた磁性体、出力平滑コンデンサとを設けて直流電圧を異なった直流電圧に変換するタップインダクタコンバータにおいて、補助スイッチ（クランプスイッチ）と補助コンデンサ（クランプコンデンサ）からなる直列回路を、図1等に示すように１次の巻線と並列に設け又は図１３等に示すように主スイッチと並列に設け、或いは図１４等に示すように主スイッチと1次巻線との中点とグランドとの間に設け、前記補助スイッチと並列に補助ダイオードを接続し、前記補助スイッチを主スイッチがオンになる時点から所定時間前迄の間だけオンにすることによって、コンバータの伝達特性を悪化させることなく、主スイッチのスイッチングサージを除去することを特徴とするタップインダクタコンバータである。

また本発明は、前記補助ダイオードの代わりに、補助スイッチのボディーダイオードを利用したことを特徴としている。

更に本発明は、前記補助スイッチがオンの期間に、補助コンデンサとタップインダクタの漏れインダクタ成分を電流共振させることを特徴とする。

上記のように構成された本発明のタップインダクタコンバータは、従来のアクティブクランプ方式タップインダクタコンバータと同様に、主スイッチのスイッチングサージを低減できるだけでなく、出力電圧制御の安定度が高いので、負荷応答特性の改善、出力平滑コンデンサの小型化が可能となる。また、補助コンデンサとタップインダクタの漏れインダクタ成分を電流共振させることでスイッチング損失やスイッチングサージが低減できるので、高周波スイッチングにおいても高い電力効率が得られる。

以下、添付図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態を詳細に説明する。

図１に本発明のタップインダクタコンバータの実施例１を示す。図１において、アクティブクランプ方式タップインダクタコンバータは、基本回路として、入力電源V_iと、負荷R間に、１次巻線n₁と主スイッチS_mと、整流素子である同期整流スイッチS_R及び２次巻線n₂と、出力平滑コンデンサC_oを順次有し、この基本回路に少なくとも前記補助コンデンサC_cに補助スイッチS_cを接続した直列回路を前記１次巻線n₁と並列に設ける。前記１次巻線n₁と２次巻線n₂は磁性体に巻いた所謂タップインダクタTrsである。
補助スイッチS_cと同期整流スイッチS_Rとには、ダイオードD_Sc、D_SRを各々並列接続する。
前記各スイッチ素子がMOSFETの場合には、MOSFETのボディーダイオードを利用できる。

主スイッチS_m、補助スイッチS_c、同期整流スイッチS_Rとしては、MOSFETを使用することができるがこれに限定されるものではなく、その他のスイッチ素子を利用することも可能である。

本実施例１のタップインダクタコンバータの動作を説明するための等価回路を図２に示す。タップインダクタコンバータは、１次巻線n₁と２次巻線n₂を持つ理想トランスT_iと、励磁インダクタL_mと漏れインダクタL_kg、に分けて考える。なお、漏れインダクタ成分は、２次側にも存在するが、これは１次側の漏れインダクタL_kgに含めて動作を説明する。なお、主スイッチS_mのゲート信号をV_Smとし、同期整流スイッチS_Rのゲート信号をV_SRとし、補助スイッチScのゲート信号をV_Scとする。補助コンデンサを流れる電流をi_Cc、２次巻線を流れる電流をi_n2、同期整流スイッチS_Rを流れる電流をi_SRとする。

従来のアクティブクランプ方式では、主スイッチS_mと同期整流スイッチS_Rを交互にオン・オフさせていた。また、整流素子に同期整流スイッチS_Rを用いる場合には、補助スイッチS_cと同期整流スイッチS_Rを同時にオン・オフさせて動かしていた。これに対し、本発明では、図３に示すように、補助スイッチS_cを主スイッチS_mがオフからオンに変わる少し前の期間にだけオンにする。

図４〜８に各スイッチング状態における等価回路を示す。

先ず、期間t₀〜t₁では、図４に示す等価回路のように、主スイッチS_mがオン、同期整流スイッチS_Rと補助スイッチS_cはオフとなっており、入力電源V_i、タップインダクタ、出力平滑コンデンサC_oが連結されている。この際、同期整流スイッチS_Rはオフとなっているので、タップインダクタは、単なるインダクタとして機能する。よって、インダクタ成分L_m、L_kgにエネルギーが蓄積され、タップインダクタの２次巻線電流i_n2は増加する。

期間t₁〜t₂では、図５に示す等価回路のように、主スイッチS_mがオフ、同期整流スイッチS_Rがオンに転換する。補助スイッチS_cは引き続きオフのままである。この間、タップインダクタの２次巻線n₂が出力平滑コンデンサC_oと連結されているので、タップインダクタの励磁インダクタL_mに蓄えられているエネルギーが出力平滑コンデンサC_oへ放出される。同時に、タップインダクタの漏れインダクタL_kgに蓄えられているエネルギーが補助コンデンサCcへ全て放出される。

期間t₂〜t₃では、図６に示す等価回路のように、引き続き、主スイッチS_mと補助スイッチS_cがオフ、同期整流スイッチS_Rがオンであり、タップインダクタの励磁インダクタL_mに蓄えられているエネルギーが出力平滑コンデンサC_oへ放出される。

期間t₃〜t₄では、図７に示す等価回路のように、補助スイッチS_cがオンとなる。なお、主スイッチS_mがオフ、同期整流スイッチS_Rはオンのままである。この間、タップインダクタの１次巻線n₁は補助コンデンサC_cと連結され、タップインダクタの２次巻線n₂は出力平滑コンデンサC_oと連結される。そのため、タップインダクタはトランスとして機能し、補助コンデンサに蓄えられているエネルギーが、巻線n₁、n₂を通して出力平滑コンデンサC_oへ放出される。

期間t₄〜t₅では、図８に示す等価回路のように、主スイッチS_mがオン、同期整流スイッチS_Rと補助スイッチS_cはオフに転換する。この間、タップインダクタの漏れインダクタL_kgに蓄えられているエネルギーは、同期整流スイッチS_RのボディーダイオードD_SRを通して出力V_oと入力電源V_iに回生される。

上記のごとく、本発明のコンバータは、漏れインダクタL_kgのエネルギーが一旦補助コンデンサC_cで吸収され、その後、出力Voと入力電源Viへ放出される。したがって、従来のアクティブクランプ方式タップインダクタコンバータと同様に、主スイッチのスイッチングサージやエネルギー損失を抑制できる。また、従来のアクティブクランプ方式タップインダクタコンバータでは、コンバータの伝達特性が４次系となるのに対し、本発明のコンバータは３次系となるので、出力電圧制御の安定度も高い。

補助スイッチS_cがオンの期間にタップインダクタの漏れインダクタL_kgと補助コンデンサC_cを用いて電流共振させてもよい。この場合、期間t₄〜t₅では、図９に示すように、タップインダクタの漏れインダクタL_kgと補助コンデンサC_cの共振現象により、同期整流スイッチを流れる電流i_SRが一旦増加し、その後、減少に転じる。

同期整流スイッチを流れる電流i_SRが零になった時に、同期整流スイッチS_Rをオフになるように、漏れインダクタL_kgと補助コンデンサC_cとの共振周波数を選べば、同期整流スイッチのボディーダイオード損やスイッチングサージを低減することができる。

実施例１、実施例２のコンバータにおいて、整流素子に図１０に示すようにダイオードDを用いてもよい。実施例２の様に電流共振を用いた場合には、ダイオードのリカバリー損失を減らすことができる。

実施例１から実施例３のコンバータにおいて、１次巻線の接続位置を変更し、主スイッチと２次巻線との間に挿入しても同様の効果が得られる。図１１に図１に示したコンバータを変更した場合の例を示す。

実施例１から実施例４のコンバータにおいて、２次巻線の接続位置を変更し、整流素子と直列に挿入しても、同様の効果が得られる。図１２に図１に示したコンバータを変更した場合の例を示す。

実施例１から実施例５のコンバータにおいて、補助コンデンサと補助スイッチを、主スイッチの両端に接続しても、同様の効果が得られる。図１３に図１に示したコンバータを変更した場合の例を示す。

実施例１から実施例６のコンバータにおいて、補助コンデンサと補助スイッチを、主スイッチと１次巻線の中点とグラウンドとの間に接続しても、同様の効果が得られる。図１４に図１に示したコンバータを変更した場合の例を示す。

スイッチ素子は寄生容量を持つ。そのため、スイッチがオフの期間中に寄生容量に蓄えられていたエネルギーが、スイッチがオンした瞬間に短絡電流として放電され、スイッチングサージと電力損失を生み出す。このスイッチング転換時の問題を解決するために、実施例１から実施例７のコンバータにソフトスイッチングと呼ばれる技術を適用する。当業者には周知の技術であるため、簡単な説明のみを以下に行う。ソフトスイッチングを実現するには、スイッチングの転換時に全スイッチがオフとなる期間（デッドタイム）を設ける。このデッドタイム帰還中に、漏れインダクタを流れる電流が、次にオンさせるスイッチの持つ寄生容量に蓄えられたエネルギーを放電させる。この放電により、スイッチの電圧がゼロまで減圧し、ゼロになった以降も、電流がボディーダイオードを流れてフライホイール状態となるため、0Vを保持し続ける。したがって、このフライホイール中にスイッチをオンにすれば、スイッチング損失やサージが発生しない。

マイクロプロセッサの電源として、複数個のコンバータを並列接続し、多相駆動する方法が、広く用いられている。これにより、出力電圧リップルの低減や出力平滑コンデンサの小型が可能となる。本発明のコンバータにおいても、同じ方法で同じ効果が得られる。この具体的な動作については、当業者には自明であるので省略する。

図１に示した本実施の形態を評価するために、以下の回路パラメータで実験を行った。
V_i : 24V 、V_o : 1 V、C_c : 22nF、C_o : 1.2mF、タップインダクタの１次巻数n₁：5巻、２次巻数n₂：1巻、スイッチング周波数 : 600 kHz。
図１５に主スイッチの電圧波形を示すが、スイッチング転換時にサージ電圧は発生していない。
図１６に本発明のコンバータの１次巻線電流波形を示し、図１７に従来のアクティブクランプ方式タップインダクタコンバータの１次巻線電流波形を示す。実験では、２次巻線電流を測定することが難しいため１次巻線電流波形を測定している。これらの波形からも分かるように、従来のアクティブクランプ方式では、巻線電流波形が三角波状となっており、電流がピークを迎えたところで同期整流スイッチがオフとなるためボディーダイオード損失やスイッチングサージが発生する。これに対し、本発明のコンバータでは、電流共振によって、巻線電流波形が正弦波状に変化し、零付近まで減少したところで同期整流スイッチをオフにすることができる。
図１８に時比率に対する出力電圧の伝達特性を示す。従来のアクティブクランプ方式では、位相が２７０度を越えているのに対して、本発明のコンバータでは、２７０度を越えておらず、３次系の特性が得られている。

以上、本発明のタップインダクタコンバータについて、具体的な実施の形態を示して説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。当業者であれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、上記実施形態におけるタップインダクタコンバータの構成及び機能に様々な変更・改良を加えることが可能である。

本発明は、前記手段とするタップインダクタコンバータによって、マイクロプロセッサ用電源のように、大幅な電圧変換率を高効率に生成する用途に対し、多大な貢献を呈するものである。

実施例１おける回路図である。 実施例１おける回路の動作説明のための等価回路を示す図である。 実施例１おける回路各部の電圧電流波形図である。 実施例１おける回路のt₀〜t₁期間における等価回路を示す図である。 実施例１おける回路のt₁〜t₂期間における等価回路を示す図である。 実施例１おける回路のt₂〜t₃期間における等価回路を示す図である。 実施例１おける回路のt₃〜t₄期間における等価回路を示す図である。 実施例１おける回路のt₄〜t₅期間における等価回路を示す図である。 実施例２おける回路各部の電圧電流波形図である。 実施例２おける回路図である。 実施例３おける回路図である。 実施例４おける回路図である。 実施例５おける回路図である。 実施例６おける回路図である。 図１の回路における、主スイッチS_mのドレイン・ソース間電圧の実験結果を示す図である。 図１の回路における、１次巻線電流の実験結果を示す図である。 図２１の回路における、１次巻線電流の実験結果を示す図である。 図１の回路における、時比率に対する出力電圧の伝達特性を示す図である。 低電圧出力を作る従来の降圧形コンバータ例を示す図である。 降圧比を大きく取るタップインダクタ降圧形コンバータ例を示図である アクティブクランプ方式の一例を示す図である。

符号の説明

V_i 入力電源
S_m 主スイッチ
D、D_Sc、D_SR ダイオード
S_c 補助スイッチ
C_c、 補助コンデンサ
S_R 同期整流スイッチ
C_o 出力平滑コンデンサ
Trs タップインダクタ
n₁ １次巻線
n₂ ２次巻線
T_i 理想トランス
L_m 励磁インダクタ
L_kg 漏れインダクタ
R 負荷
V_o 出力電圧

Claims (3)

1. 入力電源と負荷の間に、主スイッチ、整流素子、１次及び２次の巻線を巻いた磁性体、出力平滑コンデンサとを設けて直流電圧を異なった直流電圧に変換するタップインダクタコンバータにおいて、補助スイッチと補助コンデンサからなる直列回路を、１次の巻線又は主スイッチと並列に設け、或いは主スイッチと1次巻線との中点とグランドとの間に設け、前記補助スイッチと並列に補助ダイオードを接続し、前記補助スイッチを主スイッチがオンになる時点から所定時間前迄の間だけオンにすることによって、コンバータの伝達特性を悪化させることなく、主スイッチのスイッチングサージを除去することを特徴とするタップインダクタコンバータ。
2. 前記補助スイッチの有するボディーダイオードを前記補助ダイオードの代わりに利用し、部品点数を減らしたことを特徴とする前記請求項１に記載のタップインダクタコンバータ。
3. 前記補助スイッチがオンの期間に、補助コンデンサとタップインダクタの漏れインダクタ成分を電流共振させることを特徴とする前記請求項１、請求項２に記載のタップインダクタコンバータ。

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