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JP2009540762A - パルス整形およびプログラマブル周波数シンセサイザを備えたｓａｗデバイスを利用するｒｆモデム - Google Patents

パルス整形およびプログラマブル周波数シンセサイザを備えたｓａｗデバイスを利用するｒｆモデム Download PDF

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Abstract

アナログおよびデジタルパルス変調を送信および受信するための、双方向直接シーケンススペクトル拡散半二重ＲＦモデムが提供される。そのモデムは、送信器および受信器の拡散および逆拡散機能を行うためにＳＡＷベースの相関器を組み込む。プログラマブル周波数シンセサイザは、局部発振器（ＬＯ）、ＩＦ質問パルスおよびクロック信号を含むモデムにおける種々の信号について周波数源を提供する。アップコンバータ／ダウンコンバータは、所望の周波数帯域への周波数変換を提供する。パルスゲーティングおよび質問パルス整形は、送信された拡散パルスのスペクトル側波帯を低減する。ＲＦモデムは、アナログまたはデジタルパルス送信器および受信器として作動し、そしてＯＯＫ、ＰＷＭ、ＰＰＭのようなデータ通信システムにおいて利用可能である。

Description

本発明は、概して無線周波数（ＲＦ）モデムに関し、さらに詳しくは、周波数アジリティをモデムに提供するためにパルス整形回路およびプログラマブル周波数シンセサイザを組み込んだＳＡＷベースのスペクトル拡散ＲＦモデムに関する。
コンピュータの使用が急速に増加し続けるにつれて、ワイヤレス接続を介して接続される周辺装置とシステムの需要が増加し続けている。セキュリティアラーム、ネットワーキング、データ通信、電話およびコンピュータセキュリティなどの分野で、ワイヤレスアプリケーションの数は現在非常に高い速度で増加している。
ワイヤレス通信は現在、超音波、ＩＲ、およびＲＦなど多くの形態を取ることができる。ＲＦワイヤレス通信で一般的に用いられる通信技術はスペクトル拡散である。スペクトル拡散通信は、送信される情報を伝送するのに必要な最小帯域幅よりかなり広い周波数帯域に伝送信号を拡散する通信技術である。信号拡散の結果、スペクトル拡散システムは干渉およびジャミングに対する感受性を低下し、こうして高レベルのデータ完全性およびセキュリティを可能にしてきた。さらに、信号拡散プロセスは伝送電力を広い帯域に拡散するので、その帯域幅内の任意の周波数における電力レベルはかなり低下し、よって他の無線装置への干渉が低下する。
スペクトル拡散通信システムは一般的に直接シーケンス（ＤＳ）型、周波数ホッピング（ＦＨ）型、またはＤＳとＦＨを組み合わせたこれら２つのハイブリッドである。直接シーケンススペクトル拡散通信では、データ信号を擬似ランダムチップコードで変調して、周波数スペクトルが広い帯域に拡散された伝送信号を生成する。伝送信号は低いスペクトル密度を持ち、コードシーケンスを欠く受信器にはノイズのように見える。こうしてスペクトル拡散通信は、伝送データに対するセキュリティの増強と、同一環境で作動する他の送信器および受信器との干渉の低下をもたらす。
スペクトル拡散通信システムにおける送信器の役割は、伝送されるデータに従って信号を拡散することである。伝送される各ビットまたはビットの組が、元のデータよりずっと広い帯域幅を有する複数のチップに変換される。拡散は、そのシステムに選択されたコードシーケンスに従って実行される。
受信器の役割は、元のデータ信号を復元するために、スペクトル拡散された信号を逆拡散する。直接スペクトル拡散では、信号の逆拡散は、送信器が情報を送信するために使用した擬似ノイズコードと合致する基準コードに受信信号を相関させることによって達成される。逆拡散の結果、干渉信号も拡散される。干渉信号は一般的に、容易に対処できる周期的ノイズというよりむしろ擬似ランダムノイズを含む。
スペクトル拡散相関の１つの技術は、受信信号をデジタルマッチングフィルタに入力する前にデジタル形式に変換することである。他のスペクトル拡散相関技術は、表面弾性波（ＳＡＷ）デバイスを利用して、受信したスペクトル拡散信号に相関を実行するものである。０．５ｍｍの厚さを有する石英ウェハに構成されたＳＡＷデバイスは、自由表面上の弾性波の伝搬を可能にする。ＳＡＷデバイスは、圧電変換器を介して電気信号を弾性波に変換したり元に戻すように機能する。
ＳＡＷデバイスは、一般的に広い帯域で作動することができるので、スペクトル拡散相関器をはじめ、様々な用途に有用である。ＳＡＷ相関デバイスは、ＲＦ信号の位相の相関を介して特定のシーケンスのコードチップ（動作上、デジタルマッチングフィルタ相関器と同様の）を認識するように構成された受動部品である。ＳＡＷ相関器は遅延線マッチングフィルタと同様に機能する。それは、いつでも各素子が単チップの受信信号に対応するように、伝送コードクロックの周期に等しい遅延期間を各々が有する多くの遅延素子から成る。
受信信号がＳＡＷデバイスを伝搬するにつれて、各素子の位相構造が伝搬する波と同相で、または位相をずらして加算される。全ての素子の出力を加算して、全相関値で最大に達することができる。全ての素子の位相構造が伝搬する波の位相に合致するときに、最大和すなわち相関が達成される。
ＳＡＷデバイスは本来固定デバイスであるので、ＳＡＷ相関器は通常製造時に、単一の予め定められたチップコードシーケンスにマッチングするようにプログラムされる。ＳＡＷデバイスの移相構造は製造中に、各素子に配置されたトランスデューサを介して、基本的位相マッチングを生じるようにプログラムされ、製造後には変更することができず、よって単一コードシーケンスとの相関が可能になる。
拡散および逆拡散機能のためにＳＡＷ技術を使用する先行技術のＳＡＷベースのトランシーバは大部分が、固定された単一の中心周波数に基づいている。そのような固定単一周波数システムの利点は、比較的単純明快であり、実現が容易であり、かつかなり迅速な起動時間が可能なことである。しかし、そのようなシステムの主な欠点は、送信周波数が固定されていることである。したがって、トランシーバは、単一の動作チャネルをもたらす１つの周波数だけでの操作に限定された。単一のチャネルだけでの操作は、ＲＦ伝送で混雑する領域に幾つかの課題を課す。他人が単一の動作チャネルを占有する場合、干渉は避けられず、チャネル遮断の潜在的可能性がある。極端な場合、代替周波数チャネルへのホッピングが不可能であることは、潜在的にワイヤレス通信リンク全体を不能にすることがあり得る。
したがって、周波数アジリティを有し、実現が簡単であり、かつ低コストで小型に構築することができる、直接シーケンススペクトル拡散技術を利用するＲＦモデムを有することが望ましい。また、そのようなＲＦモデムは、送信器相関器および受信器相関器のためにＳＡＷデバイスを利用することが望ましい。
本発明は、周波数アジリティをもたらすためにプログラマブル周波数シンセサイザを組み込んだ、双方向直接シーケンススペクトル拡散半二重ＲＦモデムである。ＲＦモデムは、多くのタイプのアナログおよびデジタルパルス変調を送信および受信するために、適用することができる。ＲＦモデムは多くの周波数範囲で動作するように適合させることができるが、本書では、２４００〜２４８３．５ＭＨｚの産業科学医療用（ＩＳＭ）帯域の周波数で動作するように適合された実施例を提示する。加えて、本発明のＲＦモデムを利用して種々のタイプのデータ通信システムを構築する実施例を提供する。
本発明の重要な特徴は、モノリシック基板上に製作された表面弾性波（ＳＡＷ）デバイスをＲＦモデムに組み込むことである。ＳＡＷデバイスは、モデムの送信部および受信部の両方で使用される相関器を形成するために使用される。本発明の他の重要な特徴は、周波数アジリティを提供するためにプログラマブル周波数シンセサイザを使用すること、製造が比較的容易であること、およびモデムによる電力消費量が非常に低いことを含む。
ＲＦモデムは、パルス送信器および受信器として作動するように構成される。それは、多くの異なる種類のデータ通信システムで使用するのに充分に汎用的であるという意味で一般的であるように構成され、そのうちの幾つかの例を以下に提示する。ＲＦモデムは、ＩＳＯ ＯＳＩ通信スタックなどの階層化通信システムで、物理（ＰＨＹ）層として使用することができる。一例として、パルス送信器ＲＦモデムは、オン／オフキーイング（ＯＯＫ）、パルス幅変調（ＰＷＭ）、パルス位置変調（ＰＰＭ）、またはその他の型のアナログまたはデジタルパルス変調を含むが、それらに限定されない様々な変調方式を実現するために使用することができる。
第１の実施形態では、モデムの送受信部は、プログラマブル周波数シンセサイザの出力を利用する。コントローラによって出力される周波数制御信号は、ＬＯ周波数および対応するＲＦ出力周波数を決定する。シンセサイザの出力は、送信されるデータに従ってオンおよびオフの切替えが行なわれる。ＬＯ信号、ＩＦ質問パルス、およびクロック信号が、周波数シンセサイザの出力から生成される。質問パルスは、拡散波形シーケンスを出力するように機能するＳＡＷ相関器に入力される。拡散シーケンスは、アンテナを介して送信される前に、アップコンバートされ、かつ増幅される。
受信器で、アンテナから受信された信号は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）によって増幅される。増幅された信号はダウンコンバートされ、次いでマッチングフィルタ／相関器に入力され、そこで拡散シーケンスとの一致が検出される。一致が検出されると、元のパルスを表わす逆拡散パルスが出力される。相関器の出力は、線形または非線形のいずれかの方式で受信信号のエンベロープを検出するように機能する、ピーク検出器に入力される。動的基準信号が生成され、バイナリ出力データ信号を生成するために使用されるしきい値を偏倚させるために使用される。
本発明のＲＦモデムの出力電力ＰＴおよび処理利得は、特定の用途に従って構成することができる。合わせて、実効出力電力ＰＴＥＦＦは３０ｄＢｍのオーダーであってよい。本発明に従って構築される、本書に提示する例示的ＲＦモデムにより達成可能な最高パルスレートは、約８Ｍｐｐｓである。
ＲＦモデムは、周波数シンセサイザから出力されるＬＯ信号を用いて、拡散パルスをより高い周波数帯域へ／から変換するように機能する、アップコンバータ／ダウンコンバータを含む。加えて、送信パルスの周波数スペクトルを狭めるために、幾つかの技術が使用される。質問パルス整形回路は、ＳＡＷデバイスに入力される質問パルスの輪郭を平滑化するように働く。加えて、ＳＡＷフィルタの構造は、拡散波形の遷移および不連続性を平滑化するように適合される。さらに、パルスゲート回路は、ＳＡＷフィルタによって生じるＲＦ漏洩を低減するように機能する。
第２実施形態では、各々が他の全ての関数と直交する固有の関数（すなわちコード）で構成された複数の相関器、すなわち相互にほぼ零の相互相関を有する複数の相関器を使用することによって、送信ビットレートが増大される。ホストは、Ｎ個のデータ入力および出力ラインを提供するように適合される。各相関器はそれ自体のデータ入力および出力信号ラインを有する。発振器信号は、全ての相関器に共通する周波数シンセサイザによって発生する。ＲＦパワースプリッタ／コンバイナは、Ｎ個の送信信号を合成して、アップコンバートされる合成送信信号を形成するように、かつ受信合成信号を、複数の受信信号に分割され次いで各相関器に供給される前に、ダウンコンバートするように機能する。
本発明のＲＦモデムは、次の理由から実現が比較的安価であるという利点を有する。（１）要求されるシリコンおよびＳＡＷ相関器デバイス両方のサイズが比較的小さく、結果として安価な製造および高い歩留まりがもたらされる。（２）高い歩留まりのみならず、デバイスの単純さも、コンポーネントの比較的簡単な検査をもたらす。（３）結果として得られるダイのサイズは、標準的な安価なパッケージングを可能にする。
直接シーケンススペクトル拡散技術の使用は、以下を含む多くの利点をもたらす。（１）モデムは、パルスの送受信には非常に望ましい、非常に狭いパルスを送受信するように適合される。（２）固有の耐干渉性。（３）帯域外雑音を除去する固有のフィルタリング。（４）帯域内雑音の固有の拡散。（５）通信に利用可能な高いダイナミックレンジ。（６）発振器の高速起動時間からもたらされる電力の節約。
加えて、本発明のＲＦモデムは、アップコンバータ／ダウンコンバータを介して任意の所望の周波数帯域で動作することができ、帯域外ＲＦエネルギーを著しく低減する回路構成を備える。さらなる利点は、干渉が発生した場合に、または他の理由からＲＦモデムが１つのチャネルから別のチャネルにホッピングすることを可能にする、周波数アジリティである。
本書に記載する本発明の一部の態様は、ファームウェアとして埋め込まれたデバイスで実行されるソフトウェアオブジェクトとして、ＷｉｎＣＥ、Ｓｙｍｂｉａｎ、ＯＳＥ、Ｅｍｂｅｄｄｅｄ ＬＩＮＵＸ等の実時間オペレーティングシステム、またはＷｉｎｄｏｗｓ（登録商標）、ＵＮＩＸ（登録商標）、ＬＩＮＵＸ等の非実時間オペレーティングシステムが作動するデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、マイクロコンピュータ、ミニコンピュータ、マイクロプロセッサ等の埋込み式または非埋込み式コンピュータシステムのいずれかにソフトウェアアプリケーションの一部として実行されるソフトウェアオブジェクトとして、または特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）もしくはフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）に具現されるソフトコア実現ＨＤＬ回路として、または機能的に同等の個別ハードウェアコンポーネントとして、構築され得ることに注目されたい。
したがって、本発明では、周波数制御信号に従って決定される周波数で質問パルスおよび局部発振器（ＬＯ）信号を発生するように適合されたプログラマブル周波数シンセサイザと、質問パルスから整形パルスを発生するように適合されたパルス発生器であって、整形パルスの輪郭を生成するように適合された第１パルス整形回路を含むパルス発生器と、整形されたパルスを拡散コードシーケンス波形により拡散して、拡散整形パルスを発生するように適合されたパルススプレッダと、拡散整形パルスをＬＯ周波数を有する局部発振器（ＬＯ）信号と混合して、ＲＦ周波数のスペクトル拡散送信信号を発生するためのアップコンバータを含む送信器回路と、受信信号をＬＯ信号と混合して、ＩＦ周波数の受信拡散パルスを発生するためのダウンコンバータを含む受信器回路と、コードシーケンスに従って受信拡散パルスを逆拡散して、相関器信号を発生するように適合された相関器と、相関器信号に応答して出力信号を生成するように適合された検出器とを備えた直接シーケンススペクトル拡散無線周波数（ＲＦ）モデムを提供する。
また、本発明では、直接シーケンススペクトル拡散信号を変調および復調する方法であって、周波数制御信号に従って決定される質問パルスおよび局部発振器（ＬＯ）信号を発生する工程と、質問パルスからパルスの輪郭が整形された整形パルスを発生する工程と、整形パルスを拡散コードシーケンス波形により拡散し、そこから拡散パルスを発生する工程と、拡散パルスをＬＯ周波数を有する局部発振器（ＬＯ）信号と混合して、そこからＲＦ周波数のスペクトル拡散送信信号を発生する工程と、受信信号をＬＯ発振器信号と混合し、そこからＩＦ周波数の受信拡散パルスを発生する工程と、コードシーケンスに従ってスペクトル拡散送信信号を逆拡散して、そこから相関器信号を発生する工程と、相関器信号に応答して出力信号を検出する工程とを含む方法も提供する。
さらに、本発明では、送信される入力データに従って固定期間データ入力信号を発生するための入力回路、ならびに周波数制御信号に従って決定される周波数で質問パルスおよび局部発振器（ＬＯ）信号を発生するように適合されたプログラマブル周波数シンセサイザと、ＩＦ周波数を有する質問パルスからのデータ入力信号に応答して整形パルスを発生するように適合されたパルス発生器であって、整形パルスの輪郭を整形するように適合された第１パルス整形回路を含むパルス発生器と、整形パルスを拡散コードシーケンス波形により拡散して、拡散パルスを発生するように適合されたパルススプレッダと、拡散パルスをＬＯ周波数を有する局部発振器（ＬＯ）信号と混合して、ＲＦ周波数のスペクトル拡散送信信号を発生するためのアップコンバータを含む送信器回路と、受信信号をＬＯ発振器信号と混合して、ＩＦ周波数の受信拡散パルスを発生するためのダウンコンバータを含む受信器回路と、コードシーケンスに従ってスペクトル拡散送信信号を逆拡散して、相関器信号を発生するように適合された相関器と、相関器信号に応答してデータ出力信号を発生するように適合された検出器とを含むＲＦモデムを備えた、オン／オフキーイング（ＯＯＫ）直接シーケンススペクトル拡散無線周波数（ＲＦ）トランシーバを提供する。
本発明ではまた、送信されるアナログ入力信号に従ってパルス幅変調データ入力信号を発生するための入力回路、周波数制御信号に従って決定される周波数で質問パルスおよび局部発振器（ＬＯ）信号を発生するように適合されたプログラマブル周波数シンセサイザと、ＩＦ周波数を有する質問パルスからのデータ入力信号に応答して整形パルスを発生するように適合されたパルス発生器であって、整形パルスの輪郭を整形するように適合された第１パルス整形回路を含むパルス発生器と、整形パルスを拡散コードシーケンス波形により拡散して、拡散パルスを発生するように適合されたパルススプレッダと、拡散パルスをＬＯ周波数を有する局部発振器（ＬＯ）信号と混合して、ＲＦ周波数のスペクトル拡散送信信号を発生するためのアップコンバータを含む送信器回路と、受信信号をＬＯ発振器信号と混合して、ＩＦ周波数の受信拡散パルスを発生するためのダウンコンバータを含む受信器回路と、コードシーケンスに従ってスペクトル拡散送信信号を逆拡散して、相関器信号を発生するように適合された相関器と、相関器信号に応答して出力信号を発生するように適合された検出器とを含むＲＦモデム、ならびに、出力信号を積分してそこからアナログ出力信号を発生するように動作する出力回路を備えた、パルス幅変調（ＰＷＭ）直接シーケンススペクトル拡散無線周波数（ＲＦ）トランシーバも提供する。
本発明ではさらに、送信されるアナログ入力信号に従ってパルス位置変調データ入力信号を発生するための入力回路、周波数制御信号に従って決定される周波数で質問パルスおよび局部発振器（ＬＯ）信号を発生するように適合されたプログラマブル周波数シンセサイザと、ＩＦ周波数を有する質問パルスからのデータ入力信号に応答して整形パルスを発生するように適合されたパルス発生器であって、整形パルスの輪郭を整形するように適合された第１パルス整形回路を含むパルス発生器と、整形パルスを拡散コードシーケンス波形により拡散して、拡散パルスを発生するように適合されたパルススプレッダと、拡散パルスをＬＯ周波数を有する局部発振器（ＬＯ）信号と混合して、ＲＦ周波数のスペクトル拡散送信信号を発生するためのアップコンバータを含む送信器回路と、受信信号をＬＯ発振器信号と混合して、ＩＦ周波数の受信拡散パルスを発生するためのダウンコンバータを含む受信器回路と、コードシーケンスに従ってスペクトル拡散送信信号を逆拡散して、相関器信号を発生するように適合された相関器と、相関器信号に応答して出力信号を発生するように適合された検出器とを含むＲＦモデム、ならびにランプ関数に照らして出力信号を二値化し、そこからアナログ出力信号を発生するように動作する出力回路を備えた、パルス位置変調（ＰＰＭ）直接シーケンススペクトル拡散無線周波数（ＲＦ）トランシーバを提供する。
本発明ではまた、周波数制御信号に従って決定される周波数で質問パルスおよび局部発振器（ＬＯ）信号を発生するように動作するプログラマブル周波数シンセサイザと、複数Ｎ個の送受信回路であって、各々が、整形パルスの輪郭を整形するように適合された第１パルス整形回路を含み、質問パルスから整形パルスを発生するように適合されたパルス発生器と、整形パルスを拡散コードシーケンス波形により拡散して拡散パルスを発生するように適合されたパルススプレッダと、コードシーケンスに従って拡散パルス信号を逆拡散して相関器信号を発生するように適合された相関器と、相関器信号に応答して出力信号を発生するように適合された検出器とを含む送受信回路において、各送受信回路の相関器が他の相関器の関数と略直交する固有の関数を持つように構成される送受信回路と、Ｎ個の送受信回路によって発生するＮ個の拡散パルス信号を合成し、合成送信信号として送信するための手段と、拡散パルスをＬＯ信号と混合してＲＦ周波数のスペクトル拡散送信信号を発生するためのアップコンバータを含む送信器回路と、合成送信信号を受信してＮ個の受信信号に分割するための手段と、受信信号をＬＯ信号と混合してＩＦ周波数の受信拡散パルスを発生するためのダウンコンバータを含む受信器回路とを備え、Ｎが正の整数である、直接シーケンススペクトル拡散無線周波数（ＲＦ）モデムも提供する。
本発明について本書で、単なる例として添付の図面を参照しながら説明する。
本発明に従って構築されたＳＡＷベースの相関器およびプログラマブル周波数シンセサイザを組み込んだＲＦモデムの第１実施形態を示すブロック図である。 ＲＦモデムのパルス発生器回路をより詳細に示すブロック図である。 パルス発生器回路の信号の波形トレースを示す図である。 表面弾性波（ＳＡＷ）相関器を示すパターン図である。 本書に提示する例示的相関器の測定Ｓ２１パラメータ周波数応答を示すグラフである。 本発明の相関器の時間領域インパルス応答を示すグラフである。 本発明のＳＡＷ相関器デバイスの自己相関を示すグラフである。 本発明の例示的周波数シンセサイザをより詳細に示すブロック図である。 様々なチャネルに対し周波数シンセサイザによって生成される周波数を示す表である。 本発明の９つの周波数チャネルのスペクトル画像を示すグラフである。 質問信号パルスの時間領域表現を表わすグラフである。 ＲＦモデムのＴＸ回路をより詳細に示すブロック図である。 ＴＸ回路の信号の波形トレースを示す図である。 ＲＦモデムのＲＸフロントエンド回路をより詳細に示すブロック図である。 ピーク検出器および決定回路を含むＲＦモデムの受信回路をより詳細に示すブロック図である。 本発明のＲＦモデムの一般状態機械の動作を示す状態図である。 一般状態機械の送信状態機械部の動作をより詳細に示す状態図である。 一般状態機械の受信状態機械部の動作をより詳細に示す状態図である。 本発明のＲＦモデムを使用して構築されたＯＯＫ通信システムを示すブロック図である。 本発明のＲＦモデムを使用して構築されたＰＷＭ通信システムを示すブロック図である。 ＰＷＭトランシーバの幾つかの信号波形を示す図である。 本発明のＲＦモデムを使用して構築されたＰＰＭ通信システムを示すブロック図である。 ＰＰＭトランシーバの幾つかの信号波形を示す図である。 複数の相関器を含む本発明のＲＦモデムの第２実施形態を示すブロック図である。 図２４のＲＦモデムのＴＸ／ＲＸ回路をより詳細に示すブロック図である。
本書で使用される記号
以下の記号は、本書全体で使用される。
Figure 2009540762
発明の詳細な説明
本発明は双方向直接シーケンススペクトル拡散半二重ＲＦモデムである。ＲＦモデムは、多くの種類のアナログおよびデジタルパルス変調を送受信するために適用することができる。２．４ＧＨｚの産業・科学・医療（ＩＳＭ）バンドの周波数内のＲＦ周波数で作動するように意図された中核的ＲＦモデム回路機構を含む第１実施形態を提供する。結果として得られた拡散パルスを所望の周波数帯域に変換するために、アップコンバータ／ダウンコンバータが使用される。ＲＦモデムは多くの周波数範囲で作動するように採用させることができるが、ここでは、２．４ＧＨｚのＩＳＭバンドの周波数内で作動するように構成された第１実施形態の例を提示する。しかし、当業者が本発明の原理を適用して他の作動周波数をも有するＲＦモデムを構成することができるように、本発明をここに示すそのような実施形態例に限定するつもりは無い。
加えて、複数のパルススプレッダ（すなわち相関器）を組合せて使用してデータレートを増大する第２実施形態を提示する。加えて、本発明のＲＦモデムを利用して、ＯＯＫ、ＰＷＭおよびＰＰＭ通信システムなど、様々な種類のデータ通信システムを構成する、幾つかの適用例を提供する。
本発明のＲＦモデムの幾つかの主要な特徴は、（１）モデムの送信器および受信器部分の相関器を形成するために使用される、単一モノリシック基板上に組み立てられた表面弾性波（ＳＡＷ）デバイスのＲＦモデムへの組み込み、（２）モデムによる非常に低い量の消費電力、（３）動作中に非常に狭いパルスを受信する結果として得られるＳＮＲの改善、および（４）厳しい干渉の存在下で利用可能な周波数アジリティをＲＦモデムに提供するためのプログラマブル周波数シンセサイザの使用である。
加えて、ＲＦモデムは、所望の周波数帯域外の伝送パルスのＲＦエネルギーを低減する回路機構を組み込む。ＳＡＷデバイスに入力される質問パルスの形状を平滑化するように機能する質問パルス成形回路が使用される。加えて、ＳＡＷ相関器の構造は、拡散波形の遷移および不連続性を平滑化するように採用される。さらに、パルスゲーティング回路は、ＳＡＷ相関器によって発生するＲＦ漏れを低減するように機能する。
第１実施形態 ＲＦモデム
本発明に従って構築されたＳＡＷベースの相関器およびプログラマブル周波数シンセサイザを組み込んだＲＦモデムの第１実施形態を示すブロック図を図１に示す。概して１０で示されるＲＦモデムは、送信回路構成および受信回路構成を含む。モデムの一部分、すなわちＳＡＷ相関器デバイスは、送信器および受信器の両方に共用される。シングル幅矢印は制御信号またはシングルエンド信号のいずれかを表わすことに注目されたい。ダブル幅矢印は差分信号を表わす。
ＲＦモデム１０は、周波数アジリティを備えたパルス送受信器として動作するように構築される。それは、以下に幾つかの例を提示する多くの異なるタイプのデータ通信システムに使用するのに充分に多才であるので、汎用性となるように適合される。ＲＦモデムは、ＩＳＯ ＯＳＩ通信スタック等の階層的通信システムで、物理（ＰＨＹ）層として使用することができる。
例として、パルストランシーバＲＦモデム１０は、オン／オフキーイング（ＯＯＫ）、パルス幅変調（ＰＷＭ）、パルス位置変調（ＰＰＭ）、または他のタイプのパルス変調等の、様々なタイプの通信システムを構築するために使用することができる。当業者は、本発明のＲＦモデムを適用して、他のタイプのパルス変調ベースの通信システムも構築することができることに注目されたい。送信経路はホスト１２、コントローラ１４、周波数シンセサイザ４４、パルス発生器／整形器２０、マッチングネットワーク２２、２６、ＳＡＷ相関器２４、ＴＸ／ＲＸスイッチ２８、ＴＸ回路３０、アンテナＩ／Ｆ３２、およびアンテナ３４を含む。受信経路はアンテナ３４、アンテナＩ／Ｆ３２、ＲＸフロントエンド３６、ＴＸ／ＲＸスイッチ３６、マッチングネットワーク２６、４２、ＳＡＷ相関器２４、受信回路１８、コントローラ１４、およびホスト１２を含む。ＲＦモデムの送信経路について最初に説明し、その後に受信経路を説明する。
モデムによって送信されるデータは、ホスト１２によって提供され、コントローラ１４に入力される。コントローラは、モデムで使用されるタイミングおよび制御信号を発生する回路構成を含み、メモリ１６を利用する。コントローラはまた、ホストデバイスにインタフェースも提供する。本書に提示する例示的モデムでは、コントローラは状態機械として実現される。しかし、当業者は、本発明の範囲から逸脱することなく、多くの他の仕方でコントローラを構築することができることに注目されたい。
ホストは、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、ＰＣ、または他のデータコンピューティング手段等の任意の適切なデジタルデータ源を含むことができる。ホストのデータレート出力は、送信器がサポートできる任意のレートであり得る。本書に記載する例示的モデムでは、本書に提示する例示的モデムにおけるホストからのデータレート出力は、最大８Ｍｂｐｓである。
プログラマブル周波数シンセサイザ４４は、モデムによって使用される中心周波数発振器および送受信局部発振器（ＬＯ）クロック信号を発生するように機能する。本書に示す例示的ＲＦモデムでは、周波数シンセサイザは、適切な中心周波数およびＬＯ信号を発生して、２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯域でＲＦ信号を出力するように適合される。
本書に示す実施形態では、４８８ＭＨｚの中心動作周波数、１６ＭＨｚの帯域、および６ｄＢの処理利得を有するＳＡＷベースの相関器が使用される。さらに、該実施例は、２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯域で動作するように適合される。
パルス発生器／整形器２０は、送信される入力データに従って、ＩＦ信号（すなわち質問パルス）をゲーティングするように機能する。送信されるデータＴＸ ＩＮは、コントローラによって提供される。ＳＡＷデバイス２４は３ポートデバイスであり、拡散および逆拡散素子として機能する。マッチングネットワーク２２、２６、４２は、ＳＡＷデバイスをパルス発生器、ＴＸ回路３０、ＲＸフロントエンド回路３６、および受信回路１８にそれぞれ電気的にインタフェースするように機能する。
ＲＦモデムは、拡散パルスをより高い周波数へ／から変換するためのアップコンバータ／ダウンコンバータ手段を含む。周波数シンセサイザは、モデムのＴＸおよびＲＸ回路によって使用される中間周波数（ＩＦ）および局部発振器（ＬＯ）信号を発生するように機能する。
送信方向に、ＳＡＷ相関器の出力は、ＴＸ／ＲＸスイッチ２８を介してＴＸ回路に入力される。ＴＸ回路は、パルスを増幅して、所望の周波数帯域（例えば２．４ＧＨｚ）にアップコンバートするように機能する。得られた信号は増幅され、アンテナインタフェース３２を介してアンテナ３４に出力される。
受信方向に、アンテナからの信号はＲＸフロントエンド回路３６によって増幅され、ＴＸ／ＲＸスイッチを介してＳＡＷ相関器に入力される前に、ＩＦまでダウンミックスされる。得られる逆拡散信号は、受信データを復元するように機能する受信回路１８に入力される。
ＲＦモデムはパルス送受信器として動作し、そこで、周波数シンセサイザによって出力された信号は、ＲＦスイッチによってオン／オフ方式で変調される。周波数シンセサイザは、（１）ＳＡＷ相関器に質問パルスを発生するために使用されるＩＦ発振器信号、（２）アップコンバージョンおよびダウンコンバージョン処理で使用されるＬＯ信号、および（３）コントローラにおける状態機械のための基本クロック信号の発生源を提供するように機能する。周波数シンセサイザの出力は、質問パルスを発生する際にパルス発生器によって使用される入力である。
ＲＦモデムのパルス発生器回路をより詳細に図示するブロック図を図２に示す。パルス発生器／整形器２０は、ＳＡＷ相関器に対する問合せのために使用される約１００ｎｓのＲＦパルスを発生するように機能する。パルス発生器の回路機構はポジティブエッジトリガされる。すなわち、ラインのデータの低位から高位への遷移により、パルス発生のシーケンスが開始される。それは、パルスを発生するアナログ素子のオン・オフを切り替えるタイミング機構を含む状態機械として実現することができる。図示したパルス発生器は、状態機械ではなくむしろハードウェア素子を使用して構成された代替的実現である。状態機械は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアおよびソフトウェアの組合せを用いて実現されることができることに注目されたい。
ホストからの入力データは２つのワンショットデバイス１４２、１４４（すなわち単安定マルチバイブレータ）をトリガする。第１の再トリガ不能なワンショット１４２は、持続時間ｔＤ１を有する信号ＳＷ＿ＣＯＮＴを発生する。第２の再トリガ不能なワンショット１４４は、持続時間ｔＤ２を有するパルスを発生し、続いて第３の再トリガ不能なワンショット１４６がトリガされる。ＰＵＬＳＥ＿ＯＵＴとラベル付けされた出力パルスは、ｔＤ３の高い持続時間を有する。ワンショット１４４は、ＳＡＷ増幅器１５４が安定化するためのセットアップ時間を提供する。
ワンショット１４６からのＰＵＬＳＥ＿ＯＵＴ信号は、ＡＮＤゲート１５２を介してＲＦ発振器信号によりゲートされる。結果的に得られるゲートされた質問パルスは、ＳＡＷ相関器の入力に最大電力を提供するようにマッチングされる非差動電力増幅器１５４に入力される。ＳＡＷ＿ＩＮとラベル付けされた増幅器１５４の出力は、ＳＡＷ相関器に入力される。
本発明によると、質問パルスの形状は、側波帯周波数のスペクトル密度を低下するように成形される。電力成形回路１５０は、質問パルスにランプアップおよびランプダウンエンベロープを与えるように、増幅器１５４への電力を制御する。ＶＣＣから成形回路への電力は、ワンショット１４２からのＳＷ＿ＣＯＮＴ信号によって制御される。
パルス発生器回路の信号の波形トレースを示す図を図３に示す。得られる質問パルスＳＡＷ ＩＮは３つの部分を含む。本書に提示する例示的モデムでは、ランプアップおよびランプダウン部分は約約３０ｎｓの期間を有する一方、一定した内側部分は約１１５ｎｓの期間（すなわちＩＦの５６サイクル）を有する。本書に提示する例示的実現では、質問パルスの期間は、ＳＡＷ相関器デバイスの得られる信号出力の期間の２０％未満である。
代替的に、質問パルスは、ＲＦ信号の短いパルスを形成するように採用されたＲＦスイッチを使用して発生することができる。ＲＦスイッチは、「オン」状態でないときに、入力から出力まで少なくとも５０ｄＢの高いアイソレーションを提供するように採用させることが好ましい。スイッチの入力インピーダンスは、１０Ｋオーム以上および５ｐＦ以下であることが好ましい。出力インピーダンスは５０オームであることが好ましい。Ｄａｔａ Ｉｎ信号の制御入力における正入力は、スイッチをオンまたは導通状態にする。代替的にスイッチは、負または零信号が制御入力に入力されたときにオンになるように採用させることができる。
こうして、Ｄａｔａ Ｉｎ信号に応答して、スイッチは、低電力パルス搬送信号、すなわち質問パルスを出力するように採用される。次いでこの信号はスイッチを投入された増幅器によって増幅される。増幅器は、スイッチから出力される弱い−３０ｄＢｍの入力信号を約１０ないし１５ｄＢｍの出力電力に増幅するように採用される。増幅器の作動の中心周波数は４８８ＭＨｚであり、帯域幅は少なくとも５０ＭＨｚである。出力インピーダンスは５０オームであることが好ましい。増幅器のウェイクアップ時間は１００ｎｓであることが好ましい。すなわち、増幅器は１００ｎｓ内に仕様通りに安定する。１５ないし２０ｄＢもの高さに及ぶことのあるＳＡＷ相関器の挿入損を克服するために、増幅器の高い利得が要求される。
本発明のＲＦモデムの主要な特徴は、送信および受信の両方に単一ＳＡＷ相関器デバイスを使用することである。モデムが送信状態のときに、質問パルスが同調／インピーダンスマッチングネットワーク２２（図１）に入力される。マッチング回路は、ＳＡＷデバイスで見られる入力インピーダンスが５０オームとなるように、パルス発生器の出力におけるインピーダンスをＳＡＷデバイスにマッチングさせるように機能する。
本書に示す実施形態では、４８８ＭＨｚの中心動作周波数、１６ＭＨｚの帯域幅、および６ｄＢの処理利得を有するＳＡＷベースの相関器が使用される。本書に記載するＳＡＷベースの相関器は、単なる解説のために提示しただけである。本発明を本書に提示するＳＡＷ相関器に限定するつもりはない。当業者は、任意の所望の中心周波数を有するＳＡＷベースの相関器を使用して、本発明のＲＦモデムを実現することができると認識される。一般的に、現在の技術では、３０ＭＨｚ〜１ＧＨｚの中心周波数を有するＳＡＷ相関器を実現することが可能である。
ＳＡＷ相関器デバイスは、ＳＡＷデバイスの特性に従って形状を有する信号を出力するように動作する。しかし、モデムは、任意の所望のスペクトル拡散コードを用いて構築することもできる。マッチング回路からの入力質問パルスに応答して、ＳＡＷデバイスは期間の幅がずっと広い、例えば３００〜１０００ｎｓの拡散波形を出力するように動作する。ＳＡＷ相関器２４（図１）の出力は、５０オームの出力インピーダンスを提供するように機能する第２同調／インピーダンスマッチングネットワーク２６（図１）に入力される。ＳＡＷ相関器の挿入損失は、１５〜２０ｄＢもの高さになることがあることに留意されたい。
ＳＡＷ相関器デバイス
次に、本発明のＳＡＷ相関器デバイスについてさらに詳述する。表面弾性波（ＳＡＷ）相関器デバイスを示すパターン図を図４に示す。概して２４で示されるＳＡＷ相関器は、好ましくは水晶から作られ、ＳＴカットされた単一圧電基板上に構築される。基板は、使用される材料が受け入れ可能な温度安定性を有する限り、水晶以外の材料から構築してもよい。ＳＡＷ相関器は、直接シーケンススペクトル拡散および逆拡散素子として機能する受動素子である。本書に提示する実施例では、ＳＡＷ相関器は、約４ｍｍ２のダイサイズ上に取り付けられるように適合される。
相関器の信号電極は、電気信号を表面弾性波に変換するために櫛の形状を有する。予め定められた距離によって相互に分離された２組の信号電極は、表面弾性波を電気信号に変換するように動作する。どちらの信号電極も周知のリソグラフィ技術を用いて水晶基板上に形成され、低い電気抵抗を有するアルミニウム（Ａｌ）、金（Ａｕ）、銀（Ａｇ）、銅（Ｃｕ）などの任意の適切な導電性材料から構築される。アルミニウム（Ａｌ）は、低コストでありかつエッチングが容易であるという利点を有するので、好適である。
相関器の中心周波数ｆｃは、±０．１ＭＨｚの精度Δｆで４８８ＭＨｚである。相関器の入力および出力インピーダンスは、約５０オームになるように適合される。
様々なコード、様々なレート、様々な動作周波数を有し、かつ様々な変調を使用する相関器が当該分野で公知であり、本発明の精神および範囲から逸脱することなく、ＲＦモデムとともに使用することができることは理解される。
相関器１６０は、入力信号電極１６４に接続された入力端子１６２を含む。入力電力は、入力トランスデューサを形成するように機能するくしの形を有するインターデジタルトランスデューサ１６６を含む。導電性表面１６８は、入力トランスデューサと直列に配置され、入力から出力へのＲＦエネルギー漏れを防止するのに役立つように、ＲＦエネルギーを吸収するように機能する。信号電極１７２は吸収表面１６８と直列に配置される。
出力信号電極は、ＴＸ／ＲＸスイッチに連結された出力端子１７４に接続される。出力信号電極は、電気信号を表面弾性波に変換するためにくしの形を有するインターデジタルトランスデューサ１７０を含み、こうして出力トランスデューサを形成する。
導電性表面１７６は出力トランスデューサと直列に配置される。導電性表面１７６と直列のＲｘトランスデューサは、信号電極１８０およびインターデジタルトランスデューサ１８２を含む。
送信方向に、質問パルスは相関器入力を介してＳＡＷデバイスに入り、出力トランスデューサによって拡散される。予め定められた距離によって相互に分離された入力および出力インターデジタルトランスデューサの信号電極は、表面弾性波を電気信号に変換するように作動する。出力端子１７４を横切って発生する、結果的に得られる電気拡散パルスは、ＴＸ／ＲＸスイッチを介して送信ＲＦフロントエンド回路に入力される。
信号電極および吸収表面は、周知のリソグラフィ技術を用いて水晶結晶基板上に形成され、低い電気抵抗を有するアルミニウム（Ａｌ）、金（Ａｕ）、銀（Ａｇ）、銅（Ｃｕ）または類似物などの適切な導電性材料から作製される。アルミニウム（Ａｌ）は、低コストである利点を持ち、かつエッチングが容易であるので、好ましい。
受信方向には、アンテナから受信した拡散パルスは、今度は出力トランスデューサではなく入力トランスデューサとして機能するＴＸ／ＲＸスイッチを介して、中心トランスデューサに入力される。入力トランスデューサはパルスを逆拡散し、それにより結果的に得られる逆拡散パルスはＲｘトランスデューサ１８２から受信回路へ出力される。
全てのトランスデューサは、表面弾性波相関器またはマッチングフィルタとして機能するように圧電基板上に形成される。
本発明のＳＡＷ相関器デバイスは双方向デバイスであることに注目されたい。相関器の出力は、信号の流れの方向に依存する。相関器の測定Ｓ２１パラメータ周波数応答を示すグラフを図５に示す。周波数応答は、２ポートネットワーク解析器を用いて、本発明の実現から測定した。−２５ｄＢ時の帯域幅が約１６ＭＨｚであることに注目されたい。
ｈ（ｔ）によって表わされる周波数応答の時間表現は、自己相関関数ａ（ｔ）を計算するために使用される。これによりａ（ｔ）＝ｈ（ｔ）＊ｈ（−ｔ）、すなわちｈ（ｔ）およびｈ（−ｔ）の畳み込みである。ＳＡＷ相関器デバイスの自己相関を示すプロットを図７に示す。
本発明をＢＰＳＫ ＳＡＷ相関器の使用に限定するつもりはないことに留意することが重要である。一般的に、任意のタイプのパルス圧縮器をモデムで使用することができる。さらに詳しくは、本発明は、ＢＰＳＫ、線形ＦＭ、および非線形ＦＭ等の任意の適切なスペクトル拡散ＳＡＷ技術を用いて実行することができる。
使用されるパルス圧縮が線形ＦＭである場合、信号は次のように方程式１に表わすことができる。
Figure 2009540762
式中、周波数関数ｆ（ｔ）＝ａ・ｔは時間による線形上昇関数である。
使用されるパルス圧縮が非線形ＦＭである場合、信号は、上記方程式１のように表わすことができるが、周波数関数ｆ（ｔ）＝ａ・ｔ２は時間による非線形上昇関数である。周波数の他の関数も適していることに注目されたい。
ＳＡＷ相関器デバイスの時間領域インパルス応答を示すプロットを図６に示す。このプロットは、デルタ関数に近似して、相関器に問合せを行なう短いパルスに応答して発生する、ＳＡＷ相関器デバイスのインパルス応答を示す。これは、ＲＦ帯域にアップコンバートされる前の送信信号である。見て分かるように、相関器によって発生する拡散パルスは、平滑な遷移を含む。電気技術分野で公知の通り、インターデジタルトランスデューサは、生成される拡散パルスのスペクトル側波帯が著しく低減されるように構築される。
ＳＡＷ相関器デバイスを構成するために使用される実際のコードは、システムの動作にとって重要である。しかし、拡散コードシーケンスは、自己相関、雑音耐性、送信スペクトル、および低符号間干渉（ＩＳＩ）をはじめ、それらに限らず、１つまたはそれ以上の望ましい特性を最大にするように選択することが好ましい。
図６を参照すると、拡散パルスの発生後に、相関器が、ＳＡＷデバイス内でＲＦ結合によって生じる望ましくないＲＦ漏洩パルスを発生する。本発明では、パルスゲート回路を使用して、相関器の出力からＲＦ漏洩パルスを除去する。パルスゲート回路は、ＳＡＷ相関器の前後に配置されたスイッチング手段（すなわちＲＦスイッチ、ＦＥＴスイッチ等）を含む。コントローラは、スイッチが逆になるように動作し、第１スイッチが開くと、第２スイッチが閉じ、第１スイッチが閉じると、第２スイッチが開くように適合される。したがって、動作中、コントロールは第１スイッチを開き、かつ第２スイッチを閉じて、ＲＦ漏洩パルスが出力するのを防止しながら質問パルスを相関器に入力させる。特定の期間後、第１スイッチは閉じ、第２スイッチが開き、したがって拡散パルスを送信回路構成に出力することが可能になる。
周波数シンセサイザ
ＲＦモデムのプログラマブル周波数シンセサイザ回路を示すブロック図を、図８により詳細に示す。プログラマブル周波数シンセサイザは位相同期ループ（ＰＬＬ）として機能し、（１）モデムに周波数アジリティを提供し、こうして複数のチャネルで通信することを可能にし、（２）コントローラにおける状態機械のための基本クロックを提供し、（３）ＳＡＷ相関器への質問パルスの発生のための信号源として、かつ（４）送受信フロントエンドアップ／ダウンコンバージョン回路構成のためのＬＯ信号源として、機能する。
概して７０で示されるプログラマブル周波数シンセサイザは、高速起動回路７６、増幅器７８、基準周波数分周器（Ｒ）８０、位相検出器８２、主周波数分周器（Ｍ）８４、電圧制御発振器（ＶＣＯ）９２、ループフィルタ９７、および周波数分周器９０、８８、８６、９６を含む。外部周波数源７４は、水晶発振器、セラミック共振器、ＳＡＷ共振器、外部基準入力７２等の任意の適切な源を含むことができる。
本書に提示する実施例では、周波数シンセサイザは、基準クロック７４に低周波数水晶発振器を使用する。特定の実現の要求事項に応じて、任意の基準周波数を使用することができる。本書に提示する実施例では、広範囲の基準周波数すなわち６ＭＨｚ、１２ＭＨｚ、２４ＭＨｚ、および４８ＭＨｚがサポートされる。これらの４つの周波数は、ユニバーサルシリアルバス（ＵＳＢ）集積回路（ＩＣ）に関連して使用される典型的な周波数であることに注目されたい。典型的なＵＳＢチップは６ＭＨｚの水晶を利用し、刻時のために２４または４８ＭＨｚを内部で発生する。したがって、例示的周波数シンセサイザを利用する例示的ＲＦモデムは、ＵＳＢベースのシステムに埋め込むのに特に適している。利点は、ＵＳＢおよびＲＦモデム回路構成が基準周波数と同一水晶を使用することができ、したがってコストが削減され、かつＲＦおよびベースバンドが両方とも同じ基本クロック源を用いて動作するので、システムを同期させるのに役立つことである。
代替的に、周波数シンセサイザは、それ自体の基準周波数を発生するための手段を含む。周波数シンセサイザは、周波数源を発生するための外部水晶に結合された内蔵オンチップ発振器を含む。別の代替例では、外部周波数源を提供するために、適切なデジタル信号を周波数シンセサイザに接続する。
本書に示す実施形態では、４８８ＭＨｚの中心動作周波数、１６ＭＨｚの帯域幅、および６ｄＢの処理利得を有するＳＡＷベースの相関器を使用する。さらに、該実施例は２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯域で動作するように適合される。ＩＳＭ帯域とは、世界的免許不要帯域である周波数帯域である。ＩＳＭ帯域の使用により、操業のために特殊免許を得る必要性が排除され、それは多くのワイヤレス用途にとって魅力的な周波数選択肢になる。２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯域は、２．４００〜２．４８３５ＧＨｚの周波数範囲で無免許での使用に開かれており、通信のために全部で８３．５ＭＨｚの利用可能な帯域幅が得られる。
ＩＳＭ帯域内に含まれる周波数を生成し、それを充分に利用するために、周波数シンセサイザが発生させる必要がある周波数の表を設定する。周波数シンセサイザによって生成され、本発明の例示的ＲＦモデムで利用可能である、９つの周波数チャネルの各々で使用される周波数（ＭＨｚ単位）をリストする表１を、図９に示す。本書に提示する実施例では、全部で９つのチャネルが確立され、各チャネルに対し、ＬＯ周波数、ＩＦ質問パルス周波数、ＲＦ（すなわちＬＯ＋相関器）周波数、分周器Ｍの値、および状態機械のクロック周波数が、全てＭＨｚ単位でリストされている。
したがって、全ての周波数チャネルに対し、ＬＯ、ＬＯ／４、分周器Ｍ、およびＬＯ／３２の信号が使用される。ＬＯ信号は、送信器アップコンバータおよび受信器ダウンコンバータで使用される。ＬＯ／４信号は、相関器のための質問パルスを発生するために使用される。主分周器Ｍの出力は、基準分周器Ｒの出力と比較される。基準分周器（Ｒ）および主分周器（Ｍ）は両方とも１ＭＨｚの信号を出力するように構成され、それは位相比較器８２（図８）に入力される。ＬＯ／３２信号は、ＲＦモデムの状態機械に供給されるクロックのために使用される。出力ＲＦ周波数は、ＬＯと、この例では４８８ＭＨｚである相関器の中心周波数との和である。
該システムで利用可能な全てのチャネルのスペクトル画像を示す図を図１０に示す。９つのチャネルの各々の周波数スペクトルは、多少重複している。９つのチャネルの各々の中心周波数は、相互に８ＭＨｚ離れている。
質問信号パルスの時間領域表現を表わすグラフを図１１に示す。生成すべき所望のスペクトル画像および上述の相関器を考慮して、相関器に入力される質問パルスは次の特性を有する。
１６ｎｓの立ち上がり時間
３２ｎｓのフラット時間
１６ｎｓの立ち下がり時間
４８０ＭＨｚ〜４９６ＭＨｚの範囲の中心周波数（図９参照）
全パルス長は約４８ｎｓである。時間領域におけるそのようなパルス特性は、そのエネルギーが周波数領域で４０ＭＨｚにわたって拡散されるパルスを表わす。したがって、質問パルスは本質的に４０ＭＨｚの帯域幅を有する。
パルスの帯域幅は４０ＭＨｚであるので、その中心動作周波数は１６ＭＨｚにわたって変化していても、相関器に容易に問合せを行なうことができる。パルスの中心周波数が４８０ＭＨｚ〜４９６ＭＨｚの間である限り、パルスのエネルギーの大部分は相関器の帯域幅内に含まれる。したがってパルスは、その中心動作周波数が変化しても、相関器に効果的に問合せを行なうことができる。
相関器が、４８８ＭＨｚの中心周波数に対してだけでなく、４８０ＭＨｚ〜４９６ＭＨｚの帯域全体における質問パルスに充分に応答するように動作することに注目されたい。これが可能であるのは、（１）相関器が広帯域であり、かつ（２）質問パルスの幅が（すなわち時間において）比較的短く、したがって帯域が（すなわち周波数において）非常に広いことを前提とする。相関器および質問パルスはどちらも広帯域信号であるので、それらの周波数が相互に対して偏移しても、それらは大幅に重なる。
ＲＦ信号は、周波数ＬＯ＋４８８ＭＨｚを有するように生成される。ＲＦ信号のＬＯ部分は、周波数シンセサイザによって提供される。４８８ＭＨｚ部分は相関器によって提供される。質問パルスの中心周波数が１６ＭＨｚの範囲にわたって変化する場合でも、相関器から得られる拡散信号は常に４８８ＭＨｚ付近を中心とする。
ＶＣＯ９２（図８）はいずれかの適切な実現を用いて実現することができ、当該分野で周知である。本書に提示する実施例では、ＶＣＯは、オンチップインダクタおよびバラクタの組合せを同調素子として含む。ＶＣＯは二重平衡ＮＰＮ発振器として構築される。この実現は、（１）ＶＣＯのＱ因子が非常に高く、したがって位相雑音が非常に優れており（オンチップインダクタおよびコンデンサは典型的に、個別コンポーネントより優れたＱ因子を示す）、（２）浮遊インダクタンスおよび容量による寄生振動からの干渉を最小化し、（３）非常に小さい輪郭が達成され（例えば、総シリコン面積は約０．１ｍｍ２である）、（４）実現が低コストであり、かつ（５）同調および制御が容易である、という利点を有する。
この実施例では、ＶＣＯは３．９ＧＨｚの中心周波数で動作するように適合される。適切な同調電圧を印加することにより、−１００ＭＨｚ〜＋１００ＭＨｚの周波数範囲で動作することが可能になり、したがってＶＣＯが３．８ＧＨｚ〜４ＧＨｚで振動することが可能になる。インダクタの適切な値はＬ＝１．７ｎＨであり、電気容量の適切な値はＣ＝１ｐＦ±１００ｆＦである。
３．９ＧＨｚの周波数は、次の理由から選択されたことに注目されたい。（１）３．９ＧＨｚの比較的高い周波数により、ＬおよびＣに小さい値を使用することが可能になり、したがってオンチップタンク回路のサイズが最小化される。（２）３．９ＧＨｚの周波数のため、第１周波数分周器９０（図１）の後でＬＯ周波数信号を取り出すことになり、したがってこの分周器の出力は即座にＬＯのＩおよびＱ成分を提供し、それは、多相フィルタを使用する必要なく、イメージリジェクションミキサを実現するのに役立つ。これにより、９０度の偏移は第１分周器９０（図１）から生じるので、９０度の偏移を生じる必要なく、イメージリジェクションを実現することが可能になる。
位相検出器８２および分周器８０、８４、８６、８８、９０、９６は、デジタル、アナログ、個別、ＣＭＯＳ、ＥＣＬ等を含め、特定の用途に適した技術を使用して実現される。提示する実施例における周波数分周器は、Ｄ型フリップフロップを用いて実現される。位相検出器は単純なＸＯＲゲートであり得る一方、ループフィルタはオンチップまたはオフチップのいずれかで実現することができる。この実施例では、ループフィルタ９７は、二極低域通過フィルタとして構成されたコンデンサ９８、１０２および抵抗器１００を含む。要求される成分値によっては、ループフィルタを外部に実現することが望ましい場合がある。
上記の通り、周波数シンセサイザは、その基準クロックとして低周波数水晶発振器により動作することができる。ＶＣＯ、位相検出器、および周波数分周器は組み合わせて、基準クロックの整数倍である高い周波数の発生を可能にする。ＶＣＯの動作周波数は、周波数分周器の分周比を適切にプログラムすることによって制御することができる。
基準分周器の値Ｒは、６、１２、２４、または４８であるように構成することができる。実施例として、水晶発振器の６ＭＨｚの基準周波数を考慮する。これらの水晶発振器は商業的に容易に入手することができ、安価である。この場合、Ｒは６に設定され、したがって位相比較器の１つの入力に１ＭＨｚの基準信号を提供する。周波数分周器を３９０４の混合率に設定することにより、ＶＣＯは３９０４ＭＨｚの周波数で振動し、主分周器Ｍから位相比較に１ＭＨｚの信号が入力されることになる。
モデムで使用されるＬＯおよび他の信号は、分周器のタップから得られる。この実施例では、ＴＸおよびＲＦフロントエンド回路のＬＯは、分周器９０の出力を２で割ったもの、すなわち３９０４／２＝１９５２ＭＨｚである。ＳＡＷ相関器へのＩＦ質問パルスは、分周器８８の出力を４で割ったもの、すなわち１９５２／４＝４８８ＭＨｚである。コントローラにおける状態機械によって使用される周波数シンセサイザのクロックは、分周器９６の出力を４で割ったもの、すなわち６１ＭＨｚ（ＬＯ／３２）である。この場合のＲＦ周波数（すなわちＬＯおよび相関器を結合したもの）は、１９５２＋４８８＝２４４０ＭＨｚである。主および基準分周器の分周比は、コントローラによって出力されるＭＡＩＮ ＤＩＶＩＤＥＲ ＣＯＮＴＲＯＬ（主分周器制御）信号およびＲＥＦ ＤＩＶＩＤＥＲ ＣＯＮＴＲＯＬ（基準分周器制御）信号それぞれによって設定される。したがって、周波数シンセサイザを適切な分周比でプログラムすることによって、動作周波数を容易に変更することができ、したがって複数の通信チャネルがもたらされる。
ＴＸ回路
図１を参照すると、マッチングネットワーク２６の出力は、ホストまたは他の制御／コンフィギュレーション手段によって生成されるＴＸ／ＲＸ制御信号によって制御される、ＴＸ／ＲＸスイッチ２８に入力される。スイッチがＴＸ状態のときに、インピーダンスマッチングネットワークの出力はＴＸ回路３０に入力される。
ＲＦモデムのＴＸ回路をより詳しく示すブロック図を図１２に示す。概して３０で示されるＴＸ回路は、最終段階の増幅およびアンテナへの供給前に、アップコンバージョンを行なうように動作する。該回路は、差動入力を有するＩＦ増幅器５２、差動ミキサ５４、および差動出力を有する差動ＲＦ電力増幅器５６を含む。増幅器へのＶｃｃの供給は、コントローラからのＴＸ＿ＰＷＲ信号に従って、スイッチ５３、５５を介して制御される。加えて、増幅器の利得は、コントローラによって提供されるＴＸ＿ＧＡＩＮ＿ＣＯＮＴＲＯＬ信号によって設定される。
ＩＦ増幅器への入力は、ＩＦ周波数（例えば４８８ＭＨｚ）で相関器から出力される拡散パルスである。ミキサは、ＳＡＷ相関器のＩＦ ＩＮ信号出力に周波数シンセサイザからのＬＯ信号を乗算するように動作し、その結果アップコンバートされたＲＦ ＯＵＴ信号が得られる。この実施例では、ミキサが、図９に挙げるＬＯ周波数の１つを有するＬＯ信号を使用して、２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯域等の所望の周波数帯域に信号をアップコンバートする。少なくとも３０ｄＢのリジェクションを有するイメージリジェクションミキサを使用することが好ましい。ＴＸ回路の信号は、図１３に示すような波形を有する。
出力増幅器５６は、約４０ｄＢの利得を有するように動作する。このレベルの利得は、ＳＡＷ相関器の減衰された出力、例えば−３０から−２０ｄＢｍを、約１５ｄＢｍのレベルまで増幅するために必要である。増幅器の入力インピーダンスは５０オームであることが好ましい。１つの実施形態では、信号を２回増幅すること、すなわち、ＳＡＷの前に位置する第１増幅器を用いて１０ｄＢ、およびＳＡＷの後に位置する第２増幅器を用いて３０ｄＢ増幅することは、より大きい利得を持つ単一の増幅器を用いるより好ましいことに注目されたい。１０〜２０ｎｓのオーダーのスイッチング時間を有する増幅器で充分であることに注目されたい。
代替的実施形態で、モデムは２つまたはそれ以上の動作モード、例えば、高データレート低レンジモード、および低データレート高レンジモードを持つように構築することができることに注目されたい。高データレートモード時には、増幅器の利得は低利得に設定され、したがって増幅器の高い線形性が利用される。低データレート時には、増幅器の利得は高く設定され、したがって線形性は低下するが、有効レンジは増大する。２つの利得状態は、コントローラからのＴｘ＿ＧＡＩＮ＿ＣＯＮＴＲＯＬ信号によって決定される。
低速動作モード時に、相関器から出力されるパルスが相互に重ならないように充分に離したパルスにより、相関器への問合せが行なわれる。換言すると、符号間干渉（ＩＳＩ）は発生しない。質問パルスの間隔が狭まるほど、相関器から出力されるパルスは相互に重なり始め、したがってＩＳＩが発生する。しかし、質問パルスの間隔が狭まることにより、高いデータレートを達成することが可能になる。
ＳＡＷベースのスペクトル拡散トランシーバは、ＳＡＷ相関器が線形相関器であるため、これらの高いビットレートを取り扱うことができる。線形ＳＡＷ相関器は、相関器の前の増幅器が線形であり続ける限り、より高いビットレートの場合でさえも、同じ逆拡散プロセスを実行する。したがって、意図的にＩＳＩを生成させることによって高ビットレートを達成するためには、非常に線形性の高い増幅器を受信器フロントエンド回路で使用することが必要である。しかし、高ビットレート、すなわち３〜８Ｍｂｐｓで動作する場合、トランシーバは干渉およびチャネル障害を受けやすくなる。
コントローラは、ＴＸ回路によって要求されるタイミング信号および制御信号を発生するように動作する。コントローラの送信制御部は、状態機械として実現することができる。この場合、状態機械は正のエッジでトリガされ、こうしてインラインデータがローからハイに遷移するたびに、増幅器を作動させるシーケンスを開始する。
Ｔｘ＿ＰＷＲ信号は、インラインデータに応答して、状態機械によって生成される。増幅器がオンになる前に、長さｔＳＵのゲーティング時間遅延が課せられる。前述の通り、パルスゲーティングは、ＲＦ漏洩が相関器から出力されるのを防止するために使用される。増幅器は、拡散パルスの持続時間中、すなわち約８００ｎｓ、オンに維持される。
送信状態機械の機能性は、２つのワンショットを直列に使用して実現することができることに注目されたい。どちらのワンショットも再トリガ可能である。第１のワンショットは、パルスゲーティング遅延ｔＳＵに等しい持続時間を有する。第２のワンショットは、拡散パルス幅に等しい持続時間、約８００ｎｓを有する。
電力増幅器のＲＦ出力は、アンテナ５９をＴＸ回路およびＲＸフロントエンド回路の両方に連結するように機能するアンテナインタフェース５８に入力される。例えば、アンテナインタフェースは、任意の適切なＲＦスイッチを含むことができる。Ｔｘ状態で、該スイッチは、増幅器の出力をアンテナに連結するように作動する。アンテナは、平衡給電付きプリントダイポール、不平衡給電無しプリントスリーブダイポール、不平衡給電付きプリントモノポール、不平衡給電付きモノポールヘリカル、不平衡給電付きプリントノッチ、不平衡給電付きプリントスパイラル、プリントセミループ、ビアまたは小ループによって大地に短絡したプリントパッチを含むがそれらに限定されず、任意の適切な構成を含むことができる。
ＲＸフロントエンド
ＲＦモデムのＲＸフロントエンド回路をさらに詳しく示すブロック図を図１４に示す。概して３６で示されるＲＸフロントエンド回路は、差動低雑音増幅器（ＬＮＡ）６６、差動ミキサ６８、および差動ＳＡＷドライバ６９を含む単段ダウンコンバージョン回路である。受信経路では、アンテナ６２から受信したＲＦ ＩＮ信号が、アンテナインタフェース６４を介してＲＸフロントエンド回路に入力される。ＬＮＡの出力は、ミキサ６８を介して周波数シンセサイザからのＬＯ信号と混合されて、ＩＦ信号を発生する。ＩＦ信号は次いで、ＩＦ ＯＵＴとしてＳＡＷ相関器から出力される前に、第２ＬＮＡ（ＳＡＷドライバ）６９によって増幅される。ＬＮＡへのＶｃｃの供給は、コントローラからのＲｘ＿ＰＷＲ信号を介して、スイッチ６３、６５によって制御される。
ＲＸフロントエンド回路もまた２つの動作モード、すなわち高ビットレート短レンジモードおよび低ビットレート、長レンジモードを持つように構成することができることに注目されたい。高ビットレートモードは高い搬送波対雑音比（ＣＮＲ）および低いチャネルマルチパス効果を想定し、したがって高ビットレート動作が可能になる。このモードの主要な関心は、ＩＳＩの効果を処理することである。低ビットレートモードは低いＣＮＲおよび厳しいチャネルマルチパスおよびフェージング効果を想定し、したがって低いビットレート動作が必要である。このモードの主要な関心は、弱い受信信号およびマルチパス効果を処理することである。
典型的な先行技術の回路とは異なり、アンテナとＬＮＡとの間には複雑なＲＦフィルタどころか簡単なＬＣフィルタの必要性すら無く、従って信号を送受信する広いダイナミックレンジを可能にすることに注目されたい。このことから、受信ＲＦフロントエンドは非常に高いダイナミックレンジを持つ必要がある。
ＲＸフロントエンドの出力は、相関器としてだけでなく、帯域外信号を除波するシャープフィルタとしても機能するＳＡＷ相関器に入力される。さらに、ＳＡＷデバイスは損失のある部品であるので、ＬＮＡ６６は高い利得を持つことが好ましい。
ＲＸフロントエンド回路の出力信号は、マッチングネットワーク２６（図１）を介してＳＡＷ相関器に入力される。相関器は、受信した信号を元のコードシーケンスから比較的狭いパルスに、例えば６５０ｎｓの広いパルスから約５０ｎｓのパルス幅に逆拡散するように機能する。ＳＡＷ相関器の出力は、マッチングネットワーク４２を介して受信回路に入力される。
受信器回路
ピーク検出器および決定回路を含むＲＦモデムの受信器回路をより詳細に示すブロック図を図１５に示す。動作中、ＳＡＷ相関器の出力は受信器回路構成に入力される。概して３６で示される受信器回路構成は、対数増幅器（ログアンプ）２４０、高速ピーク検出器２４６、低速ピーク検出器２４８、および決定回路または比較器２５４を含む。
ピーク検出器が適正レベルの雑音免疫で検出することのできる信号のレベルによって、ログアンプは任意選択的であることに注目されたい。ログアンプの機能は、ＳＡＷ相関器の損失を補償することである。ＳＡＷからの自己相関結果がログアンプに入力される。このように、本発明では、ＳＡＷデバイスは、受信した拡散信号のエネルギーを統合しながら他の全ての信号を濾波する（すなわち除波する）という二重の役割を実行する。
相関器の出力は受信器回路によって処理されて、パルスが存在するか否かが決定される。使用されるＡＳＫ変調は振幅に敏感であるので、ログアンプは高い線形性および高いダイナミックレンジを持つことが好ましい。
ピーク検出器がログアンプの後に続き、ＲＦ信号をベースバンドに変換する信号のエンベロープを検出する。ピーク検出器は、入力信号をマッチングさせるために高いダイナミックレンジを持つように構成することが好ましい。本発明では、２つのピーク検出器、すなわち高速ピーク検出器２４６および低速ピーク検出器２４８を並列に使用する。２つの間の差がそれらの出力帯域幅である。高速ピーク検出器は１０ＭＨｚの帯域幅を持つことが好ましく（所望のデータレートによって異なる）、低速ピーク検出器は、外部コンデンサ／抵抗器を介してユーザによって設定される帯域幅を持つ。加えて、高いダイナミックレンジを提供するために、対数ピーク検出器が使用される。
ピーク検出器は両方とも、電気技術の熟練者にはよく知られた技術を用いて構成される。高速ピーク検出器は、平均化をほとんど使用せずに入力信号のピークを追跡するように機能する。他方、低速ピーク検出器は、入力信号を平均させてゆっくりと変化する基準信号を発生するように採用される。
決定段階は、受信経路の最終段階である。この段階の出力は、有効な信号が検出されたか否かを示すデジタルパルスである。それは、その出力ＲＸ＿ＯＵＴがコントローラに入力される比較器２５４を含む。比較器は、任意の好適な技術を使用して実現されることができ、本明細書中に示される実施例ではシュミットトリガ比較器デバイスを含む。コントローラは、ラインからホストへのデータを発生するように機能する状態機械を実現する。
高速ピーク検出器回路の出力はシュミットトリガ比較器の非反転入力に入力される一方、低速ピーク検出器回路の基準信号出力は比較器の反転入力に入力される。比較器の出力はＲＸ＿ＯＵＴ信号を形成し、それは処理のためにコントローラに入力され、高層処理のため、例えばリンクまたはより高い層の通信処理のためにホストに最終的に出力される。コントローラは、所望の変調および通信方式に従ってデータに対し１つまたはそれ以上の判断を下すように機能する。
本発明のＲＦモデムでは、必要なことは受信したパルスを検出することだけであるので、線形検出器の必要性は無い。したがって、線形検出器を使用することができるが、非線形検出器は、より簡単で電流消費がより低く、より安価なピーク検出器の製造を可能にする。用途によって、受信信号のエンベロープは、線形または非線形検出器のいずれかを用いて検出することができる。高速および低速検出器は比較器と組み合せて、受信信号および出力デジタルバイナリデータの弁別を実行するように作動する。
比較器の出力は、ホストによって処理されるデジタルパルスであることに注目されたい。ホストは、例えばＯＯＫ、ＰＷＭなど、多くの種類の通信方式を実現するように構成する（すなわちプログラムする）ことができる。通信方式の幾つかの例を以下に提示する。
２つの動作モードを提供するために、低速ピーク検出器の出力ＶＳＰＫからオフセット電圧ＶＯＦＦが減算される。信号ＶＳＰＫは、比較器２５４の反転入力に入力される前に、加算器２５２に入力される。高速ピーク検出器の出力ＶＦＰＫは、比較器の非反転入力に入力される。アナログマルチプレクサ２５０は、低速ピーク検出器の電圧から減算するオフセット電圧を選択する。以下で式２に表わすように、高データレートモードの場合、ピーク検出より３ｄＢ低いしきい値を使用し、（すなわち３αオフセット）低データレートモードの場合、ピーク検出より６ｄＢ低いしきい値を使用する（すなわち６αオフセット）。
Figure 2009540762
コントローラからのＯＦＦ＿ＳＥＬ信号は、受信器が作動する２つのモードを決定する。加えて、コントローラからのＲｘ＿ＰＷＲ信号は、スイッチ２５６、２４４、２４２を介するログアンプ、高速および低速ピーク検出器、および比較器への供給ＶＣＣを制御する。
一般的送信および受信状態機械
前述の通り、コントローラは、ＲＦモデムの全てのタイミング、制御およびデジタル処理を実行するように機能する。それは、例えば状態機械をはじめ、多くの適切な方法で実現することができる。状態機械への入力は、Ｄａｔａ Ｉｎ（ＲＸ＿ＯＵＴ）、Ｍｏｄｅ、ＴＸ／ＲＸ、作動停止、ＰＬＬ ＬＯＣＫおよびＣＬＫを含む。状態機械からの出力はＤａｔａ Ｏｕｔ（ＴＸ＿ＩＮ）、Ｒｘ＿ＰＷＲ、Ｔｘ＿ＰＷＲ、ＯＦＦ＿ＳＥＬ、およびＴｘ＿ＧＡＩＮ＿ＣＯＮＴＲＯＬ、Ｒｘ＿ＧＡＩＮ＿ＣＯＮＴＲＯＬ、ＲＥＦ ＤＩＶＩＤＥＲ ＣＯＮＴＲＯＬ、ＭＡＩＮ ＤＩＶＩＤＥＲ ＣＯＮＴＲＯＬおよびＰＵＬＳＥ ＬＥＮＧＴＨ ＣＯＮＴＲＯＬを含む。
本発明のＲＦモデムの一般状態機械の作動を実証する状態図を図１６に示す。一般的に２６０で参照される状態機械は、モデムの初期状態である始動状態２６２を含む。この状態は、モデムの電源が投入され（すなわちＶＣＣを受け取り）、かつ作動停止＝１であるときに、開始される。この状態で、モデムは非常に低い電流を消費する。作動停止＝０をセットすると、モデムは発振器起動状態２６４に入る。どの状態からでも再び作動停止＝１をセットすると、モデムは起動状態に戻る。
起動シンセサイザ状態はウェイクアップ状態であり、シンセサイザが安定するまで６０マイクロ秒が与えられる。次の状態は、ＴＸ／ＲＸ入力制御ラインの状態によって異なる。ＴＸ／ＲＸ入力制御ラインが高位になると、データＩ／Ｏ入力モード状態２６８に入る。送信モード（ＴＸ／ＲＸ＝１）では、ＳＷ＿ＣＯＮＴ、ＰＵＬＳＥ＿ＯＵＴ、Ｔｘ＿ＰＷＲ、およびＲｘ＿ＰＷＲが全て零に設定される。Ｄａｔａ Ｉｎ入力ラインが低位から高位（Ｄａｔａ Ｉｎ＝１）に遷移すると、Ｔｘ状態機械２７２が始動する。
送信および受信モード状態２６６、２６８間の遷移は、ＴＸ／ＲＸラインの状態によって制御される。送信および受信モード状態から始動状態への遷移は、作動停止線によって制御される。
一般状態機械の遷移状態機械部分の作動をより詳細に実証する状態図を図１７に示す。Ｔｘ状態機械２７２の作動は、始動状態２８０から始まる。この状態から２つの作動経路が平行して実行される。一方の経路は質問パルスを発生し、他方は送信器ＲＦフロントエンド回路を使用可能にする。
質問パルスは最初に、パルス使用可能状態２８２を入力することによって発生し、そこでＳＷ＿ＣＯＮＴ信号が高位にセットされ、こうしてパルス成形回路１５０および出力増幅器１５４（図３）が使用可能になる。時間遅延状態２８４では、安定化が達成されるまで５０ないし１５０ｎｓの時間遅延が行われる。パルス発生状態２８６では、ＰＵＬＳＥ＿ＯＵＴ信号が高位にセットされ、質問パルスが使用可能になる。質問パルスは、時間遅延状態２８８の間に、ＲＦ信号の５６周期（すなわち約１１５ｎｓ）だけ使用可能になる。時間遅延後、信号はオフになり、パルス使用不能状態２９０になる。特に、ＰＵＬＳＥ＿ＯＵＴ信号は使用不能になり（すなわち低位にセットされ）、ＳＷ＿ＣＯＮＴは低位にセットされる。
質問パルスの発生は再トリガ不能であり、Ｄａｔａ Ｉｎラインの低位から高位への遷移が行われた場合、それが無視されることを意味する。
増幅器は最初に、送信ＲＦフロントエンド回路の増幅器に電源電圧が印加される前に、すなわちＴｘ＿ＰＷＲが高位にセットされる前に、時間遅延状態２９２を入力することによって使用可能になる。遅延の持続時間は、ＳＡＷデバイスの遅延から電力増幅器のターンオン時間を引き、かつ質問パルスの持続時間を引いたものに近似する。次の状態２９４で増幅器は、時間遅延状態２９６によって課せられる約８００ｎｓ（すなわちＲＦ信号の３９０周期）の時間中オンになる。次の状態２９８で、増幅器は作動を停止する。すなわちＴｘ＿ＰＷＲが低位にセットされる。
送信ＲＦフロントエンド回路に電源電圧を印加する回路機構は再トリガ可能であり、これはＤａｔａ Ｉｎラインの低位から高位への遷移が発生した場合に、３９０周期の時間遅延が始動することを意味する。
図１６を参照しながら説明する。ＴＸ／ＲＸ入力制御ラインが低位になると、データＩ／Ｏ出力モード状態２６６に入る。受信モード（ＴＸ／ＲＸ＝０）では、ＳＷ＿ＣＯＮＴ、ＰＵＬＳＥ＿ＯＵＴおよびＴｘ＿ＰＷＲは全て零にセットされる。Ｒｘ＿ＰＷＲは１にセットされる。決定回路内の比較器の出力が高位になると（ＲＸ＿ＯＵＴ＝１）、Ｒｘ状態機械２７０が始動される。
一般状態機械の受信状態機械部分の動作をより詳細に実証する状態図を図１８に示す。比較器の出力が低位から高位に遷移すると、Ｄａｔａ Ｏｕｔラインがセットされる（状態３００）。約１００ｎｓの時間遅延後に（状態３０２）、Ｄａｔａ Ｏｕｔラインは低位になり（状態３０４）、制御が状態２６６に戻る。
発明の適用
前述の通り、ＲＦモデムは一般的に、任意の数の変調の種類および通信方式のための物理層の基礎として構成される。特にＲＦモデムは、どのような種類のデジタルパルス変調でも実行するために適用される。今から３つのデジタルパルス変調の例を提示する。３つの変調の種類は、ＯＯＫ、ＰＷＭ、およびＰＰＭ変調を含む。以下の適用例は全て、ここで記載する３つのＲＦ実施形態のどれを使用しても構成することができる。
ＯＯＫ変調
プログラマブル周波数シンセサイザを組み込んだ本発明のＲＦモデムを用いて構成されたＯＯＫ通信システムを実証するブロック図を図１９に示す。該システムは、ＲＦを用いて半二重で通信するように採用された、ＯＯＫトランシーバ＃１および＃２とラベル付けされた２つのＯＯＫトランシーバ３４０を含む。ＯＯＫトランシーバ＃１はワンショット３４４、ＲＦモデム３４６、ラベル付けされたＲＦモデム＃１、およびアンテナ３４８を含む。ＯＯＫトランシーバ＃２は同様に構成され、ホスト＃２、ワンショットデバイス、ＲＦモデム＃２、およびアンテナを含む。ホスト＃１とラベル付けされた第１ホスト３４２は、ＯＯＫトランシーバ＃１へデータを送信し、かつそこからデータを受信するために連結される。第２ホスト＃２は、ＯＯＫトランシーバ＃２へデータを送信し、かつそこからデータを受信するように採用される。両ホストとも、モデムへのＴＸ／ＲＸ制御ラインを駆動するように採用される。
作動中、ホストはＲＦモデム＃１にデータを出力することによって、データを送信する。データは、例えば、「１」を表わすパルスおよび「０」を表わすパルスの不在を含む。ＲＦモデムは本発明に従って構成され、およそ５０ｎｓのパルスを受信するように採用される。ホストがそのような短い幅のパルスを発生することができない場合、ワンショットデバイス３４４を使用することができる。パルスは次いで、ＳＡＷ相関器を介して、上述した拡散シーケンスに拡散され、アンテナ３４８を介して送信される。
信号はＯＯＫトランシーバ＃２のアンテナによって受信され、ＲＦモデム＃２に入力される。ＲＦモデムは信号を逆拡散し、５０ｎｓのパルスをさらなる処理のためにホスト＃２に出力するように機能する。ホスト＃２が５０ｎｓのパルスを入力するのに充分なほど高速でない場合、ＲＦモデムとホストとの間に第２ワンショットまたはラッチ（図示せず）を使用することができる。
ＰＷＭ変調
プログラマブル周波数シンセサイザを組み込んだ本発明のＲＦモデムを用いて構成されたＰＷＭ通信システムを実証するブロック図を図２０に示す。該システムは、ＲＦを用いて半二重で通信するように採用された、ＰＷＭトランシーバ＃１および＃２とラベル付けされた、２つのＰＷＭトランシーバ３５０を含む。ＰＷＭトランシーバ＃１は、サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路３５４、３６４、のこぎり波（ランプ）信号発生器３６６、比較器３５６、積分器３６２、ＲＦモデム３５８、ラベル付けされたＲＦモデム＃１、およびアンテナ３６０を含む。ＰＷＭトランシーバ＃２は同様に構成され、Ｓ／Ｈ回路、ランプ関数発生器、比較器、ＲＦモデム＃２、積分器、およびアンテナを含む。ホスト＃１とラベル付けされた第１ホスト３５２は、ＰＷＭトランシーバ＃１へデータを送信し、かつそこからデータを受信するために連結される。第２ホスト＃２は、ＰＷＭトランシーバ＃２へデータを送信し、かつそこからデータを受信するように採用される。両ホストとも、モデムへのＴＸ／ＲＸ制御ラインを駆動するように採用される。
図２０および２１を参照して説明すると、作動中、ホストはＳ／Ｈ回路３５４にアナログ入信号を出力することによって、データを送信する。データはデジタルまたはアナログのどちらでもよく、ホスト以外の手段によって提供することもできることに留意されたい。ここで提示する例では、トランシーバはアナログ信号を送受信するように採用されているが、当業者はデジタル信号を送受信するように採用させることができる。アナログ信号ＶＩＮ３７０はＳ／Ｈ回路によって標本化され、比較器３５６の非反転入力に入力される。のこぎり波またはランプ関数発生器の出力３７２は、比較器の反転入力に入力される。ランプ関数信号の期間は、バーカーコードの限界に関連付けられる問題を回避するために、１５０ｎｓ以下の幅であることが好ましい。比較器の出力３７４はランプの振幅が入力信号を超えるまで高位であり、入力信号を超える時点で出力は低位になる。
Ｄａｔａ ＩｎパルスはＲＦモデムに入力され、アンテナ３６０を介してＰＷＭトランシーバ＃２に送信される。送信拡散波形のパルス幅は、入力信号のパルス幅に従って変化する。例えば２０ｎｓ幅の入力パルスは、ピークパルス幅が約２０ｎｓの受信信号を生じる。１００ｎｓ幅の入力パルスは、ピークパルス幅が約１００ｎｓの受信信号を生じる。しかし、バーカーコード拡散シーケンスの幅の拡張は制限される。パルス幅の増加は、約２チップの持続時間に制限される（２０Ｍｃｐｓのチップレートを想定すると、これは１５０ｎｓに相当する）。
信号は、ＯＯＫトランシーバ＃２のアンテナによって受信され、ＲＦモデム＃２に入力される。ＲＦモデムは、信号を逆拡散し、かつ入力信号のパルス幅に従う幅のパルスを出力するように機能する。ＲＦモデムの出力は、受信信号を積分するように機能する積分器３６２に入力される。積分器の出力信号ＶＯＵＴ３７６は、Ｓ／Ｈ３６４によって標本化される。Ｓ／Ｈ回路の出力はアナログ出信号を形成し、次いでこれはさらなる処理のためにホストまたは他の手段に入力される。
ランプ関数発生器とＳ／Ｈ回路３５４、３６４に提供されるクロックを同期させて、ランプ関数の低位から高位への遷移がデータすなわち送信されるアナログ入信号のシンボル期間と一致するように注意することが重要である。
ＰＰＭ変調
プログラマブル周波数シンセサイザを組み込んだ本発明のＲＦモデムを用いて構成されたＰＰＭ通信システムを実証するブロック図を図２２に示す。該システムは、ＲＦを用いて半二重で通信するように採用された、ＰＰＭトランシーバ＃１および＃２とラベル付けされた、２つのＰＰＭトランシーバ３８０を含む。ＰＰＭトランシーバ＃１は、サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路３８４、３９６、のこぎり波（ランプ）信号発生器３９８、３９２、比較器３８６、３９４、ワンショット３８８、ＲＦモデム３９０、ラベル付けされたＲＦモデム＃１、およびアンテナ３９９を含む。ＰＰＭトランシーバ＃２は同様に構成され、Ｓ／Ｈ回路、比較器、ランプ関数発生器、ワンショット、ＲＦモデム＃２、およびアンテナを含む。ホスト＃１とラベル付けされた第１ホスト３８２は、ＰＰＭトランシーバ＃１へデータを送信し、かつそこからデータを受信するために連結される。第２ホスト＃２は、ＰＰＭトランシーバ＃２へデータを送信し、かつそこからデータを受信するように採用される。両ホストとも、モデムへのＴＸ／ＲＸ制御ラインを駆動するように採用される。
図２２および２３を参照して説明すると、作動中、ホストはＳ／Ｈ回路３８４にアナログ入信号を出力することによって、データを送信する。データはデジタルまたはアナログのどちらでもよく、ホスト以外の手段によって提供することもできることに留意されたい。ここで提示する例では、トランシーバはアナログ信号を送受信するように採用されているが、当業者はデジタル信号を送受信するように採用させることができる。アナログ信号ＶＩＮ４００はＳ／Ｈ回路によって標本化され、比較器３８６の非反転入力に入力される。のこぎり波またはランプ関数発生器の出力４０２は、比較器の反転入力に入力される。比較器の出力はランプの振幅が入力信号を超えるまで高位であり、入力信号を超える時点で出力は低位になる。比較器の出力は、比較器の出力の立下り縁によってトリガされるワンショットデバイス３８８に入力される。ワンショットは、幅が均等な、例えば５０ｎｓのパルス４０４を発生し、これは次に、アンテナ１８０を介してＰＰＭトランシーバ＃２へ伝送するためにＲＦモデムに入力される。
送信される拡散波形のパルス位置は、ＤＡＴＡ ＩＮ信号の時間位置によって変化する。信号はＯＯＫトランシーバ＃２のアンテナによって受信され、ＲＦモデム＃２に入力される。ＲＦモデムは、信号を逆拡散し、かつ位置が入力信号のパルス位置によって変化するパルスを出力するように機能する。ＲＦモデムの出力は比較器３９４に入力される。第２入力はランプ関数発生器３９２の出力に入力される。
動作中、ランプ信号の出力は、パルスが到着するまでＳ／Ｈ回路３９６によって標本化され、ＲＦモデムによってＤａｔａ Ｏｕｔ信号として出力される。比較器の出力はＳ／Ｈ回路へのクロック信号を形成する。Ｓ／Ｈ３９６への入力は、ＲＦモデムの出力がランプ信号を超えるまで増加する。これは、送信器からのパルスの受信と一致する時点でＲＦモデムがパルスを出力することに対応する。この時点で、Ｓ／Ｈにクロック信号が送られ、Ｓ／Ｈから出力される信号ＶＯＵＴ４０６がその入力に等しくセットされる。Ｓ／Ｈ回路の出力はアナログ出信号を形成し、次いでこれはさらなる処理のためにホストまたは他の手段に入力される。
ランプ関数発生器３９２とＳ／Ｈ回路３８４に提供されるクロックを同期させて、ランプ関数の低位から高位への遷移がデータすなわち送信されるアナログ入信号のシンボル期間と一致するように注意することが重要である。データを受信することができるように、ランプ信号を受信信号と同期させるための同期方式は、技術上知られている。
ＰＰＭ通信システムでは、重要な性能標識は、下の式３で与えられるシンボル期間対パルス幅の比βである。
Figure 2009540762
信号対雑音比（ＳＮＲ）は、下の式４によって与えられる。
Figure 2009540762
ここでＥｂは１ビット当たりのエネルギーであり、Ｎｏは雑音レベルである。リンクバジェットが１ビット当たり一定のエネルギーＥｂを持つと想定すると、したがって性能はβの値によって決定される。パルス幅が狭くなるとＳＮＲは増加し、パルス幅が広くなるとＳＮＲは低減する。例えば、送信で使用するパルス幅τが約５０ｎｓである場合、シンボル期間Ｔは１０００ｎｓとなり、その結果、βは２０となり、Ｅｂは−７０ｄＢｍに等しく、Ｎｏは−１１４＋１０＊ｌｏｇ（２０）＝１００ｄＢｍとなる、リンクのＳＮＲは約５２ｄＢである。
複数の相関器を使用する第２実施形態のＲＦモデム
より高い通信ビットレートを達成するために、上述した第１および第２モデム実施形態に、追加の相関器および関連回路機構を追加することができる。一般的に、任意の数の相関器を追加することができ、ｆｉ（ｔ）によって表わされる各相関器の相関器機能またはコードは、他の全ての相関器の関数と直交する。各相関器の関数（すなわちコード）が相互に直交する場合、各相関器は他とは独立に送受信する。しかし、次の基準を満たすだけの充分な数の関数がなければならない。
Figure 2009540762
言い換えると、全てのコードの他の各々のコードとの相互相関は非常に低く、例えばほぼ０でなければならない。一例として、当業者は、相互に実質的に直交し、相互相関が零に近い複数の線形ＦＭコードを容易に生成することができるであろう。
本発明の原理の理解を助けるために、Ｎ個の相関器を含むモデム例を提示する。上述の基準が満たされる限り、プログラマブル周波数シンセサイザを組み込んだモデムは任意の数Ｎ個の相関器を使用して構成することができる。複数の送信器を使用する結果、実効通信ビットレートが増加する。一例として８Ｍｂｐｓのビットレートを持つ図１のＲＦモデムを考慮すると、Ｎ個の相関器を使用する結果、総ビットレートはＮ×８Ｍｂｐｓとなる。
複数の相関器を含む、本発明に従って構成される第２実施形態のＲＦモデムを図示するブロック図を図２４に示す。一般的に４１０で参照されるモデムは、今や「Ｎ」個のＳＡＷ相関器があることを除いては、前述した第１モデム実施形態と同様に構成される。モデム４１０は、任意の適切な周波数基準源を利用する（上述される図８と関連して記述されるような）単一の周波数シンセサイザ４１２を含む。周波数シンセサイザ４１２のＩＦ信号出力は、ＴＸ／ＲＸ回路＃１〜＃Ｎとラベル付けされた複数のＴＸ／ＲＸ回路４１６に供給される。
各ＴＸ／ＲＸ回路は、コントローラ４１４からＴＸ ＩＮラインを受信し、そこにＲＸ ＯＵＴ信号を出力する。ホスト４３０は、送信されるデータをコントローラおよびＤａｔａ Ｉ／Ｏ＃１〜Ｄａｔａ Ｉ／Ｏ＃Ｎとラベル付けされた別個のＤａｔａ Ｉ／Ｏ信号ライン上の各ＴＸ／ＲＸ回路に提供する。同様に、各ＴＸ／ＲＸ回路のコントローラからの出力データは、同様に別個のＤａｔａ Ｉ／Ｏ信号ラインを介してホストに入力される。ホストはまた、モデムによって要求されるタイミングおよび制御信号を発生するように機能するコントローラにＴＸ／ＲＸ信号をも提供する。
各ＴＸ／ＲＸ路からの信号ラインは、ＲＦ電力スプリッタ／コンバイナ４１８に接続される。該デバイスは、送信方向にはコンバイナとして、受信方向にはスプリッタとして機能する。電力スプリッタ／コンバイナは、信号を送信経路および受信経路に分割するように機能するＴＸ／ＲＸスイッチ４２０に連結される。送信中、該スイッチはＴＸ／ＲＸ回路からの信号をＴＸ回路４２２に入力するように構成される。受信中、該スイッチは受信ＲＦフロントエンド回路４２４の出力をＴＸ／ＲＸ回路に向けるように構成される。ＴＸ回路４２２からのＲＦ ＯＵＴ信号およびＲＸフロントエンド回路４２４へのＲＦ ＩＮ信号は、アンテナインタフェース４２６を介してアンテナ４２８に連結される。
図２４のＲＦモデムのＴＸ／ＲＸ回路をより詳細に図示するブロック図を図２５に示す。ＴＸ／ＲＸ回路は、概して４１６で示され、別個の送信経路および受信経路を含む。送信経路は、周波数シンセサイザからＩＦ発振器信号を受信し、かつコントローラ、マッチングネットワーク４４２、ＳＡＷ相関器４４４、およびマッチングネットワーク４４６からＴＸ ＩＮ信号を受信するように採用されたパルス発生器／整形器４４０を含む。マッチングネットワーク４４６の出力は電力スプリッタ／コンバイナ４１８（図２４）に入力される。
受信経路は、マッチングネットワーク４４６、ＳＡＷ相関器４４４、マッチングネットワーク４４８、および受信回路４５０を含む。受信回路４５０の出力は、その後コントローラ４１４に入力されるＲＸ ＯＵＴ信号を形成する。
ＴＸ／ＲＸ回路４１６を含むモデム４１０の部品は、前述した第１および第２実施形態のモデムの類似部品と同様に機能することに留意されたい。送信中、コントローラ４１４は送信データを、それぞれのＴＸ ＩＮデータ信号ラインを介して各ＴＸ／ＲＸ回路４１６に提供する。各回路は、一意の関数（またはコード）が取り込まれた相関器を組み込み、こうして発生する信号間の干渉を防止する。その結果得られるＮの倍数個の信号は、ＲＦ電力コンバイナ／スプリッタ４１８によって結合される。結合された信号は次いで、ＴＸ回路によって処理され、アンテナ４２８を介して送信される。結合された信号は、増幅してアンテナに入力する前に、図１２に示されるような混合回路を用いてアップコンバートすることができる。
受信経路では、受信した信号はアンテナからアンテナインタフェース４２６を介してＲＸフロントエンド回路４２４に供給される。受信方向でも同様に、アンテナから受信した信号は、ＴＸ／ＲＸスイッチ４２０に入力される前に、図１４の回路を使用してＩＦ周波数にダウンコンバートすることができる。ダウンコンバージョンは、周波数シンセサイザによって提供されるＬＯ信号を使用する。次いで、信号はＲＦ電力スプリッタ／コンバイナ４１８によってＮ個の信号に分割される。受信した信号は、その中に取り込まれた関数に従ってパルスを出力するように機能する各送信／受信回路内の相関器に入力される。パルスは、各受信回路内の個別のピーク検出器に入力されて、「Ｎ」個のＲＸ ＯＵＴ信号を発生する。結果的に得られた「Ｎ」個のＲＸ ＯＵＴ信号は、ホストに送信されるＤａｔａ Ｉ／Ｏ信号を発生するコントローラに入力される。
添付の請求の範囲は、本発明の精神および範囲内に該当する発明の全ての特徴および利点を含むつもりである。多くの変形および変化を当業者は容易に思いつくであろうから、本発明はここに記載した限定数の実施形態に限定されないつもりである。したがって、全ての適切な変形、変化、および均等物は本発明の精神および範囲内に該当すると分類できることが理解されるであろう。

Claims (24)

  1. 周波数制御信号に従って決定される周波数で質問パルスおよび局部発振器（ＬＯ）信号を発生するように適合されたプログラマブル周波数シンセサイザと、
    前記質問パルスから整形パルスを発生するように適合されたパルス発生器であって、前記整形パルスの輪郭を整形するように適合された第１パルス整形回路を含むパルス発生器と、
    前記整形されたパルスを拡散コードシーケンス波形により拡散して、拡散整形パルスを発生するように適合されたパルススプレッダと、
    前記拡散整形パルスをＬＯ周波数を有する前記局部発振器（ＬＯ）信号と混合して、ＲＦ周波数のスペクトル拡散送信信号を発生するためのアップコンバータを含む送信器回路と、
    受信信号を前記ＬＯ信号と混合して、ＩＦ周波数の受信拡散パルスを発生するためのダウンコンバータを含む受信器回路と、
    前記コードシーケンスに従って前記受信拡散パルスを逆拡散して、相関器信号を発生するように適合された相関器と、
    前記相関器信号に応答して出力信号を生成するように適合された検出器と
    を備えた直接シーケンススペクトル拡散無線周波数（ＲＦ）モデム。
  2. 前記周波数シンセサイザが、
    低周波数基準信号と、
    前記低周波数基準信号を受信するように適合された位相検出器と、
    前記位相検出器の出力に結合されるループフィルタと、
    前記ループフィルタの出力に結合され、それに従って出力周波数を発生するように適合された電圧制御発振器と、
    前記位相検出器に結合され、前記位相検出器への周波数入力を前記周波数制御信号に従って分周するように適合された１つまたはそれ以上の周波数分周器と
    を含む、請求項１に記載のモデム。
  3. 前記質問パルスの周波数が周波数４８０〜４９６ＭＨｚの範囲から選択される、請求項１に記載のモデム。
  4. 前記ＬＯ周波数が、２．４ＧＨｚの産業科学医療用（ＩＳＭ）の周波数帯域内の出力ＲＦ信号を生じるように適合された周波数範囲から選択される、請求項１に記載のモデム。
  5. 前記パルス発生器が、送信される入力データに従って前記質問パルスをゲーティングするためのゲーティング機構を含む、請求項１に記載のモデム。
  6. 前記拡散手段および前記相関器手段が、送信および受信のために半二重で使用されるように適合された表面弾性波（ＳＡＷ）相関器を共用する、請求項１に記載のモデム。
  7. 前記検出器が、
    前記相関器信号に従ってゆっくり変化する基準信号を発生するように適合された低速ピーク検出器と、
    前記相関器信号のエンベロープを追跡して、そこから検出信号を発生するように適合された高速ピーク検出器と、
    前記検出信号を前記基準信号と比較することによって、前記出力信号を発生するように適合された決定回路と
    を含む、請求項１に記載のモデム。
  8. 周波数制御信号に従って決定される質問パルスおよび局部発振器（ＬＯ）信号を発生する工程と、
    前記質問パルスから前記パルスの輪郭が整形された整形パルスを発生する工程と、
    前記整形パルスを拡散コードシーケンス波形により拡散し、そこから拡散パルスを発生する工程と、
    前記拡散パルスをＬＯ周波数を有する前記局部発振器（ＬＯ）信号と混合して、そこからＲＦ周波数のスペクトル拡散送信信号を発生する工程と、
    受信信号を前記ＬＯ発振器信号と混合して、そこからＩＦ周波数の受信拡散パルスを発生する工程と、
    前記コードシーケンスに従って前記スペクトル拡散送信信号を逆拡散して、そこから相関器信号を発生する工程と、
    前記相関器信号に応答して出力信号を検出する工程と
    を含む、直接シーケンススペクトル拡散信号を変調および復調する方法。
  9. 前記質問パルスの周波数が４８０〜４９６ＭＨｚの範囲である、請求項８に記載の方法。
  10. 前記ＲＦ周波数が２．４ＧＨｚの産業科学医療用（ＩＳＭ）周波数帯域内になるように、前記ＬＯ周波数が選択される、請求項８に記載の方法。
  11. パルスを発生させる前記工程が、送信される入力データに従って前記質問パルスをゲーティングすることを含む、請求項８に記載の方法。
  12. 前記拡散および逆拡散工程が、送信および受信のために半二重で使用されるように適合された同一表面弾性波（ＳＡＷ）相関器を共用する、請求項８に記載の方法。
  13. 出力信号を検出する前記工程が、
    前記相関器信号に従ってゆっくり変化する基準信号を発生する工程と、
    前記相関器信号のエンベロープを追跡して、そこから検出信号を発生する工程と、
    前記検出信号を前記基準信号と比較することによって、前記出力信号を発生する工程と
    を含む、請求項８に記載の方法。
  14. 送信される入力データに従って固定期間データ入力信号を発生するための入力回路と、
    ＲＦモデムと
    を備え、前記ＲＦモデムが、
    周波数制御信号に従って決定される周波数で質問パルスおよび局部発振器（ＬＯ）信号を発生するように適合されたプログラマブル周波数シンセサイザと、
    ＩＦ周波数を有する前記質問パルスからの前記データ入力信号に応答して整形パルスを発生するように適合されたパルス発生器であって、前記整形パルスの輪郭を整形するように適合された第１パルス整形回路を含むパルス発生器と、
    前記整形パルスを拡散コードシーケンス波形により拡散して、拡散パルスを発生するように適合されたパルススプレッダと、
    前記拡散パルスをＬＯ周波数を有する前記局部発振器（ＬＯ）信号と混合して、ＲＦ周波数のスペクトル拡散送信信号を発生するためのアップコンバータを含む送信器回路と、
    受信信号を前記ＬＯ発振器信号と混合して、前記ＩＦ周波数の受信拡散パルスを発生するためのダウンコンバータを含む受信器回路と、
    前記コードシーケンスに従って前記スペクトル拡散送信信号を逆拡散して、相関器信号を発生するように適合された相関器と、
    前記相関器信号に応答してデータ出力信号を発生するように適合された検出器と
    を含んで成る、オン／オフキーイング（ＯＯＫ）直接シーケンススペクトル拡散無線周波数（ＲＦ）トランシーバ。
  15. 送信されるアナログ入力信号に従ってパルス幅変調データ入力信号を発生するための入力回路と、
    ＲＦモデムであって、
    周波数制御信号に従って決定される周波数で質問パルスおよび局部発振器（ＬＯ）信号を発生するように適合されたプログラマブル周波数シンセサイザと、
    ＩＦ周波数を有する前記質問パルスからの前記データ入力信号に応答して整形パルスを発生するように適合されたパルス発生器であって、前記整形パルスの輪郭を整形するように適合された第１パルス整形回路を含むパルス発生器と、
    前記整形パルスを拡散コードシーケンス波形により拡散して、拡散パルスを発生するように適合されたパルススプレッダと、
    前記拡散パルスをＬＯ周波数を有する前記局部発振器（ＬＯ）信号と混合して、ＲＦ周波数のスペクトル拡散送信信号を発生するためのアップコンバータを含む送信器回路と、
    受信信号を前記ＬＯ発振器信号と混合して、前記ＩＦ周波数の受信拡散パルスを発生するためのダウンコンバータを含む受信器回路と、
    前記コードシーケンスに従って前記スペクトル拡散送信信号を逆拡散して、相関器信号を発生するように適合された相関器と、
    前記相関器信号に応答して出力信号を発生するように適合された検出器と
    を備えるモデムと、
    前記出力信号を積分して、そこからアナログ出力信号を発生するように動作する出力回路と
    を含んで成る、パルス幅変調（ＰＷＭ）直接シーケンススペクトル拡散無線周波数（ＲＦ）トランシーバ。
  16. 送信されるアナログ入力信号に従ってパルス位置変調データ入力信号を発生するための入力回路と、
    ＲＦモデムであって、
    周波数制御信号に従って決定される周波数で質問パルスおよび局部発振器（ＬＯ）信号を発生するように適合されたプログラマブル周波数シンセサイザと、
    ＩＦ周波数を有する前記質問パルスからの前記データ入力信号に応答して整形パルスを発生するように適合されたパルス発生器であって、前記整形パルスの輪郭を整形するように適合された第１パルス整形回路を含むパルス発生器と、
    前記整形パルスを拡散コードシーケンス波形により拡散して、拡散パルスを発生するように適合されたパルススプレッダと、
    前記拡散パルスをＬＯ周波数を有する前記局部発振器（ＬＯ）信号と混合して、ＲＦ周波数のスペクトル拡散送信信号を発生するためのアップコンバータを含む送信器回路と、
    受信信号を前記ＬＯ発振器信号と混合して、前記ＩＦ周波数の受信拡散パルスを発生するためのダウンコンバータを含む受信器回路と、
    前記コードシーケンスに従って前記スペクトル拡散送信信号を逆拡散して、相関器信号を発生するように適合された相関器と、
    前記相関器信号に応答して出力信号を発生するように適合された検出器と
    を備えるモデムと、
    ランプ関数に照らして前記出力信号を二値化し、そこからアナログ出力信号を発生するように動作する出力回路と
    を含んで成る、パルス位置変調（ＰＰＭ）直接シーケンススペクトル拡散無線周波数（ＲＦ）トランシーバ。
  17. 周波数制御信号に従って決定される周波数で質問パルスおよび局部発振器（ＬＯ）信号を発生するように動作するプログラマブル周波数シンセサイザと、
    複数Ｎ個の送受信回路であって、各々が、
    整形パルスの輪郭を整形するように適合された第１パルス整形回路を含み、前記質問パルスから前記整形パルスを発生するように適合されたパルス発生器と、
    前記整形パルスを拡散コードシーケンス波形により拡散して拡散パルスを発生するように適合されたパルススプレッダと、
    前記コードシーケンスに従って前記拡散パルス信号を逆拡散して相関器信号を発生するように適合された相関器と、
    前記相関器信号に応答して出力信号を発生するように適合された検出器と、
    を含み、各送受信回路の相関器が他の相関器の関数と略直交する固有の関数を持つように構成される、送受信回路と、
    前記Ｎ個の送受信回路によって発生するＮ個の拡散パルス信号を合成し、合成送信信号として送信するための手段と、
    前記拡散パルスをＬＯ信号と混合してＲＦ周波数のスペクトル拡散送信信号を発生するためのアップコンバータを含む送信器回路と、
    前記合成送信信号を受信してＮ個の受信信号に分割するための手段と、
    受信信号を前記ＬＯ信号と混合して前記ＩＦ周波数の受信拡散パルスを発生するためのダウンコンバータを含む受信器回路と
    を備え、Ｎが正の整数である、直接シーケンススペクトル拡散無線周波数（ＲＦ）モデム。
  18. 前記周波数シンセサイザが、
    制御入力に従って出力周波数を発生するように動作する電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、
    基準周波数源に結合された基準周波数分周器と、
    前記ＶＣＯの出力に結合された周波数分周器手段と、
    前記基準周波数分周器および前記周波数分周器手段の出力に結合された位相検出器と、
    前記位相検出器の出力に結合されたループフィルタと
    を含む、請求項１７に記載のモデム。
  19. 前記パルススプレッダおよび前記相関器が、送信および受信のために半二重で使用されるように適合された同一表面弾性波（ＳＡＷ）相関器を共用する、請求項１７に記載のモデム。
  20. 前記質問パルスの周波数が４８０〜４９６ＭＨｚの範囲である、請求項１７に記載のモデム。
  21. 前記ＬＯ周波数が、２．４ＧＨｚの産業科学医療用（ＩＳＭ）周波数帯域の出力ＲＦ信号を生じるように適合された周波数範囲から選択される、請求項１７に記載のモデム。
  22. 前記パルス発生器が、送信される入力データに従って前記質問パルスをゲーティングするためのゲーティング機構を含む、請求項１７に記載のモデム。
  23. 前記パルス輪郭を発生するように適合された前記第１パルス整形回路が、前記パルスの振幅を低値から高値に線形的に傾斜させる第１部分と、前記パルスの振幅を高値から低値に線形的に傾斜させる第２部分とを含む、請求項１７に記載のモデム。
  24. 前記検出器が、
    前記相関器信号に従ってゆっくり変化する基準信号を発生するように適合された低速ピーク検出器と、
    前記相関器信号のエンベロープを追跡して、そこから検出信号を発生するように適合された高速ピーク検出器と、
    前記検出信号を前記基準信号と比較することによって、前記出力信号を発生するように適合された決定回路と
    を含む、請求項１７に記載のモデム。
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