JP2009296788A - 回転機の回転角度推定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】拡張誘起電圧及び電流に関する１次の変数である中間変数を直接の推定パラメータとする場合、最小次元オブザーバによる拡張誘起電圧の推定精度が低下すること。
【解決手段】拡張誘起電圧推定部４０では、実電流ｉα、ｉβ、指令電圧ｖαｒ、ｖβｒ及び電気角速度ωを用いて、中間変数を推定する。これが、ＢＰＦ４８の出力である。この中間変数から、αβ変換部５２の出力する実電流ｉα、ｉβに「ＧωＬｄ」を乗算したものを減算することで、拡張誘起電圧を推定することができる。αβ変換部５２には、実電流ｉｄ，ｉｑがフィルタ５０にてフィルタ処理されたものが入力される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、回転機を流れる電流及び前記回転機の角度パラメータを状態変数とする状態方程式における前記角度パラメータを推定するに際し、前記電流の微分演算を回避すべく前記角度パラメータ及び前記電流に関する１次の変数である中間変数を直接の推定パラメータとする最小次元オブザーバを用いる回転機の回転角度推定装置に関する。

この種の回転角度推定装置としては、例えば下記非特許文献１に見られるように、拡張誘起電圧モデルを用いて回転角度を推定するものも提案されている。ここでは、拡張誘起電圧モデルとして、印加電圧を固定２相座標成分にて表現するものが例示されている。詳しくは、印加電圧ベクトルのうち永久磁石に関するベクトル以外のものが、永久磁石に関するベクトルに平行なベクトルと、回転角度をパラメータとして含まないベクトルとに分割され、上記平行なベクトルが、永久磁石に起因する誘起電圧成分とともにモータの誘起電圧ベクトルとみなされる。こうして定義された拡張誘起電圧は、永久磁石に関するベクトル（誘起電圧ベクトル）と同様、回転角度の１倍の量を独立変数とする三角関数にて構成されるベクトルにて表現される。このため、上記回転角度をパラメータとして含まないベクトルと印加電圧とに基づき角度パラメータとしての拡張誘起電圧を推定することで、回転角度を推定することができる。

更に、上記非特許文献１には、拡張誘起電圧を最小次元オブザーバによって推定することも提案されている。詳しくは、推定に際して電流の微分演算を除去すべく、拡張誘起電圧及び電流の１次式である中間変数を最小次元オブザーバの直接の推定対象とし、推定される中間変数を電流に基づき拡張誘起電圧に変換している。

なお、回転角度推定装置としては、他にも例えば下記特許文献１がある。
「突極型ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御のための拡張誘起電圧オブザーバ」平成１１年電気学会全国大会 Ｎｏ．１０２６ 特許第３５５１９１１号公報

ところで、回転機の過変調制御時や、回転機が非線形な特性を有する場合等にあっては、回転機を流れる電流に高調波が重畳する。このため、回転機を流れる電流の検出値に基づき上記中間変数を拡張誘起電圧に変換する場合には、拡張誘起電圧に高調波が重畳されるおそれがある。

なお、上記拡張誘起電圧モデルを用いるものに限らず、角度パラメータ及び電流に関する１次の変数である中間変数を直接の推定対象とする最小次元オブザーバを用いるものにあっては、中間変数を角度パラメータに変換するに際して角度パラメータに高調波が重畳されるおそれのあるこうした実情も概ね共通したものとなっている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の角度パラメータを推定するに際し、角度パラメータ及び電流に関する１次の変数である中間変数を直接の推定対象とする場合であれ、最小次元オブザーバを用いて角度パラメータを高精度に推定することのできる回転機の回転角度推定装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、回転機を流れる電流及び前記回転機の角度パラメータを状態変数とする状態方程式における前記角度パラメータを推定するに際し、前記電流の微分演算を回避すべく前記角度パラメータ及び前記電流に関する１次の変数である中間変数を直接の推定パラメータとする最小次元オブザーバを用いる回転機の回転角度推定装置において、前記推定される中間変数を前記角度パラメータに変換する際に用いる前記電流として、所定の高次成分の除去された電流を用いることを特徴とする。

上記発明では、中間変数を角度パラメータに変換する際に用いる電流を、所定の高次成分の除去された電流とすることで、所定の高次成分の影響によって角度パラメータの推定精度が低下することを好適に回避することができる。

なお、上記状態方程式は、前記回転機に接続される電力変換回路によって前記回転機に印加される電圧と前記回転機を流れる電流とを関係付けるモデルから導出されるものとすることが望ましい。また、上記角度パラメータは、前記回転機に接続される電力変換回路によって前記回転機に印加される電圧と前記回転機を流れる電流とを関係付けるモデルを構成するパラメータであって且つ前記回転機の回転角度と相関を有するパラメータであることを特徴とすることが望ましい。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記推定される中間変数を前記角度パラメータに変換する際に用いる前記電流は、前記回転機の電気角速度に応じた周波数である基本波周波数成分の電流であることを特徴とする。

上記発明では、基本波周波数成分の電流を用いることで、中間変数を角度パラメータに高精度に変換することができる。

請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記推定される中間変数を前記角度パラメータに変換する際に用いる前記電流は、前記回転機を流れる電流の検出値をフィルタ処理手段によりフィルタ処理したものであることを特徴とする。

回転機が過変調制御領域において制御されている場合や回転機に非線形な特性がある場合などには、回転機を流れる電流の検出値に高次高調波が重畳するおそれがある。この点、上記発明では、フィルタ処理手段を用いることで、回転機を流れる電流の検出値から所定の高次成分を好適に除去することができ、ひいては、角度パラメータを高精度に推定することができる。

なお、前記フィルタ処理手段は、前記回転機の電気角速度に応じた周波数である基本波周波数成分を選択的に透過させるものであることを特徴としてもよい。

請求項４記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記推定される中間変数を前記角度パラメータに変換する際に用いる前記電流として、前記回転機に対する指令電流を用いることを特徴とする。

指令電流には、通常、高次高調波が含まれない。このため、上記発明では、基本波周波数成分の電流を用いて角度パラメータを簡易に推定することができる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記角度パラメータは、前記回転機の磁界によって誘起される電圧ベクトルであることを特徴とする。

磁界によって誘起される電圧ベクトルの成分は、固定座標系において、回転角度に依存する。このため、上記電圧ベクトルは、回転角度と相関を有する角度パラメータとして利用することができる。上記発明では、この点に鑑み、上記電圧ベクトルによって角度パラメータを構成することで、角度パラメータを適切に構成することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機は、同期回転機であり、前記角度パラメータは、前記回転機の誘起電圧に関する電圧ベクトルであることを特徴とする。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の回転角度推定装置及び駆動システムを電動パワーステアリングに搭載される電動機の回転角度推定装置に適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す。電動機１０は、３相の永久磁石同期電動機である。また、電動機１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、電動機１０は、埋め込み磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ）である。

以下では、「ａ．電動機１０の駆動に関する処理」を説明した後、「ｂ．拡張誘起電圧モデルに基づく回転角度の推定処理」について説明する。
＜ａ．電動機１０の駆動に関する処理＞
偏差算出部１２は、電動機１０の電気角速度ωに対するその指令値（速度指令値ωｒ）の差を算出し、速度制御器１４に出力する。速度制御器１４は、電気角速度ωを速度指令値ωｒにフィードバック制御するための操作量として、電動機１０に対する指令電流を算出する。これは、例えば比例積分演算によって行えばよい。ここで、本実施形態では、上記フィードバック制御のための操作量として、特に回転座標系（ｄｑ座標系）における指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを用いる。

一方、αβ変換部１６は、電動機１０のＵ相、Ｗ相を流れる実電流ｉｕ，ｉｗのそれぞれを、固定２相座標成分の実電流（α軸上の実電流ｉα及びβ軸上の実電流ｉβ）に変換する。ｄｑ変換部１８は、上記αβ軸上での実電流ｉα、ｉβを、回転角度θに基づき、回転２相座標成分の実電流（ｄ軸上の実電流ｉｄ及びｑ軸上の実電流ｉｑ）に変換する。

そして、偏差算出部２０では、ｄ軸の実電流ｉｄに対する指令電流ｉｄｒの差を算出して電流制御器２４に出力し、偏差算出部２２では、ｑ軸の実電流ｉｑに対する指令電流ｉｑｒの差を算出して電流制御器２４に出力する。電流制御器２４では、実電流を指令電流にフィードバック制御する電流フィードバック制御を行うべく、電動機１０に対する指令電圧を設定する。詳しくは、ｄ軸上の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御するための操作量として指令電圧ｖｄｒを設定し、ｑ軸上の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量として指令電圧ｖｑｒを設定する。

３相変換部２６では、回転角度θに基づき、電流制御器２４の設定する指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを、３相の指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒに変換する。ＰＭＷ処理部２８は、３相の指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒをＰＷＭ処理することで、インバータ３０のスイッチング素子を操作するための操作信号を生成する。これは、例えば、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとキャリアとの大小関係に基づき行えばよい。

一方、インバータ３０は、直流電源の正極及び負極のそれぞれを、電動機１０の各相に選択的に接続するスイッチング素子を備えて構成されている。これらスイッチング素子は、上記操作信号に基づき操作される。
＜ｂ．拡張誘起電圧モデルに基づく回転角度の推定処理＞
本実施形態では、拡張誘起電圧推定部４０を備えている。拡張誘起電圧推定部４０は、拡張誘起電圧をオブザーバによって推定する。これについては、上記非特許文献１に準ずるが、以下では、これについてその概要を記載しておく。

固定座標系（αβ座標系）における周知の電圧方程式を変形すると、以下の式（ｃ１）となる。

上記の式(ｃ１)において、永久磁石の誘起電圧定数Ｋｅ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ、及び電気角速度ωを用いている。上記の式（ｃ１）の右辺第２項は、永久磁石の誘起電圧に加えて、リランタンス磁束などにより誘起される電圧成分を含んでおり、拡張誘起電圧と定義されている。上記の式（ｃ１）の拡張誘起電圧モデルは、永久磁石のベクトル成分と平行なベクトル（回転角度θを独立変数とする三角関数を成分とするベクトル）と、回転角度θを含まないベクトルとに分解されている。ここで、拡張誘起電圧は、回転角度θを独立変数とする三角関数を成分とするベクトルであるため、これを回転角度θと相関を有する角度パラメータとみなしてこれを推定することで、回転角度θを推定することができる。詳しくは、指令電圧ｖαｒ、ｖβｒ、実電流ｉα、ｉβ及び電気角速度ωから、拡張誘起電圧を推定することで、回転角度θを推定することができる。

本実施形態では、拡張誘起電圧の推定に、最小次元オブザーバを用いる。次に、これについて説明する。上記の式（ｃ１）より、状態方程式を下記の式（ｃ２）と定義する。

上記状態方程式について、最小次元オブザーバを以下の式（ｃ３）にて構成する。

ここで、ｇは、オブザーバのゲインである。

上記の式（ｃ３）において、ゲインｇを、「ｇ＝ＬｄωＧ」として且つ、電流の微分を避けるために以下の変形を行う。

上記オブザーバは、中間変数ξα、ξβを直接の推定対象とするものである。中間変数ξα、ξβは、拡張誘起電圧及び電流ｉα、ｉβの１次式となっている。中間変数ξα、ξβを推定することができるなら、これと電流ｉα、ｉβとに基づき、拡張誘起電圧を推定することができ、ひいては、回転角度θを推定することができる。

図１に示す拡張誘起電圧推定部４０は、上記の式（ｃ４）に示す最小次元オブザーバによって中間変数ξα、ξβを推定する処理と、中間変数ξα、ξβを拡張誘起電圧に変換する処理とを行う。図中、１点鎖線にて囲った部分が、上記の式（ｃ４）に示す最小次元オブザーバである。ここでは、上記の式（ｃ４）を、ラプラス変換を用いることで、中間変数ξα、ξβを解とする以下の式（ｃ５）にて表現したものを用いている。

上記の式（ｃ５）には、下記の式（ｃ６）のフィルタ成分が含まれている。

図１においては、上記の式(ｃ６)に示すフィルタ成分をバンドパスフィルタ（ＢＰＦ４８）としている。一方、実電流ｉα、ｉβを電圧の次元に変換する次元変換部４２と、次元変換部４２の出力と、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒがαβ変換部３２によって変換された指令電圧ｖαｒ、ｖβｒとが加算されることで、ＢＰＦ４８の入力が算出される。

拡張誘起電圧推定部４０では、更に、実電流ｉｄ，ｉｑをフィルタ処理するフィルタ５０と、フィルタ５０の出力を固定座標系に変換するαβ変換部５２と、αβ変換部５２の出力に、「ＧωＬｄ」を乗算する乗算器５４，５６と、ＢＰＦ４８の出力から乗算器５４，５６の出力をそれぞれ減算する減算器５８，６０とを備えている。これら減算器５８，６０の出力が、拡張誘起電圧である。

上記処理にて推定算出される拡張誘起電圧は、位置推定部６２に入力される。位置推定部６２では、拡張誘起電圧に基づき回転角度θ（電気角）を推定算出する。これは、拡張誘起電圧のβ成分をα成分で割ったものを逆正接関数の独立変数とすることで行うことができる。推定される回転角度θは、微分演算部６４によって微分演算処理された後、ローパスフィルタ６６にてフィルタ処理される。このローパスフィルタ６６の出力が電気角速度ωである。ちなみに、ローパスフィルタ６６は、回転角度θを微分演算することで生じる高次のノイズを除去するためのものである。

上記態様にて、拡張誘起電圧を用いることで、回転角度θを推定することができる。しかも、本実施形態によれば、電動機１０が非線形性を有するものである場合や、電動機１０を過変調領域にて駆動する場合などにおいても、回転角度θを高精度に推定することができる。次に、これについて説明する。

電動機１０を過変調領域にて制御する場合や、電動機１０が非線形性を有する場合等にあっては、電動機１０を流れる電流に高調波が重畳する。このため、拡張誘起電圧の推定処理に用いる実電流ｉα、ｉβにも高調波が重畳する。ただし、これについては、上記の式（ｃ５）に記載した最小次元オブザーバのフィルタ機能、すなわちＢＰＦ４８によって除去することができる。このように、オブザーバを用いることで、拡張誘起電圧の推定器を構築するだけで、実電流ｉα、ｉβに重畳するノイズの除去が可能となる。このため本実施形態では、実電流ｉα、ｉβをフィルタ処理することで高調波ノイズを除去した後、上記の式（ｃ１）を用いた推定器によって拡張誘起電圧を推定する場合と比較して、回転角度θを簡易且つ高精度に推定することを可能とする。これに対し、上記推定器の上流で実電流ｉα、ｉβにフィルタ処理を施す場合、フィルタ処理によって遅延が生じ、指令電圧ｖαｒ、ｖβｒとの同期が取れないおそれがある（位相ずれが生じるおそれがある）。

ただし、中間変数ξα、ξβを拡張誘起電圧に変換する際に用いる実電流は、ＢＰＦ４８を通過しないため、これには高調波ノイズが重畳されているおそれがある。そして、この場合には、拡張誘起電圧の推定精度に誤差が生じ、ひいては回転角度θの推定精度が低下するおそれがある。

そこで、本実施形態では、図１に示したように、実電流ｉｄ、ｉｑから高調波ノイズを除去するためのフィルタ５０を備えた。フィルタ５０は、実電流ｉｄ，ｉｑの基本波成分のみを通過させ、高周波成分を除去するローパスフィルタである。ここで、基本波成分とは、電動機１０の電気角速度に応じて定まる周波数のことであり、高周波成分とは、電気角速度よりも速い角速度に対応する周波数（基本波成分の整数（≧２）倍以上の周波数成分）のことである。

これにより、中間変数ξα、ξβを拡張誘起電圧に変換するに際して高調波ノイズ（実電流ｉｄ，ｉｑの高周波成分の影響）を好適に除去することができる。

図２に、拡張誘起電圧推定部４０の処理手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、実電流ｉα、ｉβと、指令電圧ｖα、ｖβと、電気角速度ωとを入力として、中間変数ξα、ξβを推定する。この処理は、上記の式（ｃ５）にて定義される最小次元オブザーバによる中間変数ξα、ξβの算出処理である。続くステップＳ１２においては、実電流ｉｄ，ｉｑを下記の式（ｃ７）にてフィルタ処理する。

ここでは、１次遅れフィルタを仮定した。このフィルタは、その入力信号（実電流ｉｄ，ｉｑ）と出力信号とで、基本波成分の大きさ、位相をそのまま透過させるフィルタである。ちなみに、上記の式（ｃ７）に示されるように、このフィルタは、オブザーバのゲインＧと電気角速度ωを用いて定義されている。

続くステップＳ１４では、上記ステップＳ１２においてフィルタ処理された実電流ｉｄ，ｉｑをαβ座標系の実電流に変換する。続くステップＳ１６においては、ステップＳ１４において算出されたαβ座標系での実電流ｉα、ｉβと、電気角速度ωとを用いて、中間変数ξα、ξβを拡張誘起電圧に変換する。

図３に、本実施形態にかかる回転角度θの推定精度を示す。詳しくは、図３に、実線にて本実施形態にかかる推定精度を示し、１点鎖線にて、中間変数ξα、ξβを拡張誘起電圧に変換する際に用いる実電流から高調波成分を除去しない場合の推定精度を示す。なお、ここでの電動機１０の動作条件は、回転速度が定格速度の「２０％」に当る「５００ｒｐｍ」であり、電流が定格電流の「８０％」に当る「２０Ａ」であるとの条件とした。

図示されるように、本実施形態では、回転角度θの誤差の最大値から最小値までの値が「２．２度」となっており、従来例の「４．８度」と比較して誤差を「６０％」低減できた。これにより、電動機１０の駆動に際して騒音を低減したり、効率を向上させたりすることが可能となる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）中間変数ξα、ξβを角度パラメータ（拡張誘起電圧）に変換する際に用いる電流として、所定の高次成分の除去された電流を用いた。これにより、所定の高次成分の影響によって角度パラメータの推定精度が低下することを好適に回避することができる。

（２）中間変数ξα、ξβを角度パラメータに変換する際に用いる電流を、電動機１０の電気角速度ωに応じた周波数である基本波周波数成分の電流とした。これにより、中間変数ξα、ξβを角度パラメータに高精度に変換することができる。

（３）実電流ｉｄ，ｉｑをフィルタ５０にてフィルタ処理したものを用いて、中間変数ξα、ξβを拡張誘起電圧に変換した。これにより、角度パラメータを高精度に推定することができる。

（４）フィルタ５０を、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑを入力とするものとして且つ、フィルタ５０の出力をαβ変換したものを用いて中間変数ξα、ξβを拡張誘起電圧に変換した。これにより、フィルタ５０を簡易な構成にて適切に設定することができ、ひいては、設計を容易とすることができる。

(第２の実施形態)
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に、図面を参照しつつ説明する。

図４に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図４において、先の図１に示した部材や処理と対応する部材や処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、中間変数ξα、ξβを拡張誘起電圧に変換する際に用いる電流として、速度制御器１４の出力する指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒをαβ変換部５２にて固定座標系に変換したものを用いる。ここで、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒは、高調波成分を含まないと考えられるため、これによっても、拡張誘起電圧を高精度に推定することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（５）中間変数ξα、ξβを拡張誘起電圧に変換する際に用いる電流を、固定座標系での指令電流（指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒをαβ変換したもの）とした。これにより、基本波周波数成分の電流を用いて角度パラメータを簡易に推定することができる。

（６）指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを推定する手段（速度制御器１４）の上流側（偏差算出部１２）に高調波ノイズの生成要因を有しない構成とした。これにより、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに高調波ノイズが重畳することを確実に回避することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態において、フィルタ５０としては、上記１次遅れフィルタに限らない。ここでは、実電流ｉｄ，ｉｑの基本波成分を直接透過させるものであることが望ましい。すなわち、フィルタの入力及び出力間で、基本波成分の大きさ、位相等が同一となるものであることが望ましい。なお、この際、基本波よりも高周波の成分を全て除去するフィルタに限らない。例えば、６次の高調波が顕著であるのに対しそれよりも高次の高調波は無視できるほど小さい場合には、６次の高調波を選択的に除去するものであってもよい。

・上記第１の実施形態では、実電流ｉｄ，ｉｑをフィルタ処理したものをαβ変換したがこれに限らない。例えば電動機１０を流れる実電流ｉα、ｉβ（αβ変換部１６の出力）をフィルタ処理し、これに基づき中間変数ξα、ξβから拡張誘起電圧を推定してもよい。

・上記第１の実施形態では、電動機１０の全運転領域において実電流ｉｄ，ｉｑをフィルタ５０にて処理したものを用いて拡張誘起電圧を推定したが、これに限らない。例えば高次高調波が問題となるのが過変調領域に限られる（又は過変調領域以外では無視できる）電動機を用いる場合にあっては、過変調領域に限ってフィルタ５０によるフィルタ処理を行い、変調率が「１」以下である場合には、実電流ｉｄ，ｉｑを直接用いて拡張誘起電圧を算出してもよい。

・状態変数としての角度パラメータとしては、固定座標系での拡張誘起電圧に限らない。例えば、「拡張誘起電圧モデルに基づく突極型永久磁石同期モータのセンサレス制御、Ｔ．ＩＥＥ Ｊａｐａｎ，Ｖｏｌ．１２２−Ｄ，Ｎｏ．１２，２００２」に記載されているように、回転座標系での拡張誘起電圧であってもよい。これによっても、拡張誘起電圧を最小次元オブザーバにて推定する際、電流の微分演算を回避すべく中間変数を用いる場合には、中間変数を拡張誘起電圧に変換する際に用いる電流から高次成分を除去することが有効である。ちなみに、ここでの拡張誘起電圧は、推定回転座標系において表現された「磁界によって誘起される電圧」である。

・状態変数としての角度パラメータとしては、拡張誘起電圧に限らない。例えば、「外乱オブザーバと速度適応同定による円筒型ブラシレスモータの位置・速度センサレス制御、Ｔ．ＩＥＥ Ｊａｐａｎ，Ｖｏｌ．１１８−Ｄ，Ｎｏ７／８，９８」に記載されているように、円筒型ブラシレスモータの誘起電圧であってもよい。これによっても、誘起電圧を最小次元オブザーバにて推定する際、電流の微分演算を回避すべく中間変数を用いる場合には、中間変数を誘起電圧に変換する際に用いる電流から高次成分を除去することが有効である。

・上記実施形態では、電動機１０に対する速度指令値ωｒに基づき指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを設定したが、これに限らず、例えば、要求トルクに基づき指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを設定してもよい。ただし、トルクフィードバック制御のための操作量として指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを設定して且つ実トルクを実電流ｉｄ，ｉｑに基づき推定する場合には、実電流ｉｄ，ｉｑに重畳する高調波ノイズの影響により推定されるトルクに高調波ノイズの影響が生じることが懸念される。そしてこの場合、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに高調波ノイズが重畳することが懸念される。このため、この場合には、上記第２の実施形態において、トルク推定器の上流にて実電流ｉｄ，ｉｑをフィルタ処理することが望ましい。すなわち、指令電流設定手段の上流側に実電流に基づく演算手段を有する場合には、指令電流設定手段の上流（上記演算手段の上流又は下流で）フィルタ処理を施すことが望ましい。またこれに代えて、先の第１の実施形態のようにフィルタ５０を備え、これに指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを入力するようにしてもよい。

・回転機の制御としては、ＰＷＭ制御に限らない。例えば、矩形波制御であってもよい。この場合、例えば、回転機のトルクが要求トルクに制御されるものであるなら、要求トルクに応じて操作される位相と、インバータ３０の入力電圧とに基づき、上記指令電圧ｖαｒ、ｖβｒ相当の電圧を算出し、これに基づき角度パラメータを推定してもよい。

・電動機としては、ＩＰＭＳＭに限らず、例えばＳＰＭ等であってもよい。更に、永久磁石同期電動機にも限らない。この場合であっても、突極機であるなら、突極機の磁界によって誘起される電圧(リラクタンス磁束などに誘起される電圧成分)に起因して上記の式（ｃ１）の右辺第２項がゼロでないため、これを角度パラメータとして推定対象とすることができる。

・回転機としては、３相電動機に限らない。例えば３相発電機であってもよい。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる拡張誘起電圧の算出処理の手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。

符号の説明

１０…電動機、４０…拡張誘起電圧推定部、５０…フィルタ（フィルタ手段の一実施形態）。

Claims (6)

1. 回転機を流れる電流及び前記回転機の角度パラメータを状態変数とする状態方程式における前記角度パラメータを推定するに際し、前記電流の微分演算を回避すべく前記角度パラメータ及び前記電流に関する１次の変数である中間変数を直接の推定パラメータとする最小次元オブザーバを用いる回転機の回転角度推定装置において、
   前記推定される中間変数を前記角度パラメータに変換する際に用いる前記電流として、所定の高次成分の除去された電流を用いることを特徴とする回転機の回転角度推定装置。
2. 前記推定される中間変数を前記角度パラメータに変換する際に用いる前記電流は、前記回転機の電気角速度に応じた周波数である基本波周波数成分の電流であることを特徴とする請求項１記載の回転機の回転角度推定装置。
3. 前記推定される中間変数を前記角度パラメータに変換する際に用いる前記電流は、前記回転機を流れる電流の検出値をフィルタ処理手段によりフィルタ処理したものであることを特徴とする請求項１又は２記載の回転機の回転角度推定装置。
4. 前記推定される中間変数を前記角度パラメータに変換する際に用いる前記電流として、前記回転機に対する指令電流を用いることを特徴とする請求項１又は２記載の回転機の回転角度推定装置。
5. 前記角度パラメータは、前記回転機の磁界によって誘起される電圧ベクトルであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の回転角度推定装置。
6. 前記回転機は、同期回転機であり、
   前記角度パラメータは、前記回転機の誘起電圧に関する電圧ベクトルであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の回転角度推定装置。

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