JP2009281538A - 自動変速機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ電流値変化をなまらせることなくモータの電流フィードバック制御精度を向上させ、クラッチ係合力を精密に制御できるようにして車両の安全性とフィーリングを確保する自動変速機の制御装置を得る。
【解決手段】
モータ電流を検出する電流検出手段２０９を備え、電流検出手段２０９は、モータ２０４の回転位置を検出する回転位置検出手段２０５から出力される回転位置信号の変化数をカウントするカウンタ２１０と、カウンタ２１０のカウント値から、モータ２０４が電気角で１８０度回転したことを判定する電気角１８０度判定手段２１１と、を含み、電気角１８０度判定手段２１１で判定される電気角１８０度の整数倍のタイミングごとに電流検出抵抗２０７に発生する電圧をサンプリングし、モータ目標電流演算手段２１２で演算されるモータ目標電流とモータ電流との差に応じてモータ２０４の回転を制御する。
【選択図】図２

Description

この発明は、自動車等の車両に搭載される自動変速機の制御装置に係り、特に、モータによって変速制御を行う自動変速機の制御装置に関するものである。

一般に、自動変速機を搭載した自動車等の車両は、エンジンを動力源とし、そのエンジンで発生した動力を、自動変速機を介して車輪へ伝達することにより走行できるようになっている。そして、自動変速機の内部には発進クラッチが装備されており、エンジンから伝達された動力を変速機構へ伝達するときは、発進クラッチを係合させる。逆に、エンジンから伝達された動力を変速機構へ伝達しないときは、発進クラッチを非係合とする。そして、この発進クラッチの係合／非係合の制御をクラッチ制御手段で実施するように構成されている。

ここで、クラッチの係合力が不安定になった場合、エンジンから変速機構へ伝達される動力が不安定になり、最終的には、車輪へ伝達する動力が不安定になる。このため、自動車の走行状態として不安定な状態となり、運転者へ不快感を与えることになる。このように、車両の安定な走行状態を確保するために、発進クラッチはその係合力を精密に制御する必要がある。

ところで、前述のようにエンジンから変速機構への動力の伝達を発進クラッチにより行う自動変速機が知られているが、この発進クラッチ付き自動変速機においては、乾式単板の発進クラッチにアクチュエータを装備し、アクチュエータが発進クラッチのストローク量を変化させることでクラッチ係合力を調整するようにしている。このアクチュエータとしてモータを使用し、その回転角度が発進クラッチのストローク量に比例した機構とした場合、発進クラッチの係合力の調整を行うためにはモータのトルク量を精度良く調整する必要がある。モータトルクはモータの電流量に比例するため、モータトルク制御精度を向上させるためには、モータの電流制御精度を向上させる必要がある。（例えば、特許文献１参照）。

一方、電流検出抵抗を母線に挿入することにより、モータの電流を検出することが一般に行われているが、モータの電流には駆動周波数の６倍の高調波成分が含まれており、サンプリングのタイミングによっては検出する電流値がばらつくことになる。電流値がばらつくと電流フィードバック制御の結果が不安定になる。これを防ぐために、電気角６０度ごとの割込み信号を発生し、この割込み信号のタイミングで有効電流、無効電流を演算したり、電気角６０度の期間内の電流値を移動平均することにより、高調波成分を取り除いて電流フィードバック制御の安定性を向上させる技術が提案されている（例えば、特許文献２参照）。

また、モータの電流を検出する別の技術として、１２０度矩形波通電方式のブラシレスＤＣモータを用い、このブラシレスＤＣモータの各相コイルの通電電流を、ブラシレスＤＣモータの固定子に対する回転子の位置を検出する複数のホールセンサの信号切り換わりタイミングで検出することで、電流値のばらつきを抑制する技術が提案されている（例えば、特許文献３参照）。

特開２００２−８１４７２号公報 特開２００４−２８２９６９号公報 特開２０００−１６６２７７号公報

しかしながら、上記特許文献２に開示された技術では、モータ各相コイルの抵抗がばらついた場合などについて考慮されておらず、モータ各相コイルの抵抗がばらついた場合の電流検出値をフィードバック制御に利用すると、制御結果として電流のばらつきが大きくなる問題がある。

ここで、この問題について詳細に説明する。図１４はモータ各相のコイル抵抗がばらついている場合の挙動を説明する図で、ホールセンサのエッジタイミングで電流をサンプリングした場合の電流フィードバック制御結果を示している。ここでは一例としてＵ相コイル、Ｖ相コイル、Ｗ相コイルの抵抗をそれぞれ５０ｍΩ、６０ｍΩ、４０ｍΩとしたときの応答で説明する。

図１４において、電気角０度〜６０度の期間はＵ相からＶ相へ電流を流すのでコイル抵抗は１１０ｍΩである。次に、電気角６０度〜１２０度の期間はＵ相からＷ相へ電流を流すのでコイル抵抗は９０ｍΩである。次に、電気角１２０度〜１８０度の期間はＶ相からＷ相へ電流を流すのでコイル抵抗は１００ｍΩである。次に、電気角１８０度〜２４０度の期間はＶ相からＵ相へ電流を流すのでコイル抵抗は１１０ｍΩである。次に、電気角２４０度〜３００度の期間はＷ相からＶ相へ電流を流すのでコイル抵抗は９０ｍΩである。次に、電気角３００度〜３６０度の期間はＷ相からＶ相へ電流を流すのでコイル抵抗は１００ｍΩである。そして、電気角３６０度〜４２０度の期間は電気角０度〜６０度の期間と同様、Ｕ相からＶ相へ電流を流すのでコイル抵抗は１１０ｍΩである。このように、コイル抵抗の値は１１０ｍΩ、９０ｍΩ、１００ｍΩの３通りあり、３つの抵抗値を順番に繰り返すことになる。

また、電流フィードバック制御は、電気角０度、６０度、１２０度といったように電気角６０度ごとのタイミングで電流をサンプルし、その電流値を用いて電流をサンプルしたタイミング以降の指令電圧、即ち、次回指令電圧を計算している。つまり、電気角６０度ごとに電流をサンプルし、指令デューティを更新している。電気角６０度ごとに実行する計算式は、コイル抵抗のばらつきをＫとした場合、以下に示す１式および２式で表すことができる。ただし、この数式は一例であって、これに限ったものではない。
次回指令電圧＝今回指令電圧＋（目標電流−検出電流）×Ｋ・・・（１）
指令デューティ＝次回指令電圧÷電源電圧×１００・・・・・・・（２）

ここで、図１４を参照しながら、目標電流を３０Ａ、Ｋ＝０．１としたときの電流フィードバック制御の計算方法について説明する。

まず、電気角０度までの期間で指令電圧２．６４（Ｖ）が設定されており、コイル抵抗は１００ｍΩなので、電気角０度のときのモータ電流は２６．４Ａとなる。このとき１式から、
次回指令電圧＝２．６４＋（３０．０−２６．４）×０．１＝３．００Ｖ
となり、電気角０度〜６０度の期間の指令電圧を３．００（Ｖ）でモータに電流を流す。

（状態１）電気角０度〜６０度の期間はＵ相からＶ相へ電流を流すので、合計のコイル抵抗は１１０ｍΩとなる。そして、電流フィードバック演算結果で指令電圧を３．００（Ｖ）としているので、電気角６０度のときのモータ電流は２７．３Ａとなる。

次に、電気角６０度〜１２０度の期間の指令電圧は１式から、
次回指令電圧＝３．００＋（３０．０−２７．３）×０．１＝３．２７Ｖ
となり、電気角６０度〜１２０度の期間の指令電圧を３．２７（Ｖ）でモータに電流を流す。

（状態２）電気角６０度〜１２０度の期間はＵ相からＷ相へ電流を流すので、合計のコイル抵抗は９０ｍΩとなる。そして、電流フィードバック演算結果で指令電圧を３．２７（Ｖ）としているので、電気角１２０度のときのモータ電流は３６．３Ａとなる。

次に、電気角１２０度〜１８０度の期間の指令電圧は１式から、
次回指令電圧＝３．２７＋（３０．０−３６．３）×０．１＝２．６４Ｖ
となり、電気角１２０度〜１８０度の期間の指令電圧を２．６４（Ｖ）でモータに電流を流す。

（状態３）電気角１２０度〜１８０度の期間はＶ相からＷ相へ電流を流すので、合計のコイル抵抗は１００ｍΩとなる。そして、電流フィードバック演算結果で指令電圧を２．６４（Ｖ）としているので、電気角１８０度のときのモータ電流は２６．４Ａとなる。

次に、電気角１２０度〜１８０度の期間の指令電圧は、１式から、
次回指令電圧＝２．６４＋（３０．０−２６．４）×０．１＝３．００Ｖ
となり、電気角１８０度〜２４０度の期間の指令電圧を３．００（Ｖ）でモータに電流を流す。

以上のように、状態１から状態３を繰り返すことにより、図１４のようにモータ電流はばらついた応答となる。ここで、モータ電流のばらつき幅δ１は、δ１＝３６．３Ａ−２６．４Ａ＝９．９Ａとなる。

上記説明のように、従来の電流フィードバック制御では、前回の通電相での検出電流から今回の通電相の指令電圧を計算するため、前回の通電相と今回の通電相とのコイル抵抗の差が大きいと、モータ電流のばらつきを大きくする現象が発生する。

モータ電流とモータのトルク量は比例関係にあるため、モータ電流がばらついた場合、モータのトルク量もばらつくことになる。前述のように、クラッチ係合力を精度よく制御しようとした場合、モータのトルク量を精度よく調整する必要があるので、電流がばらついてトルク量がばらつくと、クラッチの係合力を精度よく制御できなくなる問題が発生する。従って、クラッチ係合力の制御精度からモータ電流のばらつきの制限値が決まる。

ここで、先に説明したＫを調整することにより、電流のばらつきを小さくできることが一般的に知られている。しかし、図１５に示すとおり、上記Ｋを小さくしてモータ電流のばらつきを小さくした場合、モータ目標電流への収束時間が長くなる問題が発生する。電流目標値への追従性が損なわれた場合、クラッチ係合力の制御を行う上で、クラッチ係合力を大きくするためモータ電流目標値を大きくしたときなどに、トルク伝達ができなくなるといった現象が発生する。

従って、上記問題を回避するために、モータ目標電流への収束時間には所定のしきい値が存在する。図１５から、従来の電流フィードバック制御においては、収束時間がしきい値の場合、モータ電流のばらつきはδ１となる。このように、従来の電流フィードバック制御ではモータ電流のばらつきを所定値以内に維持しながら、モータ目標電流追従時間を収束時間しきい値以内にすることができない。

また、上記特許文献３に開示された１２０度矩形波通電方式のＤＣモータの制御装置では、ホールセンサの信号切り換わりタイミングでモータ電流を検出することにより、電流値のばらつきを抑制しているが、その場合、ホールセンサの信号の変化タイミングが設計値である「電気角６０度ごと」に対し、不等間隔となった場合に電流検出値がばらつくことになる。ここで、モータ電流の応答は図１４に示すように、通電相の切り換え時に最小となり、その後漸増する。そのため、電流の検出タイミングがばらつくと、漸増中の電流をサンプリングすることになり、電流検出値がばらつくことになる。実際には、ホールセンサの取り付けばらつきや、特性ばらつきがあるため、ホールセンサの信号の変化間隔が不等となり検出電流値がばらつき、電流フィードバック制御が不安定になる。

以上のように、従来技術ではフィードバック制御精度が不安定になり、電流制御精度が悪く、クラッチ係合力を精密に制御できなくなる。そして、クラッチ係合力が不安定となり、自動車の走行状態が不安定となる問題が顕在化する。

一方、上記検出電流値のばらつきを抑制することを目的として、フィルタ回路の時定数を大きくするなどにより電流信号の振動を抑制することもできる。しかし、この場合、モータ電流値変化までもなまらせることになって、即応性の悪化に繋がる恐れがある。

この発明は、上記問題を解決するためになされたもので、モータ電流値変化をなまらせることなくモータの電流フィードバック制御精度を向上させ、クラッチ係合力を精密に制御できるようにして車両の安全性とフィーリングを確保する自動変速機の制御装置を得ることを目的とするものである。

上記目的を達成するために、この発明に係る自動変速機の制御装置は、エンジンの動力をクラッチにより変速機構部に伝達する自動変速機を制御する自動変速機の制御装置であって、上記クラッチの係合力をモータにより調整する自動変速機の制御装置において、上記モータの回転を制御するモータ制御手段を備え、上記モータ制御手段は、上記モータにおいて目標とする電流を演算するモータ目標電流演算手段と、上記モータの回転時に流れるモータ電流を検出する電流検出抵抗と、上記電流検出抵抗に発生する電圧をサンプリングして上記モータ電流を検出する電流検出手段を備え、上記電流検出手段は、上記モータの回転位置を検出する回転位置検出手段から出力される回転位置信号の変化数をカウントするカウンタと、上記カウンタのカウント値から、上記モータが電気角で１８０度回転したことを判定する電気角１８０度判定手段と、を含み、上記電気角１８０度判定手段で判定される電気角１８０度の整数倍のタイミングごとに上記電流検出抵抗に発生する電圧をサンプリングし、上記モータ目標電流演算手段で演算されるモータ目標電流と上記モータ電流との差に応じて上記モータの回転を制御するものである。

この発明によれば、モータの電流フィードバック制御精度を向上させてクラッチの係合力を精密に制御できるので、車両の安定な走行状態を確保することができる。

以下、添付の図面を参照して、この発明に係る自動変速機の制御装置について好適な実施の形態を説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る自動変速機の制御装置を説明するシステム構成図である。図１において、エンジン１０１と自動変速機１０２は、クラッチ１０３により連結される。クラッチ１０３は、自動変速機１０２の入力部分に取り付けられ、エンジン１０１から自動変速機１０２への動力の伝達を行う。そして、自動変速機１０２には、自動変速機１０２の変速段を変更する変速機構１０４が装備されている。

変速制御手段１０５は、自動変速機１０２のクラッチ１０３の係合、および変速機構１０４の構成変更を行うことにより、自動変速機１０２の変速段の制御を司る。エンジントルク制御手段１０６は、変速制御手段１０５の指示により変速時のエンジントルク量を制御する。クラッチ制御手段１０７は、後述するモータ制御手段を含み、変速制御手段１０５の指示により変速時のクラッチ制御、およびクラッチ係合力の制御を行う。また、変速機構制御手段１０８は、変速制御手段１０６の指示により変速機構１０４の変速段の制御を行う。なお、クラッチ制御手段１０７は、後述のブラシレスモータの回転角がクラッチ１０３のストローク量に比例する機構となっており、そのブラシレスモータのトルクを制御して回転角を調整することにより、クラッチ係合力を調整するように構成されている。

ここで、クラッチ１０３の係合力が不安定になった場合には、エンジン１０１から変速機構１０４へ伝達される動力が不安定になり、最終的には、車輪へ伝達する動力が不安定になる。このため、車両、例えば自動車の走行状態として不安定な状態になって運転者へ不快感を与えることになる。

次に、クラッチ制御手段１０７に含まれるモータ制御手段について説明する。図２は、モータ制御手段を示すブロック構成図である。図２において、符号２０１はモータ制御手段を示し、このモータ制御手段２０１は、以下に示すように構成されている。

バッテリ２０２は、インバータ２０３を介してブラシレスモータ２０４へ電流を供給する。これによりブラシレスモータ２０４の回転子（図示せず）が回転する。

ブラシレスモータ２０４には、ブラシレスモータ２０４の固定子（図示せず）に対する回転子の位置、即ち、ブラシレスモータ２０４の回転位置を検出する回転位置検出手段、例えば、ホールセンサ２０５が搭載されている。ホールセンサ２０５は、前述のように、ブラシレスモータ２０４の固定子に対する回転子の位置に応じたホールセンサ信号を発生する。

また、バッテリ２０２とインバータ２０３を接続する母線２０６に、電流検出抵抗（以下、シャント抵抗という。）２０７が挿入されており、ブラシレスモータ２０４が回転して電流が流れると、シャント抵抗２０７の両端に電位差が発生する。この電位差をフィルタ回路２０８でフィルタリングして電流検出手段２０９へ電圧信号を伝える。そして、電流検出手段２０９では伝えられた電圧信号をホールセンサ信号のエッジごとにＡ／Ｄ変換したデータに基づき電流値を算出する。

電流検出手段２０９には、ホールセンサ信号のエッジ数をカウントするカウンタ２１０が設けられており、更に、そのカウント値により、ブラシレスモータ２０４が電気角で１８０度回転したことを判定する電気角１８０度判定手段２１１が設けられている。

電流検出手段２０９により算出された電流値とモータ目標電流演算手段２１２により演算されたブラシレスモータ２０４の目標電流値とを、モータ駆動デューティ演算手段２１３に出力してモータ駆動デューティを演算し、その演算結果をドライバ駆動手段２１４へ伝達する。

ドライバ駆動手段２１４は、モータ駆動デューティ演算手段２１３で演算されたモータ駆動デューティとホールセンサ信号から、インバータ２０３を構成する６個のＦＥＴ、即ち、ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬのゲート信号を生成する。生成されたゲート信号に応じて各ＦＥＴがスイッチングし、ブラシレスモータ２０４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を制御し、ブラシレスモータ２０４の回転を制御する。

次に、ブラシレスモータ２０４へ供給する電流の制御方法について説明する。図３は、ホールセンサ２０５の信号パターンとブラシレスモータ２０４への通電パターン、及びシャント抵抗２０７の両端電圧とフィルタ回路２０８の出力電圧を示す図である。

上記のとおり、ブラシレスモータ２０４にはホールセンサ２０５が搭載されており、ホールセンサ２０５は、ブラシレスモータ２０４の固定子に対する回転子の位置に応じて、図３のホールセンサパターンのＨ１、Ｈ２、Ｈ３で示す信号を発生する。

ドライバ駆動手段２１４では、ホールセンサ２０５の信号の組み合わせにより、図３のモータ駆動回路通電パターンのＵ、Ｖ、Ｗで示す通電パターンを生成する。ブラシレスモータ２０４に、この通電パターンＵ、Ｖ、Ｗを与えると、ブラシレスモータ２０４は一方向に回転する。

例えば、期間ａは、ホールセンサＨ１が“Ｈ”、ホールセンサＨ２が“Ｌ”、ホールセンサＨ３が“Ｈ”の組み合わせとなっている。このときは、インバータ２０３の各ＦＥＴのうち、ＵＨとＶＬのゲート信号をＯＮ指示する。これによりブラシレスモータ２０４のＵ相からＶ相に電流を流すことになる。

次に、期間ｂのホールセンサ２０５の信号パターンは、ホールセンサＨ１が“Ｈ”、ホールセンサＨ２が“Ｌ”、ホールセンサＨ３が“Ｌ”の組み合わせである。このときは、インバータ２０３の各ＦＥＴのうち、ＵＨとＷＬのゲート信号をＯＮ指示する。これによりブラシレスモータ２０４のＵ相からＷ相に電流を流すことになる。

次に、期間ｃのホールセンサ２０５の信号パターンは、ホールセンサＨ１が“Ｈ”、ホールセンサＨ２が“Ｈ”、ホールセンサＨ３が“Ｌ”の組み合わせである。このときは、インバータ２０３の各ＦＥＴのうち、ＶＨとＷＬのゲート信号をＯＮ指示する。これによりブラシレスモータ２０４のＶ相からＷ相に電流を流すことになる。

次に、期間ｄのホールセンサ２０５の信号パターンは、ホールセンサＨ１が“Ｌ”、ホールセンサＨ２が“Ｈ”、ホールセンサＨ３が“Ｌ”の組み合わせである。このときは、インバータ２０３の各ＦＥＴのうち、ＶＨとＵＬのゲート信号をＯＮ指示する。これによりブラシレスモータ２０４のＶ相からＵ相に電流を流すことになる。

次に、期間ｅのホールセンサ２０５の信号パターンは、ホールセンサＨ１が“Ｌ”、ホールセンサＨ２が“Ｈ”、ホールセンサＨ３が“Ｈ”の組み合わせである。このときは、インバータ２０３の各ＦＥＴのうち、ＷＨとＵＬのゲート信号をＯＮ指示する。これによりブラシレスモータ２０４のＷ相からＵ相に電流を流すことになる。

次に、期間ｆのホールセンサ２０５の信号パターンは、ホールセンサＨ１が“Ｌ”、ホールセンサＨ２が“Ｌ”、ホールセンサＨ３が“Ｈ”の組み合わせに変化している。このときは、インバータ２０３の各ＦＥＴのうちＷＨとＶＬのゲート信号をＯＮ指示する。これによりブラシレスモータ２０４のＷ相からＶ相に電流を流すことになる。

このように、期間ａ〜ｆの６種類のブラシレスモータ２０４への通電パターンを「ａ→ｂ→ｃ→ｄ→ｅ→ｆ→ａ」のように順次繰り返すことにより、ブラシレスモータ２０４は回転する。

また、期間ａ〜ｆの間にホールセンサＨ１、Ｈ２、Ｈ３の立上がりエッジおよび立下がりエッジの数は本実施形態の場合、ブラシレスモータ２０４の電気角３６０度回転あたり６個となっている。つまり、電気角６０度ごとにエッジが発生するようになっている。

次に、図３のシャント抵抗電圧、およびフィルタ出力電圧について説明する。前述した６種類の通電パターンでブラシレスモータ２０４に通電すると、ブラシレスモータ２０４には、デューティに応じたモータ電流が流れる。ここで流れた電流量に応じてシャント抵抗２０７の両端電圧が変化するが、図３で示すシャント抵抗電圧は、電流を流す相を切り換えているタイミングごとに電圧の落ち込みが発生する。また、モータ制御手段２０１では電流検出の際、シャント抵抗電圧をフィルタ回路２０８でノイズ除去して処理するが、図３で示すフィルタ出力電圧のように、電圧波形に振動が残っている。そこで、ホールセンサ２０５のエッジのタイミングで電流をＡ／Ｄ変換することにより振動成分を除去している。

ここで、電流を計算する際には、フィルタ出力電圧をＡ／Ｄ変換してマイコン（図示せず）などにデータを取り込み、係数を乗じることで電流値としている。

図４は、実施の形態1に係る自動変速機の制御装置における電流フィードバック制御結果を示す図で、背景技術において説明した図１４に対応する図である。なお、ここでは、電気角１８０度ごとのタイミングで電流をサンプルし、Ｖ相とＷ相のコイルを流れたときの電流をサンプルした場合の応答について説明するが、電気角１８０度の整数倍のタイミングで電流を検出すればよい。また、目標電流を３０Ａ、Ｋ＝０．１とする。

図４において、電流検出のタイミングは電気角で１８０度ごとであるので、電気角０度、電気角１８０度、電気角３６０度のタイミングで電流をサンプルする。

電気角０度のときの電流は目標電流に一致し、３０．０Ａとなっている。従って、上記１式から、
次回指令電圧＝３．００+（３０．０−３０．０）×０．１＝３．００Ｖ
となり、電気角０度〜６０度、電気角６０度〜１２０度、電気角１２０度〜１８０度の期間の指令電圧は３．００（Ｖ）とそれまでの指令電圧を維持する。

その場合、電気角０度〜６０度の期間は、Ｕ相からＶ相へ電流を流すので、合計のコイル抵抗は１１０ｍΩとなる。そして、電流フィードバック演算結果で指令電圧を３．００（Ｖ）としているので、電気角６０度のときのモータ電流は２７．３Ａとなる。

また、電気角６０度〜１２０度の期間は、Ｕ相からＷ相へ電流を流すので、合計のコイル抵抗は９０ｍΩとなる。そして、電流フィードバック演算結果で指令電圧を３．００（Ｖ）としているので、電気角１２０度のときのモータ電流は３３．３Ａとなる。

また、電気角１２０度〜１８０度の期間は、Ｖ相からＷ相へ電流を流すので、合計のコイル抵抗は１００ｍΩとなる。そして、電流フィードバック演算結果で指令電圧を３．００（Ｖ）としているので、電気角１８０度のときのモータ電流は３０．０Ａとなる。

次に、電気角１８０度のモータ電流をサンプルし、次回指令電圧を１式で計算する。

以上のように、図４に示した例でモータ電流のばらつき幅δ２を計算すると、δ２＝３３．３−２７．３＝６．０Ａとなり、従来の電流フィードバック制御でのモータ電流のばらつき幅δ１が、δ１＝１０．０Ａであったのに対し、実施の形態１に係る自動変速機の制御装置によれば、モータ電流のばらつきを小さくすることが可能となる。

次に、実施の形態１に係る自動変速機の制御装置について、フローチャートを用いて実際の動作を説明する。図５は、実施の形態１に係る自動変速機の制御装置の動作を説明するフローチャートで、電流値のサンプリングタイミングを電気角１８０度ごととした場合を示すものである。なお、この装置は、ブラシレスモータ２０４に搭載されたホールセンサ２０５のエッジ信号ごとの割り込みで作動する。

まず、ステップＳ５０１において、モータ電流をＡ／Ｄ変換し、ステップＳ５０２でＡ／Ｄ変換したデータをバッファへ記憶する。

次に、ステップＳ５０３において、ホールセンサ２０５のエッジカウント値をインクリメントする。

次に、ステップＳ５０４に進み、先にカウントしたエッジカウント値の判定を行う。ここで、カウント値が３回以上の場合はＮｏに進み、ステップＳ５０５でブラシレスモータ２０４が電気角で１８０度回転したことを判定すると同時にカウント値をクリアし、ステップＳ５０６に進む。一方、カウント値が２回以下の場合はＹｅｓに進み、ステップＳ５０６に進む。

次に、ステップＳ５０６においては、カウント値が零であるか否かの判定を行う。カウント値が零の場合はＹｅｓに進み、ステップＳ５０７でモータ電流を計算し、ステップＳ５０８に進む。一方、カウント値が零でない場合はＮｏに進み、ホールエッジ割り込み処理ルーチンを終了する。なお、上記ステップＳ５０１〜ステップＳ５０７は、電流検出手段２０９で実行される。

ステップＳ５０８においては、モータ目標電流演算手段２１２で設定したモータ目標電流と電流検出手段２０９で検出されたモータ検出電流の差分を計算する。

次に、ステップＳ５０９に進み、ステップＳ５０８で計算した差分に応じて出力デューティを計算し、ホールエッジ割り込み処理ルーチンを終了する。なお、上記ステップＳ５０８およびステップＳ５０９は、モータ駆動デューティ演算手段２１３で実行される。

以上のように、ホールエッジ割り込みが３回ごと、つまりブラシレスモータ２０４が電気角で１８０度回転するたびにモータ電流を検出し、出力デューティを計算する。計算された出力デューティはドライバ駆動手段２１４を介してインバータ２０３に出力され、ブラシレスモータ２０４が回転制御される。

以上詳述したように、実施の形態１に係る自動変速機の制御装置によれば、従来装置に対してモータ電流のばらつきを抑制することが可能となり、クラッチ１０３のトルクばらつきを小さくすることができる。従って、クラッチ１０３の係合力を精密に制御可能となり、車輪へ伝達する動力が安定し、運転者へ不快感を与えることなく良好な走行が実現できる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２に係る自動変速機の制御装置について説明する。実施の形態１では、ブラシレスモータの各相のコイル抵抗がばらついた場合のモータ電流の安定性を確保する実施の形態を説明した。実施の形態２では、モータ電流の検出値の平均値を用いて電流フィードバック制御することにより、ブラシレスモータの平均電流を目標電流に追従させ、ブラシレスモータの平均トルクを目標トルクに追従させる実施の形態を説明する。

実施の形態２に係る自動変速機の制御装置は、実施の形態１で説明した図２のモータ制御手段２０１を構成する電流検出手段２０９に替えて、図６に示す電流検出手段６０１を用いたものであり、その他の構成については実施の形態１と同様である。なお、以降の説明においては、適宜、図１あるいは図２を参照する。

実施の形態２に係る自動変速機の制御装置に用いられる電流検出手段６０１には、ホールセンサ信号のエッジ数をカウントするカウンタ６０２と、このカウント値によりブラシレスモータ２０４が電気角で１８０度回転したことを判定する電気角１８０度判定手段６０３が設けられている。更に、電流検出手段６０１には、ホールセンサ信号のエッジごとにＡ／Ｄ変換したデータに基づいて算出した電流値を記憶する電流値記憶手段６０４と電流値記憶手段６０４が記憶しているデータから平均値を計算する平均電流計算手段６０５が設けられている。

実施の形態２に係る自動変速機の制御装置は上記のように構成されており、次にその動作について説明する。なお、ここでは、電気角１８０度に対するホールセンサ信号をカウンタ６０２でカウントし、そのカウント値の個数だけ電流検出値を記憶する場合について説明するが、カウンタ６０２によるカウント値の整数倍の個数だけ電流検出値を記憶すればよい。

まず、実施の形態１に係る自動変速機の制御装置においては、図４に示すように、電気角０度、電気角１８０度、電気角３６０度と、電気角１８０度の整数倍ごと（但し、整数は１）のタイミングで電流をサンプルしフィードバック制御した。従って、電流をサンプルしたタイミングの電流値は目標電流に追従するようになっている。しかし、各ホールセンサ信号のエッジ切り換わりのタイミング、つまり、電気角６０度ごとの電流値に注目すると、電気角０度のときのモータ電流は３０Ａ、電気角６０度のときのモータ電流は２７．３Ａ、電気角１２０度のモータ電流は３３．３Ａとなり、モータ平均電流は３０．２Ａとなって目標電流である３０Ａと一致しない。

そこで、実施の形態２に係る自動変速機の制御装置においては、電気角０度、電気角６０度、電気角１２０度のモータ電流の平均値が目標電流に追従するように指令電圧を計算する。以降では、目標電流を３０Ａ、Ｋ＝０．１としたときの例を説明する。

ここで、実施の形態２に係る自動変速機の制御装置において用いる次回指令電圧の計算式を以下に示す。
次回指令電圧＝今回指令電圧＋（目標電流−モータ平均電流）×Ｋ・・・（３）
モータ平均電流＝｛電気角χ度のモータ電流＋電気角(χ＋６０)度のモータ電流
＋電気角(χ＋１２０)度のモータ電流｝÷３・・・・・（４）
（但し、χ＝０、１８０、３６０）

図７は、実施の形態２に係る自動変速機の制御装置における電流フィードバック制御結果を示す図で、指令電圧を３．００Ｖで安定させてから、電気角０度のときに制御を開始する状態を示すものである。

図７において、まず、モータ電流をサンプルする。電気角０度のときのモータ電流は３０Ａ、電気角６０度のときのモータ電流は２７．３Ａ、電気角１２０度のモータ電流は３３．３Ａである。従って、モータ平均電流は４式から３０．２Ａとなる。そして、３式から
次回指令電圧＝３．００＋(３０．０−３０．２)×０．１＝２．９８Ｖ
となり、電気角１２０度以降の指令電圧は２．９８Ｖとなる。

そして、電気角１２０度〜１８０度の期間はＶ相からＷ相へ電流を流すので、合計のコイル抵抗は１００ｍΩとなる。従って、電流フィードバック演算結果で指令電圧を２．９８（Ｖ）としているので、電気角１８０度のときのモータ電流は２９．８Ａとなる。

また、電気角１８０度〜２４０度の期間はＶ相からＵ相へ電流を流すので、合計のコイル抵抗は１１０ｍΩとなる。そして、指令電圧は２．９８（Ｖ）としているので、電気角２４０度のときのモータ電流は２７．１Ａとなる。

また、電気角２４０度〜３００度の期間はＷ相からＵ相へ電流を流すので、合計のコイル抵抗は９０ｍΩとなる。そして、指令電圧は２．９８（Ｖ）としているので、電気角３００度のときのモータ電流は３３．１Ａとなる。

次に、電気角１８０度のときのモータ電流は２９．８Ａ、電気角２４０度のときのモータ電流は２７．１Ａ、電気角３００度のモータ電流は３３．１Ａであり、モータ平均電流は４式から３０．０Ａとなる。そして、３式から
次回指令電圧＝２．９８＋（３０．０−３０．０）×０．１＝２．９８Ｖ
となり、電気角３００度以降の指令電圧は２．９８Ｖとなる。

以降は上記説明の動作を繰り返し、モータ平均電流が３０．０Ａとなり、実施の形態２に係る自動変速機の制御装置によればモータ平均電流が目標電流に追従するようになる。

次に、実施の形態２に係る自動変速機の制御装置について、フローチャートを用いて実際の動作を説明する。図８は、実施の形態２に係る自動変速機の制御装置の動作を説明するフローチャートである。なお、この装置は、ブラシレスモータ２０４に搭載されたホールセンサ２０５のエッジ信号ごとの割り込みで作動する。

まず、ステップＳ８０１において、モータ電流をＡ／Ｄ変換し、ステップＳ８０２でＡ／Ｄ変換したデータをバッファへ記憶する。

次に、ステップＳ８０３において、ホールセンサ２０５のエッジカウント値をインクリメントする。

次に、ステップＳ８０４に進み、先にカウントしたエッジカウント値の判定を行う。ここで、カウント値が３回以上の場合はＮｏに進み、ステップＳ８０５でブラシレスモータ２０４が電気角で１８０度回転したことを判定すると同時にカウント値をクリアし、ステップＳ８０６に進む。一方、カウント値が２回以下の場合はＹｅｓに進み、ステップＳ８０６に進む。

次に、ステップＳ８０６では、カウント値が零であるか否かの判定を行う。カウント値が零でない場合はＮｏに進みホールエッジ割り込み処理ルーチンを終了する。一方、カウント値が零の場合はＹｅｓに進みステップＳ８０７で先に記憶したデータからモータ平均電流を計算する。

次に、ステップＳ８０８に進み、Ａ／Ｄ変換値を記憶していたバッファをクリアし、ステップＳ８０９に進む。なお、上記ステップＳ８０１〜ステップＳ８０８は、電流検出手段６０１で実行される。

ステップＳ８０９においては、モータ目標電流演算手段２１２で設定したモータ目標電流と電流検出手段６０１で検出されたモータ検出電流の差分を計算する。

次に、ステップＳ８１０に進み、ステップＳ８０９で計算した差分に応じて出力デューティを計算し、ホールエッジ割り込み処理ルーチンを終了する。なお、上記ステップＳ８０９およびステップＳ８１０は、モータ駆動デューティ演算手段２１３で実行される。そして、計算された出力デューティはドライバ駆動手段２１４を介してインバータ２０３に出力され、ブラシレスモータ２０４が回転制御される。

以上詳述したように、実施の形態２に係る自動変速機の制御装置によれば、ホールエッジ割り込みが３回ごと、つまりブラシレスモータ２０４が電気角で１８０度回転するたびにモータ電流平均値を演算し、電気角１８０度分のモータ平均電流を目標電流に追従させることができる。そして、モータ電流平均値が目標電流に追従することで、ブラシレスモータ２０４の平均トルクが目標トルクに追従することになり、トルク制御精度が向上し、自動車など車両の走行状態を安定な状態に維持することができる。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３に係る自動変速機の制御装置について説明する。実施の形態３に係る自動変速機の制御装置は、電気角１８０度分の電流平均値を計算する際に、最新のホールセンサ信号変化を検出したタイミングでサンプリングした電流値を最新のデータとして、過去の３データから電流平均値を演算するようにしたものである。即ち、実施の形態２で説明した図６の電流値記憶手段６０４へ、最新のホールセンサ信号変化を検出したタイミングでサンプリングした電流値を最新のデータとして、過去の３データを記憶させるものである。これにより、電気角１８０度分の電流平均値を電気角６０度ごとに更新できるようになり、目標電流が変化した場合の追従性を向上することが可能となる。なお、その他の構成については、実施の形態２と同様であり、その説明を省略する。

次に、実施の形態３に係る自動変速機の制御装置の動作を、実施の形態２に係る自動変速機の制御装置の動作と対比しながら説明する。実施の形態３に係る自動変速機の制御装置の動作を説明するに際し、実施の形態２に係る自動変速機の制御装置と同様に、電気角１８０度に対するホールセンサ信号をカウンタするカウンタ６０２のカウント値の個数だけ電流検出値を記憶する場合について説明するが、カウンタ６０２によるカウント値の整数倍の個数だけ電流検出値を記憶すればよい。

図９は、実施の形態３に係る自動変速機の制御装置の動作と実施の形態２に係る自動変速機の制御装置の動作とを対比して説明する図である。ここで、目標電流は電気角が２４０度のときに３０Ａから２５Ａへ変更する。また、３式で使用するＫは０．０３とし、制御の更新のタイミングを電気角で０度、１８０度、３６０度、５４０度・・・の１８０度ごととする。なお、図９（ａ）は電気角に対する指令電圧の変化を示し、図９（ｂ）は電気角に対するモータ電流の変化を示し、図９（ｃ）は電気角に対するコイル抵抗の変化を示している。

図９においては、電気角２４０度のタイミングで目標電流を変更しているが、実施の形態２に係る自動変速機の制御装置の場合では、電気角が０度、１８０度、３６０度・・・の１８０度ごとに指令電圧を更新するようにしている。従って、電気角２４０度で目標電流を変更しても、電気角３６０度になるまで指令電圧を更新できない。以下、実際に数値を用いた実施の形態２に係る自動変速機の制御装置の制御動作を説明する。

まず、電気角が３６０度のときモータ平均電流を計算する。電気角３６０度のときのモータ電流は、指令電圧が２．９８Ｖ、コイル抵抗が１００ｍΩであるので２９．８Ａとなる。電気角３００度のときのモータ電流は、指令電圧が２．９８Ｖ、コイル抵抗が９０ｍΩであるので３３．１Ａとなる。電気角が２４０度のときのモータ電流は、指令電圧が２．９８Ｖ、コイル抵抗が１１０ｍΩであるので２７．１Ａとなる。従って、電気角が３６０度のモータ平均電流は３０．０Ａとなる。次に、３式から、
次回指令電圧＝２．９８＋(２５．０−３０．０)×０．０３＝２．８３Ｖ
となり、電気角３６０度以降の期間の指令電圧は２．８３Ｖとなる。

次に、電気角が５４０度のときのモータ平均電流を計算する。電気角５４０度のときモータ電流は指令電圧が２．８３Ｖ、コイル抵抗が１００ｍΩであるので２８．３Ａとなる。電気角４８０度のときのモータ電流は、指令電圧が２．８３Ｖ、コイル抵抗が９０ｍΩであるので３１．４Ａとなる。電気角が４２０度のときのモータ電流は、指令電圧が２．８３Ｖ、コイル抵抗が１１０ｍΩであるので２５．７Ａとなる。従って、電気角が５４０度のモータ平均電流は２８．５Ａとなる。次に、３式から、
次回指令電圧＝２．８３＋(２５．０−２８．５)×０．０３＝２．７３Ｖ
となり、電気角５４０度以降の期間の指令電圧は２．７３Ｖとなる。

次に、電気角が７２０度のときのモータ平均電流を計算する。電気角が７２０度のときのモータ電流は、指令電圧が２．７３Ｖ、コイル抵抗が１００ｍΩであるので２７．３Ａとなる。電気角６６０度のときのモータ電流は、指令電圧が２．７３Ｖ、コイル抵抗が９０ｍΩであるので３０．３Ａとなる。電気角が６００度のときのモータ電流は、指令電圧が２．７３Ｖ、コイル抵抗が１１０ｍΩであるので２４．８Ａとなる。従って、電気角が７２０度のモータ平均電流は２７．５Ａとなる。次に、３式から、
次回指令電圧＝２．７３＋(２５．０−２７．５)×０．０３＝２．６６Ｖ
となり、電気角７２０度以降の期間の指令電圧は２．６６Ｖとなる。
このように指令電圧を徐々に低下させることにより、モータ平均電流が目標電流である２５．０Ａへゆっくり近づく。

次に、実施の形態３に係る自動変速機の制御装置の場合では、電気角２４０度で目標電流を変化させたが、最新のホールセンサ信号の変化を検出したタイミングでサンプリングした電流値を最新のデータとした過去の３データからモータ平均電流を計算して、指令電圧を更新するようにしている。従って、目標電流が切り換わった電気角２４０度のタイミングで指令電圧を変更することができる。以下、実際に数値を用いた実施の形態３に係る自動変速機の制御装置の制御動作を説明する。

まず、電気角２４０度のときモータ平均電流を計算する。電気角２４０度のときのモータ電流は、指令電圧が２．９８Ｖ、コイル抵抗が１１０ｍΩであるので２７．１Ａとなる。電気角１８０度のときのモータ電流は指令電圧が２．９８Ｖ、コイル抵抗が１００ｍΩであるので２９．８Ａとなる。電気角が１２０度のときのモータ電流は、指令電圧が２．９８Ｖ、コイル抵抗が９０ｍΩであるので３３．１Ａとなる。従って、電気角が１８０度のモータ平均電流は３０．０Ａとなる。次に、３式から、
次回指令電圧＝２．９８＋(２５．０−３０．０)×０．０３＝２．８３Ｖ
となり、電気角２４０度以降の期間の指令電圧は２．８３Ｖとなる。

次に、電気角が３００度のときのモータ平均電流を計算する。電気角３００度のときモータ電流は、指令電圧が２．８３Ｖ、コイル抵抗が９０ｍΩであるので３１．４Ａとなる。電気角が２４０度と電気角１８０度のときのモータ電流は、上記で検出した値の保存値を用いて、それぞれ２７．１Ａ、２９．８Ａである。従って、電気角が３００度のモータ平均電流は２９．４Ａとなる。次に、３式から、
次回指令電圧＝２．８３＋(２５．０−２９．４)×０．０３＝２．７０Ｖ
となり、電気角３００度以降の期間の指令電圧は２．７０Ｖとなる。

次に、電気角が３６０度のときのモータ平均電流を計算する。電気角３６０度のときのモータ電流は、指令電圧が２．７０Ｖ、コイル抵抗が１００ｍΩであるので２７．０Ａとなる。電気角が３００度と電気角２４０度のときのモータ電流は、上記で検出した値の保存値を用いて、それぞれ３１．４Ａ、２５．７Ａである。従って、電気角が２４０度のモータ平均電流は２８．０Ａとなる。次に、３式から、
次回指令電圧＝２．７０＋(２５．０−２８．０)×０．０３＝２．６１Ｖ
となり、電気角３６０度以降の期間の指令電圧は２．６１Ｖとなる。

このように計算を繰り返すと、実施の形態３に係る自動変速機の制御装置は、図９に示すように、指令電圧を徐々に低下させモータ電流の平均値を目標電流へ漸近させることができる。更に、実施の形態２に係る自動変速機の制御装置に比べ、早く目標電流に近づいていることが分かる。このことから、実施の形態３に係る自動変速機の制御装置は、目標電流が変化した場合の目標電流追従性を向上できることが理解される。

次に、実施の形態３に係る自動変速機の制御装置について、フローチャートを用いて実際の動作を説明する。図１０は、実施の形態３に係る自動変速機の制御装置の動作を説明するフローチャートである。なお、この装置は、ブラシレスモータ２０４に搭載されたホールセンサ２０５のエッジ信号ごとの割り込みで作動する。

まず、ステップＳ１００１において、モータ電流をＡ／Ｄ変換し、ステップＳ１００２に進む。

次にステップＳ１００２において、先にＡ／Ｄ変換したデータのうち、最新の３データを記憶する。

次に、ステップＳ１００３に進み、先に記憶した最新の３データからモータ電流の平均値を計算し、ステップＳ１００４に進む。このようにして、ホールエッジ割り込みごとに、ブラシレスモータ２０４の電気角で１８０度回転分のモータ電流の平均値を演算する。なお、上記ステップＳ１００１〜ステップＳ１００３は、電流検出手段６０１で実行される。

次に、ステップＳ１００４において、モータ目標電流演算手段２１２で設定したモータ目標電流と電流検出手段６０１で検出されたモータ検出電流の差分を計算する。

次に、ステップＳ１００５に進み、ステップＳ１００４で計算した差分に応じて出力デューティを計算しホールエッジ割り込み処理ルーチンを終了する。なお、上記ステップＳ１００４およびステップＳ１００５は、モータ駆動デューティ演算手段２１３で実行される。そして、計算された出力デューティはドライバ駆動手段２１４を介してインバータ２０３に出力され、ブラシレスモータ２０４が回転制御される。

以上詳述のように、実施の形態３に係る自動変速機の制御装置によれば、電気角１８０度分の電流平均値を電気角６０度ごとに更新できるようになり、目標電流が変化した場合の追従性を更に向上できるようになる。そして、目標トルクが変化した場合でも良好に目標トルクへ追従するため、クラッチ１０３のトルク制御精度が向上し、自動車の走行状態を安定な状態に維持できるようになる。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４に係る自動変速機の制御装置について説明する。実施の形態１ではブラシレスモータの各相のコイル抵抗がばらついた場合のモータ電流の安定性を確保する実施の形態を説明し、実施の形態２あるいは実施の形態３ではモータ平均電流を目標電流に追従させる実施の形態を説明した。実施の形態４では、モータコイル抵抗のばらつきに起因するモータ電流のばらつきを抑制する実施の形態について説明する。

実施の形態４に係る自動変速機の制御装置は、実施の形態１で説明した図２のモータ制御手段２０１を構成する電流検出手段２０９に替えて、図１１に示す電流検出手段１１０１を用いたものであり、その他の構成については実施の形態１と同様である。なお、以降の説明においては、適宜、図１あるいは図２を参照する。

実施の形態４に係る自動変速機の制御装置に用いられる電流検出手段１１０１には、ホールセンサ信号のエッジ数をカウントするカウンタ１１０２と、カウンタ１１０２のカウント値によりブラシレスモータ２０４が電気角で１８０度回転したことを判定する電気角１８０度判定手段１１０３と、ホールセンサ信号のエッジごとにＡ／Ｄ変換したデータに基づいて算出した電流値を記憶する電流値記憶手段１１０４が設けられている。更に、電流検出手段１１０１には、カウンタ１１０２と電気角１８０度判定手段１１０３と電流値記憶手段１１０４のデータを用いて、最新のカウント値に対する電流値を基準として、カウント値ごとに基準電流に対する電流比率を計算する電流比率演算手段１１０５と、電流比率演算手段１１０５での電流比率演算の完了、未完了を判断する電流比率演算完了判定手段１１０６が設けられている。なお、電流比率演算完了判定手段１１０６は、電流比率演算が完了の場合のみ、電流比率演算結果を制御へ反映するように構成されている。

実施の形態４に係る自動変速機の制御装置は上記のように構成されており、次にその動作について説明する。なお、ここでは、電気角１８０度に対するホールセンサ信号をカウンタ１１０２でカウントし、そのカウント値の個数だけ電流検出値を記憶する場合について説明するが、カウンタ１１０２によるカウント値の整数倍の個数だけ電流検出値を記憶すればよい。

実施の形態４に係る自動変速機の制御装置のカウンタ１１０２は、図１２に示すように、電気角６０度ごとに値を更新する。電気角０度のときはカウンタ＝０とし、電気角６０度のときはカウンタ＝１、電気角１２０度のときはカウンタ＝２とする。次に電気角１８０度になったときカウンタ＝０とし、以降０→１→２→０→１を繰り返す。

次に、ブラシレスモータ２０４の各相のコイル抵抗は、Ｕ相コイル、Ｖ相コイル、Ｗ相コイルの抵抗をそれぞれ５０ｍΩ、６０ｍΩ、４０ｍΩとしたときの応答で説明する。

図１２において、電気角０度〜６０度の期間はＵ相からＶ相へ電流を流すのでコイル抵抗は１１０Ωである。次に、電気角６０度〜１２０度の期間はＵ相からＷ相へ電流を流すのでコイル抵抗は９０ｍΩである。次に、電気角１２０度〜１８０度の期間はＶ相からＷ相へ電流を流すのでコイル抵抗は１００ｍΩである。次に、電気角１８０度〜２４０度の期間はＶ相からＵ相へ電流を流すのでコイル抵抗は１１０ｍΩである。次に、電気角２４０度〜３００度の期間はＷ相からＶ相へ電流を流すのでコイル抵抗は９０ｍΩである。次に、電気角３００度〜３６０度の期間はＷ相からＶ相へ電流を流すのでコイル抵抗は１００ｍΩである。そして、電気角３６０度〜４２０度の期間は電気角０度〜６０度の期間と同様、Ｕ相からＶ相へ電流を流すのでコイル抵抗は１１０ｍΩである。このように、コイル抵抗の値は１１０ｍΩ、９０ｍΩ、１００ｍΩの３通りあり、３つの抵抗値を順番に繰り返すことになる。

次に、電気角０度以前は制御が充分に安定している状態であるとし、電気角０度以降について説明する。電気角１８０度までのモータ電流は、指令電圧が３Ｖであってコイル抵抗に応じてばらつく。図１２においては、電気角６０度のときが２７．３Ａ、電気角１２０度のときが３３．３Ａ、電気角１８０度のときが３０．０Ａである。これらの電流値をカウンタ値と対応させて電流値記憶手段１１０４に記憶しておく。本実施形態では、最新のカウンタ値の電流値を基準とするので、図１２の場合は、カウンタ＝２のときの電流である３０．０Ａを基準電流とする。

電流比率及び指令電圧は以下の式で計算する。
電流比率＝基準電流値÷電流値・・・・・・（５）
指令電圧補正値＝指令電圧×電流比率・・・（６）

次に、カウンタ＝０のときの電流比率を計算する。カウンタ＝０のときの電流値は２７．３Ａであるので５式から、
電流比率＝３０．０÷２７．３＝１．１０
となる。従って、カウンタ＝０のときの電流比率は１．１０である。

同様に、カウンタ＝１のときの電流比率は、カウンタ＝１のときの電流値が３３．３Ａであるので５式から、
電流比率＝３０．０÷３３．３＝０．９０
となる。従って、カウンタ＝１のときの電流比率は０．９０である。

同様に、カウンタ＝２のときの電流比率は、カウンタ＝２のときの電流値が３０．０Ａであるので５式から、
電流比率＝３０．０÷３０．０＝１．００
となる。従って、カウンタ＝２のときの電流比率は１．００である。

以上の計算を完了すると、電流比率演算完了判定手段１１０６により、電流比率演算の完了を確定する。

次に、電気角１８０度以降の指令電圧を計算する。電気角１８０度以降は電流比率演算が完了しているので、６式により指令電圧の補正を実施する。電気角１８０度においては、カウンタ＝０であるので、電流比率は１．１０である。従って、６式から
指令電圧補正値＝３．００×１．１０＝３．３０となる。

次に、電気角２４０度においては、カウンタ＝１であるので、電流比率は０．９０である。従って、６式から
指令電圧補正値＝３．００×０．９０＝２．７０となる。

次に、電気角３００度においては、カウンタ＝０であるので、電流比率は１．００である。従って、６式から
指令電圧補正値＝３．００×１．００＝３．００となる。

以降、上記計算を繰り返して、カウンタに応じた指令電圧補正値を計算する。

ここで、電気角１８０度〜２４０度の期間は上記計算で指令電圧が３．３０Ｖ、コイル抵抗は１１０ｍΩであるのでモータ電流は３０．０Ａとなる。また、電気角２４０度〜３００度の期間は上記計算で指令電圧が２．７０Ｖ、コイル抵抗が９０ｍΩであるのでモータ電流は３０．０Ａとなる。次に、電気角３００度〜３６０度の期間は上記計算で指令電圧が３．００Ｖ、コイル抵抗が１００ｍΩであるのでモータ電流は３０．０Ａとなる。以降カウンタ値に応じて上記状態を繰り返す。

以上のように、電流比率演算手段１１０５による電流比率演算が完了した電気角１８０度以降は、モータ電流が一定になりばらつきが抑制されている。

次に、実施の形態４に係る自動変速機の制御装置について、フローチャートを用いて実際の動作を説明する。図１３は、実施の形態４に係る自動変速機の制御装置の動作を説明するフローチャートである。なお、電流値のサンプリングタイミングを電気角１８０度ごととした場合である。また、この装置は、ブラシレスモータ２０４に搭載されたホールセンサ２０５のエッジ信号ごとの割り込みで作動する。

まず、ステップＳ１３０１において、モータ電流をＡ／Ｄ変換し、ステップＳ１３０２でＡ／Ｄ変換したデータをバッファへ記憶する。

次に、ステップＳ１３０３において、ホールセンサエッジカウント値をインクリメントする。

次に、ステップＳ１３０４に進み、先にカウントしたエッジカウント値の判定を行う。ここで、カウント値が３回以上の場合はＮｏに進み、ステップＳ１３０５でブラシレスモータ２０４の電気角で１８０度回転したことを判定すると同時にカウント値をクリアし、ステップＳ１３０６に進む。一方、カウント値が２回以下の場合はＹｅｓに進み、ステップＳ１３０６に進む。

次に、ステップＳ１３０６においては、カウント値が零であるか否かの判定を行う。カウント値が零の場合はＹｅｓに進みステップＳ１３０７でモータ電流を計算し、ステップＳ１３０８に進む。一方、カウント値が零でない場合はＮｏに進みステップＳ１３１０へ進む。

ステップＳ１３０８においては、モータ目標電流演算手段２１２で設定したモータ目標電流と電流検出手段１１０１で検出したモータ検出電流の差分を計算する。次にステップＳ１３０９に進み、ステップＳ１３０８で計算した差分に応じて指令電圧を計算する。

次に、ステップＳ１３１０においては、電流比率演算の完了状態を確認し、未完了の場合はステップＳ１３１１へ進み電流比率を演算する。その後、ホールセンサエッジ割込み処理ルーチンを終了する。

ステップＳ１３１０において、電流比率演算完了状態を確認し、完了の場合は、ステップＳ１３１２へ進み、ステップＳ１３０９で計算した指令電圧にカウンタ値に応じた電流比率を乗じることで指令電圧を補正し、出力デューティを計算する。

このように、ホールエッジ割り込みが３回ごと、つまりブラシレスモータ２０４が電気角で１８０度回転するたびにモータ電流を検出し、出力デューティを計算し、更に、ホールエッジごとに電流比率を使って最適な出力デューティへ補正演算する。なお、上記ステップＳ１３０１〜ステップＳ１３０７、ステップＳ１３１０、ステップＳ１３１１は、電流検出手段１１０１で実行され、ステップＳ１３０８、ステップＳ１３０９、ステップＳ１３１２は、モータ駆動デューティ演算手段２１３で実行される。そして、補正演算された出力デューティはドライバ駆動手段２１４を介してインバータ２０３に出力され、ブラシレスモータ２０４が回転制御される。

以上詳述のように実施の形態４に係る自動変速機の制御装置によれば、モータ電流のばらつきがなくなり、クラッチ１０３のトルクばらつきを無くすことができる。従って、クラッチ１０３の係合力を精密に制御可能となり、車輪へ伝達する動力が安定し、運転者へ不快感を与えることなく良好な走行が実現できる。

上記各実施の形態として、自動変速機の制御装置をブラシレスモータにより制御した場合についていて説明したが、同等の他のモータを用いてもよく、この発明は、その主旨を逸脱しない範囲内における諸種の設計的変更をも含むものである。

この発明に係る自動変速機の制御装置は、モータによって変速制御を行う自動車用自動変速機の制御装置として利用できる。

この発明の実施の形態１に係る自動変速機の制御装置を説明するシステム構成図である。 この発明の実施の形態１に係る自動変速機の制御装置を構成するモータ制御手段を示すブロック構成図である。 この発明の実施の形態１に係る自動変速機の制御装置によりブラシレスモータへ供給する電流の制御方法を説明する図である。 実施の形態1に係る自動変速機の制御装置における電流フィードバック制御結果を示す図である。 実施の形態１に係る自動変速機の制御装置の動作を説明するフローチャートである。 実施の形態２に係る自動変速機の制御装置を構成する電流検出手段を示すブロック構成図である。 実施の形態２に係る自動変速機の制御装置における電流フィードバック制御結果を示す図である。 実施の形態２に係る自動変速機の制御装置の動作を説明するフローチャートである。 実施の形態３に係る自動変速機の制御装置の動作と実施の形態２に係る自動変速機の制御装置の動作とを対比説明する図である。 実施の形態３に係る自動変速機の制御装置の動作を説明するフローチャートである。 実施の形態４に係る自動変速機の制御装置を構成する電流検出手段を示すブロック構成図である。 実施の形態４に係る自動変速機の制御装置における電流フィードバック制御結果を示す図である。 実施の形態４に係る自動変速機の制御装置の動作を説明するフローチャートである。 従来の自動変速機の制御装置における電流フィードバック制御結果を示す図である。 従来の自動変速機の制御装置におけるモータ電流のばらつきと目標電流への収束時間の関係を説明する図である。

符号の説明

１０１ エンジン
１０２ 自動変速機
１０３ クラッチ
１０４ 変速機構
１０５ 変速制御手段
１０６ エンジントルク制御手段
１０７ クラッチ制御手段
１０８ 変速機構制御手段
２０１ モータ制御手段
２０２ バッテリ
２０３ インバータ
２０４ ブラシレスモータ
２０５ ホールセンサ
２０６ 母線
２０７ シャント抵抗
２０８ フィルタ回路
２０９、６０１、１１０１ 電流検出手段
２１０、６０２、１１０２ カウンタ
２１１、６０３、１１０３ 電気角１８０度判定手段
２１２ モータ目標電流演算手段
２１３ モータ駆動デューティ演算手段
２１４ ドライバ駆動手段
６０４、１１０４ 電流値記憶手段
６０５ 平均電流計算手段
１１０５ 電流比率演算手段
１１０６ 電流比率演算完了判定手段

Claims (5)

1. エンジンの動力をクラッチにより変速機構部に伝達する自動変速機を制御する自動変速機の制御装置であって、上記クラッチの係合力をモータにより調整する自動変速機の制御装置において、
   上記モータの回転を制御するモータ制御手段を備え、
   上記モータ制御手段は、
   上記モータにおいて目標とする電流を演算するモータ目標電流演算手段と、
   上記モータの回転時に流れるモータ電流を検出する電流検出抵抗と、
   上記電流検出抵抗に発生する電圧をサンプリングして上記モータ電流を検出する電流検出手段を備え、
   上記電流検出手段は、
   上記モータの回転位置を検出する回転位置検出手段から出力される回転位置信号の変化数をカウントするカウンタと、
   上記カウンタのカウント値から、上記モータが電気角で１８０度回転したことを判定する電気角１８０度判定手段と、を含み、
   上記電気角１８０度判定手段で判定される電気角１８０度の整数倍のタイミングごとに上記電流検出抵抗に発生する電圧をサンプリングし、
   上記モータ目標電流演算手段で演算されるモータ目標電流と上記モータ電流との差に応じて上記モータの回転を制御することを特徴とする自動変速機の制御装置。
2. エンジンの動力をクラッチにより変速機構部に伝達する自動変速機を制御する自動変速機の制御装置であって、上記クラッチの係合力をモータにより調整する自動変速機の制御装置において、
   上記モータの回転を制御するモータ制御手段を備え、
   上記モータ制御手段は、
   上記モータにおいて目標とする電流を演算するモータ目標電流演算手段と、
   上記モータの回転時に流れるモータ電流を検出する電流検出抵抗と、
   上記電流検出抵抗に発生する電圧をサンプリングして上記モータ電流を検出する電流検出手段を備え、
   上記電流検出手段は、
   上記モータの回転位置を検出する回転位置検出手段から出力される回転位置信号の変化数をカウントするカウンタと、
   上記カウンタのカウント値から、上記モータが電気角で１８０度回転したことを判定する電気角１８０度判定手段と、
   上記電気角１８０度判定手段と上記カウンタとから上記モータの電気角１８０度回転に対する上記回転位置信号の変化数を算出し、上記変化数の整数倍の個数分だけ上記電流検出手段で検出されたモータ電流を記憶する電流値記憶手段と、を含み、
   上記電流値記憶手段に記憶された個数分の上記モータ電流の平均値を算出し、
   上記モータ目標電流演算手段で演算されるモータ目標電流と上記モータ電流の平均値との差に応じて上記モータの回転を制御することを特徴とする自動変速機の制御装置。
3. 上記電流値記憶手段に記憶するモータ電流は、最新の回転位置信号の変化を検出したタイミングでサンプリングした電流を最新データとすることを特徴とする請求項２に記載の自動変速機の制御装置。
4. エンジンの動力をクラッチにより変速機構部に伝達する自動変速機を制御する自動変速機の制御装置であって、上記クラッチの係合力をモータにより調整する自動変速機の制御装置において、
   上記モータの回転を制御するモータ制御手段を備え、
   上記モータ制御手段は、
   上記モータにおいて目標とする電流を演算するモータ目標電流演算手段と、
   上記モータの回転時に流れるモータ電流を検出する電流検出抵抗と、
   上記電流検出抵抗に発生する電圧をサンプリングして上記モータ電流を検出する電流検出手段を備え、
   上記電流検出手段は、
   上記モータの回転位置を検出する回転位置検出手段から出力される回転位置信号の変化数をカウントするカウンタと、
   上記カウンタのカウント値から、上記モータが電気角で１８０度回転したことを判定する電気角１８０度判定手段と、
   上記電気角１８０度判定手段と上記カウンタから上記モータの電気角１８０度回転に対する上記回転位置信号の変化数を算出し、上記変化数の整数倍の個数分だけ上記電流検出手段で検出されたモータ電流を記憶する電流値記憶手段と、
   上記電流値記憶手段に記憶された電流と上記カウンタのカウント値から、上記カウント値における電流を最新の基準電流として、上記カウント値ごとに上記基準電流に対する上記記憶された電流の比率を演算する電流比率演算手段と、を含み、
   上記電流比率演算手段の電流比率演算が完了したことを判定し、
   上記モータ目標電流演算手段で演算されるモータ目標電流と上記モータ電流に上記電流比率演算手段の演算結果を乗じた値との差に応じて上記モータの回転を制御することを特徴とする自動変速機の制御装置。
5. 上記回転位置検出手段を複数のホールセンサで構成し、上記回転位置信号は、上記複数のホールセンサから出力されるホールセンサ信号であることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の自動変速機の制御装置。

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