JP2009247089A

JP2009247089A - ブラシレスモータ用インバータの制御方法及びそれを用いた装置

Info

Publication number: JP2009247089A
Application number: JP2008089173A
Authority: JP
Inventors: Hideki Miyazaki; 英樹宮崎; Toshiyuki Yasujima; 俊幸安島
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2008-03-31
Filing date: 2008-03-31
Publication date: 2009-10-22

Abstract

【課題】
インバータをモータ内部に搭載できる小型化を可能にすると共に、電流脈動を低減するインバータ装置を提供する。
【解決手段】
三相の正弦波信号を出力する磁極位置センサを用い、ブラシレスモータの回転速度を制御するインバータ装置において、インバータ装置の各相出力は、対応する三相正弦波の磁極位置信号を位相の基準とし、電気角３０°から１５０°を上アームオン期間に選び、２１０°から３３０°を下アームオン期間とする１２０°通電制御を行い、該上アーム或いは下アームのいずれか一方を前記ブラシレスモータの回転数目標値と回転数フィードバック値の誤差に応じてパルス幅を変化させ、電気角０°から３０°及び１５０°から１８０°の２つの区間は上アームを、１８０°から２１０°及び３３０°から３６０°の２つの区間は下アームを脈動補償ＰＷＭ制御を行うことを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスモータ用インバータの制御方法及びそれを用いた装置に関する。

永久磁石型ロータを有するブラシレスモータを三相インバータで制御する方法には、一般に、１２０°通電制御方式と正弦波変調制御（１８０°通電制御とも呼ぶ）方式の二通りがある。三相をそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相と呼称すると、１２０°通電制御方式とは、Ｕ〜Ｗ相の内１つの相の上アーム（インバータの高圧側スイッチ素子）と他の２相で一方の下アームを電気角１２０°の期間で導通させ、ロータの磁極位置検出信号に応じて、１２０°毎に導通相を切り替える方式である。他方の正弦波変調制御方式は、Ｕ〜Ｗ相がいずれも導通しており、三相正弦波の磁極位置検出信号が正又は負のいずれであるかに応じて、Ｕ〜Ｗの各相で上又は下アームが導通する。出力電力の制御は、１２０°通電制御方式の場合、上アーム或いは下アームのいずれか一方をブラシレスモータの回転数目標値と回転数フィードバック値の誤差に応じてパルス幅を変化させる速度制御ＰＷＭを行う。１８０°通電方式では、回転数目標値と回転数フィードバック値の誤差に応じて正弦波変調信号の振幅を変化させ、この変調信号と搬送波の三角波信号を比較してパルス幅を変化させる正弦波ＰＷＭを行う。

両制御方式を比較すると、１２０°通電制御方式は磁極位置検出にホールＩＣを用い、速度制御をアナログ及び論理回路で構成する簡便性が特徴である。正弦波変調制御方式は、回転速度に応じて正弦波変調信号の振幅を変化させる機能でソフトウエアを必要とし、マイコンを使用する構成になる。また、電気的な特性では、１２０°通電制御方式は導通相を切り替える際に三相のモータ電流が不連続化して脈動を発生させ、この脈動がモータに騒音を生じさせることが問題になっている。正弦波変調制御方式はモータ電流を正弦波状にする電流制御を併用することにより、脈動が無くすることが可能である。

これら２つの制御方式に加えて、最近では擬似正弦波制御と呼ばれる方式が公開されており、その一例が〔特許文献１〕に記載されている。この特許文献は、インバータのスイッチ素子に流れる瞬時電流検出信号から擬似正弦波形信号の所定の信号周期内における有効電流或いは力率等を演算し、この演算に基づいて擬似正弦波形信号の電圧及び周波数の一方を制御する。

特開２００７−１１６８１７号公報特許第２８１２５２８号公報

しかしながら、上記特許文献では、位相情報やそれを補正する為の電流検出等の処理をマイクロコンピュータにて行う必要があり、検出信号を処理するソフトウエアの開発も含めてプロセスが複雑である上にコストが掛る。近年、小型のブラシレスモータでは〔特許文献２〕に記載されたように、モータ内部に１チップ化したインバータＩＣを搭載する例がある。上記特許文献のようにマイクロコンピュータを用いる装置は、これらをモータ内部に実装する為には、搭載する電気部品が熱的或いは振動的な環境条件に耐える必要があり、特に、マイクロコンピュータなどの部品が高価になる問題がある。

本発明の目的は、インバータの制御部を１チップに集積化できる回路で構成し、モータ内部に搭載できる小型化を可能にすると共に、従来の１２０°通電で問題とされた電流脈動を低減するインバータ装置を提供することである。

上記目的を達成するために、本発明は、ブラシレスモータのロータ磁極位置に応じた三相の正弦波信号を出力する磁極位置センサを用い、該ブラシレスモータの回転速度を制御するインバータ装置において、各相出力を、各々、対応する前記三相正弦波の磁極位置信号を位相の基準として、電気角３０°から１５０°を上アームのオン期間に選び、２１０°から３３０°を下アームのオン期間とする１２０°通電制御を行い、該上アーム或いは下アームのいずれか一方を前記ブラシレスモータの回転数目標値と回転数フィードバック値の誤差に応じてパルス幅を変化させる速度制御ＰＷＭを行うことに加えて、電気角０°から３０°及び１５０°から１８０°の２つの区間は上アームを、１８０°から２１０°及び３３０°から３６０°の２つの区間は下アームをそれぞれ、線形化した信号と高周波の搬送波を比較してパルス幅を変化させる脈動補償ＰＷＭ制御を行うようにしたものである。

かかる構成により、１２０°通電制御方式に加えて脈動補償ＰＷＭ制御を併用することで簡便で、かつ電流脈動を低減することができる。

また、上記前記速度制御ＰＷＭと前記脈動補償ＰＷＭは共通な三角波をＰＷＭ制御の搬送波として用い、前記脈動補償ＰＷＭにおける線形化した信号は、電気角３０°における振幅が前記ブラシレスモータの回転数目標値と回転数フィードバック値の誤差に比例して変化させるようにしたものである。かかる制御により、アナログ回路で構成が可能で、マイコンを必要としない制御方法が提供できる。

また上記目的を達成するために、ブラシレスモータのロータ磁極位置に応じた三相の正弦波信号を出力する磁極位置センサを用い、前記インバータ装置の各相出力を、各々、対応する前記三相正弦波の磁極位置信号を位相の基準として、電気角３０°から１５０°を上アームのオン期間に選択すると共に、２１０°から３３０°を下アームのオン期間に選択する１２０°通電制御のロジックを搭載し、該上アーム或いは下アームのいずれか一方を前記ブラシレスモータの回転数目標値と回転数フィードバック値の誤差に応じてパルス幅が変化する第一のパルス信号を出力する速度制御ＰＷＭの制御回路を具備すると共に、前記各相の正弦波信号で信号の振幅が基準値と交差する電気角０°±３０°と、１８０°±３０°の期間に線形化した信号を形成する信号変換回路を備え、該線形化した信号と高周波の搬送波を比較してパルス幅が変化する第二のパルス信号を出力する脈動補償ＰＷＭ制御回路を具備し、電気角０°から３０°及び１５０°から１８０°の２つの区間は上アームを、１８０°から２１０°及び３３０°から３６０°の２つの区間は下アームをそれぞれ前記第二のパルス信号に応じて駆動するようにしたものである。

かかる構成により、従来の１２０°通電制御方式型インバータに、新たに脈動補償ＰＷＭ制御回路を簡単な構成で付加することができる。

そして、前記速度制御ＰＷＭと前記脈動補償ＰＷＭに共通な三角波をＰＷＭ制御の搬送波として加える三角波発生回路と、前記脈動補償ＰＷＭにおける線形化した信号は、電気角３０°における振幅が前記ブラシレスモータの回転数目標値と回転数フィードバック値の誤差に比例して変化するように調整するゲイン調整回路を備えたようにしたものである。この構成により、脈動補償ＰＷＭは高価なマイクロコンピュータ等を必要としない安価なアナログ回路で提供することができ、１チップＩＣに集積化することが可能である。

本発明によれば、電流脈動を低減した擬似正弦波の制御部を小型・集積化することが可能であり、インバータの駆動回路やパワースイッチング素子と共に１チップ化が可能である。

最初に、図２を用いて、本発明の第１の実施形態によるインバータ装置の全体構成について説明する。

図２に示す実施例は、インバータ装置の構成を示した一実施例である。インバータ１５の内部には、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１〜Ｓ６によって構成される三相インバータの出力部を備え、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１，Ｓ３，Ｓ５のドレイン端子（高電位側）はいずれも直流電源１７の正極に接続する。一方、パワーＭＯＳＦＥＴＳ２，Ｓ４，Ｓ６のソース端子（低電位側）はいずれも直流電源１７の負極に接続する。パワーＭＯＳＦＥＴＳ１とＳ２の接続個所、同様にＳ３とＳ４の接続個所、及びＳ５とＳ６の接続個所がそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の出力端子であり、駆動するモータ１０の固定子巻線ＬＵ，ＬＶ，ＬＷに電流を通電する。モータ１０の内部には永久磁石を備えたロータ１１と、ロータの磁極位置を検出するホールセンサ１２，１３，１４を備え、該モータの出力軸は負荷１６に機械的に接続している。ここで、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１〜Ｓ６にはそれぞれダイオードＤ１〜Ｄ６を並列に接続しているが、これらのダイオードはパワーＭＯＳＦＥＴの寄生素子である。また、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１〜Ｓ６はＩＧＢＴなどのパワースイッチング素子に置き換えても良い。寄生ダイオードを備えないＩＧＢＴの場合は、ダイオードＤ１〜Ｄ６を個別に接続する。

次に、１６は駆動回路であり、パワーＭＯＳＦＥＴＭ１〜Ｍ６にゲート信号を与え、これらデバイスのオン，オフ状態を制御する。制御部２０の詳細な構成は次の図３を用いて後述するが、制御部２０はホールセンサ１２，１３，１４から与えられる三相正弦波の磁極位置検出信号に従ってオンさせるべきパワーＭＯＳＦＥＴを決定する。直流電源１８は制御部２０と駆動回路１６の電源である。

図２の全体構成に関して、本発明のブラシレスモータ制御方法を図１に示す。

図１で、Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗで示したホール素子信号はそれぞれ図２のホールセンサ１２，１３，１４からの信号に相当する。図１でＥｕ，Ｅｖ，Ｅｗの正弦波上に記載した（１）〜（１２）は電気角３０°毎のポイントであり、電気角の原点は（１）、即ち、Ｕ相ホール素子信号Ｅｕの値が基準値０を横切る時刻とする。ここで、（１）〜（１１）の奇数番号のポイントはそれぞれＥｕ，Ｅｖ，Ｅｗが基準値０を横切るタイミングで検出する。また、（２）〜（１２）の偶数番号のポイントはＥｕ−Ｅｗ，Ｅｖ−Ｅｗ，Ｅｕ−Ｅｗというふうに２相のホール素子信号が互いにクロスするタイミングで検出する。

これらのＥｕ，Ｅｖ，Ｅｗと、（１）〜（１２）のポイントを用い、まず電流制御用変調波ＳＣについて説明する。例として（１２）から（１）を介して（２）に向かうＥｕの変化はほぼ直線的であり、電流制御用変調波ＳＣではこの区間を線形として近似して扱う。同様に、（２）から（３）を介して（４）に向かうＥｗの変化もＳＣでは線形として近似する。図１の電流制御用変調波ＳＣはこうした線形近似した区間をそれぞれ繋ぎ合わせた波形である。尚、電流制御用変調波ＳＣの振幅に関しては後述する。

次に、Ｕ相を例として、合成変調波ＳＵについて説明する。ＳＵで（２）〜（６）の期間と（８）〜（１２）の期間は、従来の１２０°通電制御方式と同様に、それぞれＵ相の上アーム（図２のＳ１）と下アーム（図２のＳ２）をそれぞれ導通させる期間である。本発明では２つの１２０°導通期間の前後に線形近似した電流制御用変調波ＳＣを合成することが特徴である。合成変調波ＳＵに対して、各区間でＰＷＭ変調した結果のＵ相駆動信号ＤＵを次に説明する。

Ｕ相の駆動信号ＤＵでは、上アームに関する（２）〜（６）の１２０°期間の内、前半の（２）〜（４）の期間で速度制御用ＰＷＭ制御を行い、後半の（４）〜（６）の期間は上アームを連続的に導通させる。同様に、下アームに関する（８）〜（１２）の１２０°期間の内、前半の（８）〜（１０）の期間で速度制御用ＰＷＭ制御を行い、後半の（１０）〜（１２）の期間は下アームを連続的に導通させる。尚、（１）〜（７）の正弦半波の期間では下アームは連続してオフ状態を維持しており、同様に（７）〜（１２）の正弦半波の期間では上アームは連続してオフ状態を維持させる。速度制御用ＰＷＭ制御の詳細は図３を用いて説明する。

次に、（１）から（２）の期間では、線形化された電流制御用変調波ＳＣと搬送波の三角波を比較してＰＷＭパルスのオン期間を決め、上アームをパルス駆動する。同様に、（６）から（７）の期間も上アームをパルス駆動し、（７）から（８）と（１２）から（１）の期間では下アームをパルス駆動する。このように、本発明の制御方法は、Ｕ相上アーム（（１）〜（７））と下アーム（（７）〜（１２））をそれぞれ１８０°の期間に渡り導通制御する方式である。但し、従来の正弦波変調制御とは異なり、１８０°の全域に渡って正弦波を変調する方式ではなく、上下アームを１２０°通電する間に電流制御用変調波を行うことが特徴である。

他のＶ，Ｗ相に関してもＵ相と同様に制御する。これらの相は電気角の基準をＵ相の（１）に定めた為に、Ｖ，Ｗ相の制御切り替えの期間はＵ相の説明で述べた番号とは異なり、図１を参照されたい。

三相分の動作を図１で（２）〜（４）の期間を例として述べる。（２）〜（４）の期間（電気角で６０°の範囲）では、Ｕ相の上アーム（図２のＳ１）が速度制御用ＰＷＭ制御され、Ｖ相の下アーム（図２のＳ４）は連続的にオン、そしてＷ相の上アーム（図２のＳ５）は電流制御用変調波ＳＣでＰＷＭ制御される。この時、モータ電流は（２）〜（３）の期間では、Ｕ相とＷ相の上アームからモータ巻線に流れ込み、Ｖ相の巻線を介してＶ相の下アームより流れ出る。電流制御用変調波されたＷ相の上アームは、それ以前の（１）〜（２）の期間で流れていた電流が（２）〜（３）の期間でも減少しながら流れることを補償しており、電流の脈動を抑制する効果がある。（２）〜（３）の期間における出力の制御は主に、Ｕ相上の速度制御用ＰＷＭが支配的になるが、脈動補償するＷ相の上を流れる電流もモータ出力に寄与している。

その他の期間に関しても、上記（２）〜（３）の期間と同様に、三相中の一相が速度制御用ＰＷＭ、他の相が連続的にオン、そして残りの一相が電流制御用変調波される動作を行い、位相に応じて各相の役割が切り替わる。

以上の制御方法を実際の回路で構成した一実施例を図３に示す。図３でＥｕ，Ｅｖ，Ｅｗで示すホール素子信号はＣＭＰ１〜ＣＭＰ６で示すシュミット型コンパレータによって前述の（１）〜（１２）の各ポイントを判定する。即ち、Ｅｕ（＋）とＥｖ（−）を比較するＣＭＰ１はＥｕ＞Ｅｖとなるタイミングで（１２）を検出し、逆にＥｕ＜Ｅｖとなるタイミングで（６）を検出する。同様に、Ｅｗ（＋）とＥｕ（−）を比較するＣＭＰ２はＥｗ＞Ｅｕとなるタイミングで（８）を検出し、逆にＥｗ＜Ｅｕとなるタイミングで（２）を検出する。同じく、Ｅｖ（＋）とＥｗ（−）を比較するＣＭＰ３はＥｖ＞Ｅｗとなるタイミングで（４）を検出し、逆にＥｖ＜Ｅｗとなるタイミングで（１０）を検出する。次に、各相の磁極位置検出信号が振幅の基準Ｅ０を横切るタイミングで検出するポイントとして、ＣＭＰ４がＥｕ＞Ｅ０となるタイミングで（１）を検出し、逆にＥｕ＜Ｅ０となるタイミングで（７）を検出する。また、ＣＭＰ５がＥｗ＞Ｅ０となるタイミングで（９）を検出し、逆にＥｗ＜Ｅ０となるタイミングで（３）を検出する。同様に、ＣＭＰ６がＥｖ＞Ｅ０となるタイミングで（５）を検出し、逆にＥｖ＜Ｅ０となるタイミングで（１１）を検出する。ここで、磁極位置検出信号の振幅基準Ｅ０は、元のＥｕ，Ｅｖ，Ｅｗがそれぞれ基準電圧に差異があることを考慮して、オペアンプＡＭＰ１でＥｕ，Ｅｖ，Ｅｗの信号を加算し三相正弦波の加算はゼロになる定義から、この値を振幅基準Ｅ０として使用する。抵抗Ｒ４〜Ｒ８は基準Ｅ０を求めるＡＭＰ１のゲインを設定する為の抵抗である。

次に、速度制御ＰＷＭに関して説明する。まず、磁極位置検出信号Ｅｕと基準Ｅ０をコンパレータＣＭＰ８で比較し、ＣＭＰ８でワンショットトリガパルス発生器２を動作させる。そして、ワンショットトリガパルス発生器２の出力のパルスをＡＭＰ３，抵抗Ｒ１２，キャパシタＣ２を用いた積分回路で積分する。この積分回路によってモータの回転速度に応じたアナログフィードバック量が求められる。次に、積分回路の出力と目標とする回転数司令値Ｖｓｐの差を、オペアンプＡＭＰ４，抵抗Ｒ１３，Ｒ１４を用いた誤差増幅回路で求める。そして、ＡＭＰ４の出力、即ち回転数誤差とＰＷＭ制御の搬送波（三角波）１を比較して速度制御ＰＷＭのパルス幅を決定する。ここで、誤差増幅回路の出力をＶＡと定義し、この値を電流制御用変調波の振幅調整に用いる。

電流制御用変調部は、Ｅｕ，Ｅｖ，ＥｗをスイッチＳＷＵ，ＳＷＶ，ＳＷＷで選択し、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介してオペアンプＡＭＰ２に入力する。ここで、ＡＭＰ２は抵抗Ｒ０，Ｒ９，Ｒ１０と先のＶＡを制御端子に印加されたトランジスタＴＲ１によって、ゲイン補償する。これはＥｕ，Ｅｖ，Ｅｗの出力を誤差増幅回路の出力で規格化し電流制御用変調波の振幅が前述の図１で記載した±０．５に形成させるためである。この自動ゲイン調整の回路は図３に記載する構成以外にも様々な形があるが、いずれの回路構成でも所望するゲイン調整ができれば良く、回路の構成を限定するものではない。スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ，ＳＷＷの開閉はＣＭＰ１〜ＣＭＰ６の結果に基づき（１）〜（１２）の区間を識別する判定回路３で行う。判定回路３の内部は論理回路であり、ＣＭＰ１〜ＣＭＰ６がそれぞれ伝える１または０の結果を総合して区間を識別する。スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ，ＳＷＷの開閉は図１に示したように、線形化した期間を繋ぐように切り替える。こうして得られた出力は図１で電流制御用変調波ＳＣとして記載した波形になる。この波形をコンパレータＣＭＰ７で搬送波１と比較して電流制御用ＰＷＭのパルスを作る。

次に各相の論理回路として、Ｕ相の例を図３に示す。図に破線で囲む論理回路はＡＮＤ１〜ＡＮＤ８とＯＲ１〜ＯＲ６からなり、入力は３の判定回路で識別した（１）〜（１２）の区間を表す倫理Ｓ１〜Ｓ１２と、速度制御ＰＷＭのパルス、そして電流制御用ＰＷＭのパルスである。これらの入力から（１）〜（１２）の各区間毎の論理を上アームと下アームに分配する。

このように本発明による制御装置では従来の正弦波変調のようにマイクロコンピュータを使用せず、アナログ回路と論理回路だけで構成することができることから、インバータの駆動回路１６と共に１チップに集積化したドライバＩＣとして製造することが可能であるほか、小出力の場合には図２のＳ１〜Ｓ６のパワースイッチング素子と共に１チップのインバータＩＣとして製造することも可能である。また、図３の制御部を用いて各相を制御した結果は図１に示したように、従来の１２０°通電に比べて電流制御変調波を併用したことで、電流脈動を大幅に低減することが可能である。

本発明は、工業製品として用いられるブラシレスモータ用インバータ、又はそれらを用いた装置に適用することが可能である。

本発明の第一の実施形態による制御方式を示す波形図である。本発明の第一の実施形態によるインバータ装置の構成を示すブロック図である。本発明の第一の実施形態による制御部の構成を示す回路図である。

符号の説明

１三角波発生器
２ワンショットトリガパルス発生器
３区間判定論理回路
１０ブラシレスモータ
１１永久磁石式ロータ
１２，１３，１４ホールセンサ
１５インバータ装置
１６駆動回路
１７，１８直流電源
１９負荷
２０制御部
Ｓ１〜Ｓ６パワースイッチング素子
ＡＭＰ１〜ＡＭＰ４オペアンプ
ＣＭＰ１〜ＣＭＰ９コンパレータ
ＴＲ１トランジスタ

Claims

ブラシレスモータのロータ磁極位置に応じた三相の正弦波信号を出力する磁極位置センサを用い、該ブラシレスモータの回転速度を制御するインバータ装置であって、
前記インバータ装置の各相出力は、各々、対応する前記三相正弦波の磁極位置信号を位相の基準として、電気角３０°から１５０°を上アームのオン期間に選び、２１０°から３３０°を下アームのオン期間とする１２０°通電制御を行い、該上アーム或いは下アームのいずれか一方を前記ブラシレスモータの回転数目標値と回転数フィードバック値の誤差に応じてパルス幅を変化させる速度制御ＰＷＭを行うことに加えて、電気角０°から３０°及び１５０°から１８０°の２つの区間は上アームを、１８０°から２１０°及び３３０°から３６０°の２つの区間は下アームをそれぞれ、線形化した信号と高周波の搬送波を比較してパルス幅を変化させる脈動補償ＰＷＭ制御を行うことを特徴とするブラシレスモータ用インバータの制御方法。
請求項１記載のブラシレスモータ用インバータの制御方法において、
前記速度制御ＰＷＭと前記脈動補償ＰＷＭは共通な三角波をＰＷＭ制御の搬送波として用い、前記脈動補償ＰＷＭにおける線形化した信号は、電気角３０°における振幅が前記ブラシレスモータの回転数目標値と回転数フィードバック値の誤差に比例して変化させることを特徴とするブラシレスモータ用インバータの制御方法。
ブラシレスモータのロータ磁極位置に応じた三相の正弦波信号を出力する磁極位置センサを用い、該ブラシレスモータの回転速度を制御するインバータ装置であって、
前記インバータ装置の各相出力を、各々、対応する前記三相正弦波の磁極位置信号を位相の基準として、電気角３０°から１５０°を上アームのオン期間に選択すると共に、２１０°から３３０°を下アームのオン期間に選択する１２０°通電制御のロジックを搭載し、該上アーム或いは下アームのいずれか一方を前記ブラシレスモータの回転数目標値と回転数フィードバック値の誤差に応じてパルス幅が変化する第一のパルス信号を出力する速度制御ＰＷＭの制御回路を具備すると共に、前記各相の正弦波信号で信号の振幅が基準値と交差する電気角０°±３０°と、１８０°±３０°の期間に線形化した信号を形成する信号変換回路を備え、該線形化した信号と高周波の搬送波を比較してパルス幅が変化する第二のパルス信号を出力する脈動補償ＰＷＭ制御回路を具備し、電気角０°から３０°及び１５０°から１８０°の２つの区間は上アームを、１８０°から２１０°及び３３０°から３６０°の２つの区間は下アームをそれぞれ前記第二のパルス信号に応じて駆動することを特徴とするブラシレスモータ用インバータ装置。
請求項３記載のブラシレスモータ用インバータ装置において、前記速度制御ＰＷＭと前記脈動補償ＰＷＭに共通な三角波をＰＷＭ制御の搬送波として加える三角波発生回路と、前記脈動補償ＰＷＭにおける線形化した信号は、電気角３０°における振幅が前記ブラシレスモータの回転数目標値と回転数フィードバック値の誤差に比例して変化するように調整するゲイン調整回路を備えたことを特徴とするブラシレスモータ用インバータ装置。