JP2009189146A - 電動モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 同期モータ（同期電動機）として埋め込み磁石型を用いる場合に、トルク振動対策、脱調対策、運転可能領域の広域確保が充分に行うことができる電動モータの制御装置を提供すること。
【解決手段】 Ｑ軸電流目標値、Ｄ軸電流目標値を設定する目標ＤＱ軸電流指令値演算部１１と、交流電流を検出する３相電流検出部１９と、回転角度を検出する回転角度検出部２０と、Ｑ軸電流の検出値、Ｄ軸電流の検出値を演算する電流変換部１８と、Ｑ軸電圧指令値を演算するＱ軸電流FB制御器１４と、Ｄ軸電圧指令値を演算するＤ軸電流FB制御器１５と、インバータの制御信号を演算するインバータ制御信号演算部１６と、モータトルクを推定するモータトルク推定部１７を備え、Ｑ軸電流FB制御器１４及びＤ軸電流FB制御器１５は、モータトルクが所定値より大きい場合に、ＰＩ制御のＰゲイン及びＩゲインを小さくする図２のゲイン処理を備えた。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電動モータの制御装置の技術分野に属する。

従来では、速度制御器は、速度指令値と同期電動機の回転速度とが一致するようにトルク電流指令を出力し、比例積分制御の方式で構成され、γ軸電流、δ軸電流制御器は、γ軸電流指令値とγ軸電流検出値、並びにトルク電流指令値とδ軸電流検出値とがそれぞれ一致するようにδ軸電圧指令値及びγ軸電圧指令値を出力し、比例積分制御の方式で構成されている（例えば、特許文献１参照。）。
特開２００６−８７２６３号公報（第２−１２頁、全図）

しかしながら、従来にあっては、同期モータ（同期電動機）として埋め込み磁石型を用いる場合に、トルク振動対策、脱調対策、運転可能領域の広域確保を充分に行うことが困難であった。

本発明は、上記問題点に着目してなされたもので、その目的とするところは、同期モータ（同期電動機）として埋め込み磁石型を用いる場合に、トルク振動対策、脱調対策、運転可能領域の広域確保が充分に行うことができる電動モータの制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明では、３相交流同期モータへの要求に基づいて、前記３相交流同期モータの目標Ｑ軸電流、目標Ｄ軸電流を設定する目標ＤＱ軸電流指令値演算手段と、各相に流れる交流電流を検出する３相電流検出手段と、前記３相交流同期モータの回転角度を検出する回転角度検出手段と、各相の交流電流に対し、前記回転角度を用いて、クラーク変換とパーク変換を行い、実Ｑ軸電流、実Ｄ軸電流を演算する電流変換手段と、前記目標Ｑ軸電流と実Ｑ軸電流から、その差が小さくなるようにＰＩ制御によってＱ軸電圧指令値を演算するＱ軸指令値演算手段と、前記目標Ｄ軸電流と実Ｄ軸電流から、その差が小さくなるようにＰＩ制御によってＤ軸電圧指令値を演算するＤ軸指令値演算手段と、前記Ｑ軸電圧指令値と前記Ｄ軸電圧指令値と前記回転角度から、前記３相交流同期モータを駆動するインバータのスイッチング素子の制御信号を演算するインバータ制御信号演算手段と、前記３相交流同期モータが発生させるモータトルクを推定するモータトルク推定手段と、を備え、前記Ｑ軸指令値演算手段及び前記Ｄ軸指令値演算手段は、前記モータトルクが所定値より大きい場合に、前記モータトルクが所定値より小さい場合に比較して、ＰＩ制御のＰゲイン及びＩゲインを小さくするゲイン変更手段を備えた、ことを特徴とする。

よって、本発明にあっては、同期モータ（同期電動機）として埋め込み磁石型を用いる場合に、トルク振動対策、脱調対策、運転可能領域の広域確保を充分に行うことができる。

以下、本発明の電動モータの制御装置を実現する実施の形態を、請求項１，３,４,５,７に係る発明に対応する実施例１と、請求項１，３，４，５に係る発明に対応する実施例２と、請求項１，２，４，５に係る発明に対応する実施例３に基づいて説明する。

まず、構成を説明する。
図１は実施例１の電動モータの制御装置のブロック構成を示す図である。
実施例１の電動モータの制御装置は、例えば、車両の空調装置における電動コンプレッサの制御装置、EVやHEVの車両の駆動用モータの制御装置を例とする。
実施例１の電動モータ制御装置１は、３相同期電動モータのコントローラの一部として設けられる。そのため、コントローラの他の部分により、３相同期電動モータの目標速度が設定され、電動モータ制御装置１に入力されるものとする。そして、電動モータ制御装置１は、インバータと３相同期電動モータからなるモータインバータ２へ制御信号を出力する。

電動モータ制御装置１は、目標ＤＱ軸電流指令値演算部１１、加算器１２、加算器１３、Ｑ軸電流FB制御器１４、Ｄ軸電流FB制御器１５、インバータ制御信号演算部１６、モータトルク推定部１７、電流変換部１８、３相電流検出部１９、回転角度検出部２０、回転速度検出部２１を備えている。
目標ＤＱ軸電流指令値演算部１１は、加算器１１１、速度FB制御器１１２、ＤＱ軸電流配分部１１３を備え、ＤＱ軸電流指令値の目標値を演算する。

加算器１１１は、３相同期電動モータの目標回転速度と検出した回転速度の実値の偏差を演算する。
速度FB制御器１１２は、速度の偏差にフィードバックゲインを乗じるフィードバック演算、例えばＰＩ制御演算を行い、ＤＱ軸電流指令値Iaを演算する。
ＤＱ軸電流配分部１１３は、ＤＱ軸電流指令値Iaから、Ｄ軸電流目標値Id^＊とＱ軸電流目標値Iq^＊に電流を配分し出力する。
例えば、次の式によって配分を行う。ここで、２０度は進角度に相当し、モータ機器定数から決まる値である。
（数１）

Id^＊=sin(20/180・π)・Ia
（数２）

Iq^＊=cos(20/180・π)・Ia

加算器１２は、Ｑ軸電流目標値Iq^＊と検出したＱ軸電流値Iqの偏差を演算し、Ｑ軸電流FB制御器１４へ出力する。
加算器１３は、Ｄ軸電流目標値Id^＊と検出したＤ軸電流値Idの偏差を演算し、Ｄ軸電流FB制御器１５へ出力する。
Ｑ軸電流FB制御器１４は、Ｑ軸電流目標値Iq^＊と検出したＱ軸電流値Iqの偏差にＰＩゲインを乗じるＰＩ制御演算を行い、Ｑ軸電圧指令値Vq^＊を演算する。なお、モータトルク推定手段からの指令に応じて、ＰＩゲインの変更を行う。

例えば、次の式による演算を行う。
（数３）

Vq^＊=Kp・(Iq^＊-Iq)+Ki・∫(Iq^＊-Iq)dt

なお、Kpは比例ゲイン、Kiは積分ゲインとする。
Ｄ軸電流FB制御器１５は、Ｄ軸電流目標値Id^＊と検出したＤ軸電流値Idの偏差にＰＩゲインを乗じるＰＩ制御演算を行い、Ｄ軸電圧指令値Vd^＊を演算する。なお、モータトルク推定手段からの指令に応じて、ＰＩゲインの変更を行う。

例えば、次の式による演算を行う。
（数４）

Vd^＊=Kp・(Id^＊-Id)+Ki・∫(Id^＊-Id)dt

なお、Kpは比例ゲイン、Kiは積分ゲインとする。
インバータ制御信号演算部１６は、以下のような計算を行って、３相指令電圧（Vu^＊,Vv^＊,Vw^＊)を計算する。なお、Vα^＊，Vβ^＊は中間変数であり、２相電圧指令値である。また、θは電気角（機械角×極対数）で表した回転角度である。

さらにインバータ制御信号演算部１６では、３相指令電圧（Vu^＊,Vv^＊,Vw^＊)と３角波を比較して、スイッチング信号を生成し、出力する。
モータトルク推定部１７は、検出されたＱ軸電流Iqと検出されたＤ軸電流Idから、次に示す式を用いてモータトルクを推定する。
（数７）

Tm=P・{ψa・Iq+(Ld-Lq)・Id・Iq}

なお、Tmはモータトルク、Pは極対数(定数）、ψaはロータ磁石鎖交磁束(定数）、LqはＱ軸インダクタンス(定数）、LdはＤ軸インダクタンス(定数）、IqはＱ軸電流の実値、IdはＤ軸電流の実値である。
電流変換部１８は、検出した３相電流Iu,Iv,Iwから次の式を用いて、Ｑ軸電流Iq、Ｄ軸電流をIdを求める。この電流値Iq,Idは、検出電流を変換したものであるため実値である。

なお、この２つの式は、パーク変換とクラーク変換である。
３相電流検出部１９は、３相同期電動モータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルに流れる電流（Iu,Iv,Iw）を検出する。なお、全ての電流の和は０アンペアになるので、その関係を用いて、３相のうち２つをセンシングして、残りは計算で算出してもよい。その場合は、次の式によるものとする。
（数１０）

Iu=-(Iv+Iw)

回転角度検出部２０は、回転速度検出部２１により推定された回転速度を積分して、回転角度を演算する。
回転速度検出部２１は、推定演算により回転速度を推定する。
推定演算の例として、電気学会論文誌（産業応用部門誌）１２７巻第７号に記載の論文「圧縮機用PMSM位置センサレスベクトル制御のためのBPFを用いた周期的速度変動抑制制御」の図１に記載の推定演算を挙げておく。

図２に示すのは、モータインバータ２の概要説明図である。
モータインバータ２は、３相交流同期モータ２０１と、インバータ回路である電源２０２、トランジスタ２０３〜２０８、電流検出抵抗２０９、２１０を備えている。
３相交流同期モータ２０１のロータの構造は埋め込み磁石型であるとする。
電源２０２は、３相交流同期モータ２０１へ駆動電源を供給する。
トランジスタ２０３〜２０８は、それぞれ３相交流同期モータ２０１の３相(Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相)のコイルへの出力を行う。３相のアッパーアーム側には、それぞれ、トランジスタ２０３〜２０５のエミッタを３相コイルのそれぞれへ接続し、コレクタを電源供給側に接続する。そして、ベースへの入力は、インバータ制御信号演算部１６からのゲート制御信号が入力される接続にする。

次に、３相のロワアーム側には、それぞれ、トランジスタ２０６〜２０８のコレクタを３相コイルのそれぞれへ接続し、エミッタを電源への帰還側へ接続する。そして、ベースへの入力は、インバータ制御信号演算部１６からのゲート制御信号が入力される接続にする。なお、ロワアーム側は、それぞれのアッパーアーム側のゲート制御信号の反転した波形が入力されることになる。
さらに、３相のうち、２相のロワアーム側には、電流検出抵抗２０９、２１０を設けるようにする。残りの相の電流値は演算で求めるものとする（上記数式１０参照）。なお、電流検出抵抗２０９、２１０の例としてシャント抵抗を挙げておく。

図３に示すのは、Ｑ軸電流FB制御器１４及びＤ軸電流FB制御器１５における比例ゲインKpと積分ゲインKiの切り替えデータテーブルの説明図である。
実施例１のＱ軸電流FB制御器１４及びＤ軸電流FB制御器１５では、図１に示すように、モータトルク推定部１７からのモータトルク値に対して所定値２５０を設定する。そして、所定値以下では、ＰＩ制御演算によるフィードバック制御における比例ゲインKpと積分ゲインKiを大きい値とする。さらに所定値２５０を超えると、比例ゲインKpと積分ゲインKiを小さい値に切り替える。

作用を説明する。
[トルク振動対策、脱調対策、運転可能領域の広域確保作用]
実施例１の電動モータの制御装置では、上位に設けられる制御により目標開点速度が設定、入力され、これに基づいて制御を行う。
例えば、車室内の空調制御では、電動コンプレッサの目標回転速度が設定される。
これに対して電動モータの制御装置では、この目標回転速度を実現するように交流同期モータをベクトル制御方式によって制御する。
図４は実施例１の電動モータの制御装置のベクトル制御の説明図である。
このベクトル制御では、図４に示すように、交流電流を直流化し、１対の磁極のロータに対して、磁極方向のＤ軸と磁極と直交するＱ軸を考え、制御上、Ｄ軸電流とＱ軸電流として取り扱う。
そのため、Ｄ軸電流を増加すればトルクが増加し、Ｑ軸電流を増加すれば回転速度が増加する。

実施例１では、目標回転速度と実回転速度の偏差から、目標ＤＱ軸電流指令値演算部１１がＤＱ軸電流指令値Iaを演算し、これをＤＱ軸電流配分部１１３は、Ｄ軸電流目標値Id^＊とＱ軸電流目標値Iq^＊に配分する。
そして、Ｑ軸電流FB制御器１４及びＤ軸電流FB制御器１５によって、このＤ軸電流目標値Id^＊とＱ軸電流目標値Iq^＊に検出値Id,Iqを近づけるようフィードバック制御をＰＩ制御により行う。
そして、このようにして得られたＤ軸電圧の指令値、Ｑ軸電圧の指令値を、インバータ制御信号演算部１６により３相指令電圧（Vu^＊,Vv^＊,Vw^＊)にして、モータインバータ２へ出力する制御を行う。

ここで、ロータの構造が埋め込み磁石型の場合、磁束の空間的な歪みを原因とし、電気角１回転あたり、数回、実施例１では６回のトルクの振動が生じる。
このトルクの振動は、騒音や振動の原因となる。
このトルク振動を抑制するには、Ｑ軸電流FB制御器１４及びＤ軸電流FB制御器１５のＰＩ制御ゲインを大きくすればよい。
図５はＱ軸電流目標値Iq^＊と検出値Iqのゲインの影響を示す説明図である。
図５(a)に示すように、Ｑ軸電流の検出値Iqがトルク振動の影響を受けて波打つ状態である場合に、フィードバック制御のＰＩゲインを大きくすれば、目標値への追従性が向上することにより結果的に図５(b)に示すようにトルク振動が抑制されることになる。

しかしながら、ＰＩゲインを大きくすると、電流制御の操作量である指令電圧の振幅が大きくなる。ここで、指令電圧が電源電圧に達すると、モータインバータ２のトランジスタが１キャリア周期間で常時オフとなる状態が生じる。この場合には、電流検出ができなくなり脱調する可能性が大きくなる。
図６はＵ相の電圧指令値と三角波からゲート制御信号を生成する状態を示す説明図である。
実施例１の電動モータの制御装置において、インバータ制御信号演算部１６では、３相指令電圧（Vu^＊,Vv^＊,Vw^＊)と３角波を比較して（図６(a)参照）、ゲート制御信号を生成する（図６(b)参照）。このゲート制御信号は、PWM制御信号であり、デューティ比で表現されるものとなる。

なお、図６にはＵ相を例に示すが、Ｖ相、Ｗ相も同様に生成できる。
図６に示す例では、電源電圧を２００ｖとし、極対数３のモータの２０００rpmでのＵ相電圧指令値をプロットしている。電圧の周期は回転速度で変化し、電圧の振幅は負荷トルクが高いほど、大きくなる。

モータインバータ２において、アッパーアーム側とロワアーム側のトランジスタ２０３〜２０８、電流検出抵抗２０９、２１０については、図２に示すようになっている。そのため、電流検出抵抗２０９、２１０は、ロワアーム側のトランジスタ２０６、２０７がＯＮとなっている時間においてのみ電流検出が可能である。そのため、トランジスタ２０６、２０７が１キャリア周期間で常時オフとなる状態では、電流検出ができなくなり脱調する可能性が大きくなる。

図６(b)を参照して説明すると、２．５ｍｓ付近で、トランジスタのオン時間が短く、電流検出が難しくなる。さらに、実際の指令電圧は、図６(a)に示したように滑らかでなく、電流偏差を抑えるために振動する。そのため、振動の振幅が大きいと電源電圧を超えてしまい電流が検出できなくなる。そして、電流検出ができなくなると、Ｄ軸、Ｑ軸のフィードバック制御の帰還値が得られなくなるため、制御ずれを生じ、脱調の可能性が大きくなる。

脱調を避けるには、指令電圧が所定値以上になった場合に、目標回転速度を下げて、回転速度に比例する誘起電圧を下げ、指令電圧を下げることが有効である。但し、上記説明のように、ＰＩゲインを大きくすると、電圧振幅が増加し、より発生トルクの低い状態で目標回転速度を下げることになり、運転可能領域を狭めることになる。

実施例１では、電流変換部１８によってＱ軸電流の実値Iqと、Ｄ軸電流の実値Idを得るようにし、モータトルク推定部１７により、Ｑ軸電流の実値Iqと、Ｄ軸電流の実値Idからモータトルクを推定する。そして、Ｑ軸電流FB制御器１４及びＤ軸電流FB制御器１５では、モータトルクが所定値以下では、ＰＩゲイン(Kp,Ki)を大きくし、モータトルクが所定値２５０を超えると、ＰＩゲイン(Kp,Ki)を小さくする。
ＰＩゲイン(Kp,Ki)を小さくすると、インバータ制御信号演算部１６へ入力される３相指令電圧（Vu^＊,Vv^＊,Vw^＊)の波形振動振幅が小さくなる。
そのため、上記説明したように電流検出が不可能となることがないように使用するデューティ比の上限が設定されているとすると、このデューティ比の上限を、振動振幅分、大きくすることができる。

例えば、平均デューティを８３％から９０％へ大きくすることができる。このようにしても、振動振幅が小さいため、電流検出を行うことに支障を生じない。
図７に示すのは、実施例１の３相同期電動モータの回転速度とモータトルクの関係を示すグラフ図である。
この図７を参照して説明すると、電流検出を考慮して最大デューティ比が設定されている特性であるとすれば、デューティ比を大きくできることは、ＮＴ特性と呼ばれる回転速度に従って最大トルクが小さくなる部分を、高回転側へ移動させることになる。つまり、高回転、高トルクにできることになる。
つまり、言い換えると、実際に使用できるデューティ比を大きくできることは、運転可能領域の広域確保ができることになる。

さらに、デューティ比に余裕のあるモータトルクの所定値以下でＰＩゲインを大きくしているので、電流検出が不能になるようなことがなく、脱調を充分に防止でき、ＰＩゲインを大きくしたことにより、充分にトルク振動を抑制することができる。トルク振動の抑制は、騒音低減になる。

効果を説明する。
実施例１の電動モータの制御装置にあっては、下記に列挙する効果を得ることができる。

(1)モータインバータ２の３相交流同期モータ２０１への要求に基づいて、３相交流同期モータ２０１のＱ軸電流目標値Iq^＊、Ｄ軸電流目標値Id^＊を設定する目標ＤＱ軸電流指令値演算部１１と、各相に流れる交流電流（Iu,Iv,Iw）を検出する３相電流検出部１９と、３相交流同期モータ２０１の回転角度を検出する回転角度検出部２０と、各相の交流電流（Iu,Iv,Iw）に対し、回転角度を用いて、クラーク変換とパーク変換を行い、Ｑ軸電流の検出値Iq、Ｄ軸電流の検出値Idを演算する電流変換部１８と、Ｑ軸電流目標値Iq^＊とＱ軸電流の検出値Iqから、その差が小さくなるようにＰＩ制御によってＱ軸電圧指令値Vq^＊を演算するＱ軸電流FB制御器１４と、Ｄ軸電流目標値Id^＊とＤ軸電流の検出値Idから、その差が小さくなるようにＰＩ制御によってＤ軸電圧指令値Vd^＊を演算するＤ軸電流FB制御器１５と、Ｑ軸電圧指令値Vq^＊とＤ軸電圧指令値Vd^＊と回転角度から、３相交流同期モータ２０１を駆動するモータインバータ２のインバータのトランジスタ２０３〜２０８の制御信号を演算するインバータ制御信号演算部１６と、３相交流同期モータ２０１が発生させるモータトルクを推定するモータトルク推定部１７を備え、Ｑ軸電流FB制御器１４及びＤ軸電流FB制御器１５は、モータトルクが所定値２５０より大きい場合に、モータトルクが所定値２５０より小さい場合に比較して、ＰＩ制御のＰゲインKp及びＩゲインKiを小さくする図２のゲイン処理を備えたため、同期モータ（同期電動機）として埋め込み磁石型を用いる場合に、トルク振動対策、脱調対策、運転可能領域の広域確保を充分に行うことができる。

(3)上記(1)において、モータトルク推定部１７は、Ｑ軸電流の検出値Iq及び実Ｄ軸電流の検出値Iqからモータトルクを推定するため、フィードバック制御のための電流検出値から特別なセンサを設けることなくモータトルクを得て、制御に活用することができる。

(4)上記(1)又は(3)において、Ｑ軸電流FB制御器１４及びＤ軸電流FB制御器１５の図２の処理におけるモータトルクの所定値２５０は、モータトルクを電流検出に影響のある範囲と電流検出に影響のない範囲に分けた際の境界として設定した、ものであるため、電流検出に影響のないモータトルクの範囲では、ＰＩゲインを大きくし、電流検出が不能になるようなことがないようにしつつ、脱調を充分に防止でき、ＰＩゲインを大きくしたことにより、充分にトルク振動を抑制することができる。また、電流検出に影響がある所定値よりモータトルクが大きい範囲では、ＰＩゲインを小さくし、デューティ比を大きくできるようにして、運転可能領域の広域確保ができるようにする。

(5)上記(1),(3),(4)において、３相交流同期モータ２０１の回転速度を検出する回転速度検出部２１を設け、３相交流同期モータ２０１への要求は、目標回転速度であり、目標ＤＱ軸電流指令値演算部１１は、目標回転速度と回転速度の検出値の偏差を演算する加算器１１１と、偏差に対して速度ゲインを乗じてフィードバック制御によりＤＱ軸電流指令値Ia^＊を演算する速度FB制御器１１２と、ＤＱ軸電流指令値Ia^＊をＤ軸電流目標値Id^＊とＱ軸電流目標値Iq^＊に配分する演算を行うＤＱ軸電流配分部１１３を備えたため、３相交流同期モータ２０１の制御をＤ軸、Ｑ軸の直流で容易に制御できるようにしつつ、目標速度に対して充分な速度フィードバックを行うようにできる。

(7)上記(1),(3),(4),(5)において、３相交流同期モータ２０１は、車両の空調装置におけるコンプレッサを駆動するのに用いられるものであるため、トルク振動の抑制により、例えば、車両がアイドルストップを行う際に作動音が目立つようなことがなく、また、遮音材を減らすことができる。また、運転領域の広域確保により、小型なモータとすることができる。

実施例２は、モータトルクの所定値よりモータトルクが大きくなると、ＰＩゲインを移行区間において徐々に切り替えるようにした例である。
構成を説明する。
実施例２では、Ｑ軸電流FB制御器１４及びＤ軸電流FB制御器１５において、モータトルク推定部１７からのモータトルクが所定値より大きくなって、ＰＩゲインを切り替える際に以下のように切り替える。
図８は実施例２のＰＩゲインの切り替えデータテーブルを示す説明図である。
モータトルクが所定値より大きくなった場合、設けられた移行区間２６０において、ＰＩゲインのＰゲインKp、ＩゲインKiを徐々に小さくなるようにし、移行区間よりモータトルクが大きくなると、ＰゲインKp、ＩゲインKiは、図８に示すように小さい一定の値にする。
これは、関数と演算により実現しても、図８をテーブルデータやマップデータとして備えるようにしてもよい。

作用を説明する。
[ゲインを連続的に切り替える作用]
モータインバータ２のモータの負荷によっては、ゲインの切り替え時の挙動が好ましくない場合がある。負荷の変動を人が違和感として感じることにつながる場合などである。
そのような場合には、実施例２のように、図８に示すゲインの移行区間における緩やかな切り替えが有効である。

効果を説明する。実施例２の電動モータの制御装置にあっては、上記(1),(3),(4),(5)に加えて以下の効果を有する。
(6)上記(1),(3)〜(5)において、Ｑ軸電流FB制御器１４及びＤ軸電流FB制御器１５のゲイン変更処理は、モータトルクが所定値より大きい場合に、ＰＩ制御のＰゲイン及びＩゲインを小さくする際に、モータトルクに移行区間を設け、移行区間において徐々に小さくする図８の処理を備えたため、ゲインの変更時の挙動を緩やかにして、負荷の挙動を人が違和感として感じないようにすることができる。

実施例３の電動モータの制御装置は、モータトルクの所定値を３相交流同期モータの回転速度から決定する例である。
構造を説明する。
図９は実施例３の電動モータの制御装置のブロック構成を示す図である。
図１０は実施例３のＰＩゲインの切り替えデータテーブルを示す説明図である。
実施例３では、Ｑ軸電流FB制御器１４及びＤ軸電流FB制御器１５は、回転速度検出部２１からの回転速度から、図１０に示すテーブルデータから回転速度に応じたモータトルクの所定値３０１を設定する。
そして、モータトルク推定部１７からのモータトルクと所定値を比較し、所定値より大きくなるとＰＩゲインを変更する。

この所定値３０１は、横軸に回転速度、縦軸にモータトルクを取り、最大トルク特性３０２（ＮＴ特性）を示した際に、回転速度に対してモータトルクが一定となる領域Ａでは、所定値３０１は、そのモータトルクの最大特性までを発揮できるように、最大特性値より大きな値とする。この領域Ａは低速側となる。
次に、領域Ａより高速側の領域Ｂでは、回転速度に対して最大モータトルクが除々に低下する最大トルク特性３０２となる。この領域Ｂでは、最大トルク特性３０２よりややモータトルクが低くなるように所定値３０２を設定する。

なお、領域Ｂは、電流検出ができなくなる可能性のある回転速度領域となる。なぜならば、領域Ａの回転速度に対して最大トルクが一定となる特性部分では、デューティ比が限界となることがない。実際には、電流値で制限されることになる。これに対して、領域Ｂの回転速度に対して最大トルクが低下していく特性部分では、電圧により制限されることになるため、デューティ比が限界になることがある。つまり、高速においては、モータの逆起電圧が高くなっていくためである。

そのため、実施例２における所定値の設定テーブルデータ（図１０）は、言い換えて説明すると、電流検出ができなくなる可能性のある領域の最大トルクから、少し下げたトルク値をゲイン変更の所定値としていることになる。

作用を説明する。
[トルク振動対策、脱調対策、運転可能領域の広域確保作用]
実施例３では、予めモータインバータ２の３相交流同期モータ２０１の最大トルク特性３０２（ＮＴ特性）を実験等で求めておき、この最大トルク特性３０２に対して、図１０に示すように所定値を回転速度に応じて変化させるテーブルデータにしておく。
そして、Ｑ軸電流FB制御器１４及びＤ軸電流FB制御器１５が、回転速度検出部２１からの回転速度に応じて所定値を設定し、この所定値よりモータトルク推定部１７からのモータトルクが大きくなると、ＰＩゲインを小さくするよう変更する。

ここでは、回転速度に応じた、３相交流同期モータ２０１の最大トルク特性を考慮して、ＰＩゲイン(Kp,Ki)を小さくする。そのため、特性を考慮してゲインをなるべく大きくしていることになる。よって、トルク振動の抑制、脱調の防止は、さらに向上することになる。それでいて、電流検出が不可能になる可能性がある領域では、回転速度に応じた最大トルクに達する直前に、ＰＩゲインを小さくすることになり、確実に電流検出を不可能にさせず、運転可能領域の広域確保を行う。

効果を説明する。実施例３の電動モータの制御装置にあっては、上記(1),(4),(5)の効果に加えて、以下の効果を有する。
(2)３相交流同期モータ２０１の回転速度を検出する回転速度検出部２１を設け、ゲイン変更処理は、モータトルクの所定値を３相交流同期モータ２０１の回転速度に応じて図１０のテーブルデータで決定するため、モータの特性を考慮して、ＰＩゲインをなるべく大きくして、さらにトルク振動の抑制、脱調の防止を向上させつつ、電流検出が不可能になる可能性がある領域では、確実に電流検出を不可能にさせないようにして、運転可能領域の広域確保を行うことができる。

以上、本発明の電動モータの制御装置を実施例１〜実施例３に基づき説明してきたが、具体的な構成については、これらの実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。

回転角度検出部と回転速度検出部は、別に設けるようにしても、どちらか一方を検出して、他方を微積分で求めるようにしてもよい。また、回転角度検出部や回転速度検出部は、エンコーダ等により直接的に検出するものであっても、電流や電圧により間接的に検出するものであっても、どちらでもよい。

また、３相交流同期モータは、ハイブリッド車（ＨＥＶ）の駆動用として用いるものであってもよいし、電気自動車（ＥＶ）の駆動用として用いるものであってもよい。トルク振動の抑制は、作動音の低減につながり、運転可能領域の広域確保は、モータ小型化につながる。
実施例では、インバータはトランジスタで構成したが、他のスイッチング素子を用いたものであってもよい。

実施例１の電動モータの制御装置のブロック構成を示す図である。 モータインバータの概要説明図である。 Ｑ軸電流FB制御器及びＤ軸電流FB制御器における比例ゲインKpと積分ゲインKiの切り替えデータテーブルの説明図である。 実施例１の電動モータの制御装置のベクトル制御の説明図である。 Ｑ軸電流目標値Iq^＊と検出値Iqのゲインの影響を示す説明図である。 Ｕ相の電圧指令値と三角波からゲート制御信号を生成する状態を示す説明図である。 実施例１の３相同期電動モータの回転速度とモータトルクの関係を示すグラフ図である。 実施例２のＰＩゲインの切り替えデータテーブルを示す説明図である。 実施例３の電動モータの制御装置のブロック構成を示す図である。 実施例３のＰＩゲインの切り替えデータテーブルを示す説明図である。

符号の説明

１ 電動モータ制御装置
２ モータインバータ
１１ ＤＱ軸電流指令値演算部
１１１ 加算器
１１２ 速度FB制御器
１１３ ＤＱ軸電流配分部
１２ 加算器
１３ 加算器
１４ Ｑ軸電流FB制御器
１５ Ｄ軸電流FB制御器
１６ インバータ制御信号演算部
１７ モータトルク推定部
１８ 電流変換部
１９ ３相電流検出部
２０ 回転角度検出部
２１ 回転速度検出部
２０１ ３相交流同期モータ
２０２ 電源
２０３〜２０８ トランジスタ
２０９ 電流検出抵抗
２１０ 電流検出抵抗
２５０ 所定値
２６０ 移行領域
３０１ 所定値
３０２ 最大トルク特性
３０２ 所定値
Ia ＤＱ軸電流指令値
Iq Ｑ軸電流の実値
Id Ｄ軸電流の実値
Iq^＊ Ｑ軸電流目標値
Id^＊ Ｄ軸電流目標値
Ki 積分ゲイン
Kp 比例ゲイン
Iu Ｕ相電流
Iv Ｖ相電流
Iw Ｗ相電流
Vd^＊ Ｄ軸電圧指令値
Vq^＊ Ｑ軸電圧指令値

Claims (7)

1. ３相交流同期モータへの要求に基づいて、前記３相交流同期モータの目標Ｑ軸電流、目標Ｄ軸電流を設定する目標ＤＱ軸電流指令値演算手段と、
   各相に流れる交流電流を検出する３相電流検出手段と、
   前記３相交流同期モータの回転角度を検出する回転角度検出手段と、
   各相の交流電流に対し、前記回転角度を用いて、クラーク変換とパーク変換を行い、実Ｑ軸電流、実Ｄ軸電流を演算する電流変換手段と、
   前記目標Ｑ軸電流と実Ｑ軸電流から、その差が小さくなるようにＰＩ制御によってＱ軸電圧指令値を演算するＱ軸指令値演算手段と、
   前記目標Ｄ軸電流と実Ｄ軸電流から、その差が小さくなるようにＰＩ制御によってＤ軸電圧指令値を演算するＤ軸指令値演算手段と、
   前記Ｑ軸電圧指令値と前記Ｄ軸電圧指令値と前記回転角度から、前記３相交流同期モータを駆動するインバータのスイッチング素子の制御信号を演算するインバータ制御信号演算手段と、
   前記３相交流同期モータが発生させるモータトルクを推定するモータトルク推定手段と、
   を備え、
   前記Ｑ軸指令値演算手段及び前記Ｄ軸指令値演算手段は、前記モータトルクが所定値より大きい場合に、前記モータトルクが所定値より小さい場合に比較して、ＰＩ制御のＰゲイン及びＩゲインを小さくするゲイン変更手段を備えた、
   前記ことを特徴とする電動モータの制御装置。
2. 請求項１に記載の電動モータの制御装置において、
   前記３相交流同期モータの回転速度を検出する回転速度検出手段を設け、
   前記ゲイン変更手段は、モータトルクの所定値を前記３相交流同期モータの回転速度に応じて決定する、
   ことを特徴とする電動モータの制御装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の電動モータの制御装置において、
   前記モータトルク推定手段は、前記実Ｑ軸電流及び前記実Ｄ軸電流からモータトルクを推定する、
   ことを特徴とする電動モータの制御装置。
4. 請求項１に記載の電動モータの制御装置において、
   前記ゲイン変更手段のモータトルクの所定値は、前記モータトルクを電流検出に影響のある範囲と電流検出に影響のない範囲に分けた際の境界として設定した、ものである、
   ことを特徴とする電動モータの制御装置。
5. 請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の電動モータの制御装置において、
   前記３相交流同期モータの回転速度を検出する回転速度検出手段を設け、
   前記３相交流同期モータへの要求は、目標回転速度であり、
   前記目標ＤＱ軸電流指令値演算手段は、
   前記目標回転速度と回転速度の検出値の偏差を演算する偏差演算部と、
   前記偏差に対して速度ゲインを乗じてフィードバック制御によりＤＱ軸電流指令値を演算する速度フィードバック演算手段と、
   前記ＤＱ軸電流指令値を目標Ｄ軸電流と目標Ｑ軸電流に配分する演算を行うＤＱ軸電流配分手段と、
   を備えたことを特徴とする電動モータの制御装置。
6. 請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の電動モータの制御装置において、
   前記Ｑ軸指令値演算手段及び前記Ｄ軸指令値演算手段のゲイン変更手段は、前記モータトルクが所定値より大きい場合に、ＰＩ制御のＰゲイン及びＩゲインを小さくする際に、前記モータトルクに移行区間を設け、移行区間において徐々に小さくする、
   ことを特徴とする電動モータの制御装置。
7. 請求項１〜請求項６のいずれか１項に記載の電動モータの制御装置において、
   前記３相交流同期モータは、車両の空調装置におけるコンプレッサを駆動するのに用いられるものである、
   ことを特徴とする電動モータの制御装置。

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