JP2009085828A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 シャント抵抗によらずに出力電流が検出でき、小型化のもとでも過電流保護機能の付与に対応できるようにした電源回路を提供すること。
【解決手段】 スイッチングパルス周波数の変更により出力電圧を制御するスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ回路２を用いた電源回路において、ＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ回路２の出力Ｂにコンデンサ１０を介して接続した電流検出回路１１を設け、過電流保護のための出力電流の検出を、ＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ回路２の出力電圧に含まれる交流成分の周波数に基づいて行うようにしたもの。
【選択図】図１

Description

本発明は、比較的小容量の直流電源回路に係り、特にスイッチング方式の電源回路に関する。

現代は電子化時代と言って良く、電子化の波はあらゆる分野に及び、このため単一の機器に複数の機能別回路を搭載する機会が多くなり、この結果、電圧の異なった複数の電源が必要になる場合も多くなる。しかして、このとき大本の電力は単一の電源から供給できるようにするのが望ましいので、結局、複数の異なった電圧の電源回路が必要になる。
そこで、このような要望に応えてＩＣ化された電源回路が従来から市場に供給されているが、この場合、過電流保護機能を付与するのが一般的である。

ところで、この過電流保護機能の付与には出力電流の検出が前提となるが、この場合、シャント抵抗を用いるのが一般的である。
そこで、このシャント抵抗を用いて出力電流を検出するようにした電源回路の従来技術について、図４により説明する。
この図４の従来技術は、まず、電源回路の本体として、スイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ２を用いた場合の一例で、これに図示してない直流電源から、所定の電圧値の入力電圧Ｖin を供給し、ＤＣ／ＤＣ変換して、所定の電圧値の出力電圧Ｖout を得るようにしたものである。

ここで、スイッチング方式とは、例えば上記したパルススイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータや電圧レギュレータ回路など、パルス幅変調により出力電圧の制御を行う電源回路のことであるが、この場合、スイッチングパルスのパルス幅とパルス間隔の比、いわゆるデューティ比を変えることにより出力電圧が変えられる。
そして、このときのデューティ比の制御には、パルス幅は一定でパルス間隔、つまりパルス周波数を変えるようにした、いわゆるパルス幅一定パルス周波数制御方式と、パルス間隔、つまりパルス周波数は一定でパルス幅を変えるようにした、いわゆるパルス周波数幅一定パルス幅制御方式方式の２種の方式があるが、ここで、上記のスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ２は、前者のパルス幅一定パルス周波数制御方式の回路のことである。

このＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ２(以下、ＩＣ回路２と略記)は、上記の入力電圧Ｖin が入力Ａに供給されることによりスイッチング動作し、入力電圧とは独立した任意の電圧の一方向極性のパルスを出力Ｂに発生する。このときパルス動作により、入力Ａにノイズが現れる。そこで、ここにコンデンサ１を接続し、ノイズが抑えられるようにする。
出力Ｂに発生されたパルス(正極性のパルス)電圧は、インダクタ３とコンデンサ６からなる平滑回路に入力され、パルスから直流に平滑化された出力電圧Ｖout がコンデンサ６の端子に得られるようにし、これがシャント抵抗８を介して、図示してない負荷に供給されるようになっている。

このとき、ＩＣ回路２には電圧制御機能が備えられ、出力電圧が安定化されている。このため抵抗４、５の直列回路からなる分圧回路をコンデンサ６に並列に接続し、抵抗４、５の接続点をＩＣ回路２の帰還入力Ｆに接続し、これにより、抵抗４、５により出力電圧が１／ｎに分圧され、電圧Ｖout の出力電圧に比例した電圧(Ｖout／ｎ)の帰還電圧が、ＩＣ回路２にフィードバックされるようにしてある。
そこで、ＩＣ回路２は、フィードバックされた電圧値と、予め内部に設定してある所定の基準電圧値とを比較し、それらの差に応じてＤＣ／ＤＣ変換のためのスイッチング周波数を変化させ、出力電圧Ｖout が目的とする出力電圧値に収斂するように、パルスの電圧を制御し、この結果、出力電圧が安定化されることになる。

ここで、上記した過電流保護機能を持たせるためには、負荷電流の検出を必要とする。そこで、このためシャント抵抗８が設けてあり、図示してない負荷に供給される出力電流の大きさが電圧として取り出せるようにしてある。
このときシャント抵抗８に発生した電圧(負荷電流による電圧降下)は、緩衝増幅器７に入力され、ここで必要に応じて電気的な隔離がとられ、所定のゲインの信号としてＩＣ回路２から出力され、過電流保護機能を働かせるための負荷電流の値を表す検出出力Ｄｉとして使用される。

具体的に説明すると、検出出力Ｄｉのゲイン、つまりレベルを調べ、それが予め設定してある過電流に対応したレベルになったら過電流になったと判断し、保護機能を発動させるのである。
ここで、このときの保護機能とは、例えばＩＣ回路２のスイッチング動作を停止させたり、スイッチング周波数を低下させたりすることである。
なお、このようなシャント抵抗を用いた電流検出に係る従来技術については、例えば特許文献１の開示を挙げることができる。
特開平５−２４９１５１号公報

上記従来技術は、シャント抵抗の使用に伴う不利益について配慮がされておらず、小型化に問題があった。
すなわち、電流がシャント抵抗に流れると、当然のこととして、通流される電流値の自乗に比例して電力消費(いわゆる、Ｉ²Ｒ損)が発生する。しかもシャント抵抗には、検出すべき電流、つまり出力電流の全てが通流され、従って出力電流が多くなると、その消費電力は幾何級数的に増大して行くので、発熱量の増加による温度上昇の抑制が困難になって、小型化に問題が生じてしまうのである。
ここで小型化が得られなくなると、小型端末などの電源には採用し難い方式になってしまう。また、この結果、省エネにもそぐわなくなってしまうことも勿論である。

本発明の目的は、シャント抵抗によらずに出力電流が検出でき、小型化のもとでも過電流保護機能の付与に対応できるようにした電源回路を提供することにある。

上記目的は、スイッチングパルス周波数の変更により出力電圧を制御するスイッチング方式の電源回路において、過電流保護のための出力電流の検出を、前記出力電圧に含まれる交流成分の周波数に基づいて行うことにより達成される。

本発明によれば、電流検出に電力消費が伴わないので、余分な発熱が抑えられ、この結果、小型化にも容易に対応できる。
ここで、シャント抵抗には抵抗値精度の高いものが要求され、しかも、通常、かなり大きな電流容量が要求されるので大型になり、コスト高になりやすい。また、この結果、ＩＣの場合、外付けの部品となってしまうので、この点でもコスト高になりやすい。
しかるに、本発明によれば、シャント抵抗が不要にできるので、コストの抑制と小型化に寄与することができる。

以下、本発明に係る電源回路について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
ここで、図１は、本発明の一実施の形態で、この場合も、図４で説明した従来技術と同じく、電源回路の本体として、ＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ２(以下、同じくＩＣ回路２と略記)を用いている。
そして、この図１の実施形態においても、入力電圧Ｖin が入力Ａに供給されることによりＩＣ回路２がスイッチング動作し、入力電圧とは独立した任意の電圧の正極性のパルスが出力Ｂに発生され、インダクタ３とコンデンサ６により直流に平滑化された出力電圧Ｖout がコンデンサ６の端子に得られるように構成されている点は、図４の従来技術の場合と同じであり、このとき、電圧Ｖout の出力電圧に比例した電圧値(Ｖout／ｎ)の帰還電圧が、ＩＣ回路２にフィードバックされ、この結果、目的とする出力電圧値に収斂制御された出力電圧Ｖout が得られる点も、図４の従来技術の場合と同じである。

しかして、この実施形態の場合、シャント抵抗がなく、出力電圧Ｖout はコンデンサ６の端子からそのまま図示してない負荷に供給されるようになっている点で、まず、従来技術の場合とは異なっている。
次に、この実施形態では、ＩＣ回路２の出力Ｂにコンデンサ１０が接続されていて、このコンデンサ１０を介して電流検出回路１１がＩＣ回路２の出力Ｂに接続されている。従って、ここには緩衝増幅器、すなわち図４の従来技術における緩衝増幅器７は存在しておらず、よって、この点でも、この実施形態と図４の従来技術とは異なっている。
そこで、以下、これらの異なっている点に重点をおいて説明する。

まず、コンデンサ１０は、ＩＣ回路２の出力Ｂに現れる直流成分を阻止し、パルスによる交流電圧成分だけを取り出して電流検出回路１１に入力する働きをし、次に、電流検出回路１１は、入力された交流電圧成分の周波数に応じて電圧値が変化する信号を発生し、それを検出出力Ｄｉとして出力する働きをする。
従って、この実施形態の場合、過電流保護機能を働かせるための負荷電流の値を表す検出出力Ｄｉが、ＩＣ回路２の出力Ｂに現れるパルスの周波数に応じて得られるようになっている。
そこで、次に、この電流検出回路１１から得られる検出出力Ｄｉにより、負荷電流が検出できる理由について説明する。

まず、ＩＣ回路２の出力電圧は、上記したように、ＩＣ回路２のスイッチング周波数によって制御されている。一方、このＩＣ回路２の出力Ｂから負荷に供給されている電流の大きさはＩＣ回路２の出力電圧によって決まる。
そうすると、この場合、負荷電流の値は、ＩＣ回路２のスイッチング周波数と強い相関を持っていることになり、よって、電流検出回路１１から得られる検出出力Ｄｉによって負荷電流を表すことができ、この結果、電流検出回路１１により負荷電流が検出できるのである。

そして、このとき、まず、ＩＣ回路２の負荷電流対スイッチング周波数特性が、一例として図２に示す通りになっていたとする。すなわち、スイッチング周波数の変化範囲を約１０ＫＨｚから約１０００ＫＨｚまでとしたとき、負荷電流の変化範囲は、約０．１Ａから約１０Ａとなる。
一方、このときの電流検出回路１１の周波数対ゲイン特性は、一例として図３に示すように設定されていたとする。なお、ここでゲインとは、検出出力Ｄｉのレベルのことである。
従って、この実施形態の場合、任意の過電流のもとで、図２の特性からスイッチング周波数を求め、次いで、この求められたスイッチング周波数により、図３の特性から検出出力Ｄｉのゲインを求め、それに基づいて過電流であると判断すれば良いことになる。

具体例により説明すると、いま、ここで、負荷電流が３Ａになったとき、それ以上を過電流として検出するように設定したとする。そうすると、この場合、図２と図３の特性から、検出出力Ｄｉのレベルが−６ｄＢ以上になったら過電流であると判断すれば良いことが判る。すなわち、まず、図２の特性から、スイッチング周波数が３８０ＫＨｚのとき、負荷電流が３Ａになることが判る。
そこで、次に、図３の特性から、スイッチング周波数が３８０ＫＨｚのときには、ゲインは−６ｄＢであることが判り、従って、検出出力Ｄｉのゲインが−６ｄＢ以上になったら過電流であると判断すれば良いことになる。

従って、この図１の実施形態によれば、シャント抵抗を用いなくても負荷電流が検出でき、この結果、シャント抵抗の存在による不利益を被ることなく、過電流保護機能が付与でき、よって、この実施形態によれば、上記した目的が達成でき、上記した効果が得られることが理解できる。

本発明に係る電源回路の一実施の形態を示すブロック図である。 本発明の一実施の形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータＩＣの負荷電流対スイッチング周波数特性の一例を示す特性図である。 本発明の一実施の形態における電流検出回路の周波数対ゲイン特性の一例を示す特性図である。 従来技術に係る電源回路の一例を示すブロック図である。

符号の説明

１：コンデンサ(ノイズ抑制用)
２：ＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ
３：リアクトル(平滑用)
４、５：抵抗(分圧用)
６：コンデンサ(平滑用)
７：緩衝増幅器
８：シャント抵抗
１０：コンデンサ(直流分阻止用)
１１：電流検出回路

Claims (1)

1. スイッチングパルス周波数の変更により出力電圧を制御するスイッチング方式の電源回路において、
   過電流保護のための出力電流の検出を、前記出力電圧に含まれる交流成分の周波数に基づいて行うことを特徴とする電源回路。

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