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JP2008515369A - Ｃｄｃｃｄ回路、及びその較正方法、動作方法、再較正方法 - Google Patents

Ｃｄｃｃｄ回路、及びその較正方法、動作方法、再較正方法 Download PDF

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JP2008515369A
JP2008515369A JP2007533024A JP2007533024A JP2008515369A JP 2008515369 A JP2008515369 A JP 2008515369A JP 2007533024 A JP2007533024 A JP 2007533024A JP 2007533024 A JP2007533024 A JP 2007533024A JP 2008515369 A JP2008515369 A JP 2008515369A
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Abstract

ＣＤＣＣＤ回路（１００）を構成する方法が記載される。前記回路は：第１及び第２の電圧入力端子（１０１、１０２）；それぞれ、前記第１及び第２の入力端子の間に直列に接続された２つの制御可能なスイッチを有する第１及び第２のスイッチングブリッジ；ブリッジ出力節点（１１３、１２３）の間に結合された、第１のインダクター（１３１）、負荷出力端子（１９１、１９２）、及び第２のインダクター（１３２）の直列配置；前記第１のインダクター（１３１）と関連付けられた電流センサー（１５０）；基準信号生成器（１６０）；前記電流センサーからの測定信号（Ｓ１）及び前記基準信号生成器からの基準信号（ＳＲ）を受信するスイッチ制御部（１７０）；を有し、前記方法は、ゼロＤＣレベルを有するＡＣ電流を生成する段階；出力端子における電圧を測定する段階；前記測定された電圧が前記入力電圧レベルに対し対称であるよう、前記電流基準信号を調整する段階；を有する。

Description

本発明は、一般に、負荷の動作電流を駆動する電子ＤＣ／ＡＣ駆動回路に関する。本発明は、特に、ランプ、特にガス放電ランプ、より詳細には高圧ガス放電ランプを動作させる回路に関する。本発明は、本願明細書で高圧ガス放電ランプを参照してより詳細に説明されるが、これは単なる例であり、本発明の範囲を制限すると解釈されるべきではない。
高圧ガス放電ランプは、理想的には、交流電流の周期より大きい時間スケールで電流の平均ＤＣレベルがゼロであるように、交流電流で動作される。異なる設計により適切なランプ電流を生成可能な電子回路が開発されている。このような電子回路のある種類は、一定入力電圧から引き出される、整流電流を生成するよう設計される。
本発明は、特に、一方のハーフブリッジはダウンコンバーターとして動作し、他方のハーフブリッジは整流器として動作する２つの独立に制御されるハーフブリッジを有する種類の電子ランプ駆動回路に関する。このような種類の電子ランプ駆動回路は、本願明細書で結合型ダウンコンバーター・整流器駆動回路（Ｃｏｍｂｉｎｅｄ Ｄｏｗｎ−Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｃｏｍｍｕｔａｔｏｒ Ｄｒｉｖｅ）、略してＣＤＣＣＤ回路として示される。
ＣＤＣＣＤ回路の例は、特許文献１に開示されている。各ハーフブリッジは、直列に接続された２つのスイッチを有する。当該スイッチの間の節点は、対応するブリッジの出力を構成する。第１のインダクター、ランプ及び第２のインダクターの直列配置は、２つのブリッジ出力節点の間に接続される。制御部は、第１のインダクターを通る電流を検知する電流センサーから受信した信号に基づきスイッチを制御する。制御部はまた、基準信号を受信する。スイッチの切り替え動作の結果、ランプ電流は比較的高い周波数で降下及び上昇し、従って平均ランプ電流は基準信号の波形に従う。基準信号は、また、ランプ電流の平均レベルがゼロになるように生成される。
回路の動作のより詳細な説明については、特許文献１を参照のこと。特許文献１の内容は参照されることにより本願明細書に組み込まれる。正しく機能するＣＤＣＣＤ回路の重要な特徴は、特にゼロランプ電流近傍の電流センサーの正確さである。実際には、電流センサーは小さいオフセットを示し得る。小さいオフセットは、測定電流が実際にゼロに等しい場合に、出力信号が正確にゼロでないことを意味する。更に、電流センサーは互いに正確に等しくない。つまり異なる電流センサーは異なるオフセットを有し得る。制御部は、平均測定信号がゼロであるような制御動作を有する。しかしながら、測定信号がランプ電流に比例しない場合、特に測定信号が測定電流に対しオフセットを有する場合、実際の平均電流はゼロに等しくない。この状況は、電力損失を増大し駆動装置及び／又はランプの最大寿命を短くし得るので、ランプ駆動装置及びランプにとって非常に不利である。
更に重要な特徴は、センサーオフセットが動作中、何らかの理由で、例えば熱、機械、又は磁気的影響等により変化し得ることである。特にランプ点火後の最初の数分間、最も大きい熱変化が予想される。
国際公開第ＷＯ０３／０５６８８６号パンフレット
本発明の全体的な目的は、知られているＣＤＣＣＤ回路及び電流センサーの精度を改善することである。
本発明の第１の態様によると、制御部は、点火モードの前に較正モードで動作可能である。較正モードでは、電流センサーのゼロレベルが検出される。通常動作モードの間、制御部は、較正モードの間に決定されたセンサーのオフセット特性を考慮に入れる。
具体的な実施例では、制御部の電流基準信号は、制御部により制御可能な設定を有する制御可能な基準信号発生器により生成される。ＣＤＣＣＤ回路は、ランプ電圧を測定する電圧センサーを更に有する。較正モードでは、制御部はスイッチを駆動し、交流ランプ電圧が生成されると同時に如何なるランプ電流も確実に流れないようにする。制御部は基準信号生成器の設定を調整し、平均出力電圧が入力電圧の値の半分と等しくなるようにする。通常動作モードの間、基準信号生成器は、調整された設定で動作する。
好適な実施例では、制御部は、較正モードの間、整流ハーフブリッジのスイッチをオフ状態に保ち、如何なる電流もランプを通じて流れないようにする。
本発明の第２の態様によると、制御部は、通常動作モードの間、再較正モードで動作可能である。再較正モードでは、通常動作は一時的に中断され、従ってランプ電流はゼロであり、及び較正測定が実行され、その後通常動作が再開される。中断は電流周期の半分より非常に短ので、通常動作が再開されるとランプは直ちに点火し、また明かりの一時的な中断は人間の目にはほとんど気付かれない。再較正モードは、正の電流周期の間、及び負の電流周期の間に実行される。そしてそれらの結果は、基準信号生成器の設定の調整を計算するために結合される。
本発明の上述の及び他の態様、特徴及び利点は、図を参照する以下の記載を通じ更に説明される。図中の同一の参照符号は同一又は類似の部分を示す。
図１は、本発明のＣＤＣＣＤ回路１００を示すブロック図である。ＣＤＣＣＤ回路１００は、ＤＣ電圧ＶＤＣを供給する入力電圧源（示されない）と接続するための第１の入力端子１０１及び第２の入力端子１０２を有する。第１の端子１０１は第２の端子１０２に対し正である。
ＣＤＣＣＤ回路１００は、前記第１及び前記第２の入力端子１０１、１０２の間に並列に接続された、第１のスイッチングブリッジ１１０及び第２のスイッチングブリッジ１２０を有する。第１のブリッジ１１０は、第１の制御可能なスイッチ１１１及び第２の制御可能なスイッチ１１２の直列配置を有する。当該２つのスイッチ１１１、１１２の間の節点１１３は、ブリッジの出力節点を構成する。同様に、第２のブリッジ１２０は、第３の制御可能なスイッチ１２１及び第４の制御可能なスイッチ１２２の直列配置を有する。当該２つのスイッチの間の節点１２３は、第２のブリッジの出力節点を構成する。図示されるように、制御可能なスイッチは、ＭＯＳＦＥＴとして適切に実施される。
ＣＤＣＣＤ回路１００は、負荷Ｌと接続するための第１の負荷出力端子１９１及び第２の負荷出力端子１９２を有する。図１の説明では、ランプＬは、当該２つの出力端子１９１、１９２の間に接続される。以下の記載では、ＣＤＣＣＤ回路１００の動作は、負荷としてランプを参照し更に説明されるが、ＣＤＣＣＤ回路は他の種類の負荷を駆動するために用いられ得ることが理解されるべきである。
ＣＤＣＣＤ回路１００は、第１のブリッジ出力節点１１３及び第１の負荷出力端子１９１の間に接続された第１のインダクター１３１、例えばコイル、及び第２のブリッジ出力節点１２３及び第２の負荷出力端子１９２の間に接続された第２のインダクター１３２、例えばコイルを更に有する。更に、ＣＤＣＣＤ回路１００は、第１の負荷出力端子１９１及び第２の入力端子１０２の間に接続された第１のキャパシター１４１、及び第２の負荷出力端子１９２及び第２の入力端子１０２の間に接続された第２のキャパシター１４２を有する。代案として、第１及び第２のキャパシター１４１、１４２の一方又は両方は、第１の入力端子１０１と、又は一定電位の如何なる他の電源と接続されて良い。
ＣＤＣＣＤ回路１００は、第１のインダクター１３１内の電流を測定するよう配置され及び測定された電流を表す電流測定信号Ｓ１を生成するよう設計された電流センサー１５０を更に有する。図示された実施例では、電流センサー１５０は、第１のインダクター１３１を第１の負荷出力端子１９１と接続する導電線１５１と関連する位置に示され、従って実際にはインダクター１３１及び出力端子１９１の間の電流を測定する。しかしながら、留意すべき点は、当該電流がインダクター１３１内の電流と同一であることである。更に、留意すべき点は、電流センサー１５０の別の位置もまた可能であることである。
測定信号Ｓ１は、スイッチ制御部１７０のセンサー入力１７６において受信される。スイッチ制御部１７０はまた、電流基準信号生成器１６０により生成された電流基準信号ＳＲを受信する基準入力１７７を有する。スイッチ制御部１７０は、それぞれ制御可能なスイッチ１１１、１１２、１２１、１２２の制御入力と結合された、４個の制御出力１７１、１７２、１７３、１７４を有する。スイッチ制御部１７０は、以下に詳細に説明されるように、４個の制御可能なスイッチ１１１、１１２、１２１、１２２の動作状態を電流基準信号ＳＲ及び電流測定信号Ｓ１に基づき制御するため、それぞれ当該４個のスイッチの制御信号ＳＣ１、ＳＣ２、ＳＣ３、ＳＣ４を生成するよう設計される。
制御可能なスイッチのそれぞれは、２つの動作状態を有する。つまり、スイッチが導通する第１の動作状態、及びスイッチが非導通である第２の動作状態である。以下の記載では、スイッチの導通状態はオン又は閉として示され、スイッチの非導通状態はオフ又は開として示される。
更に、スイッチを開又は閉にする制御信号はまた、それぞれ開信号又は閉信号として示される。
通常動作では、更に詳細に説明されるように、ブリッジのスイッチは、互いに反対の動作状態を有するよう制御される。この表現は、一方のスイッチが開であると同時に他方が閉であることを示すために用いられる。逆も同様である。ブリッジは全体として、出力節点をＨｉｇｈ電圧入力端子１０１に接続するスイッチがオンであり他方のスイッチがオフである第１のブリッジ動作状態、及び出力節点をＬｏｗ電圧入力端子１０２に接続するスイッチがオンであり他方のスイッチがオフである第２のブリッジ動作状態を有する。当該２つのブリッジ動作状態は、それぞれＨｉｇｈ状態及びＬｏｗ状態として示される。
スイッチングブリッジ１１０、１２０はまた、実際には、両方のスイッチがオンである第３の動作状態、及び両方のスイッチがオフである第４の動作状態を有する。当業者は、短絡状態として示される第３の動作状態がＨｉｇｈ電圧入力端子１０１及びＬｏｗ電圧入力端子１０２の間に短絡回路を構成するので、当該第３の動作状態が回避されるべきであることを理解するだろう。従って、スイッチ制御部１７０は、１つのブリッジの２つのスイッチのための制御信号を生成し、Ｈｉｇｈブリッジ状態からＬｏｗブリッジ状態への又は逆の遷移において、オンのスイッチが最初に開かれ、オフのスイッチが僅かな遅延で閉じられ、従ってオフ状態として示される第４の動作状態を介して遷移が行われるよう設計される。
特許文献１により詳細に説明されるように、スイッチ制御部１７０は、高圧ガス放電ランプを動作する３個の異なるモード、つまり点火モード、ランアップモード、及び通常動作モードで動作可能である。当該モードの説明については、特許文献１を参照のこと。本発明に関連する限り、スイッチ制御部１７０の動作が通常動作モードを参照してより詳細に説明される。
図２は、ランプ電流（縦軸）を時間（横軸）の関数として示すグラフである。第４のスイッチ１２２は、オン状態であるとする。
通常動作モードでは、第１のブリッジ１１０は、Ｈｉｇｈブリッジ状態からＬｏｗブリッジ状態へ比較的高い周波数、標準的に約３００ｋＨｚ程度で切り替えられる。
ランプＬを通るランプ電流は、第１のブリッジ１１０から第２のブリッジ１２０の方向へ流れる。時刻ｔ１において、第１のブリッジ１１０はＨｉｇｈ状態に切り替えられ、そしてランプ電流は低い値Ｉ１から時刻ｔ２における高い値Ｉ２へ、つまり第１のブリッジ１１０がＬｏｗ状態に切り戻されるまで増加する。時刻ｔ２からｔ３の間、ランプ電流は高い値Ｉ２から低い値Ｉ１へ減少する。上述の過程は時刻ｔ３から繰り返される。（ｔ３−ｔ１）より大きい時間スケールで、ランプ電流は図２の水平線として示される平均値ＩＡＶを有する。当該平均ランプ電流ＩＡＶのレベルは、第１のブリッジ１１０のデューティーサイクルを適切に、つまり（ｔ３−ｔ１）に対する（ｔ２−ｔ１）の比に設定することにより、スイッチ制御部１７０により制御される。
上述の過程は第２のブリッジ１２０がＬｏｗ状態からＨｉｇｈ状態へ切り替えられるまで続く。再び、ランプ電流は、ダウンコンバーターブリッジとしても示される第１のブリッジ１１０の切り替え周波数により決定される周波数で増加及び減少する。しかし、ランプ電流の向きは反対になり、従ってランプ電流は第２のブリッジ１２０から第１のブリッジ１１０へ流れる。図３は図２と類似のグラフであるが、時間スケールがより大きく、平均ランプ電流ＩＡＶ（縦軸）が整流ブリッジとしても示される第２のブリッジ１２０の切り替え周波数により決定される周波数で方向を変える。更に具体的には、図３によると、時刻ｔ６の前に、整流ブリッジ１２０がＬｏｗ状態の場合（図２の状況）、平均ランプ電流ＩＡＶは正の方向として適宜示される第１の方向及びＩＰとして示される第１の大きさを有し、時刻ｔ６の後、整流ブリッジ１２０がＨｉｇｈ状態の場合、平均ランプ電流は負の方向として示される反対の方向及びＩＮとして示される第２の大きさを有する。この状況は、時刻ｔ７まで続き、時刻ｔ７では整流ブリッジ１２０がＬｏｗ状態に切り戻り、平均ランプ電流ＩＡＶが正の方向及び大きさＩＰに切り戻る。この過程は、整流ブリッジ１２０の切り替え周波数により決定される整流周波数、標準的には約１００ｋＨｚ程度で繰り返される。
スイッチ制御部１７０は、４個のスイッチ１１１、１１２、１２１、１２２のための制御信号ＳＣ１、ＳＣ２、ＳＣ３、ＳＣ４を、入力１７６及び１７７において受信した入力信号に基づき生成する。電流基準信号生成器１６０は、ランプ電流の所望の波形を表す電流基準信号ＳＲを生成する。標準的に、当該所望の波形は、５０％のデューティーサイクル及びゼロＤＣレベルを有する方形波である。スイッチの制御信号は、電流センサー１５０により供給される電流測定信号Ｓ１がこの電流基準信号ＳＲに従うように生成される。図３では、電流基準信号ＳＲも示される。図３から分かるように、電流基準信号ＳＲは５０％のデューティーサイクル及びゼロＤＣレベルを有する習慣的な対称信号であり、ランプ電流の所望の波形に相当する。
理想的には、電流センサー１５０は、センサー出力信号Ｓ１（縦軸）に対する実際の測定電流Ｉ（横軸）のグラフを示す図４Ａに破線で示される線形特性を有する。しかしながら、実際には、電流センサー１５０はオフセットΔを示し得るので、電流センサー１５０の特性は図４Ａの線４２により表される。つまり、電流がゼロに等しい場合、センサー出力信号Ｓ１は値Δを有する。また実際の電流が大きさＩＡを有する場合のみ、センサー出力信号Ｓ１はゼロに等しい。これは図４Ｂに図示されるような問題を成す。電流基準信号ＳＲが５０％のデューティーサイクル及びゼロＤＣレベルを有する対称信号であれば、及びセンサー出力信号Ｓ１が基準信号ＳＲに従うようにスイッチ制御部１７０が動作すれば、ランプ電流はＩＡと等しい、つまりゼロでないＤＣレベルを有する。留意すべき点は、この場合、センサー出力信号Ｓ１が値Δを有し、従ってスイッチ制御部１７０が動作は順調であると信じるが、センサー出力信号がＤＣオフセットを有する実際の電流を正確に表さないことである。
本発明によると、スイッチ制御部１７０の制御動作は、実際の電流が５０％のデューティーサイクル及びゼロＤＣレベルの所望の波形を有し、同時にセンサー出力信号Ｓ１が当該所望の波形を有さないよう、操作される。本発明の第１の態様によると、基準信号ＳＲは距離ΔＣにわたりシフトされ、図５に示されるようにシフトされた基準信号ＳＲ’＝ＳＲ＋ΔＣを得る。またスイッチ制御部１７０は、センサー出力信号Ｓ１がシフトされた基準信号ＳＲ’に従うように動作する。このような場合には、勿論、センサー出力信号Ｓ１は、基準信号ＳＲのオフセットΔＣに相当する、ゼロに対しオフセットされたＤＣレベルΔを有する。しかしながら、平均ランプ電流ＩＡＶは、実質的にゼロに等しいＤＣレベルを有する。
図１に図示された実施例では、電流基準信号生成器１６０は、スイッチ制御部１７０の第５の制御出力１７５と結合された制御入力１６１を有する制御可能な信号生成器である。またスイッチ制御部１７０は、第５の出力１７５において信号生成器１６０の基準制御信号ＳＣＲを生成するよう設計される。信号生成器１６０は、制御入力１６１において受信された基準制御信号ＳＣＲにより決定されるように、オフセットΔＣを有する基準制御信号ＳＲを生成するよう適応される。
図６Ａは、図１と類似のブロック図であり、信号生成器１６０が制御可能な生成器である必要のない別の実施例を図示する。この例では、信号生成器１６０は、通常通り対称の電流基準信号ＳＲを生成するよう設計される。簡単のため、スイッチ制御部１７０及び信号生成器１６０のみが図６Ａに示される。スイッチ制御部１７０は、信号生成器１６０から電流基準信号ＳＲを受信する第１の入力１８６を有する加算器１８０を設けられる。スイッチ制御部１７０は、オフセット信号ΔＣを提供するオフセット出力１７８を有する。オフセット信号ΔＣは、第２の入力１８８において加算器１８０により受信される。加算器１８０は、２つの入力１８６及び１８８において受信した２つの信号を加算し、そして出力１８７において補正された電流基準信号ＳＲ’を生成する。電流基準信号ＳＲ’は、基準信号生成器１６０からの元の基準信号ＳＲ及びスイッチ制御部１７０により提供されるオフセット信号ΔＣの和に等しい。加算器１８０の出力１８７は、スイッチ制御部１７０の基準入力１７７と結合される。
変形では、加算器１８０はスイッチ制御部１７０の一体部分である。
本発明の別のアプローチでは、センサー出力信号Ｓ１は、当該信号のオフセットを補償するため、距離Δにわたりシフトされる。このアプローチを実施する実施例は、図６Ｂに図示される。スイッチ制御部１７０は、センサー１５０からセンサー出力信号Ｓ１を受信する第１の入力１９８を有する減算器１９０を設けられる。スイッチ制御部１７０は、オフセット信号Δを提供するオフセット出力１７９を有する。オフセット信号Δは、第２の入力１９９において減算器１９０により受信される。減算器１９０は、第１の入力１９８において受信した信号から第２の入力１９９において受信した信号を減算し、そして出力１９６において補正された電流センサー信号Ｓ１’＝Ｓ１−Δを生成する。電流センサー信号Ｓ１’は、電流センサー１５０からの元のセンサー出力信号Ｓ１及びスイッチ制御部１７０により提供されるオフセット信号Δの間の差に等しい。減算器１９０の出力１９６は、スイッチ制御部１７０のセンサー入力１７６と結合される。
変形では、減算器１９０はスイッチ制御部１７０の一体部分である。
制御信号ＳＣＲ（図１の実施例）の又は基準信号オフセットΔＣ（図６Ａの実施例）の又はセンサー補正信号Δ（図６Ｂの実施例）の適切な値を決定するため、スイッチ制御部１７０は、以下の記載で説明されるように較正モードで動作可能である。較正モードでは、スイッチ制御部１７０は、ランプ電流が存在しない場合、対称のランプ電圧を生成するよう設定される。結果として、同一の設定が用いられランプ電流を生成する場合、平均ランプ電流ＩＡＶはゼロである。
スイッチ制御部１７０は、点火モードの前に較正モードを実行するので、ランプＬはまだ点火されず、そして如何なる電流もランプＬを通じて流れない。しかしながら、実際には、いくらかの不要な電流がランプＬを通じて誤って流れ得る。更に上述のように、本発明はまた、負荷Ｌが放電ランプでない場合に適用可能なので、一般に負荷Ｌは点火モードの前でも導通し得る。従って、如何なる電流も負荷Ｌを通じて流れるのを防ぐため、スイッチ制御部１７０は、望ましくは整流ブリッジ１２０を較正モードの間、オフ状態に切り替えるよう設計される。従って、このような電流は負荷Ｌを通じ（上述のように抑制される）、又は第１のキャパシター１４１を通じ（第１のキャパシター１４１の特性により抑制される）流れなければならないので、如何なる電流も第１のインダクター１３１を通じて流れないことが保証される。
較正モードでは、スイッチ制御部１７０は、ダウンコンバーターブリッジ１１０をＨｉｇｈブリッジ状態からＬｏｗブリッジ状態へ比較的高い、標準的にダウンコンバーターブリッジ１１０の動作周波数に等しい周波数で、通常動作モードの間、切り替える。結果として、ＡＣ電流ＩＬは、第１のインダクター１３１及び第１のキャパシター１４１を介し、第１のブリッジ出力１１３からの電流路に生成される。ＡＣ電流ＩＬは、如何なるＤＣ成分も有さないＡＣ電流である。従って、図７に図示されるように、センサー出力信号Ｓ１は、ＤＣ成分を有さないＡＣ電流を表す。つまり、電流センサー出力信号Ｓ１の如何なるＤＣ成分も、電流センサー１５０のオフセットに従い、つまり図４ＡのオフセットΔに等しい。従って、スイッチ制御部１７０は、実際には電流センサーオフセットΔを測定可能である。
電流センサー１５０を補償するため、本発明は第１の出力端子１９１における電圧を用いる。この目的のため、図１に図示されるように、ＣＤＣＣＤ回路１００は、第１の出力端子１９１と接続された検知入力１５６、及びスイッチ制御部１７０の信号入力１５８と結合された信号出力１５７を有する電圧センサー１５５を有する。例として、電圧センサー１５５は、抵抗性分圧器として実施されて良い。
図８は、電圧測定信号Ｓ２を時間の関数として示すグラフである（線８１）。図８はまた、第１の入力端子１０１における電圧レベルＶ１０１（水平線８２）、及び第２の入力端子１０２における電圧レベルＶ１０２（水平線８３）を示す。当該電圧レベルＶ１０１及びＶ１０２はまた、スイッチ制御部１７０により受信されるが、これは図に示されない。
電圧測定信号Ｓ２は、第１の入力電圧レベルＶ１０１より低い最高レベルＶＴ、及び第２の入力電圧レベルＶ１０２より高い最小値ＶＬを有する方形波信号８１として示される。これはしかしながら、必要不可欠ではない。
ダウンコンバーターブリッジ１１０のＨｉｇｈ状態の間、スイッチ制御部１７０は、電圧測定信号Ｓ２及び第１の入力電圧レベルＶ１０１の間の差を測定する。当該測定の結果の絶対値は、図８に電位差ＶＡとして示される。
ダウンコンバーターブリッジ１１０の続いて生じるＬｏｗ状態の間、スイッチ制御部１７０は、電圧測定信号Ｓ２及び第２の入力電圧レベルＶ１０２の間の差を測定する。当該測定の結果の絶対値は、図８にＶＢとして示される。理想的には、第１の出力端子１９１におけるランプ電圧は、入力電圧レベルＶ１０１及びＶ１０２に対し対称であるべきである。これは、ＶＡがＶＢと等しいべきであることを意味する。ＶＡがＶＢと等しくない場合、差ＶＡ−ＶＢを減少するため、補正が必要である。
図１の実施例では、スイッチ制御部１７０は、電流基準信号生成器１６０により出力された基準信号がシフトされるよう（ＳＲ（ΔＣ）、図５の一番上のグラフを参照）、電流基準生成器１６０のために基準制御信号ＳＣＲを生成し、第１の出力端子１９１における電圧をシフトし、差ＶＡ−ＶＢを減少させる。
上述の段階は、当該差ＶＡ−ＶＢがゼロに等しくなるまで、ある所定の許容範囲内で繰り返される。
このように得られた基準制御信号ＳＣＲの値は、スイッチ制御部１７０により、続いて生じる点火、ランアップ、及び通常動作モードで維持される。
図６の実施例では、スイッチ制御部１７０は、加算器１８０により出力された補正された基準信号ＳＲ’が基準信号生成器１６０からの元の基準信号ＳＲに対しシフトされるよう（ＳＲ’＝ＳＲ＋ΔＣ）、図５（一番上のグラフ）のように、加算器１８０のためにオフセット信号ΔＣを生成し、第１の出力端子１９１における電圧をシフトし、差ＶＡ−ＶＢを減少させる。
上述の段階は、当該差ＶＡ−ＶＢがゼロに等しくなるまで、ある所定の許容範囲内で繰り返される。
このように得られたオフセット信号ΔＣの値は、スイッチ制御部１７０により、続いて生じる点火、ランアップ、及び通常動作モードで維持される。
図６Ｂの実施例では、スイッチ制御部１７０は、センサー入力１７６において受信される信号Ｓ１’がある所定の許容範囲内でゼロに等しいように、減算器１９０のためにオフセット信号Δを生成する。
このように得られたオフセット信号Δの値は、スイッチ制御部１７０により、続いて生じる点火、ランアップ、及び通常動作モードで維持される。
通常動作中、電流センサーのオフセットは特にランプ点火後の最初の数分間に変化し、駆動装置の温度が変化することが予想され、及び結果として電流センサーのオフセットの変化が予想される。留意すべき点は、ランプが消されてしまうので、駆動装置が以上に記載されたような較正モードに切り替えできないことである。
本発明の更なる態様によると、スイッチ制御部１７０は、通常動作モードの間、再較正モードで動作可能である。当該再構成モードでは、スイッチ制御部１７０は、図９に図示されるように通常動作を較正測定動作に切り替える。図９は、負荷電流ＩＬを図３の時間スケールと同様の時間スケールで時間の関数として示すグラフである。時刻ｔ１０において、スイッチ制御部１７０が通常動作モードである場合、整流ブリッジ１２０はＬｏｗ状態に切り替えられる（図３の時刻ｔ７と対比）。続いて生じる整流の瞬間は、時刻ｔ２０及びｔ３０である。時刻ｔ１０から時刻ｔ２０までの期間は、正の電流周期として示される。一方、時刻ｔ２０から時刻ｔ３０までの期間は、負の電流周期として示される。時刻ｔ１０から時刻ｔ３０までの期間は、電流周期全体として示される。
時刻ｔ１１において、正の電流周期の間、スイッチ制御部１７０は、ダウンコンバーターブリッジ１１０をオフ状態に切り替えることにより、較正測定動作に入る。時刻ｔ１１は、望ましくは（ｔ１１−ｔ１０）が（ｔ２０−ｔ１０）の１０％−３０％にほぼ等しくなるよう選択される。
システム内のエネルギーは、当業者には明らかなように、実際の回路設計に依存し約１００乃至２００μ秒かけて、整流ブリッジ１２０を介し放電する。従って、如何なるＤＣ電流ももはや負荷Ｌに流れない。確実に如何なる電流も負荷Ｌに流れないようにするため、実際には、整流ブリッジ１２０は時刻ｔ１２においてオフ状態に切り替えられる。次にｔ１３において、ダウンコンバーターブリッジ１１０は再び高い周波数、望ましくは通常動作モード中と同一の周波数で動作し、第１のインダクター１３１及び第１のキャパシター１４１に、ゼロＤＣレベルを有するＡＣ電流を生成する。
時刻ｔ１４において、整流ブリッジ１２０はＬｏｗ状態に再び切り替えられ、較正測定動作を終了し、そして通常動作を再開する。時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までの期間は、較正測定動作のＡＣ電流期間として示され、標準的には約１００μ秒程度であって良い。
較正測定動作の間、ランプＬはオフである。時刻ｔ１１から時刻ｔ１４までの較正測定動作全体は、非常に短い期間、標準的には５００μ秒より短く、従って時刻ｔ１４においてランプＬは十分に熱く直ちに再点火される。更に、通常のランプ動作の中断は非常に短く、人間の目の妨げとならない。如何なる場合でも、時刻ｔ１１から時刻ｔ１４までの較正測定動作は、完全に正の電流周期内に包含される。
較正測定動作のＡＣ電流期間の間、スイッチ制御部１７０は、電流センサー１５０から電流測定信号Ｓ１を受信し、そして電流測定信号Ｓ１のＤＣレベルを計算する。正の電流周期の間の当該ＤＣレベルは、ＤＣ［＋］として示される。
同様に、較正測定動作は、時刻ｔ２１から時刻ｔ２４まで、負の電流周期の間に実行される。再び、電流測定信号Ｓ１のＤＣレベルが計算される。負の電流周期の間の当該ＤＣレベルは、ＤＣ［−］として示される。１つ以上の「連続した」電流周期はこれら２つの較正測定動作の間に終わることが可能であるが、望ましくは、この連続する較正測定動作は、図示されるように正の電流周期ｔ１０−ｔ２０に直ちに続く負の電流周期の間に実行される。
上述の正の電流周期の間の一連の較正測定動作、及び続いて生じる負の電流周期の間の較正測定動作は、較正測定シーケンスとして示される。既に説明されたように、較正測定シーケンスは、望ましくは１つの完全な電流周期の間に実行される。
原則として１つの較正測定シーケンスのみを有すれば十分であるが、較正測定シーケンスを複数回、例えば１０回繰り返すことが望ましい。当該較正測定シーケンスの組み合わせは、較正測定サイクルとして示される。較正測定シーケンスは、続いて生じる完全な電流周期で実行されて良い。また次の較正測定シーケンスの前に１つ以上の正又は負の電流周期が省略されることも可能である。
各較正測定シーケンスは、ＤＣ［＋］の値及びＤＣ［−］の値を生成する。従って、較正測定サイクルは、複数のＤＣ［＋］の値を生成する。当該値の平均は、＜ＤＣ［＋］＞として示される。同様に較正測定サイクルは、複数のＤＣ［−］の値を生成する。当該値の平均は、＜ＤＣ［−］＞として示される。
電流センサー１５０が如何なるオフセットも有さず動作する場合、当該平均値＜ＤＣ［＋］＞及び＜ＤＣ［−］＞はゼロに等しい。センサー較正補正値ＳＣＣは、ＳＣＣ＝α（＜ＤＣ［＋］＞＋＜ＤＣ［−］＞）／２として計算される。ここでαは、所定の又は経験的に定められた係数である。
次の段階では、スイッチ制御部１７０は、当該センサー較正補正値ＳＣＣを用いて電流センサー補正設定を調整する。
例えば図１の実施例では、スイッチ制御部１７０は、次式に従い電流基準信号生成器１６０のための基準制御信号ＳＣＲを調整する。
ＳＣＲ（ＮＥＷ）＝ＳＣＲ（ＯＬＤ）＋ＳＣＣ
図６Ａの実施例では、スイッチ制御部１７０は、次式に従い加算器１８０のためのオフセット信号ΔＣを調整する。
ΔＣ（ＮＥＷ）＝ΔＣ（ＯＬＤ）＋ＳＣＣ
図６Ｂの実施例では、スイッチ制御部１７０は、次式に従い減算器１９０のためのオフセット信号Δを調整する。
Δ（ＮＥＷ）＝Δ（ＯＬＤ）＋ＳＣＣ
明確にすべき点は、αが非常に小さい場合、電流センサー１５０のオフセットが完全に補償されず、反対にαが非常に大きい場合、電流センサー１５０のオフセットが過度に補償されることである。調整後のオフセットが調整前より小さい場合、αが必ずしも正確に正しい必要はない。従って、較正測定サイクルを複数回繰り返すことにより、オフセットは続いて生じる段階で低減され得る。スイッチ制御部１７０は、ＳＣＣが所定の閾値より小さいことが分かった場合、再較正モードを終了することを決定して良い。
再較正モード全体は、比較的短時間しか続かなくて良い。較正測定サイクルが１０個の連続する較正測定シーケンスと見なされる場合、及び較正測定サイクルが１０回実行される場合、再較正モード全体は、整流周波数が１００Ｈｚとすると約１秒かかる。
再較正モードは、望ましくは繰り返し実行され、連続する再較正モードの間の間隔は点火直後、比較的短くて良く（約１０秒乃至１分）、連続する再較正モードの間の間隔は後に増大して良い。最終的には、ランプが十分長い時間、点灯されていると、再較正モードはもはや必要ないと決定されて良い。
また、環境のパラメータ、例えば温度を示す信号を生成する手段を設けることも可能である。このような場合、当該パラメータは監視されて良く、及び当該パラメータが特定の所定量又は特定の所定率だけ変化した場合に再較正モードが実行されて良い。
当業者には、本発明は以上に例として説明された実施例に限定されず、複数の変形及び変更が請求の範囲に定められた本発明の範囲内で可能であることが明らかであろう。
本発明は、本発明による装置の機能ブロックを図示するブロック図を参照して本願明細書に説明された。当該機能ブロックの１つ以上はハードウェアで実施されて良く、当該機能ブロックの機能は個々のハードウェア構成要素により実行され、当該機能ブロックの１つ以上は代案としてソフトウェアで実施されて良く、従って当該機能ブロックの機能はコンピュータープログラム又はマイクロプロセッサー、マイクロコントローラー、デジタルシグナルプロセッサー等のようなプログラム可能な装置の１つ以上のプログラム行により実行されることが理解されるべきである。
本発明のＣＤＣＣＤ回路を示すブロック図である。 ランプ電流を時間の関数として示すグラフである。 ランプ電流を長い時間スケールで時間の関数として示すグラフである。 電流センサーのオフセットを説明するグラフである。 電流センサーのオフセットの影響を説明するグラフである。 シフトされた基準信号の影響を説明するグラフである。 本発明のＣＤＣＣＤ回路の別の実施例を説明するブロック図である。 本発明のＣＤＣＣＤ回路の別の実施例を説明するブロック図である。 本発明の、較正モードの間のＡＣランプ電流及び電流測定信号を説明するグラフである。 電圧測定信号を時間の関数として示すグラフである。 再較正シーケンスの間の電流を示すグラフである。

Claims (29)

  1. 方法であって、負荷を動作するＣＤＣＣＤ回路を較正し、前記ＣＤＣＣＤ回路は：
    −入力電圧源と接続された第１の入力端子及び第２の入力端子；
    −前記第１及び第２の入力端子の間に直列に接続された第１の制御可能なスイッチ及び第２の制御可能なスイッチを有する第１のスイッチングブリッジ；
    −前記第１及び第２の入力端子の間に直列に接続された第３の制御可能なスイッチ及び第４の制御可能なスイッチを有する第２のスイッチングブリッジ；
    −第１の負荷出力端子と、前記第１のスイッチングブリッジの前記第１及び第２の制御可能なスイッチの間の第１のブリッジ出力節点との間に結合された第１のインダクター；
    −第２の負荷出力端子と、前記第２のスイッチングブリッジの前記第３及び第４の制御可能なスイッチの間の第２のブリッジ出力節点との間に結合された第２のインダクター；
    −前記第１の負荷出力端子と前記第１及び第２の入力端子の１つとの間に結合された第１のキャパシター；
    −前記第２の負荷出力端子と前記第１及び第２の入力端子の１つとの間に結合された第２のキャパシター；
    −前記第１のインダクター内の電流を表す第１の測定信号を生成するよう設計され、前記第１のインダクターと関連付けられた電流センサー：
    −電流基準信号を生成するよう設計された電流基準信号生成器；
    −前記電流センサーと結合され前記第１の測定信号を受信するセンサー入力、前記電流基準信号生成器と結合され前記電流基準信号を受信する基準入力、及び前記第１、第２、第３及び第４の制御可能なスイッチの制御入力とそれぞれ結合された第１、第２、第３及び第４の制御出力、を有するスイッチ制御部；を有し、
    −前記スイッチ制御部は、第１の周波数で前記第１のスイッチングブリッジの前記第１及び第２の制御可能なスイッチを切り替える第１及び第２の互いに反対の制御信号を、前記スイッチ制御部の第１及び第２の制御出力において生成するよう、及び前記第１の周波数と異なる第２の周波数で前記第２のスイッチングブリッジの前記第３及び第４の制御可能なスイッチを切り替える第３及び第４の互いに反対の制御信号を、前記スイッチ制御部の第３及び第４の制御出力において生成するよう設計された通常動作モードを有し、従って前記スイッチ制御部のセンサー入力において受信した前記第１の測定信号は、前記スイッチ制御部の基準入力において受信した前記電流基準信号に対応し；
    −前記方法は：
    −前記第１のインダクター内にゼロＤＣレベルを有するＡＣ電流を生成する段階；
    −前記第１の出力端子における電圧を測定し及び電圧測定信号を供給する段階；
    −前記電圧測定信号が前記第１及び第２の入力端子における電圧レベルに対し対称であるよう前記電流基準信号を調整する段階；を有する、ＣＤＣＣＤ回路較正方法。
  2. −前記電圧測定信号の最高レベルと前記第１の入力端子における電圧レベルとの間の差の絶対値を測定する段階；
    −前記電圧測定信号の最小レベルと前記第２の入力端子における電圧レベルとの間の差の絶対値を測定する段階；
    −前記絶対値の間の差を計算する段階；
    −前記差の絶対値が減少するよう前記電流基準信号を調整する段階；を有する、請求項１記載の方法。
  3. 前記電流基準信号を調整する段階は、前記差の絶対値が所定の閾値より小さくなるまで繰り返される、請求項２記載の方法。
  4. 前記第１の出力端子における電圧は、前記第２のスイッチングブリッジがオフ状態に維持される間に測定される、請求項１記載の方法。
  5. 前記第１のスイッチングブリッジは、前記第１の周波数に実質的に一致する周波数で、前記第１のスイッチングブリッジのＨｉｇｈ状態及び前記前記第１のスイッチングブリッジのＬｏｗ状態の間で切り替え及び切り戻される、請求項４記載の方法。
  6. 前記電流基準信号生成器の設定を調整する段階、を有する請求項１記載の方法。
  7. 前記電流基準信号生成器により生成された前記電流基準信号に補償値を加算する段階、を有する請求項１記載の方法。
  8. 前記センサー出力信号から補償値を差し引く段階、を有する請求項１記載の方法。
  9. 方法であって、負荷を動作するＣＤＣＣＤ回路を動作し、前記ＣＤＣＣＤ回路は：
    −入力電圧源と接続された第１の入力端子及び第２の入力端子；
    −前記第１及び第２の入力端子の間に直列に接続された第１の制御可能なスイッチ及び第２の制御可能なスイッチを有する第１のスイッチングブリッジ；
    −前記第１及び第２の入力端子の間に直列に接続された第３の制御可能なスイッチ及び第４の制御可能なスイッチを有する第２のスイッチングブリッジ；
    −第１の負荷出力端子と、前記第１のスイッチングブリッジの前記第１及び第２の制御可能なスイッチの間の第１のブリッジ出力節点との間に結合された第１のインダクター；
    −第２の負荷出力端子と、前記第２のスイッチングブリッジの前記第３及び第４の制御可能なスイッチの間の第２のブリッジ出力節点との間に結合された第２のインダクター；
    −前記第１の負荷出力端子と前記第１及び第２の入力端子の１つとの間に結合された第１のキャパシター；
    −前記第２の負荷出力端子と前記第１及び第２の入力端子の１つとの間に結合された第２のキャパシター；
    −前記第１のインダクター内の電流を表す第１の測定信号を生成するよう設計され、前記第１のインダクターと関連付けられた電流センサー：
    −電流基準信号を生成するよう設計された電流基準信号生成器；
    −前記電流センサーと結合され前記第１の測定信号を受信するセンサー入力、前記電流基準信号生成器と結合され前記電流基準信号を受信する基準入力、及び前記第１、第２、第３及び第４の制御可能なスイッチの制御入力とそれぞれ結合された第１、第２、第３及び第４の制御出力、を有するスイッチ制御部；を有し、
    −前記スイッチ制御部は、第１の周波数で前記第１のスイッチングブリッジの前記第１及び第２の制御可能なスイッチを切り替える第１及び第２の互いに反対の制御信号を、前記スイッチ制御部の第１及び第２の制御出力において生成するよう、及び前記第１の周波数と異なる第２の周波数で前記第２のスイッチングブリッジの前記第３及び第４の制御可能なスイッチを切り替える第３及び第４の互いに反対の制御信号を、前記スイッチ制御部の第３及び第４の制御出力において生成するよう設計された通常動作モードを有し、従って前記スイッチ制御部のセンサー入力において受信した前記第１の測定信号は、前記スイッチ制御部の基準入力において受信した前記電流基準信号に対応し；
    −前記方法は：
    −請求項１乃至８記載の較正方法を用いて決定された調整された電流基準信号を有する、前記スイッチ制御部の通常動作モードで、前記スイッチ制御部を動作する段階；を有する、ＣＤＣＣＤ回路動作方法。
  10. 方法であって、負荷を動作するＣＤＣＣＤ回路を再較正し、前記ＣＤＣＣＤ回路は：
    −入力電圧源と接続された第１の入力端子及び第２の入力端子；
    −前記第１及び第２の入力端子の間に直列に接続された第１の制御可能なスイッチ及び第２の制御可能なスイッチを有する第１のスイッチングブリッジ；
    −前記第１及び第２の入力端子の間に直列に接続された第３の制御可能なスイッチ及び第４の制御可能なスイッチを有する第２のスイッチングブリッジ；
    −第１の負荷出力端子と、前記第１のスイッチングブリッジの前記第１及び第２の制御可能なスイッチの間の第１のブリッジ出力節点との間に結合された第１のインダクター；
    −第２の負荷出力端子と、前記第２のスイッチングブリッジの前記第３及び第４の制御可能なスイッチの間の第２のブリッジ出力節点との間に結合された第２のインダクター；
    −前記第１の負荷出力端子と前記第１及び第２の入力端子の１つとの間に結合された第１のキャパシター；
    −前記第２の負荷出力端子と前記第１及び第２の入力端子の１つとの間に結合された第２のキャパシター；
    −前記第１のインダクター内の電流を表す第１の測定信号を生成するよう設計され、前記第１のインダクターと関連付けられた電流センサー：
    −電流基準信号を生成するよう設計された電流基準信号生成器；
    −前記電流センサーと結合され前記第１の測定信号を受信するセンサー入力、前記電流基準信号生成器と結合され前記電流基準信号を受信する基準入力、及び前記第１、第２、第３及び第４の制御可能なスイッチの制御入力とそれぞれ結合された第１、第２、第３及び第４の制御出力、を有するスイッチ制御部；を有し、
    −前記スイッチ制御部は、第１の周波数で前記第１のスイッチングブリッジの前記第１及び第２の制御可能なスイッチを切り替える第１及び第２の互いに反対の制御信号を、前記スイッチ制御部の第１及び第２の制御出力において生成するよう、及び前記第１の周波数と異なる第２の周波数で前記第２のスイッチングブリッジの前記第３及び第４の制御可能なスイッチを切り替える第３及び第４の互いに反対の制御信号を、前記スイッチ制御部の第３及び第４の制御出力において生成するよう設計された通常動作モードを有し、従って前記スイッチ制御部のセンサー入力において受信した前記第１の測定信号は、前記スイッチ制御部の基準入力において受信した前記電流基準信号に対応し；
    −前記方法は：
    −確実に如何なるＤＣ負荷電流も較正測定動作の間に流れず、及び較正測定動作は短い期間を有するので前記通常動作を再開する際に前記負荷電流は直ちに復旧する、前記スイッチ制御部の前記通常動作及び前記較正測定動作で前記スイッチ制御部を選択的に動作する段階；
    −前記較正測定動作の間に前記電流センサーのＤＣオフセットを決定する段階；
    −前記較正測定動作の後、前記較正測定動作の間に決定された前記オフセットを補償するため、前記回路の設定を調整する段階；を有する、ＣＤＣＣＤ回路再較正方法。
  11. 前記較正測定動作は、２つの連続する整流時刻の間に完全に実行される、請求項１０記載の方法。
  12. 前記較正測定動作は、５００μ秒以内に完了する、請求項１０記載の方法。
  13. 前記較正測定動作は、
    −前記第１のスイッチングブリッジをオフ状態に切り替える段階；
    −エネルギーをシステムから放電させる段階；
    −前記第２のスイッチングブリッジをオフ状態に切り替える段階；
    −ＡＣ電流期間に、前記第１のスイッチングブリッジを比較的高い周波数で動作する段階；
    を有する、請求項１０記載の方法。
  14. 前記通常動作を再開する段階は、前記第２のスイッチングブリッジをＨｉｇｈ状態又はＬｏｗ状態にそれぞれ切り戻す段階を有する、請求項１３記載の方法。
  15. 前記比較的高い周波数は、前記第１の周波数と実質的に等しい、請求項１３記載の方法。
  16. 前記ＡＣ電流期間の間に、前記電流センサーからの前記第１の測定信号のＤＣレベルを決定する段階、を更に有する請求項１３記載の方法。
  17. 前記較正測定動作は、正の電流周期の間に実行され、及び前記電流センサーからの前記第１の測定信号は、ＤＣ［＋］として決定され；
    前記較正測定動作は、負の電流周期の間に実行され、及び前記電流センサーからの前記第１の測定信号は、ＤＣ［−］として決定され；及び
    前記回路の設定は、前記２つのＤＣレベルの平均（ＤＣ［＋］＋ＤＣ［−］）／２に基づき調整される、請求項１６記載の方法。
  18. 前記正の電流周期及び前記負の電流周期は、互いに連続する、請求項１７記載の方法。
  19. 前記較正測定動作は、複数の正の電流周期の間に実行され、前記電流センサーからの前記第１の測定信号のＤＣレベルの値は、各較正測定動作の間に決定され、及び前記値の平均レベル＜ＤＣ［＋］＞が計算され；
    前記較正測定動作は、複数の負の電流周期の間に実行され、前記電流センサーからの前記第１の測定信号のＤＣレベルの値は、各較正測定動作の間に決定され、及び前記値の平均レベル＜ＤＣ［−］＞が計算され；及び
    前記回路の設定は、前記２つの平均ＤＣレベルの平均（＜ＤＣ［＋］＞＋＜ＤＣ［−］＞）／２に基づき調整される、請求項１７記載の方法。
  20. 前記再構成手順は、繰り返し実行される、請求項１０記載の方法。
  21. 連続する再構成手順の間の間隔は、次第に増加する期間を有する、請求項２０記載の方法。
  22. 連続する再構成手順の間の間隔は、例えば温度のような、少なくとも１つの環境のパラメータの変化に基づく、請求項２０記載の方法。
  23. ＣＤＣＣＤ回路であって、負荷を動作し：
    −入力電圧源と接続するための第１の入力端子及び第２の入力端子；
    −前記第１及び第２の入力端子の間に直列に接続された第１の制御可能なスイッチ及び第２の制御可能なスイッチを有する第１のスイッチングブリッジ；
    −前記第１及び第２の入力端子の間に直列に接続された第３の制御可能なスイッチ及び第４の制御可能なスイッチを有する第２のスイッチングブリッジ；
    −第１の負荷出力端子と、前記第１のスイッチングブリッジの前記第１及び第２の制御可能なスイッチの間の第１のブリッジ出力節点との間に結合された第１のインダクター；
    −第２の負荷出力端子と、前記第２のスイッチングブリッジの前記第３及び第４の制御可能なスイッチの間の第２のブリッジ出力節点との間に結合された第２のインダクター；
    −前記第１の負荷出力端子と前記第１及び第２の入力端子の１つとの間に結合された第１のキャパシター；
    −前記第２の負荷出力端子と前記第１及び第２の入力端子の１つとの間に結合された第２のキャパシター；
    −前記第１のインダクター内の電流を表す第１の測定信号を生成するよう設計され、前記第１のインダクターと関連付けられた電流センサー：
    −電流基準信号を生成するよう設計された電流基準信号生成器；
    −前記電流センサーと結合され前記第１の測定信号を受信するセンサー入力、前記電流基準信号生成器と結合され前記電流基準信号を受信する基準入力、及び前記第１、第２、第３及び第４の制御可能なスイッチの制御入力とそれぞれ結合された第１、第２、第３及び第４の制御出力、を有するスイッチ制御部；を有し、
    −前記スイッチ制御部は、第１の周波数で前記第１のスイッチングブリッジの前記第１及び第２の制御可能なスイッチを切り替える第１及び第２の互いに反対の制御信号を、前記スイッチ制御部の第１及び第２の制御出力において生成するよう、及び前記第１の周波数と異なる第２の周波数で前記第２のスイッチングブリッジの前記第３及び第４の制御可能なスイッチを切り替える第３及び第４の互いに反対の制御信号を、前記スイッチ制御部の第３及び第４の制御出力において生成するよう設計された通常動作モードを有し、従って前記スイッチ制御部のセンサー入力において受信した前記第１の測定信号は、前記スイッチ制御部の基準入力において受信した前記電流基準信号に対応し；
    −前記スイッチ制御部は、請求項１乃至２２の何れか１項記載の方法を実行するよう設計される、ＣＤＣＣＤ回路。
  24. 前記第１の出力端子と接続された検知入力と信号出力とを有する電圧センサーを更に有し；
    前記スイッチ制御部は、前記電圧センサーの前記信号出力と結合された信号入力を有する、請求項２３記載の回路。
  25. 前記電流基準信号生成器は、制御入力を有する制御可能な信号生成器であり；
    −前記スイッチ制御部は、前記基準信号生成器の前記制御入力と結合された第５の制御出力を有し；
    −前記スイッチ制御部は、前記スイッチ制御部の第５の出力において、前記信号生成器のための基準制御信号を生成するよう設計され；及び
    −前記信号生成器は、前記信号生成器の制御入力において受信された前記基準制御信号により決定されるオフセットを有する、前記信号生成器の基準信号を生成するために利用される、請求項２３記載の回路。
  26. 前記スイッチ制御部は、オフセット信号を提供するオフセット出力を有し；
    −前記スイッチ制御部は、前記信号生成器から前記電流基準信号を受信するために結合された第１の入力と、前記スイッチ制御部の前記オフセット出力と結合された第２の入力と、及び前記スイッチ制御部の前記基準入力と結合された出力とを有する加算器を設けられる、請求項２３記載の回路。
  27. 前記加算器は、前記スイッチ制御部の一体部分である、請求項２６記載の回路。
  28. 前記スイッチ制御部は、オフセット信号を提供するオフセット出力を有し；
    前記スイッチ制御部は、センサー出力信号を受信するために結合された第１の入力と、前記スイッチ制御部の前記オフセット出力と結合された第２の入力と、及び前記スイッチ制御部の前記センサー入力と結合された出力とを有する減算器を設けられる、請求項２３記載の回路。
  29. 前記減算器は、前記スイッチ制御部の一体部分である、請求項２８記載の回路。
JP2007533024A 2004-09-27 2005-09-19 Ｃｄｃｃｄ回路、及びその較正方法、動作方法、再較正方法 Withdrawn JP2008515369A (ja)

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