JP2008312186A - Ｏｆｄｍ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置、ｏｆｄｍ受信装置およびデジタル放送受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】この発明は、簡単な構成および短い処理時間でマルチパスの遅延量を推定することができるマルチパス遅延量推定装置を提供することを目的とする。
【解決手段】直交検波後の同相軸信号および直交軸信号それぞれを、有効シンボル期間だけ遅延させる遅延手段、前記直交検波後の同相軸信号および直交軸信号と、遅延手段によって遅延された後の同相軸信号および直交軸信号との相関値をそれぞれ算出する相関算出手段、前記相関手段によって算出された各相関値毎に、その相関値のガード期間幅の平均値を連続して算出する移動平均手段、移動平均手段によって各相関値毎に算出された移動平均の二乗和または絶対値和を算出する演算手段、ならびに演算手段によって得られた二乗和または絶対値和に基づいて、マルチパスの遅延量を推定する遅延量推定手段を備えている。
【選択図】図２

Description

この発明は、ＯＦＤＭ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置、ＯＦＤＭ受信装置およびデジタル放送受信装置に関する。

近年、移動体向けのデジタル音声放送や、地上系のデジタルテレビ放送において、直交周波数分割多重（OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplex)伝送方式が注目されている。

このＯＦＤＭ伝送方式は、送信側では、伝送するデジタルデータを互いに直交する多数の副搬送波( 以下、サブキャリアという) で変調し、ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理により、周波数領域から時間領域の信号に変換し、受信側では、ＦＦＴ（フーリエ変換）処理により、時間領域から周波数領域の信号に変換する伝送方式である。この方式は、使用するサブキャリアの数が数百〜数千と多くなると、各々の変調波のシンボル周期が極めて長くなるため、マルチパス干渉の影響を受けにくいという特徴を有している。

マルチパスの影響を減少させるために、OFDM方式では、送信側で、周波数軸上および時間軸上の所定位置に振幅および位相が既知のパイロット信号を配置し、受信側で、そのパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号の伝送路特性を推定し、その推定結果を元にデータ信号の振幅および位相を等化している。

特開2003-32217号公報では、抽出したパイロット信号をＩＦＦＴ処理して遅延プロファイルを推定し、その推定値をＦＦＴ処理して、伝送路特性を推定し、等化を行なっている。しかしながら、この回路構成では、精度の高い伝送路推定は可能であるが、遅延プロファイルと伝送路特性の推定のために、ＩＦＦＴ処理とＦＦＴ処理とを行なっているので、回路規模が極めて大きくなるという欠点がある。また、ＩＦＦＴ処理およびＦＦＴ処理は、受信信号をシンボル単位でメモリバッファに取込み、演算を行なうため、受信信号に対して演算結果が数シンボルの遅延を生じてしまい、実時間処理に対して、不向きな構成である。
特開 2003-32217 号公報 特開 2005-286636号公報

この発明は、簡単な構成および短い処理時間でマルチパスの遅延量を推定することができるＯＦＤＭ受信装置用のデジタル放送受信装置におけるマルチパス遅延量推定装置を提供することを目的とする。

また、この発明は、簡単な構成および短い処理時間でマルチパスの遅延量を推定することができるとともに、伝送路特性の補間に用いられる補間フィルタをマルチパスの遅延量に応じて制御することができるＯＦＤＭ受信装置およびデジタル放送受信機を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、有効シンボル期間と有効シンボル期間の一部に一致した波形からなるガード期間とを有するＯＦＤＭ変調信号を受信するＯＦＤＭ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置において、直交検波後の同相軸信号および直交軸信号それぞれを、有効シンボル期間だけ遅延させる遅延手段、前記直交検波後の同相軸信号および直交軸信号と、遅延手段によって遅延された後の同相軸信号および直交軸信号との相関値をそれぞれ算出する相関算出手段、前記相関手段によって算出された各相関値毎に、その相関値のガード期間幅の平均値を連続して算出する移動平均手段、移動平均手段によって各相関値毎に算出された移動平均の二乗和または絶対値和を算出する演算手段、ならびに演算手段によって得られた二乗和または絶対値和に基づいて、マルチパスの遅延量を推定する遅延量推定手段を備えていることを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置において、前記遅延量推定手段は、演算手段によって得られた二乗和または絶対値和が所定の閾値を超える期間長を算出し、得られた期間長に基づいてマルチパスの遅延量を推定するものであることを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置において、前記遅延量推定手段は、演算手段によって得られた二乗和または絶対値和が所定の閾値を超える期間長を算出する期間長算出手段、フェージング状態であるか否かを判別する判別手段、フェージング状態であると判別した場合には、期間長算出手段によって算出された期間長を補正する補正手段、ならびにフェージング状態でないと判別された場合には、期間長算出手段によって算出された期間長に基づいてマルチパスの遅延量を推定し、フェージング状態であると判別された場合には、補正手段によって補正された期間長に基づいてマルチパスの遅延量を推定する推定手段を備えていることを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置において、前記判別手段は、期間長算出手段によって算出される期間長のシンボル間の差分値が所定値より大きいか否かによって、フェージング状態であるか否かを判別するものであることを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置において、前記判別手段は、演算手段によって算出される二乗和または絶対値和の最大値のシンボル間の差分値が所定値より大きいか否かによって、フェージング状態であるか否かを判別するものであることを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置において、前記判別手段は、ＯＦＤＭ受信装置の等化部によって抽出されるパイロット信号に基づいてドップラー周波数を推定し、推定したドップラー周波数が所定値より大きいか否かによって、フェージング状態であるか否かを判別するものであることを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、有効シンボル期間と有効シンボル期間の一部に一致した波形からなるガード期間とを有するＯＦＤＭ変調信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、直交検波後の同相軸信号および直交軸信号それぞれを、有効シンボル期間だけ遅延させる遅延手段、前記直交検波後の同相軸信号および直交軸信号と、遅延手段によって遅延された後の同相軸信号および直交軸信号との相関値をそれぞれ算出する相関算出手段、前記相関手段によって算出された各相関値毎に、その相関値のガード期間幅の平均値を連続して算出する移動平均手段、移動平均手段によって各相関値毎に算出された移動平均の二乗和または絶対値和を算出する演算手段、前記直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段、ならびに前記フーリエ変換手段によって得られた周波数領域の信号を等化する等化手段を備えており、前記等化手段は、前記フーリエ変換手段によって得られた周波数領域の信号からパイロット信号を抽出する抽出手段、抽出手段によって抽出したパイロット信号と補間フィルタとを用いてデータキャリアの伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段、前記フーリエ変換手段によって得られた周波数領域の信号を伝送路特性推定手段によって推定された伝送路特性で除算する除算手段および前記演算手段によって算出された二乗和または絶対値和に基づいて、前記補間フィルタの特性を制御するフィルタ特性制御手段を備えていることを特徴とする。

請求項８に記載の発明は、有効シンボル期間と有効シンボル期間の一部に一致した波形からなるガード期間とを有するＯＦＤＭ変調信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、直交検波後の同相軸信号および直交軸信号それぞれを、有効シンボル期間だけ遅延させる遅延手段、前記直交検波後の同相軸信号および直交軸信号と、遅延手段によって遅延された後の同相軸信号および直交軸信号との相関値をそれぞれ算出する相関算出手段、前記相関手段によって算出された各相関値毎に、その相関値のガード期間幅の平均値を連続して算出する移動平均手段、移動平均手段によって各相関値毎に算出された移動平均の二乗和または絶対値和を算出する演算手段、演算手段によって得られた二乗和または絶対値和に基づいて、マルチパスの遅延量を推定する遅延量推定手段、前記直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段、ならびに前記フーリエ変換手段によって得られた周波数領域の信号を等化する等化手段を備えており、前記等化手段は、前記フーリエ変換手段によって得られた周波数領域の信号からパイロット信号を抽出する抽出手段、抽出手段によって抽出したパイロット信号と補間フィルタとを用いてデータキャリアの伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段、前記フーリエ変換手段によって得られた周波数領域の信号を伝送路特性推定手段によって推定された伝送路特性で除算する除算手段および前記遅延量推定手段によって推定されたマルチパスの遅延量に基づいて、前記補間フィルタの特性を制御するフィルタ特性制御手段を備えていることを特徴とする。

請求項９に記載の発明は、請求項８に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記遅延量推定手段は、演算手段によって得られた二乗和または絶対値和が所定の閾値を超える期間長を算出し、得られた期間長に基づいてマルチパスの遅延量を推定するものであることを特徴とする。

請求項１０に記載の発明は、デジタル放送受信装置において、請求項７乃至９に記載のＯＦＤＭ受信装置を備えていることを特徴とする。

この発明によれば、簡単な構成および短い処理時間でマルチパスの遅延量を推定することができるようになる。

また、この発明は、簡単な構成および短い処理時間でマルチパスの遅延量を推定することができるとともに、伝送路特性の補間に用いられる補間フィルタをマルチパスの遅延量に応じて制御することができるようになる。

以下、図面を参照して、この発明の実施例について説明する。

〔１〕地上デジタル放送受信機
図１は、地上デジタル放送を受信可能なデジタル放送受信装置の電気的構成を示している。

チューナ部７２には、ＯＦＤＭ( Orthogonal Frequency Division Multiplex)変調方式により変調されたＲＦ(Radio Frequency) 信号が、アンテナ７０を介して入力される。チューナ部７２に入力されたＲＦ信号は、増幅、フィルタリング、周波数変換等の処理を受けた後、ベースバンド(Low-IF)信号としてＯＦＤＭ復調部１００に送られる。

ＯＦＤＭ復調部１００は、Ａ／Ｄ変換部３０、ヒルベルト変換部３１、第１キャリア同期部３２、ＦＦＴ部（フーリエ変換部）３３、等化部３４、シンボル同期部３５、第２キャリア同期部３６およびクロック同期部３７から構成されている。Ａ／Ｄ変換部３０、ヒルベルト変換部３１および第１キャリア同期部３２によって、直交検波部が形成されている。

チューナ部７２から出力されたアナログのベースバンド信号（アナログＯＦＤＭ信号）は、Ａ／Ｄ変換部３０によってデジタルＯＦＤＭ信号に変換される。Ａ／Ｄ変換部３０により得られたＯＦＤＭ信号はヒルベルト変換部３１に送られる。ヒルベルト変換部３１は、入力された同相軸信号（Ｉ軸信号）から９０度位相のずれた直交軸信号（Ｑ軸信号）を生成する。これにより、Ｉ軸信号とＱ軸信号とからなる複素ＯＦＤＭ信号が生成される。

ヒルベルト変換部３１で生成された複素ＯＦＤＭ信号は、第１キャリア同期部３２に送られる。第１キャリア同期部３２は、後述するシンボル同期部３５で得られた相関信号（移動平均値）からサブキャリア周波数間隔より小さい周波数誤差を補正するとともに、後述する第２キャリア同期部３６で得られたサブキャリア周波数間隔の周波数誤差を補正する。第１キャリア同期部３２から出力されるＩ軸信号およびＱ軸信号が、直交検波後のＩ軸信号およびＱ軸信号となる。

ＦＦＴ部３３は、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。等化部３４は、パイロット信号から伝送路特性を求め、補間フィルタにより、データキャリアの伝送路特性を推定し、推定したデータキャリアの伝送路特性でデータ信号を除算することで等化を行なう。

ところで、実際の伝送路環境には、マルチパスが存在しており、直接波（主波）に対して、パスごとに異なる遅延時間が発生する。各パスの遅延時間は、移動受信することによって変動し、移動速度によってその変動量は様々となる。したがって、移動受信時の伝送路特性の推定精度を高めるためには、補間フィルタとして遅延時間の変動量（マルチパスの遅延量）に適応した特性を持つフィルタを用いることが好ましい。この実施例では、マルチパスの遅延量に応じて補間フィルタの特性を制御できるようになっている。

ＯＦＤＭ信号では、有効シンボル期間の一部をガード期間として複写して、有効シンボル期間に接続することにより、１つのシンボルを形成している。シンボル同期部３５は、有効シンボル期間に相当する期間遅延した信号と、遅延しない信号との相関からシンボル同期を算出する。

第２キャリア同期部３６は、ＦＦＴ部３３の出力信号に含まれているパイロット信号からサブキャリア周波数間隔の周波数誤差を算出し、算出した周波数誤差を第１キャリア同期部３２に出力する。クロック同期部３７は、シンボル同期部３５で得られるシンボル同期のタイミング誤差信号からクロック同期を算出し、Ａ／Ｄ変換部３０のサンプリング周波数を制御する。

等化部３４によって等化された信号は、誤り訂正部７４に送られる。誤り訂正部７４は、デマッピングを行なった後、デインターリーブ処理、ビタビ復号、リードソロモン復号等の処理を行ない、ＭＰＥＧ−ＴＳ信号を出力する。デコーダ部７６は、ＭＰＥＧ−ＴＳ信号から、音声信号および映像信号をデコードする。デコーダ部７６によって得られた音声信号は、スピーカ７８によって再生出力され、デコーダ部７６によって得られた映像信号は、図示しないモニタによって再生出力される。

〔２〕シンボル同期部３５

図２は、シンボル同期部３５の構成を示している。図３は、図２の各部の信号を示している。

第１キャリア同期部３２で周波数誤差が除去された時間領域のＯＦＤＭ信号（Ｉ軸信号およびＱ軸信号）は、遅延メモリ５０に送られるとともに相関器５２に送られる。遅延メモリ５０は、第１キャリア同期部３２からのＯＦＤＭ信号を、有効シンボル期間に相当する期間分だけ遅延させて、相関器５２に出力する。

相関器５２は、第１キャリア同期部３２からのＯＦＤＭ信号と、遅延メモリ５０によって有効シンボル期間に相当する期間分だけ遅延されたＯＦＤＭ信号の相関値を算出し、移動平均算出部５４に出力する。時間領域のＯＦＤＭ信号は、有効シンボル期間の後半部分をガード期間に複写した信号であることから、図３の（ｃ）に示すように、ガード期間部分の相関が高く、有効シンボル期間部分の相関が低い信号となる。なお、相関器５２は、Ｉ軸信号およびＱ軸信号毎に相関値を算出しているが、図３の（ｃ）には一方のみが図示されている。

移動平均算出部５４は、相関器５２によって算出されたＩ軸信号の相関値およびＱ軸信号の相関値それぞれに対して、ガード期間幅の平均（移動平均）を連続して算出する。図３の（ｄ）は、移動平均算出部５４によって算出されたＩ軸信号の相関値に対する移動平均と、Ｑ軸信号の相関値に対する移動平均とを示している。算出された移動平均は、第１キャリア同期部３２に送られるとともに二乗和算出部５６に送られる。

二乗和算出部５６は、Ｉ軸信号の相関値に対する移動平均の二乗と、Ｑ軸信号の相関値に対する移動平均の二乗との和を算出し、その算出結果をピーク位置検出部５８および遅延推定部６２に出力する。図３の（ｅ）は、二乗和算出部５６の出力信号を示している。特に、図３の（ｅ）は、マルチパスが存在していない場合の、二乗和算出部５６の出力信号を示している。尚、二乗和算出部５６の代わりに、Ｉ軸信号の相関値に対する移動平均とＱ軸信号の相関値に対する移動平均との絶対値和を算出する絶対値和算出部を用いてもよい。

ピーク位置検出部５８は、二乗和算出部５６の出力信号のピーク位置を検出するとともに、ピーク間の間隔ｙ（図３の（ｅ）参照）を算出して、タイミング誤差算出部６０に出力する。また、ピーク位置検出部５８は、シンボルの区切りを求め、各回路の開始タイミングとなる信号（シンボルパルス）を出力する。

タイミング誤差算出部６０は、ピーク間の期間と予め定められているシンボル期間長との誤差をタイミング誤差として算出して、クロック同期部３７に出力する。

遅延推定部６２は、二乗和算出部５６の出力信号が所定の閾値αを超える期間ｘ（図３の（ｅ）参照）を算出し、算出したｘと所定の基準値ａとの差分から、マルチパスの遅延量を推定する。基準値ａは、マルチパスが存在しない場合における二乗和算出部５６の出力信号が所定の閾値を超える期間の長さに設定されている。

図４は、マルチパスが存在する信号を受信した場合の、シンボル同期部３５内の各部の信号を示している。

ここでは、主波と副波との２波からなるマルチパスについて考える。受信波は、本来、主波と副波とが合成された波になるが、説明をわかりやすくするために、図４では一部の信号については主波に対する信号と副波に対する信号とを分離して示している。

一般的に、マルチパスが存在する場合、副波は主波に比べて受信装置に到達するまでの伝送距離が長い。また、図４の（ａ）に示すように、副波は、主波に比べて、受信装置に到達する時間が遅くかつレベルが小さい。

主波および副波それぞれの相関値は図４の（ｃ）に示すようになる。また、主波のＩ信号の相関値の移動平均とＱ信号の相関値の移動平均との二乗和および副波のＩ信号の相関値の移動平均とＱ信号の相関値の移動平均との二乗和は図４の（ｅ）に示すようになる。

二乗和算出部５６によって実際に得られる二乗和は、図４の（ｅ）に合成波として示すように、主波に対する二乗和と副波に対する二乗和とを合成したものとなる。したがって、二乗和算出部５６の出力信号が所定の閾値αを超える期間ｘ（図４の（ｅ）参照）は、基準値ａより必ず大きくなるので、その差分値（ｘ−ａ）からマルチパスの遅延量を推定することができる。

なお、遅延推定部６２で用いられる閾値αは、外部から設定してもよいし、二乗和算出部５６の出力信号のピーク値から決定するようにしてもよい。閾値αを二乗和算出部５６の出力信号のピーク値から決定するようにした場合には、受信信号のレベル変動に追従可能なため、外部から設定する場合に比べてより正確な遅延量の推定が可能となる。

〔３〕等化部３４

図５は、等化部３４の構成を示している。

ＳＰ抽出部１０は、ＦＦＴ部３３の出力からパイロット信号であるＳＰ（スキャッタードパイロット）を抽出する。フィルタ係数ＲＯＭ１６には、マルチパスの遅延量に応じたフィルタ係数を複数保持している。補間フィルタ選択部１４は、シンボル同期部３５によって推定されたマルチパスの遅延量に基づいて、フィルタ係数ＲＯＭ１６に格納されているフィルタ係数から適切なフィルタ係数を選択し、伝送路推定部１２に出力する。

伝送路推定部１２は、補間フィルタ選択部１４で選択されたフィルタ係数に基づいて生成される補間フィルタに、ＳＰ抽出部１０で抽出されたＳＰの振幅および位相と当該ＳＰの既知の振幅および位相から算出された当該ＳＰの伝送路特性ＣＳＩ(Channel State Information) を投入することにより、データキャリアの伝送路特性ＣＳＩを推定する。除算部１８は、ＦＦＴ部３３の出力信号を伝送路推定部１２によって推定された伝送路特性で除算することにより、等化を行なう。

例えば、マルチパスの遅延量により２種類のフィルタ係数を切り替える場合には、シンボル同期部３５で推定されたマルチパスの遅延量が所定の閾値より大きいときには、補間フィルタ選択部１４は受信信号に遅延量が大きいマルチパス信号が含まれていると判別し、遅延量が大きい場合に適したフィルタ係数をフィルタ係数ＲＯＭ１６から選択して、伝送路推定部１２に出力する。これにより、伝送路特性の推定精度が向上し、等化性能が向上する。

一方、シンボル同期部３５で推定されたマルチパスの遅延量が所定の閾値以下であるときには、補間フィルタ選択部１４は受信信号に遅延量が小さいマルチパス信号が含まれているか、またはマルチパスが存在していないと判別し、遅延量が小さい場合に適したフィルタ係数をフィルタ係数ＲＯＭ１６から選択して、伝送路推定部１２に出力する。これにより、伝送路特性の推定精度が向上し、等化性能が向上する。なお、マルチパスの遅延量を３種類以上に分類することにより、３種類以上のフィルタ係数をマルチパスの遅延量に応じて選択できるようにしてもよい。

以上のように、伝送路特性を推定するために用いられる補間フィルタとして、マルチパスの遅延量に適した特性のものを選択することにより、等化性能を向上させることができる。

上記実施例によれば、ＩＦＦＴのような大きな回路を搭載することなく、マルチパスの遅延量を推定することができる。また、ＩＦＦＴ演算を行なわずにマルチパスの遅延量を推定するため、処理時間も短く、実時間制御に適した遅延量推定が行なえ、伝送路特性の推定に用いられる補間フィルタの特性をマルチパスの遅延量に応じて制御することにより、等化性能を向上させることができる。

〔４〕シンボル同期部３５内の遅延推定部６２の変形例

図２のシンボル同期部３５内の遅延推定部６２は、二乗和算出部５６の出力信号（相関信号の二乗和）が所定の閾値αを超える期間ｘ（図４の（ｅ）参照）と基準値ａとの差分値（ｘ−ａ）に基づいてマルチパスの遅延量を推定している。

ところで、実環境においては、時間差が小さいマルチパスが発生することは多いが、時間差が大きいマルチパスが発生することは少ない。しかしながら、時間差が大きいマルチパスが発生していない場合でも、時間差が小さいマルチパスによってフェージングが生じると、二乗和算出部５６の出力信号が所定の閾値αを超える期間ｘが大きくなることがある。フェージングとは、時間差をもって到達した電波の波長が干渉し合うことによって電波レベルの強弱に影響を与える現象のことをいう。

フェージング状態では、二乗和算出部５６の出力信号が、図６に示すように、変動する。このため、二乗和算出部５６の出力信号が所定の閾値αを超える期間ｘも変動する。図６において、波形ｗｏがフェージングが無い場合の二乗和算出部５６の出力信号を示し、波形ｗｂはフェージングによって受信波が強くなった場合の二乗和算出部５６の出力信号を示し、波形ｗｓはフェージングによって受信波が弱くなった場合の二乗和算出部５６の出力信号を示している。二乗和算出部５６の出力信号が所定の閾値αを超える期間は、そそれぞれ、ｘｏ、ｘｂ、ｘｓとなる。その大小関係は、ｘｂ＞ｘｏ＞ｘｓとなる。

この変形例では、フェージング状態であるか否かを判別し、フェージング状態であると判別した場合には、二乗和算出部５６の出力信号が所定の閾値αを超える期間ｘを補正するようにしている。具体的には、フェージング状態であると判別した場合には、二乗和算出部５６の出力信号が所定の閾値αを超える期間ｘから所定のオフセット値offsetを減算することにより、ｘを補正している。つまり、フェージングによって、マルチパスの遅延量が実際より大きく推定されるのを防止している。尚、この変形例においても、二乗和算出部５６の代わりに、Ｉ軸信号の相関値に対する移動平均とＱ軸信号の相関値に対する移動平均との絶対値和を算出する絶対値和算出部を用いてもよい。

なお、フェージング状態であると判別した場合に、閾値αに所定のオフセット値offsetを加算することにより閾値αを補正し、補正後の閾値αを用いて二乗和算出部５６の出力信号が所定の閾値αを超える期間ｘを算出するようにしてもよい。

以下、フェージング状態の検出方法が異なる３種類の変形例について説明する。

〔４−１〕変形例１

図７は、シンボル同期部３５内の遅延推定部の変形例１の構成を示している。

遅延推定部６２Ａは、期間長算出部８１、フェージング状態検出部８２、期間長補正部８３および遅延量推定部８４を備えている。

期間長算出部８１は、二乗和算出部５６（図２参照）の出力信号（図３、図４参照）が所定の閾値αを超える期間ｘを算出する。期間長算出部８１によって算出された期間ｘは、フェージング状態検出部８２に与えられるとともに期間長補正部８３に与えられる。

フェージング状態検出部８２は、前回算出された期間ｘと今回算出された期間ｘとの差（シンボル間のｘの差）の絶対値Δを算出し、算出したΔが所定値ｄより大きいか否かによって、フェージング状態であるか否かを判別する。つまり、前回算出された期間ｘと今回算出された期間ｘとの差の絶対値Δがｄより大きい場合には、フェージング状態であると判別し、Δがｄ以下である場合にはフェージング状態でないと判別する。フェージング状態検出部８２による判別結果は、期間長補正部８３に与えられる。

期間長補正部８３は、フェージング状態検出部８２による判別結果がフェージング状態でないことを示している場合には、期間長算出部８１によって算出された期間ｘを、そのまま遅延量推定部８４に与える。一方、フェージング状態検出部８２による判別結果がフェージング状態であることを示している場合には、期間長補正部８３は、期間長算出部８１によって算出された期間ｘから所定のオフセット値offsetを減算することにより、ｘを補正し、補正後のｘを遅延量推定部８４に与える。

遅延量推定部８４は、期間長補正部８３によって与えられるｘと、予め定められた基準値ａとの差（ｘ−ａ）に基づいて、マルチパスの遅延量を推定する。遅延量推定部８４によって推定されたマルチパスの遅延量は、等化部３４（図５参照）に与えられる。

〔４−２〕変形例２

図８は、シンボル同期部３５内の遅延推定部の変形例２の構成を示している。図８において、図７と同じものには、同じ符号を付してその説明を省略する。

この遅延推定部６２Ｂでは、フェージング状態検出部８２Ａによるフェージング状態検出方法が、図７の遅延推定部６２Ａと異なっている。フェージング状態検出部８２Ａは、二乗和算出部５６（図２参照）の出力信号（図３、図４参照）に基づいて、フェージング状態であるか否かを判別する。

具体的には、フェージング状態検出部８２Ａは、シンボル毎に、二乗和算出部５６の出力信号（相関信号の二乗和）の最大値max を算出する。そして、前回算出した最大値max と今回算出した最大値max との差（シンボル間のmax の差）の絶対値Δm を算出し、算出したΔm が所定値ｄm より大きいか否かによって、フェージング状態であるか否かを判別する。つまり、前回算出した最大値max と今回算出された最大値max との差の絶対値Δm がｄm より大きい場合には、フェージング状態であると判別し、Δm がｄm 以下である場合にはフェージング状態でないと判別する。フェージング状態検出部８２Ａによる判別結果は、期間長補正部８３に与えられる。

二乗和算出部５６の代わりに、Ｉ軸信号の相関値に対する移動平均とＱ軸信号の相関値に対する移動平均との絶対値和を算出する絶対値和算出部を用いる場合には、フェージング状態検出部８２Ａは、シンボル毎に、絶対値和算出部の出力信号（相関信号の絶対値和）の最大値max を算出する。そして、前回算出した最大値max と今回算出した最大値max との差（シンボル間のmax の差）の絶対値Δm を算出し、算出したΔm が所定値ｄm より大きいか否かによって、フェージング状態であるか否かを判別する。

〔４−３〕変形例３

図９は、シンボル同期部３５内の遅延推定部の変形例３の構成を示している。図９において、図７と同じものには、同じ符号を付してその説明を省略する。

この遅延推定部６２Ｃでは、期間長補正部８３に対して、遅延推定部６２Ｃ以外の外部手段からフェージング状態であるか否かを示す判別信号が与えられる。

外部手段としては、等化部３４によって抽出されるＳＰ（スキャッタードパイロット）に基づいてドップラー周波数を推定し、推定したドップラー周波数が所定値より大きいときにフェージング状態であると判別し、推定したドップラー周波数が所定値以下のときにフェージング状態でないと判別する手段が用いられる。

地上デジタル放送を受信可能なデジタル放送受信装置の電気的構成を示すブロック図である。 シンボル同期部３５の構成を示すブロック図である。 マルチパスが存在していない場合の図２の各部の信号を示すタイムチャートである。 マルチパスが存在している場合の図２の各部の信号を示すタイムチャートである。 等化部３４の構成を示すブロック図である。 フェージング状態において、二乗和算出部５６の出力信号が変動することを説明するための波形図である。 シンボル同期部３５内の遅延推定部の変形例１の構成を示すブロック図である。 シンボル同期部３５内の遅延推定部の変形例２の構成を示すブロック図である。 シンボル同期部３５内の遅延推定部の変形例３の構成を示すブロック図である。

符号の説明

３０ Ａ／Ｄ変換部
３１ ヒルベルト変換部
３２ 第１キャリア同期部
３３ ＦＦＴ部（フーリエ変換部）
３４ 等化部
３５ シンボル同期部
３６ 第２キャリア同期部
３７ クロック同期部
５０ 遅延メモリ
５２ 相関器
５４ 移動平均算出部
５６ 二乗和算出部
６２、６２Ａ、６２Ｂ、６２Ｃ 遅延推定部
１０ ＳＰ抽出部
１２ 伝送路推定部
１４ 補間フィルタ選択部
１６ フィルタ係数ＲＯＭ
１８ 除算部
８１ 期間長算出部
８２、８２Ａ フェージング状態検出部
８３ 期間長補正部
８４ 遅延量推定部
１００ ＯＦＤＭ復調部

Claims (10)

1. 有効シンボル期間と有効シンボル期間の一部に一致した波形からなるガード期間とを有するＯＦＤＭ変調信号を受信するＯＦＤＭ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置において、
   直交検波後の同相軸信号および直交軸信号それぞれを、有効シンボル期間だけ遅延させる遅延手段、
   前記直交検波後の同相軸信号および直交軸信号と、遅延手段によって遅延された後の同相軸信号および直交軸信号との相関値をそれぞれ算出する相関算出手段、
   前記相関手段によって算出された各相関値毎に、その相関値のガード期間幅の平均値を連続して算出する移動平均手段、
   移動平均手段によって各相関値毎に算出された移動平均の二乗和または絶対値和を算出する演算手段、ならびに
   演算手段によって得られた二乗和または絶対値和に基づいて、マルチパスの遅延量を推定する遅延量推定手段、
   を備えていることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置。
2. 前記遅延量推定手段は、演算手段によって得られた二乗和または絶対値和が所定の閾値を超える期間長を算出し、得られた期間長に基づいてマルチパスの遅延量を推定するものであることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置。
3. 前記遅延量推定手段は、
   演算手段によって得られた二乗和または絶対値和が所定の閾値を超える期間長を算出する期間長算出手段、
   フェージング状態であるか否かを判別する判別手段、
   フェージング状態であると判別した場合には、期間長算出手段によって算出された期間長を補正する補正手段、ならびに
   フェージング状態でないと判別された場合には、期間長算出手段によって算出された期間長に基づいてマルチパスの遅延量を推定し、フェージング状態であると判別された場合には、補正手段によって補正された期間長に基づいてマルチパスの遅延量を推定する推定手段、
   を備えていることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置。
4. 前記判別手段は、期間長算出手段によって算出される期間長のシンボル間の差分値が所定値より大きいか否かによって、フェージング状態であるか否かを判別するものであることを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置。
5. 前記判別手段は、演算手段によって算出される二乗和または絶対値和の最大値のシンボル間の差分値が所定値より大きいか否かによって、フェージング状態であるか否かを判別するものであることを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置。
6. 前記判別手段は、ＯＦＤＭ受信装置の等化部によって抽出されるパイロット信号に基づいてドップラー周波数を推定し、推定したドップラー周波数が所定値より大きいか否かによって、フェージング状態であるか否かを判別するものであることを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置用のマルチパス遅延量推定装置。
7. 有効シンボル期間と有効シンボル期間の一部に一致した波形からなるガード期間とを有するＯＦＤＭ変調信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
   直交検波後の同相軸信号および直交軸信号それぞれを、有効シンボル期間だけ遅延させる遅延手段、
   前記直交検波後の同相軸信号および直交軸信号と、遅延手段によって遅延された後の同相軸信号および直交軸信号との相関値をそれぞれ算出する相関算出手段、
   前記相関手段によって算出された各相関値毎に、その相関値のガード期間幅の平均値を連続して算出する移動平均手段、
   移動平均手段によって各相関値毎に算出された移動平均の二乗和または絶対値和を算出する演算手段、
   前記直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段、ならびに
   前記フーリエ変換手段によって得られた周波数領域の信号を等化する等化手段を備えており、
   前記等化手段は、前記フーリエ変換手段によって得られた周波数領域の信号からパイロット信号を抽出する抽出手段、抽出手段によって抽出したパイロット信号と補間フィルタとを用いてデータキャリアの伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段、前記フーリエ変換手段によって得られた周波数領域の信号を伝送路特性推定手段によって推定された伝送路特性で除算する除算手段および前記演算手段によって算出された二乗和または絶対値和に基づいて、前記補間フィルタの特性を制御するフィルタ特性制御手段を備えていることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
8. 有効シンボル期間と有効シンボル期間の一部に一致した波形からなるガード期間とを有するＯＦＤＭ変調信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
   直交検波後の同相軸信号および直交軸信号それぞれを、有効シンボル期間だけ遅延させる遅延手段、
   前記直交検波後の同相軸信号および直交軸信号と、遅延手段によって遅延された後の同相軸信号および直交軸信号との相関値をそれぞれ算出する相関算出手段、
   前記相関手段によって算出された各相関値毎に、その相関値のガード期間幅の平均値を連続して算出する移動平均手段、
   移動平均手段によって各相関値毎に算出された移動平均の二乗和または絶対値和を算出する演算手段、
   演算手段によって得られた二乗和または絶対値和に基づいて、マルチパスの遅延量を推定する遅延量推定手段、
   前記直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段、ならびに
   前記フーリエ変換手段によって得られた周波数領域の信号を等化する等化手段を備えており、
   前記等化手段は、前記フーリエ変換手段によって得られた周波数領域の信号からパイロット信号を抽出する抽出手段、抽出手段によって抽出したパイロット信号と補間フィルタとを用いてデータキャリアの伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段、前記フーリエ変換手段によって得られた周波数領域の信号を伝送路特性推定手段によって推定された伝送路特性で除算する除算手段および前記遅延量推定手段によって推定されたマルチパスの遅延量に基づいて、前記補間フィルタの特性を制御するフィルタ特性制御手段を備えていることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
9. 前記遅延量推定手段は、演算手段によって得られた二乗和または絶対値和が所定の閾値を超える期間長を算出し、得られた期間長に基づいてマルチパスの遅延量を推定するものであることを特徴とする請求項７に記載のＯＦＤＭ受信装置。
10. 請求項７乃至９に記載のＯＦＤＭ受信装置を備えたデジタル放送受信装置。

Images