JP2008219636A - 通信装置及びウェイト更新方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ウェイト推定精度を向上させるために、ウェイト更新パラメータの調整に関する新たな技術を提供する。
【解決手段】受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて、信号合成に用いられるウェイトの更新を行う通信装置において、受信したパイロット信号に基づいてウェイト更新の演算を行うウェイト更新部１４３と、前記ウェイト更新部がウェイト更新の際に用いる更新パラメータを調整する更新パラメータ調整部１４９と、を備え、前記更新パラメータ調整部１４９は、ウェイト更新の演算に用いようとするパイロット信号と前回のウェイト更新に用いたパイロット信号との位置関係に応じて、前記更新パラメータを調整するよう構成されている。
【選択図】図５

Description

本発明は、通信装置及びウェイト更新方法に関するものである。

マルチアンテナ技術は、無線通信において、送信・受信を複数のアンテナを用いて行うことにより、通信容量、周波数の利用効率、消費電力等の改善を行う技術である。なお、送信側・受信側いずれかのアンテナ数が１つであっても、他方のアンテナ数に応じて通信品質の改善等を行うことが可能である。
また、マルチアンテナ技術に関する用語として、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）がある。ＭＩＭＯとは、通信用語として用いられる場合、送信側及び受信側両方が複数のアンテナを用いる通信方式を指すことが多いが、マルチアンテナ技術全般を指して使われることもある。

マルチアンテナ信号の処理アルゴリズムによって得られる利点としては、次の４つが挙げられる。
（１）空間ダイバーシチ（Ｓｐａｔｉａｌ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）
（２）合成利得（Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｇａｉｎ）
（３）干渉波除去（Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ）
（４）空間多重（Ｓｐａｔｉａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）

前記空間ダイバーシチは、空間的に離れたアンテナを用いることで、マルチパスなどの影響による通信品質の劣化を小さくすることである。
前記合成利得は、受信側・送信側の各アンテナの信号に対して伝搬路の情報（振幅、位相の変化）を利用した重みをかけることで、希望方向からの受信電力と雑音の比を大きくすることである。

前記干渉波除去は、各アンテナからの受信信号に対して、所望信号以外の到来信号（干渉信号）を打ち消すように重みをかけて合成する。受信アンテナ数よりも一つ小さい数の干渉信号を除去することができる。到来信号の伝搬係数が未知であるならば、なんらかの学習アルゴリズムを用いる必要がある。
前記空間多重は、干渉波除去を応用して同時に複数の通信路を確立する方法である。一人のユーザが複数のアンテナから異なる信号を送信して通信容量を増やす方法と、複数のユーザが同時に通信を行って周波数利用効率を高める方法とがある。後者の方法は、ＳＤＭＡ（Ｓｐａｃｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）と呼ばれる。

さて、近年注目を浴びているマルチアンテナ技術として、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；直交周波数分割多重）方式を用いたＯＦＤＭ−ＭＩＭＯがある。
ＯＦＤＭ方式は、複数の搬送波（サブキャリア）を周波数軸上に多数配置するとともに、複数の搬送波を一部重ならせて周波数利用効率を上げたものである。ＯＦＤＭは、地上波デジタル放送、無線ＬＡＮなどの伝送方式に採用されている。

ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯにおける重要な技術の一つとして、重み（ウェイト）の更新が挙げられる。
例えば、ウェイトは、マルチアンテナ技術において上記（２）の合成利得により、希望波方向からの受信電力と雑音電力の比を大きくして、希望波方向に強い指向性を向ける（ビームフォーミング）場合に用いられる。
なお、ビームフォーミングでは、希望波方向に強い指向性を向けるのに加えて、希望波以外の受信信号による影響を小さくすることもできる。

ウェイトは、参照信号を用いて生成される。例えば、ＯＦＤＭでは、受信側と送信側で既知の信号（パイロット信号）が挿入されているので、このパイロット信号を参照信号として、ウェイトを更新することができる。

ウェイトの更新アルゴリズムとしては、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ−Ｓｑｕａｒｅｓ）があり、これらが適切に動作した場合には誤差エネルギーを最小化し、（１）〜（４）のすべての利点を得ることができる。

ＯＦＤＭのパイロット信号は、時間軸方向に所定間隔で配置されているため、パイロット信号を受信する度に、逐次、ウェイトを更新することが可能である。
定常状態（伝搬係数に時間的に変化がない場合）においては、ある程度の回数以上のウェイトの更新を行うことで、ウェイトの計算結果が収束し、干渉信号や雑音信号の影響を小さくすることができる。

ウェイトの更新方法については、例えば、特許文献１に記載されている。
図１１は、特許文献１の図８の信号配列図を示している。この信号配列図は、ＯＦＤＭ方式による地上デジタルテレビ放送方式の信号配列である。同図では、縦軸をシンボル方向（時間軸方向）ｉとし、横軸をキャリア方向（周波数軸方向）ｋとしたキャリア−シンボル空間上のサブキャリア配置を示している。図中の黒丸はスキャッタード・パイロット（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）ＳＰを示し、白丸はデータ信号（データサブキャリア）を示している。
同図の信号配列の場合、同一のＳＰキャリア番号ｋｐについては、４シンボル周期でＳＰ信号が繰り返される。

特許文献１では、ＬＭＳアルゴリズムを適用してウェイトを更新する方法が説明されている。
同文献によれば、あるキャリア番号ｋｐの時刻ｉにあるＳＰ信号を用いて更新されたウェイトｗｂ _ｋｐ（ｉ）があるときに、次のウェイトの更新は、同じキャリア番号ｋｐの４シンボル後に位置するＳＰ信号（キャリア番号ｋｐ，時刻ｉ＋４）を用いてウェイト更新値ｗｂ _ｋｐ（ｉ＋４）を算出する。

すなわち、特許文献１では、ウェイト更新値ｗｂ _ｋｐ（ｉ＋４）は、下記式によって定義されている。
ｗｂ _ｋｐ（ｉ＋４）＝ｗｂ _ｋｐ（ｉ）＋μｕ_ｋｐ（ｉ）・ｅ^＊ _ｋｐ（ｉ）

特許文献１によれば、上記式において、μは、ステップ・サイズ・パラメータと呼ばれる更新の前後の変化量を規定するパラメータである。なお、ｕ_ｋｐ（ｉ）は、シンボル番号ｉ、キャリア番号ｋｐで特定されるＯＦＤＭ信号ベクトルであり、ｅ_ｋｐ（ｉ）は、事後推定誤差である。
特開２００３−１７４４２７号公報

上記式におけるパラメータμは、ＳＰ信号とともにウェイト更新値を決定する値であり、ウェイト更新のためのパラメータといえる。
ウェイト更新パラメータは、ウェイトの推定精度に影響を及ぼすが、従来、ウェイト更新に用いようとするパイロット信号と前回のウェイト更新に用いたパイロット信号との位置関係に応じて前記ウェイト更新パラメータを調整するという技術思想は存在しなかった。

そこで、本発明は、ウェイト推定精度を向上させるために、ウェイト更新パラメータの調整に関する新たな技術を提供することを目的とする。

本発明は、受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて、信号合成に用いられるウェイトの更新を行う通信装置において、受信したパイロット信号に基づいてウェイト更新の演算を行うウェイト更新部と、前記ウェイト更新部がウェイト更新の際に用いる更新パラメータを調整する更新パラメータ調整部と、を備えている。
前記更新パラメータ調整部は、ウェイト更新の演算に用いようとするパイロット信号と前回のウェイト更新に用いたパイロット信号との位置関係に応じて、前記更新パラメータを調整するよう構成されている。

上記本発明によれば、同じ更新パラメータでウェイト更新を繰り返すのではなく、状況に応じて、更新パラメータを調整して、調整されたパラメータによってウェイト更新を行うことができる。しかも、更新パラメータを、パイロット信号相互の位置関係によって調整することで、ウェイト推定精度を向上させることができる。

前記ウェイト更新部は、ＲＬＳアルゴリズムによってウェイト更新の演算を行うように構成され、前記更新パラメータ調整部が調整する更新パラメータは、ＲＬＳアルゴリズムにおける忘却係数であるのが好ましい。この場合、ＲＬＳアルゴリズムによるウエイト更新を、調整された更新パラメータによって、適切に行うことができる。

前記ウェイト更新部は、カルマンフィルタを用いてウェイト更新の演算を行うように構成され、前記更新パラメータ調整部が調整する更新パラメータは、カルマンフィルタにおいて得られるウェイトの変動量を示すパラメータであるのが好ましい。この場合、カルマンフィルタによるウェイト更新を、調整された更新パラメータによって、適切に行うことができる。

前記位置関係には、ウェイト更新の演算に用いようとするパイロット信号と前回のウェイト更新に用いたパイロット信号との信号間隔が含まれるのが好ましい。パイロット信号の信号間隔に応じて、更新パラメータを調整することで、更新の度に、信号間隔が異なっていても、ウェイト推定精度を向上させることができる。

前記位置関係は、ウェイト更新の演算に用いようとするパイロット信号と前回のウェイト更新に用いたパイロット信号とを、受信信号を時間軸方向及び周波数軸方向の２次元配置でみたときの位置関係であるのが好ましい。パイロット信号の時間軸方向の位置又は周波数軸方向の位置に応じて、更新パラメータを調整することで、更新の度に、パイロット信号の位置が異なっていても、ウェイト推定精度を向上させることができる。

他の観点からみた本発明は、受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて、信号合成に用いられるウェイトの更新を行う方法であって、受信したパイロット信号に基づいてウェイト更新の演算を行うウェイト更新ステップと、前記ウェイト更新部がウェイト更新の際に用いる更新パラメータを調整する更新パラメータ調整ステップと、を含む。前記更新パラメータ調整ステップでは、ウェイト更新の演算に用いようとするパイロット信号と前回のウェイト更新に用いたパイロット信号との位置関係に応じて、前記更新パラメータを調整する。
上記本発明によれば、同じ更新パラメータでウェイト更新を繰り返すのではなく、状況に応じて、更新パラメータを調整して、調整されたパラメータによってウェイト更新を行うことができる。しかも、更新パラメータを、パイロット信号相互の位置関係によって調整することで、ウェイト推定精度を向上させることができる。

本発明によれば、更新パラメータを調整して、調整されたパラメータによってウェイト更新を行うことができ、ウェイト推定精度を向上させることが可能となる。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
本実施形態では、通信方式としてＷｉＭＡＸ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ａｃｃｅｓｓ， ＩＥＥＥ８０２．１６）を例として説明する。

図１は、ＷｉＭＡＸにおいて採用されているＯＦＤＭのサブキャリア配置を示している。ＯＦＤＭは、周波数多重方式の一種であり、周波数軸上で直交するように多数配置された搬送波（サブキャリア）にＱＡＭ変調をかけ、デジタル情報の伝送を行う通信方式である。

ＯＦＤＭのサブキャリアには、データサブキャリア（Ｄａｔａ Ｓｕｂ−Ｃａｒｒｉｅｒ）、パイロットサブキャリア（Ｐｉｌｏｔ Ｓｕｂ−Ｃａｒｒｉｅｒ）、ヌルサブキャリア（Ｎｕｌｌ Ｓｕｂ−Ｃａｒｒｉｅｒ）の３種類がある。
データサブキャリア（データ信号）は、データや制御用メッセージを送信するためのサブキャリアであある。パイロットサブキャリアは、受信側及び送信側で既知の信号（パイロット信号）であり、伝搬係数推定に用いられたり、ウェイト更新の参照信号として用いられたりする。

ヌルサブキャリアは、実際には何も送信されないサブキャリアであり、低周波数域側のガードサブバンド（ガードサブキャリア）、高周波数域側のガードサブバンド（ガードサブキャリア）、及びＤＣサブキャリア（中心周波数サブキャリア）によって構成されている。

図２は、ヌルサブキャリアを除いたデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアの２次元配置を示している。図２において、横軸は周波数軸であり、縦軸は時間軸である。
図２の横軸のｌ（１〜Ｌ）はサブキャリア番号を示している。サブキャリア番号は、ヌルサブキャリアを除くサブキャリアについて、周波数の小さい順に番号を付したものである。なお、ヌルサブキャリアを含めた全サブキャリアの数を１０２４とした場合、データサブキャリア及びパイロットサブキャリアの総数Ｌは、８４０となる。
図２の縦軸のｋは、シンボル番号を示している。シンボル番号は、到来時間の早い順にシンボルに番号を付したものである。

なお、図２では、シンボル方向（時間軸方向）に３個×周波数軸方向に４個の計１２個のサブキャリアによって１つのタイル構造を構成している。タイルは、ユーザ割当の際の最小単位となるものである。
タイルの四隅には、パイロットサブキャリアが配置され、タイル内の他のサブキャリアはデータサブキャリアとされている。
図２に示すように、上記タイルが時間軸方向及び周波数軸方向に規則的に並んでいる。この結果、パイロットサブキャリアは、複数の周波数軸方向位置に存在するとともに、複数の時間軸方向位置に存在する。

図３は、本実施形態に係る通信装置の機能ブロックを示している。この通信装置１としては、主に基地局を想定する。この通信装置１は、複数のアンテナ素子１１を有し、フィルタリング処理部１４によって、空間フィルタリング特性を適応的に制御するアダプティブアレーアンテナシステムを構成している。

通信装置１は、各アンテナ素子１１に対応してＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部１２及びＦＦＴ部１３が設けられている。ＲＦ部１２は、送信側で付加されたガードインターバルの除去やＡ／Ｄ変換などの処理を行う。ＦＦＴ部では、直列／並列変換や離散フーリエ変換などの処理を行う。
各ＦＦＴ部１３の出力（マルチアンテナ信号）は、フィルタリング処理部１４に与えられる。フィルタリング処理部１４では、伝搬環境に応じた空間フィルタリング特性を適応的に求める。

図３には、通信装置１が通信しようとしている移動局（希望局）２以外に、干渉源となる干渉局（移動局）３，４を示した。希望局及び干渉局３，４の総数はＭ個とする。
希望局２及び干渉局３，４は、それぞれ、並列／直列変換や逆離散フーリエ変換などの処理を行うＩＦＦＴ部２１，３１，４１と、ガードインターバルの付加やＤ／Ａ変換などの処理を行うＲＦ部２２，３２，４２と、アンテナ素子２３，３３，４３を備えている。

送信側通信装置２，３，４と受信側通信装置１との間の伝搬路は、フェージング伝搬路となっている。サブキャリアは、フェージング伝搬路を通過すると、その振幅と位相が変化する。変化量は、サブキャリアの位置（時間軸方向位置と周波数軸方向位置）によって変わる。

受信側通信装置１の前記フィルタリング処理部１４は、各アンテナ素子１１に対応する各ＦＴＴ部からの出力信号に対して適当なウェイトをかけて合成し、各サブキャリアにおける所望信号を抽出して、出力信号として出力する。
図４は、図３における所望信号、出力信号、受信信号（厳密には、通信装置１のアンテナ素子１１に対応するＦＦＴ部１３からの信号）の関係を示すフィルタリングモデルを示している。

図４において、ｋはシンボル番号、ｌはサブキャリア番号を示す。また、Ｍは所望信号及び干渉信号の数を示す。
雑音信号Ｚ（ｋ，ｌ）は、各アンテナ素子１１における雑音を表す複素Ｎ×１ベクトルである。
受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）は、各アンテナ素子１１に対応するＦＦＴ部からの出力からなる複素Ｎ×１ベクトルである。
伝達関数Ｈ_ｍ（ｋ，ｌ）（ｍ＝１〜Ｍ）は、各信号の各サブキャリアが、アンテナ素子数Ｎのフェージング伝搬路で受ける振幅と位相の変化を並べた複素Ｎ×１ベクトルである。
ウェイトＷ（ｋ，ｌ）は、受信信号の各要素に対して掛ける複素数重みの複素共役を並べたＮ×１ベクトルである。図４において、上付のＨは、複素共役転値を表す。また、以下において、上付のＴは転値を表す。

図４の各信号の関係は、式（１）（２）のように表される。

前記フィルタリング処理部１４の目的は、干渉信号の影響を受けている受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）から所望信号Ｓ_１（ｋ，ｌ）だけを推定することである。
図５にフィルタリング処理部１４の詳細を示している。フィルタリング処理部１４は、受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）を逐次的に保存する第１バッファ（受信信号記憶部；受信パイロット信号記憶部）１４１を備えている。第１バッファ１４１に蓄えられた受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）は、ウェイト乗算部１４２に与えられる。ウェイト乗算部１４２は、受信信号（データサブキャリア）Ｘ（ｋ，ｌ）にウェイトＷ（ｋ，ｌ）を乗じて、合成した出力信号Ｙ（ｋ，ｌ）＝Ｗ（ｋ，ｌ）^ＨＸ（ｋ，ｌ）を出力する。

また、第１バッファ１４１の受信信号（パイロットサブキャリア）Ｘ（ｋ，ｌ）は、ウェイトＷ（ｋ，ｌ）の更新に用いられるため、ウェイト更新部１４３に与えられる。第１バッファ１４１に記憶している受信信号は、ウェイト乗算部１４２及びウェイト更新部１４３で使われなくなると随時消去される。
第１バッファ１４１で受信信号を蓄積しておくことで、本実施形態のようにウェイト更新方向を多様化しても容易に対応できる。

ウェイト更新部１４３では、受信信号に含まれるパイロットサブキャリアを用いた更新処理（ウェイト更新ステップ）により、ウェイトの更新を行い、更新後のウェイトを第２バッファ１４４へ出力する。なお、更新処理の詳細は後述する。

第２バッファ（更新ウェイト記憶部）１４４は、パイロットサブキャリアの位置でのウェイトＷ（ｋ，ｌ）（（ｋ，ｌ）＝（１，１），（１，４），・・・，（１，Ｌ），・・・）を逐次的に保存する。第２バッファ１４４の更新ウェイトは、後述のウェイト補間部１４５において使用されなくなると随時消去される。

ウェイト補間部１４５は、パイロットサブキャリア位置でのウェイトを用いて、データサブキャリア位置でのウェイトＷ（ｋ，ｌ）を補間して、そのウェイトＷ（ｋ，ｌ）をウェイト乗算部１４２に与える。
図６は、ウェイト補間の一例を示している。図６の例では、タイル単位での線形補間を行う。具体的には、図６（ｂ）に示すタイルのパイロットサブキャリア位置でのウェイトＷ_１，Ｗ_４，Ｗ_９，Ｗ_１２に対して、図６（ａ）に示す演算を行うことにより、データサブキャリア位置でのウェイトＷ_２，Ｗ_３，Ｗ_５，Ｗ_６，Ｗ_７，Ｗ_８，Ｗ_１０，Ｗ_１１を算出する。
この演算をすべてのタイルについて行うことで、全データサブキャリア位置でのウェイトを算出することができる。

［ウェイト更新部によるウェイト更新処理（ウェイト更新ステップ）］
本実施形態のウェイト更新部１４３は、ＲＬＳアルゴリズムによってウェイトを更新するように構成されている。

前記ウェイト更新部１４３は、受信信号中のパイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）と、対応する所望信号の参照信号（パイロットサブキャリア）Ｓ（ｋ，ｌ）と、ウェイト更新パラメータＰ，αと、を用いて、現在のウェイトＷ（ｋ_ｐｒｅｖ，ｌ_ｐｒｅｖ）を新たなウェイトＷ（ｋ，ｌ）に更新する。

ＲＬＳアルゴリズムによるウェイト更新演算式は、下記式（３）（４）のとおりである。なお、ウェイト更新部１４３では、式（４）で用いられるパラメータＰの更新値Ｐ_ｎｅｘｔも算出する。Ｐの更新演算式は、下記式（５）のとおりである。

図５に示すように、上記式（３）〜（５）で用いられる値のうち、パイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）は、順序制御部１４６を介して、第１バッファ１４１から取得される。また、所望信号の参照信号（パイロットサブキャリア）Ｓ（ｋ，ｌ）は、参照信号生成部１４７によって生成され、ウェイト更新部１４３に与えられる。ウェイト更新パラメータＰ（Ｎ×Ｎ行列）は、第３バッファ（ウェイト更新パラメータ記憶部）１４８に保存されており、ウェイト更新部１４３は、当該第３バッファ１４８からパラメータＰを取得する。また、ウェイト更新部１４３によって更新されたパラメータＰ_ｎｅｘｔは、第３バッファ１４８に更新保存され、次回のウェイト更新時のパラメータＰとして用いられる。

また、上記式（４）（５）における更新パラメータαは、忘却係数であり、０〜１の間の値をとる。αの値を調整することによって、周波数軸方向、時間軸方向に対する伝達関数の変動への追従特性を調整することができる。なお、パラメータＰは、αに依存して値が決定されるため、αの値を調整することで、Ｐの値も調整できる。
αの値の調整については後述する。

［ウェイト更新順序制御］
前述のように、ウェイト更新部１４３は、順序制御部１４６を介して、第１バッファ１４１から受信信号（パイロットサブキャリア）Ｘ（ｋ，ｌ）を取得する。
順序制御部１４６は、第１バッファ１４１に保存されている受信信号の中から、パイロットサブキャリアを分離して抽出する。
そして、順序制御部１４６は、ウェイト更新部１４３がウェイト更新に用いるパイロットサブキャリアの順序を制御する。具体的には、順序制御部１４６は、分離したパイロットサブキャリアを、ウェイト更新に用いる順番に並べ替える。そして、順序制御部１４６は、並び替えたパイロットサブキャリアを、並び替えた順番で、ウェイト更新部１４３に与える。
順序制御部１４６は、１つ又は複数のパイロットサブキャリアの並び替えルール（更新順序ルール）を有している。なお、並び替えルール（更新順序）は、伝搬環境に応じて動的に変更することも可能である。

更新順序ルールの一例を図７に示す。このルールでは、まず、図７のＤ１方向への更新を行う。すなわち、同一シンボル（同一時間ｋ＝１）において周波数軸方向にある複数のパイロットサブキャリアを対象（１，１）〜（１，Ｌ）として、周波数の小さいパイロットサブキャリアから順番に用いてウェイト更新を行う（周波数軸方向更新制御；周波数軸昇順方向更新制御Ｄ１）。なお、周波数軸昇順方向制御Ｄ１の移動幅は、Ｌ（＝８４０）サブキャリア分である。

前記周波数軸昇順方向更新制御Ｄ１を行って、最大のサブキャリア番号Ｌを持つパイロットサブキャリア（１，Ｌ）まできたら、次に、図７のＤ２方向への更新を行う。すなわち、（１，Ｌ）の位置から時間軸方向へ移動し、時間軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリア（３，Ｌ）をウェイト更新に用いる（第１時間軸方向更新制御Ｄ２）。なお、第１時間軸方向更新の移動幅（パイロット間隔）は、２シンボル分である。

第１時間軸方向更新制御Ｄ２後は、図７のＤ３方向への更新を行う。すなわち、同一シンボル（同一時間）における周波数の大きいパイロットサブキャリアから順に、ウェイト更新に用いる（周波数軸方向更新制御；周波数軸降順方向更新制御Ｄ３）。換言すると、前記周波数軸昇順方向更新制御とは逆方向にウェイト更新を行う。なお、周波数軸降順方向更新制御Ｄ３の移動幅は、Ｌ（＝８４０）サブキャリア分である。

前記周波数軸降順方向更新制御Ｄ３を行って、最小のサブキャリア番号１を持つパイロットサブキャリア（３，１）まできたら、図７のＤ４方向への更新を行う。すなわち、（３，１）の位置から時間軸方向へ移動し、時間軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリア（４，１）をウェイト更新に用いる（第２時間軸方向更新制御Ｄ４）。なお、第２時間軸方向更新の移動幅（パイロット間隔）は、１シンボル分である。
第２時間軸方向更新制御Ｄ４後は、前記周波数軸昇順方向更新Ｄ１を行い、上記処理を繰り返す。

上記ルールでは、周波数軸昇順方向更新制御Ｄ１、第１時間軸方向更新制御Ｄ２、周波数軸降順方向更新制御Ｄ３、及び第２時間軸方向更新制御Ｄ４の４つの更新制御を組み合わせた制御となっている。上記更新制御Ｄ１〜Ｄ４では、周波数軸方向更新制御Ｄ１，Ｄ３と、時間軸方向更新制御Ｄ２，Ｄ４と、を組み合わせたものとなっている。

上記ルールによれば、パイロットサブキャリアが存在するシンボルについてみると、１シンボルあたりのウェイト更新数が、４２０回となる。時間軸方向のみのウェイト更新であれば、１シンボル１回しか行われないが、上記ルールでは、飛躍的に更新回数が増加する。この結果、適切なウェイトを高速で得ることができる。

また、図７のルールでは、周波数軸方向へ移動して行われる更新の方が、時間軸方向へ移動して行われる更新よりも多くなされる。したがって、各サブキャリアの位置における伝搬係数の相互相関を考えたときに、周波数軸方向のサブキャリア間での相互相関が時間軸方向での相互相関よりも大きい場合には、適切なウェイトが早期に得られる。なお、この点については後述する。

高速で適切なウェイトが得られることは、モバイルＷｉＭＡＸ（ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅ）のように、移動体との間で伝送を行う方式において、特に有用である。すなわち、ＷｉＭＡＸでは、１基本フレームは、アップリンクサブフレームとダウンリンクサブフレームを含み、基地局は、アップリンクサブフレームを、５ｍｓｅｃごとに受け取る。ところが、移動局の高速移動時には、サブフレーム間で伝搬係数の相互相関が非常に小さくなる。しかも、一つのサブフレームは、１５シンボルで構成されている。

したがって、時間軸方向のみでウェイト更新を行うと、１つのサブフレームあたり１０回しかウェイト更新が行えない。この結果、移動局の高速移動（例えば、１２０ｋｍ／ｈ）時には、更新アルゴリズムによっては、適切なウェイトを形成する前に、サブフレームが切り替わってしまう。
そして、サブフレーム間の相互相関は非常に低いため、サブフレームが切り替わると再度、ウェイト形成が必要となる。この結果、極端な場合には、永久に適切なウェイトが得られない場合が生じる。

これに対し、本実施形態の更新順序ルールによれば、１シンボル当たりの更新回数が多くなるため、高速で適切なウェイトが得られ、一つのサブフレーム内でのウェイト形成が可能となる。

また、本実施形態の更新順序ルールでは、複数の方向を組み合わせているので、更新順序の自由度が高い。また、時間軸方向及び周波数軸方向に同時に移動する斜め方向を含んでいる場合には、より自由度が高くなる。

なお、更新順序ルールは、上記のものに限られるものではなく、時間軸方向更新制御、周波数軸方向更新制御又は斜め方向更新制御を含んだ様々な組み合わせが可能である。また、１回の更新制御における移動幅も自由に設定できる。
また、前記「斜め方向」は、時間軸方向及び周波数方向に同時に移動するものであれば、具体的な方向は特に限定されず、サブキャリア２次元配置図において周波数軸方向（昇順方向及び降順方向）及び時間軸方向（昇順方向及び降順方向）を除いた３６０°すべての方向が含まれる。
さらに、上記例では、一つのパイロットサブキャリアを１度しか更新に用いていないが、複数回更新に用いても良い。また、更新に用いないパイロットサブキャリアが存在してもよい。

［伝搬係数の相互相関とウェイト更新との関係について］
図８は、ＷｉＭＡＸ Ｕｐｌｉｎｋ ＰＵＳＣのサブキャリアの２次元配列を示している。このサブキャリア配列上の各パイロットサブキャリア位置における伝搬係数ｈ_Ａ，ｈ_Ｂ，ｈ_Ｃ，ｈ_Ｄ，ｈ_Ｅの相関係数を下記条件により算出した。
中心周波数：２６００ＭＨｚ
ドップラー周波数：（１）７．２Ｈｚ，（２）２８８Ｈｚ
遅延分散：（ａ）０．３７μｓｅｃ （ｂ）２．２μｓｅｃ

なお、ドップラー周波数（１）７．２Ｈｚは、移動局の移動速度が３ｋｍ／ｈの場合、ドップラー周波数（２）２８８Ｈｚは、移動局の移動速度が１２０ｋｍ／ｈの場合に相当する。
遅延分散（ａ）０．３７μｓｅｃは、ＩＴＵ−Ｒ Ｍ．１２２５ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ ｃｈ．Ａの値であり平均的な遅延分散を示す。遅延分散（ｂ）２．２μｓｅｃは、ＩＴＵ−Ｒ Ｍ．１２２５ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ ｃｈ．Ｂの値であり、建物等が多く遅延分散が大きい場合を示している。
上記（１）と（ａ）の組み合わせが、想定される平均的な環境であり、上記（２）（ｂ）の組み合わせが想定環境の中で最悪に近い場合である。

また、図９に示す信号点（サブキャリア）ｎ，ｍの伝搬係数ｈ_ｎ，ｈ_ｍの相関係数ρは、時間変化モデルをＪａｋｅｓモデル、遅延プロファイルを指数減衰遅延プロファイルとした場合、下記式のようにして求まる。

下記表１は、図８の伝搬係数ｈ_Ａと他の伝搬係数ｈ_Ｂ，ｈ_Ｃ，ｈ_Ｄ，ｈ_Ｅとの間の相関係数の計算結果を示している。

表１からわかるように、伝搬係数ｈ_Ａと伝搬係数ｈ_Ｂとの間の相関係数［ｈ_Ｂ：ρ］及び伝搬係数ｈ_Ａと伝搬係数ｈ_Ｃとの間の相関係数［ｈ_Ｃ：ρ］については、移動局の移動速度が低速である場合［（１）（ａ），（１）（ｂ）］には、相関係数がほぼ１であり大きい。
したがって、このような場合には、時間軸方向更新制御が好ましい。

しかし、遅延分散が平均的で、移動局の移動速度が高速である場合［（２）（ａ）］には、伝搬係数ｈ_Ａと伝搬係数ｈ_ｃとの間の相関係数［ｈ_Ｄ：ρ］が、［ｈ_Ｂ：ρ］及び［ｈ_Ｃ：ρ］よりも小さくなる。
したがって、移動局の移動速度が高速である場合には、周波数軸方向更新制御を行うのが好ましい。なお、遅延分散が大きい場合には、時間軸方向への更新を優先的に行うのが望ましい。

［更新パラメータαの調整（更新パラメータ調整ステップ）］
前述のように、更新パラメータである忘却係数αは、大きければ、サブキャリア（信号）間で生じる伝搬係数の変化に対する追従特性は向上するが、伝達関数の変化が小さい場合に、大きい忘却係数を用いると、推定精度が悪化する可能性がある。
つまり、前回のウェイト更新に用いたパイロット信号と、ウェイト更新に用いようとするパイロット信号とで、伝搬係数の相互相関が大きい場合には、忘却係数αは小さい方が好ましい。一方、前回のウェイト更新に用いたパイロット信号と、ウェイト更新に用いようとするパイロット信号とで、伝搬係数の相互相関が小さい場合には、忘却係数αは大きい方が好ましい。

本実施形態では、図５に示す更新パラメータ調整部１４９が、ウェイト更新部１４３によるウェイト更新演算の度に、ウェイトの更新方法に応じて忘却係数αの調整を行う。
具体的には、図７に示すウェイト更新方法の場合、更新パラメータ調整部１４９は、α（１）〜α（３）までの３つ（複数）の忘却係数を持つ。

第１忘却係数α（１）は、同一タイルの左上パイロットサブキャリアから右上パイロットサブキャリアへ（又はその逆へ）ウェイト更新を行う場合（周波数軸方向更新制御）の忘却係数である。図７の更新方法の例では、α（１）は、周波数軸方向更新制御Ｄ１，Ｄ３用の忘却係数となる。この場合の、両パイロットサブキャリアのサブキャリア間隔（信号間隔）は、３である。また、両パイロットサブキャリアは、周波数軸方向に並んでいる。

第２忘却係数α（２）は、同一タイルの左上パイロットサブキャリアから左下パイロットサブキャリアへ（又はその逆へ）ウェイト更新を行う場合（時間軸方向更新制御）の忘却係数である。図７の更新方法の例では、α（２）は、時間軸方向更新制御Ｄ２用の忘却係数となる。この場合の、両パイロットサブキャリアのサブキャリア間隔（信号間隔）は、２である。また、両パイロットサブキャリアは、時間軸方向に並んでいる。

第３忘却係数α（３）は、あるタイルの左下パイロットサブキャリアから時間軸方向に次に存在するタイルの左上パイロットサブキャリアへ（又はその逆へ）ウェイト更新を行う場合（時間軸方向更新制御）の忘却係数である。図７の更新方法の例では、α（３）は、時間軸方向更新制御Ｄ４用の忘却係数となる。この場合の、両パイロットサブキャリアのサブキャリア間隔（信号間隔）は、１である。また、両パイロットサブキャリアは、時間軸方向に並んでいる。

例えば、表１の［（１）（ａ）］のような伝搬環境（低速移動、平均的な遅延分散）では、時間軸方向には相互相関が大きく周波数軸方向には相互相関が小さい。したがって、時間軸更新制御Ｄ２，Ｄ４で用いられる忘却係数α（２），α（３）は、より小さく設定され、周波数軸方向更新制御Ｄ１，Ｄ３で用いられる忘却係数α（１）は、より大きく設定される。
これにより、更新方法及び伝搬環境に応じて、適切なウェイト更新が行え、ウェイト推定精度を向上させることができる。

また、表１の「（２）（ａ）」のような伝搬環境（高速移動、平均的な遅延分散）では、周波数軸方向の相互相関が最も大きく、時間軸方向には相互相関が比較的小さい。そして、同じ時間軸方向でもサブキャリア間隔が小さい方が、相互相関が大きい。したがって、周波数軸方向更新制御Ｄ１，Ｄ３で用いられる忘却係数α（１）は、より小さく設定され、時間軸方向更新制御Ｄ２，Ｄ４で用いられる忘却係数α（２），α（３）は、より大きく設定される。
また、忘却係数α（２），α（３）のうち、１回のウェイト更新におけるサブキャリア間隔の小さい更新制御Ｄ４で用いられる忘却係数α（３）は、α（２）よりも小さく設定される。
これにより、［（２）（ｂ）］のような伝搬環境でも、適切なウェイト更新が行え、ウェイト推定精度を向上させることができる。

表１の［（１）（ｂ）］のような伝搬環境（低速移動、大きな遅延分散）では、［（１）（ａ）］の場合と同様に、時間軸方向には相互相関が大きく周波数軸方向には相互相関が小さい。ただし、［（１）（ｂ）］の場合、周波数軸方向の相互相関は、［（１）（ａ）］の場合よりも、小さい。
したがって、周波数軸方向更新制御Ｄ１，Ｄ３で用いられる忘却係数α（１）は、［（１）（ａ）］の場合よりも、より大きく設定される。
これにより、［（１）（ｂ）］のような伝搬環境でも、適切なウェイト更新が行え、ウェイト推定精度を向上させることができる。

表１の［（２）（ｂ）］のような伝搬環境（高速移動、大きな遅延分散）では、時間軸方向には［（２）（ａ）］の場合と同様な相互相関となるが、周波数軸方向には、［（１）（ｂ）］の場合と同様な相互相関となる。
したがって、時間軸方向更新制御Ｄ２，Ｄ４で用いられる忘却係数α（２），α（３）を［（２）（ａ）］の場合と同様に設定し、周波数軸方向更新制御Ｄ１，Ｄ３で用いられる忘却係数α（１）を［（１）（ｂ）］の場合と同様に設定することで、［（２）（ｂ）］のような伝搬環境でも、適切なウェイト更新が行え、ウェイト推定精度を向上させることができる。

ウェイトの更新方向やパイロットサブキャリア間隔は、上記のものに限定されないが、どのような更新方向及び／又はパイロットサブキャリア間隔であっても、更新方向及び／又はパイロットサブキャリア間隔に応じて更新パラメータを調整することで、ウェイト推定精度の向上が期待できる。
したがって、本実施形態のようにウェイト更新方向を多様化しても、精度良くウェイト推定を行える。

なお、図７の更新方法では、斜め方向更新制御が行われていないが、斜め方向更新制御が行われる場合には、図１０の更新パラメータ（忘却係数）α（４）を用いればよい。α（４）は、伝搬係数の相互相関に応じて、適宜設定される。

［第２実施形態：カルマンフィルタによるウェイト更新］
第２実施形態では、図５のウェイト更新部１４３におけるウェイト更新アルゴリズムとしてカルマンフィルタを用いる。なお、第２実施形態では、特に説明しない点については、既述の説明を援用する。

ウェイト（ウィーナー解Ｗ_ｏｐｔ）の更新に伴う変動のモデルとして、以下のようなマルコフ過程を考える。

上記において、Ｑ（ｋ，ｌ）は、ウィーナー解の変動量の大きさを表し、ウェイト更新のパラメータである。Ｒ（ｋ，ｌ）は、ウィーナー解（最適なウェイト）を用いて送信信号を推定した場合における推定誤差の大きさを表す。

カルマンフィルタを用いると、最適なウェイトであるウィーナー解Ｗ_ｏｐｔの推定値Ｗ（ｋ，ｌ）は、次のように更新される。

本第２実施形態では、更新に伴うウェイト変動量の大きさに関するパラメータＱ（ｋ，ｌ）は、パイロットサブキャリア間の位置関係｜ｋ−ｋ_ｐｒｅｖ｜、｜ｌ−ｌ_ｐｒｅｖ｜に応じて、更新パラメータ調整部１４９によって調整される。

上記式のアルゴリズムにおいては、Ｑ（ｋ，ｌ）を大きくすれば、ウェイト更新に伴うウェイトの変動に対する追従特性は向上する。すなわち、前記表１の伝搬係数の相互相関に着目したときに、相互相関が小さい方向へのウェイト更新を行う場合には、Ｑ（ｋ，ｌ）を大きくした方がよい。
逆に、相互相関が大きい方向へのウェイト更新を行う場合には、Ｑ（ｋ，ｌ）を小さくした方がよい。

第２実施形態においても、ＲＬＳアルゴリズムの場合と同様に、ウェイト更新に用いられるパイロットサブキャリアの位置関係に応じて、Ｑ（ｋ，ｌ）を適宜調整することにより、ウェイト推定精度を向上させることができる。

本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の意図を逸脱しないかぎり、様々な変形が可能である。例えば、本発明は、ＷｉＭＡＸに限らず、例えば、地上デジタル放送のための装置に適用することができる。
また、ウェイト更新のためのアルゴリズムは、例示したものに限られず、例えば、ＳＭＩアルゴリズムを用いても良い。

ＯＦＤＭのサブキャリア構造を示す図である。 サブキャリアの周波数−時間２次元配列である。 通信装置のブロック図である。 簡略化した空間フィルタリングモデルを示す図である。 フィルタリング処理部のブロック図である。 ウェイト補間方法の説明図である。 ウェイト更新順序ルールの例を示す図である。 各パイロットサブキャリアにおける伝搬係数を示す図である。 伝搬係数の相互相関演算の前提を示す図である。 更新パラメータを示す図である。 地上デジタル放送でのサブキャリア配置を示す図である。

符号の説明

１：通信装置（基地局） ２：希望局 ３：干渉局 ４：干渉局 １１：アンテナ素子 １２：ＲＦ部 １３：ＦＦＴ部 １４：フィルタリング処理部 １４１：第１バッファ（受信パイロット信号記憶部） １４２：ウェイト乗算部 １４３：ウェイト更新部 １４４：第２バッファ（更新ウェイト記憶部） １４５：ウェイト補間部 １４６：順序制御部 １４７：参照信号生成部 １４８：第３バッファ（ウェイト更新パラメータ記憶部） １４９：更新パラメータ調整部

Claims (6)

1. 受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて、信号合成に用いられるウェイトの更新を行う通信装置において、
   受信したパイロット信号に基づいてウェイト更新の演算を行うウェイト更新部と、
   前記ウェイト更新部がウェイト更新の際に用いる更新パラメータを調整する更新パラメータ調整部と、
   を備え、
   前記更新パラメータ調整部は、ウェイト更新の演算に用いようとするパイロット信号と前回のウェイト更新に用いたパイロット信号との位置関係に応じて、前記更新パラメータを調整するよう構成されていることを特徴とする通信装置。
2. 前記ウェイト更新部は、ＲＬＳアルゴリズムによってウェイト更新の演算を行うように構成され、
   前記更新パラメータ調整部が調整する更新パラメータは、ＲＬＳアルゴリズムにおける忘却係数であることを特徴とする請求項１記載の通信装置。
3. 前記ウェイト更新部は、カルマンフィルタを用いてウェイト更新の演算を行うように構成され、
   前記更新パラメータ調整部が調整する更新パラメータは、カルマンフィルタにおいて得られるウェイトの変動量を示すパラメータであることを特徴とする請求項１記載の通信装置。
4. 前記位置関係には、ウェイト更新の演算に用いようとするパイロット信号と前回のウェイト更新に用いたパイロット信号との信号間隔が含まれることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の通信装置。
5. 前記位置関係は、ウェイト更新の演算に用いようとするパイロット信号と前回のウェイト更新に用いたパイロット信号とを、受信信号を時間軸方向及び周波数軸方向の２次元配置でみたときの位置関係であることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の通信装置。
6. 受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて、信号合成に用いられるウェイトの更新を行う方法であって、
   受信したパイロット信号に基づいてウェイト更新の演算を行うウェイト更新ステップと、
   前記ウェイト更新部がウェイト更新の際に用いる更新パラメータを調整する更新パラメータ調整ステップと、
   を含み、
   前記更新パラメータ調整ステップでは、ウェイト更新の演算に用いようとするパイロット信号と前回のウェイト更新に用いたパイロット信号との位置関係に応じて、前記更新パラメータを調整することを特徴とするウェイト更新方法。

Images