[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

JP2008178166A - モータ駆動装置 - Google Patents

モータ駆動装置 Download PDF

Info

Publication number
JP2008178166A
JP2008178166A JP2007006876A JP2007006876A JP2008178166A JP 2008178166 A JP2008178166 A JP 2008178166A JP 2007006876 A JP2007006876 A JP 2007006876A JP 2007006876 A JP2007006876 A JP 2007006876A JP 2008178166 A JP2008178166 A JP 2008178166A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
motor
permanent magnet
ripple current
continuous energization
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP2007006876A
Other languages
English (en)
Inventor
Makoto Nakamura
誠 中村
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toyota Motor Corp
Original Assignee
Toyota Motor Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toyota Motor Corp filed Critical Toyota Motor Corp
Priority to JP2007006876A priority Critical patent/JP2008178166A/ja
Publication of JP2008178166A publication Critical patent/JP2008178166A/ja
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

【課題】簡易な装置構成で、永久磁石モータの減磁を抑制可能なモータ駆動装置を提供する。
【解決手段】モータトルク制御手段３０１において、リプル電流演算部４４は、インバータの入力電圧Ｖｍ、インバータの変調度Ｋおよびキャリア信号のキャリア周波数ｆｃを受けると、これらの入力信号を用いて変調度Ｋにおけるリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを演算する。周波数制御部４６は、その演算されたリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａが連続して永久磁石モータの各相コイルを流れたときの通電時間を検出し、その検出した連続通電時間が予め定められた許容値を超えているか否かを判定する。そして、連続通電時間が許容値を超えている場合には、周波数制御部４６は、リプル電流を低減するようにキャリア周波数ｆｃを変更する。
【選択図】図３

Description

この発明は、モータ駆動装置に関し、特に、永久磁石モータを駆動するモータ駆動装置に関する。
通常、電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）やハイブリッド自動車（ＨＶ：Hybrid Vehicle）等の車両において、電気エネルギーによる駆動力は、高電圧の電池から供給される直流電力をインバータによって三相交流電力に変換し、これにより三相交流モータを回転させることにより得ている。また、車両の減速時には、逆に３相交流モータの回生発電により得られる回生エネルギーを電池に蓄電することにより、エネルギーを無駄なく利用して走行している。
このようなハイブリッド自動車または電気自動車において、三相交流モータとしては、そのパワー密度の高さと効率の良さとから、永久磁石モータが広く用いられている。永久磁石モータの制御は、インバータを構成するスイッチング素子を、数ｋＨｚ以上の高周波でスイッチングさせて、永久磁石モータを流れる電流の振幅および位相を制御することにより行なわれる。
特開２００４−１１２９０４号公報 特開平１１−６９８３４号公報
ここで、インバータにおいては、スイッチング素子がスイッチング動作を行なうことにより、そのスイッチング周波数に応じたリプル電流が発生する。このリプル電流は、スイッチング周波数が低くなるほど大きくなる。そのため、インバータに発生するスイッチング動作時の電力損失を抑えるためにはスイッチング周波数を低下させることが好ましいが、スイッチング周波数を低下させると、リプル電流が増加することになる。
そして、リプル電流が増加すると、永久磁石モータでは、内部の磁束密度に高調波成分が含まれることによって、高調波損失が発生する。特に、希土類永久磁石を用いた場合には、導電率が比較的大きいことから、永久磁石に渦電流が発生して損失を増加させる可能性がある。このような渦電流損の増加は、磁石温度を上昇させるため、永久磁石モータに減磁を発生させる。この減磁の発生によって、永久磁石モータでは、運転効率（回転効率、発電効率）が低下するという問題が生じていた。
このような渦電流損を抑制するための手段としては、従来より、ロータの各磁極を構成する永久磁石を複数の磁石片に分割することにより、渦電流に対する電気抵抗を大きくして渦電流を流れにくくした構成などが検討されている。しかしながら、このような構成は、永久磁石のロータへの組付け作業を複雑なものとするため、生産コストが増大するといった不具合があった。
それゆえ、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、簡易な装置構成で、永久磁石モータの減磁を抑制可能なモータ駆動装置を提供することである。
この発明によれば、モータ駆動装置は、電源から電力の供給を受けて永久磁石モータを駆動する。モータ駆動装置は、スイッチング素子を含んで構成され、電源と永久磁石モータとの間で電力変換を行なう電力変換器と、永久磁石モータを流れるモータ電流に重畳したリプル電流を算出するリプル電流算出手段と、リプル電流算出手段によって算出されたリプル電流が連続して永久磁石モータを流れたときの連続通電時間を取得する連続通電時間取得手段と、連続通電時間取得手段によって取得された連続通電時間に応じて、スイッチング素子によるスイッチング動作を制御する制御手段とを備える。
上記のモータ駆動装置によれば、制御手段は、リプル電流の連続通電時間が長いときには、リプル電流によって増加した渦電流損によって磁石温度が上昇したと推定し、リプル電流を低減するように電力変換器のスイッチング動作を制御する。その結果、スイッチング制御のみによって渦電流損を低減することができるため、簡易な装置構成で永久磁石モータの減磁を抑制することができる。
好ましくは、電力変換器は、電源から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータを含む。制御手段は、予め求められた連続通電時間と永久磁石モータの磁石温度との関係に基づいて、リプル電流算出手段によって算出されたリプル電流に対応する連続通電時間の許容値を設定する許容値設定手段と、連続通電時間が許容値を超えたときに、リプル電流を低減するようにインバータのキャリア周波数を変更するキャリア周波数制御手段とを含む。
上記のモータ駆動装置によれば、インバータのキャリア周波数を変更することによって渦電流損を低減できるため、簡易な装置構成で永久磁石モータの減磁を抑制することができる。
好ましくは、キャリア周波数制御手段は、連続通電時間が許容値を超えたときに、キャリア周波数を高くする。
上記のモータ駆動装置によれば、リプル電流の連続通電時間が許容値を越えたときには、磁石温度が永久磁石モータに減磁を生じさせる温度に達したと推定してキャリア周波数を高くしてリプル電流を低減する。その結果、簡易な装置構成で永久磁石モータの減磁を抑制することができる。
好ましくは、キャリア周波数制御手段は、キャリア周波数を変更してから所定期間が経過したときに、キャリア周波数を変更前のキャリア周波数に戻す。
上記のモータ駆動装置によれば、キャリア周波数の変更後において、磁石温度が減磁を抑制可能な温度にまで低下したと推定されたときにはキャリア周波数を復帰させることにより、永久磁石モータの出力特性を確保することができる。
好ましくは、電力変換器は、電源からの直流電圧を昇圧するコンバータと、コンバータによって昇圧された直流電力および永久磁石モータとの間で授受される交流電力の間で電力変換を行なうインバータとを含む。制御手段は、予め求められた連続通電時間と永久磁石モータの磁石温度との関係に基づいて、リプル電流算出手段によって算出されたリプル電流に対応する連続通電時間の許容値を設定する許容値設定手段と、連続通電時間が許容値を超えたときに、リプル電流を低減するようにインバータの入力電圧を変更するインバータ入力電圧制御手段とを含む。
上記のモータ駆動装置によれば、インバータの入力電圧を変更することによって渦電流損を低減できるため、簡易な装置構成で永久磁石モータの減磁を抑制することができる。
好ましくは、インバータ入力電圧制御手段は、連続通電時間が許容値を超えたときに、入力電圧を低くする。
上記のモータ駆動装置によれば、リプル電流の連続通電時間が許容値を越えたときには、磁石温度が永久磁石モータに減磁を生じさせる温度に達したと推定してインバータ入力電圧を低くしてリプル電流を低減する。その結果、簡易な装置構成で永久磁石モータの減磁を抑制することができる。
好ましくは、インバータ入力電圧制御手段は、入力電圧を変更してから所定期間が経過したときに、入力電圧を変更前の入力電圧に戻す。
上記のモータ駆動装置によれば、インバータ入力電圧の変更後において、磁石温度が減磁を抑制可能な温度にまで低下したと推定されたときには入力電圧を復帰させることにより、永久磁石モータの出力特性を確保することができる。
好ましくは、電力変換器は、電源から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータを含む。制御手段は、予め求められた連続通電時間と永久磁石モータの磁石温度との関係に基づいて、リプル電流算出手段によって算出されたリプル電流に対応する連続通電時間の許容値を設定する許容値設定手段と、連続通電時間が許容値を超えたときに、リプル電流を低減するように永久磁石モータの動作点を変更するモータ駆動制御手段とを含む。
上記のモータ駆動装置によれば、永久磁石モータの動作点を変更することによって、インバータの変調度がリプル電流を小さくする値に変化する。その結果、簡易な装置構成で永久磁石モータの減磁を抑制することができる。
好ましくは、モータ駆動制御手段は、連続通電時間が許容値を超えたときに、モータ電流の位相を、所定の電流振幅における出力トルクの最大値を与える位相から遅らせて永久磁石モータを動作させる。
上記のモータ駆動装置によれば、リプル電流の連続通電時間が許容値を越えたときには、磁石温度が永久磁石モータに減磁を生じさせる温度に達したと推定して永久磁石モータの動作点を変調度が高くなるように変更してリプル電流を低減する。その結果、簡易な装置構成で永久磁石モータの減磁を抑制することができる。
好ましくは、モータ駆動制御手段は、連続通電時間が許容値を超えたときに、モータ電流の位相を、所定の電流振幅における出力トルクの最大値を与える位相から進めて永久磁石モータを動作させる。
上記のモータ駆動装置によれば、リプル電流の連続通電時間が許容値を越えたときには、磁石温度が永久磁石モータに減磁を生じさせる温度に達したと推定して永久磁石モータの動作点を変調度が低くなるように変更してリプル電流を低減する。その結果、簡易な装置構成で永久磁石モータの減磁を抑制することができる。
好ましくは、モータ駆動制御手段は、動作点を変更してから所定期間が経過したときに、動作点を変更前の動作点に戻す。
上記のモータ駆動装置によれば、永久磁石モータの動作点の変更後において、磁石温度が減磁を抑制可能な温度にまで低下したと推定されたときには動作点を復帰させることにより、永久磁石モータの出力特性を保つことができる。
好ましくは、リプル電流算出手段は、電力変換器の変調度におけるリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値を算出する。
上記のモータ駆動装置によれば、スイッチング素子のデューティー比に応じてピーク・トゥ・ピーク値が変化するリプル電流から磁石温度を推定することができるため、永久磁石モータの減磁を効果的に抑制することができる。
この発明によれば、簡易な装置構成で、永久磁石モータの減磁を抑制することができる。
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の概略ブロック図である。
図１を参照して、モータ駆動装置１００は、バッテリＢと、電圧センサ１０，１３と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、電流センサ２４と、制御装置３０とを備える。
永久磁石モータＭ１は、三相の交流同期電動機（同期モータ）であり、Ｕ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルをステータコイルとして含む。永久磁石モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。あるいは、永久磁石モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえばエンジン始動を行ない得るようなモータとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
バッテリＢは、充放電可能な直流電源であり、例えば、ニッケル水素、リチウムイオン等の二次電池や燃料電池からなる。また、バッテリＢに代わる蓄電装置として電気二重層コンデンサ等の大容量キャパシタを用いることもできる。電圧センサ１０は、バッテリＢから出力される直流電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥに応じて導通／非導通が制御される。
コンデンサＣ１は、バッテリＢから供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧を昇圧コンバータ１２へ出力する。
昇圧コンバータ１２は、コンデンサＣ１から供給された直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２へ供給する。インバータ１４は、コンデンサＣ２から与えられる直流電圧を三相交流に変換して永久磁石モータＭ１へ出力する。
昇圧コンバータ１２は、一方端がバッテリＢの電源ラインに接続されるリアクトルＬ１と、昇圧後の電圧Ｖｍを出力する昇圧コンバータ１２の出力端子間に直列に接続されるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子Ｑ１，Ｑ２と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２にそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。
リアクトルＬ１の他方端はＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタおよびＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタに接続される。ダイオードＤ１のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタと接続され、ダイオードＤ１のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタと接続される。ダイオードＤ２のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタと接続され、ダイオードＤ２のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタと接続される。
コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２によって昇圧された電圧を平滑化してインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ（インバータ１４への入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した出力電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。
インバータ１４は、車輪を駆動する永久磁石モータＭ１に対して昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍを三相交流に変換して出力する。またインバータ１４は、回生制動に伴ない、永久磁石モータＭ１において発電された電力を昇圧コンバータ１２に戻す。このとき昇圧コンバータ１２は降圧回路として動作するように制御装置３０によって制御される。
インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とを含む。Ｕ相アーム１５，Ｖ相アーム１６，およびＷ相アーム１７は、昇圧コンバータ１２の出力ライン間に並列に接続される。
Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４と、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４とそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ３，Ｄ４とを含む。ダイオードＤ３のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ３のコレクタと接続され、ダイオードＤ３のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ３のエミッタと接続される。ダイオードＤ４のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ４のコレクタと接続され、ダイオードＤ４のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ４のエミッタと接続される。
Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６と、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６とそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ５，Ｄ６とを含む。ダイオードＤ５のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ５のコレクタと接続され、ダイオードＤ５のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ５のエミッタと接続される。ダイオードＤ６のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ６のコレクタと接続され、ダイオードＤ６のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ６のエミッタと接続される。
Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８と、ＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８とそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ７，Ｄ８とを含む。ダイオードＤ７のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ７のコレクタと接続され、ダイオードＤ７のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ７のエミッタと接続される。ダイオードＤ８のカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ８のコレクタと接続され、ダイオードＤ８のアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ８のエミッタと接続される。
各相アームの中間点は、永久磁石モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、永久磁石モータＭ１は、三相の交流同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルは各々一方端が中性点に共に接続されている。そして、Ｕ相コイルの他方端がＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４の接続ノードに接続される。またＶ相コイルの他方端がＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の接続ノードに接続される。またＷ相コイルの他方端がＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８の接続ノードに接続される。
電流センサ２４は、永久磁石モータＭ１に流れる電流をモータ電流値ＭＣＲＴとして検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ出力する。
制御装置３０は、外部ＥＣＵ（Electrical Control Unit）からトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮを受け、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受け、電圧センサ１３から出力電圧Ｖｍを受け、電流センサ２４からモータ電流ＭＣＲＴを受ける。そして、制御装置３０は、昇圧コンバータ１２に対して昇圧指示を行なう信号ＰＷＵおよび降圧指示を行なう信号ＰＷＤを出力する。
さらに、制御装置３０は、インバータ１４に対して昇圧コンバータ１２の出力である直流電圧を永久磁石モータＭ１を駆動するための交流電圧に変換する駆動指示を行なう信号ＰＷＭＩと、永久磁石モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２側に戻す回生指示を行なう信号ＰＷＭＣを出力する。信号ＰＷＵおよび信号ＰＷＭＩの生成方法については後述する。
図２は、制御装置３０の機能ブロック図である。
図２を参照して、制御装置３０は、モータトルク制御手段３０１と、電圧変換制御手段３０２とを含む。
モータトルク制御手段３０１は、トルク指令値ＴＲ、バッテリＢから出力された直流電圧Ｖｂ、モータ電流ＭＣＲＴ、モータ回転数ＭＲＮおよび昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍに基づいて、永久磁石モータＭ１の駆動時、後述する方法により昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＵと、インバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭＩとを生成し、その生成した信号ＰＷＵおよび信号ＰＷＭＩをそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
また、モータトルク制御手段３０１は、出力電圧Ｖｍ、インバータ１４の変調度Ｋおよび信号ＰＷＭＩを生成するためのキャリア周波数ｆｃを用いて後述する方法によりリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値ΔＩｒの平均値ΔＩｒ＿ａを演算する。なお、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値ΔＩｒとは、周期的に変動するリプル電流の極大値と極小値との差を表わしている。そして、モータトルク制御手段３０１は、その演算したリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａが連続して永久磁石モータＭ１の各相コイルを流れたときの通電時間に応じて、信号ＰＷＭＩを生成するためのキャリア周波数ｆｃを変更する。
電圧変換制御手段３０２は、回生制動時、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、永久磁石モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力する。
また、電圧変換制御手段３０２は、回生制動時、信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＤを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。このように、昇圧コンバータ１２は、直流電圧を降圧するための信号ＰＷＤにより直流電圧を降下させることもできるので、双方向コンバータの機能を有するものである。
図３は、モータトルク制御手段３０１の機能ブロック図である。
図３を参照して、モータトルク制御手段３０１は、インバータ入力電圧指令演算部５０と、フィードバック電圧指令演算部５２と、デューティー比変換部５４と、モータ制御用相電圧演算部４０と、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２と、リプル電流演算部４４と、周波数制御部４６とを含む。
インバータ入力電圧指令演算部５０は、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）、すなわち、電圧指令Ｖｄｃｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令Ｖｄｃｃｏｍをフィードバック電圧指令演算部５２へ出力する。
フィードバック電圧指令演算部５２は、電圧センサ１３からの昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍと、インバータ入力電圧指令演算部５０からの電圧指令Ｖｄｃｃｏｍとに基づいて、フィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂを演算し、その演算したフィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂをデューティー比変換部５４へ出力する。
デューティー比変換部５４は、電圧センサ１０からのバッテリ電圧Ｖｂと、電圧センサ１３からの出力電圧Ｖｍと、フィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂとに基づいて、出力電圧Ｖｍをフィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂに設定するためのデューティー比ＤＲを演算し、その演算したデューティー比ＤＲに基づいて昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＵを生成する。そして、デューティー比変換部５４は、その生成した信号ＰＷＵを昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。
なお、昇圧コンバータ１２の下側のＩＧＢＴ素子Ｑ２のオンデューティーを大きくすることによりリアクトルＬ１における電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上側のＩＧＢＴ素子Ｑ１のオンデューティーを大きくすることにより電源ラインの電圧が下がる。そこで、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のデューティー比を制御することで、電源ラインの電圧をバッテリＢの出力電圧以上の任意の電圧に制御可能である。
モータ制御用相電圧演算部４０は、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ、すなわち、インバータ１４の入力電圧Ｖｍを電圧センサ１３から受け、永久磁石モータＭ１の各相に流れるモータ電流ＭＣＲＴを電流センサ２４から受け、トルク指令値ＴＲを外部ＥＣＵから受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部４０は、これらの入力信号に基づいて、永久磁石モータＭ１の各相のコイルに印加する電圧指令を演算し、その演算した各相コイルの電圧指令をインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ出力する。
さらに、モータ制御用相電圧演算部４０は、インバータ１４の入力電圧Ｖｍと、永久磁石モータＭ１の各相コイルの電圧指令とから変調度Ｋを算出し、その算出した変調度Ｋをリプル電流演算部４４へ出力する。
インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、モータ制御用相電圧演算部４０から受けた計算結果と、周波数制御部４６からのキャリア周波数ｆｃとに基づいて、実際にインバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフする信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８へ出力する。
リプル電流演算部４４は、インバータ１４の入力電圧Ｖｍを電圧センサ１３から受け、モータ制御用相電圧演算部４０から変調度Ｋを受け、周波数制御部４６からキャリア周波数ｆｃを受けると、これらの入力信号を用いて、現在の変調度Ｋにおけるリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを演算する。
以下に、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを求める方法について説明する。
図４は、図３に示したインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２による信号ＰＷＭＩの生成方法を説明するための波形図である。なお、この図４では、Ｕ相に対する信号ＰＷＭＩの生成方法について代表的に示され、その他のＶ，Ｗ各相についても同様にして生成される。
図４を参照して、曲線ｋ１は、モータ制御用相電圧演算部４０によって生成されたＵ相電圧指令信号である。三角波信号ｋ２は、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２により生成されるキャリア信号であり、周波数制御部４６により設定されたキャリア周波数ｆｃを有する。
そして、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、曲線ｋ１を三角波信号ｋ２と比較し、曲線ｋ１と三角波信号ｋ２との大小関係に応じて電圧値が変化するパルス状の信号ＰＷＭＩを生成する。そして、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力し、インバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８は、その信号ＰＷＭＩに応じてスイッチング動作を行なう。
このように、インバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８がキャリア信号（三角波信号ｋ２）のキャリア周波数ｆｃに応じたスイッチング周波数でスイッチング動作を行なうことにより、スイッチング周波数に応じたリプル電流が発生する。このときリプル電流の極大値と極小値との差であるピーク・トゥ・ピーク値ΔＩｒは、信号ＰＷＭＩの１周期Ｔ（ＩＧＢＴ素子Ｑ３がオンされる時間とＩＧＢＴ素子Ｑ４がオンされる時間との和に相当）においては、次式のようになる。
ΔＩｒ＝Ｖｍ・Ｔ（−ｘ２＋ｘ）／Ｌ （１）
式（１）において、Ｖｍはインバータ１４の入力電圧を表わし、Ｔは信号ＰＷＭＩの１周期Ｔを表わし、Ｌは各相コイルのインダクタンスを表わし、ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４のデューティー比を表わす。
これらの値のうち、電圧Ｖｍは、電圧センサ１３によって検出され、インダクタンスＬは、永久磁石モータＭ１に対して固定値であるので、既知である。また、周期Ｔは、信号ＰＷＭＩのキャリア周波数ｆｃ（すなわちキャリア周期）から求めることができる（Ｔ＝１／ｆｃ）。
図５は、式（１）を用いて計算したリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値ΔＩｒとデューティー比ｘとの関係を示す。図５を参照して、信号ＰＷＭＩの１周期Ｔあたりのデューティー比ｘが０．５のときに、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値ΔＩｒは最大値（＝ＶＴ／４Ｌ）を示している。
この関係を図４で示したパルス状の信号ＰＷＭＩに当てはめると、信号ＰＷＭＩの１周期Ｔあたりのリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値ΔＩｒは、その周期Ｔにおけるデューティー比ｘに応じて変化することが分かる。そして、このデューティー比ｘは、曲線ｋ１（Ｕ相電圧指令信号）と三角波信号ｋ２との大小関係である、インバータ１４の変調度Ｋによって決定される。
そこで、本実施の形態ではさらに、次式を用いて、変調度Ｋが一定である場合のリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値ΔＩｒの平均値ΔＩｒ＿ａを求める。
ΔＩｒ＿ａ＝Ｖｍ・Ｔ（−Ｋ２＋４Ｋ／π）／２Ｌ （２）
このようにリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値ΔＩｒの平均値ΔＩｒ＿ａを求める構成としたのは、デューティー比ｘに応じてピーク・トゥ・ピーク値ΔＩｒが変化するリプル電流によって永久磁石モータＭ１に発生する渦電流損（発熱量）を見積もるためである。これによれば、磁石温度を推定することが可能となり、永久磁石モータＭ１の減磁を効果的に抑制することができる。
図６は、式（２）を用いて計算したリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａとインバータ１４の変調度Ｋとの関係を示す。
図６を参照して、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａは、変調度Ｋが２／πのときに最大値（＝２ＶｍＴ／π２Ｌ）を示している。また、その最大値は、インバータ１４の入力電圧Ｖｍおよび周期Ｔ（＝１／ｆｃ）に比例し、かつ、インダクタンスＬに反比例した大きさとなっている。
以上に述べたように、インバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をスイッチング動作することにより、インバータ１４の入力電圧Ｖｍ、変調度Ｋおよびスイッチング周波数（キャリア周波数ｆｃ）に応じたリプル電流が発生する。そして、リプル電流が発生すると、永久磁石モータＭ１では、永久磁石に発生した渦電流による渦電流損が増加する。渦電流損の増加は、磁石温度を上昇させ、永久磁石モータＭ１に減磁を発生させる。そのため、永久磁石モータＭ１の運転効率（回転効率、発電効率）が低下する可能性がある。
そこで、本実施の形態によるモータ駆動装置は、永久磁石モータＭ１の減磁を抑制するための手段として、上述したリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａが連続して永久磁石モータＭ１の各相コイルを流れたときの通電時間（以下、連続通電時間とも称する。）を検出し、その検出した連続通電時間に応じて信号ＰＷＭＩを生成するためのキャリア信号のキャリア周波数ｆｃを変更する構成とする。
具体的には、連続通電時間の許容値が予め定められ、検出された連続通電時間がその許容値を超えたときには、周波数制御部４６が、リプル電流を低減するようにキャリア周波数ｆｃを変更する。
このようにリプル電流の連続通電時間に応じてキャリア周波数ｆｃを変更するのは、インバータ１４からのリプル電流を受けて永久磁石モータＭ１に発生する渦電流損が、リプル電流の大きさとその連続通電時間とに比例するように増加することに基づいている。そして、渦電流損の増加によって磁石温度が上昇して永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性があると判断される場合には、リプル電流を低減するようにキャリア周波数ｆｃを変更することによって、磁石温度の上昇を抑えて減磁の発生を抑制する。
詳細には、再び図３を参照して、周波数制御部４６は、リプル電流演算部４４からリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを受けると、タイマ４８に対して起動指示を出力する。タイマ４８は、周波数制御部４６からの指示に応じて起動し、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａが連続して流れる時間（連続通電時間）Ｔｉを計時する。そして、その計時した結果を周波数制御部４６へ出力する。
さらに、周波数制御部４６は、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａに基づいて、リプル電流の連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを設定する。詳細には、周波数制御部４６は、図７に示されるリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａと連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌとの関係に従って、連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを設定する。
図７は、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａと連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌとの関係を示す。図７において、横軸は、式（２）を用いて計算したリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを表わし、縦軸は、連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを表わす。
図７を参照して、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａが大きいほど、連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌは短くなる。図７の関係は、式（２）を用いて計算したピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを有するリプル電流が、永久磁石モータＭ１の各相コイルを連続して流れた場合に、渦電流損の増加によって上昇した磁石温度が、永久磁石モータＭ１に減磁を生じさせる所定の許容温度を超えないように設定される。そして、周波数制御部４６は、図７に示されるリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａと連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌとの関係を予め連続通電許容時間設定用マップとして図示しない記憶領域に格納しておき、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａが与えられると、当該マップを用いて連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを設定する。
なお、図７に示される関係は、例えば、予めリプル電流を永久磁石モータＭ１の各相コイルに流したときの磁石温度を検出し、その検出した磁石温度と永久磁石の減磁曲線の温度特性とに基づいて実験的に求めておくことができる。あるいは、永久磁石モータＭ１の電磁場解析によって算定した渦電流損に基づいて解析的に求めるようにしてもよい。
そして、図７の関係に従って連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを設定すると、周波数制御部４６は、タイマ４８により計時される連続通電時間Ｔｉが、その設定した連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを越えているか否かを判定する。このとき、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを越えていない場合には、周波数制御部４６は、磁石温度が所定の許容温度を下回っており、永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性が低いと判断する。そして、周波数制御部４６は、永久磁石モータＭ１の回転数ＭＲＮおよびトルク指令値ＴＲに基づいて設定されたキャリア周波数ｆｃを維持する。
なお、通常時のキャリア周波数ｆｃの設定は、周波数制御部４６が、図８に示されるような、永久磁石モータＭ１の回転数およびトルクに応じたキャリア周波数ｆｃがマップ化されたキャリア周波数マップを記憶領域に予め格納しており、記憶領域から読み出したキャリア周波数マップを用いて、永久磁石モータＭ１のトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてキャリア周波数ｆｃを設定することにより行なわれる。
より具体的には、図８のキャリア周波数マップでは、キャリア周波数は、永久磁石モータＭ１の回転数およびトルクに応じて３つの領域に分けられる。永久磁石モータＭ１の回転数が低く、かつ、トルクが大きい領域では、キャリア周波数は、最も低いａＨｚに設定される。曲線ｋ３と曲線ｋ４との間の領域では、キャリア周波数は、ａＨｚよりも高いｂＨｚに設定される。そして、回転数の高い領域では、キャリア周波数は、ｂＨｚよりも高いｃＨｚに設定される。
一方、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを越えている場合には、周波数制御部４６は、磁石温度が所定の許容温度以上であって、永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性が高いと判断する。そして、周波数制御部４６は、キャリア周波数ｆｃを、通常時に設定されたキャリア周波数よりも高いキャリア周波数に変更し、その変更したキャリア周波数ｆｃをインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ出力する。
具体的には、磁石温度が高いときのキャリア周波数ｆｃの変更は、例えば、周波数制御部４６が、図９に示されるような、高温時用のキャリア周波数マップを記憶領域に予め格納しており、記憶領域から読み出した高温時用のキャリア周波数マップを用いて、永久磁石モータＭ１のトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてキャリア周波数ｆｃを設定することにより行なわれる。
図９を参照して、高温時用のキャリア周波数マップでは、図８に示した通常時のキャリア周波数マップに対して、マップの領域の分割を同じとする一方で、マップ化されるキャリア周波数の値を全領域においてより高いキャリア周波数に設定される。すなわち、図８に示した通常時のキャリア周波数マップの３つの領域におけるキャリア周波数ａＨｚ，ｂＨｚ，ｃＨｚはそれぞれ、ｄＨｚ，ｅＨｚ，ｆＨｚ（ｄＨｚ＞ａＨｚ，ｅＨｚ＞ｂＨｚ，ｆＨｚ＞ｃＨｚ）に変更される。これにより、高温時にはリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａが小さくなり、永久磁石モータＭ１の渦電流損が低減する。その結果、磁石温度の上昇を抑えて永久磁石モータＭ１の減磁を抑制することができる。
なお、高温時用のキャリア周波数マップとしては、図９に示したものに限らず、例えば、図８に示した通常時のキャリア周波数マップに対して、高周波領域を拡大したものであってもよい。
周波数制御部４６は、設定したキャリア周波数ｆｃをインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ出力する。インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２では、図４で説明した方法によって、設定されたキャリア周波数ｆｃを有するキャリア信号と各相の電圧指令信号との大小関係に応じて電圧値が変化するパルス状の信号ＰＷＭＩを生成してインバータ１４へ出力する。
さらに、周波数制御部４６は、タイマ４８を用いて、キャリア周波数ｆｃを変更した後におけるリプル電流の連続通電時間を計時する。この連続通電時間が予め設定された所定時間Ｔ＿ｓｔｄを超えたときには、周波数制御部４６は、キャリア周波数ｆｃを、高温時のキャリア周波数から通常時のキャリア周波数に復帰させる。なお、所定時間Ｔ＿ｓｔｄは、変更後のキャリア周波数ｆｃに応じて減少したリプル電流が永久磁石モータＭ１の各相コイルを連続して流れた場合に、磁石温度が所定の許容温度を下回るのに要すると予測される時間に基づいて設定される。この所定時間Ｔ＿ｓｔｄについては、図９に示したキャリア周波数マップにおけるキャリア周波数ｄＨｚ，ｅＨｚ，ｆＨｚのそれぞれについて個別に設定するようにしてもよい。
このように一旦キャリア周波数ｆｃを増加してリプル電流を低減した後に、磁石温度が所定の許容温度を下回ったと推定されたことに応じて、キャリア周波数ｆｃを通常時のキャリア周波数に戻す構成としたことにより、キャリア周波数ｆｃの増加が永久磁石モータＭ１の出力特性に及ぼす影響（サージ電圧の増加など）を最小限に抑えることができる。
図１０は、図２に示すモータトルク制御手段３０１のキャリア周波数の設定に係る制御のフローチャートである。
図１０を参照して、モータトルク制御手段３０１の周波数制御部４６は、通常時のキャリア周波数マップ（図８）を用いて、永久磁石モータＭ１のトルク指令値および回転数に基づいてキャリア周波数ｆｃを設定する（ステップＳ０１）。
次に、リプル電流演算部４４は、インバータ１４の入力電圧Ｖｍおよび変調度Ｋと、キャリア周波数ｆｃとを受けると（ステップＳ０２）、これらの入力信号を用いて上述の方法によってリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを演算する（ステップＳ０３）。
周波数制御部４６は、リプル電流演算部４４からリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを受けると、タイマ４８を起動してリプル電流の連続通電時間Ｔｉの計時を開始する（ステップＳ０４）。さらに、周波数制御部４６は、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａに対応する連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを、図７に示される関係に基づいて設定する（ステップＳ０５）。
そして、周波数制御部４６は、タイマ４８から出力される連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを超えているか否かを判定し（ステップＳ０６）、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを超えていないときには、磁石温度が所定の許容温度を下回っており、永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性が低いと判断する。そして、周波数制御部４６は、ステップＳ０１で設定されたキャリア周波数ｆｃを維持して処理を終了する。
一方、ステップＳ０６において、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを超えるときには、周波数制御部４６は、磁石温度が所定の許容温度以上であって、永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性が高いと判断し、キャリア周波数ｆｃを増加させる。具体的には、周波数制御部４６は、高温時用のキャリア周波数マップ（図９）を用いて、永久磁石モータＭ１のトルク指令値および回転数に基づいてキャリア周波数ｆｃを設定する（ステップＳ０７）。
次に、周波数制御部４６は、キャリア周波数変更後の連続通電時間が所定時間Ｔ＿ｓｔｄを超えているか否かを判定する。具体的には、周波数制御部４６は、タイマ４８によって計時された連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌと所定時間Ｔ＿ｓｔｄとの和を超えているか否かを判定し（ステップＳ０８）、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌと所定時間Ｔ＿ｓｔｄとの和を越えているとき、キャリア周波数ｆｃをステップＳ０１にて設定したキャリア周波数に復帰させる（ステップＳ０９）。さらに、周波数制御部４６は、タイマ４８をリセットする（ステップＳ１０）。
以上のように、この発明の実施の形態１によれば、モータトルク制御手段３０１は、リプル電流によって増加した渦電流損によって永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性があると判断したときには、リプル電流を低減するようにインバータ１４のキャリア周波数ｆｃを低くする。その結果、永久磁石モータＭ１の減磁を抑制することができ、運転効率が低下するのを防ぐことができる。
なお、上記の実施の形態においては、リプル電流の連続通電時間が所定の連続通電許容時間を超えたときに高温時用のキャリア周波数マップを用いてキャリア周波数を変更するものとしたが、連続通電許容時間およびキャリア周波数マップを段階的に多数設け、連続通電時間に応じてキャリア周波数を段階的に変更するようにしてもよい。
［変形例］
図１１は、この発明の実施の形態１の変形例に係るモータ駆動装置におけるモータトルク制御手段３０１Ａの機能ブロック図である。
図１１を参照して、モータトルク制御手段３０１Ａは、図３のモータトルク制御手段３０１に対して、周波数制御部４６を除くとともに、リプル電流演算部４４およびインバータ入力電圧指令演算部５０を、それぞれリプル電流演算部４４Ａおよびインバータ入力電圧指令演算部５０Ａに変更したものである。よって、共通する部分についての詳細な説明は省略する。
リプル電流演算部４４Ａは、インバータ１４の入力電圧Ｖｍを電圧センサ１３から受け、モータ制御用相電圧演算部４０から変調度Ｋを受け、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２からキャリア周波数ｆｃを受けると、これらの入力信号を用いてリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを演算する。リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａの具体的な演算方法は、先の実施の形態１で説明した方法と同じである。そして、リプル電流演算部４４Ａは、その演算したリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａをインバータ入力電圧指令演算部５０Ａへ出力する。
インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて電圧指令Ｖｄｃｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令Ｖｄｃｃｏｍをフィードバック電圧指令演算部５２へ出力する。
また、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、リプル電流演算部４４Ａからリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを受けると、タイマ４８に対して起動指示を出力する。タイマ４８は、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａからの指示に応じて起動し、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａが連続して流れる時間（連続通電時間）Ｔｉを計時する。そして、その計時した結果をインバータ入力電圧指令演算部５０Ａへ出力する。
さらに、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、図７に示されるリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａと連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌとの関係を連続通電許容時間設定用マップとして図示しない記憶領域に格納しており、当該マップを用いて連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを設定する。
そして、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、タイマ４８により計時される連続通電時間Ｔｉが、その設定した連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを越えているか否かを判定する。このとき、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを越えていない場合には、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、磁石温度が所定の許容温度を下回っており、永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性が低いと判断する。そして、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて演算された電圧指令Ｖｄｃｃｏｍを維持する。
一方、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを超えている場合には、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、磁石温度が所定の許容温度以上であって、永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性が高いと判断する。そして、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、電圧指令Ｖｄｃｃｏｍを、通常時に演算される電圧指令よりも低い電圧指令に変更し、その変更した電圧指令Ｖｄｃｃｏｍをフィードバック電圧指令演算部５２へ出力する。
具体的には、磁石温度が高いときの電圧指令Ｖｄｃｃｏｍの変更は、例えば、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａが、図１２に示される永久磁石モータＭ１への印加電圧とトルクとの関係に基づいて、永久磁石モータＭ１の目標出力（トルク指令値ＴＲ、回転数）を得るのに必要なモータ印加電圧の下限値以上となるように電圧指令Ｖｄｃｃｏｍを設定することにより行なわれる。
図１２を参照して、永久磁石モータＭ１の出力特性は、モータ印加電圧に応じて出力可能な最大トルクが変化している。そして、モータ印加電圧を高くすることによって、最大トルクはより高回転まで引き上げられる。通常時において、モータ印加電圧は、永久磁石モータＭ１が目標出力を出力するのに必要な電圧よりも高くなるように設定される。例えば、図１２では、モータ印加電圧は、最大トルクがトルク指令値ＴＲを上回るような電圧（＝ｐＶ）に設定される。これは、弱め界磁制御を用いるよりは、モータ印加電圧を高くしたほうが電力損失を低減できることなどを理由としている。
これに対して、磁石温度が高い場合には、モータ印加電圧は、永久磁石モータＭ１がトルク指令値ＴＲを出力するのに必要な電圧に略等しくなるように設定される。すなわち、図１２において、モータ印加電圧は、最大トルクがトルク指令値ＴＲに略等しくなるような電圧（＝ｑＶ（＜ｐＶ））に設定される。
このような構成としたことにより、高温時には、電圧指令Ｖｄｃｃｏｍの低下に応じてインバータ１４の入力電圧Ｖｍが低下する。そのため、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａが小さくなり、永久磁石モータＭ１の渦電流損が低減する。その結果、磁石温度の上昇が抑えて永久磁石モータＭ１の減磁を抑制することができる。
なお、電圧指令Ｖｄｃｃｏｍの変更後においても、インバータ１４の入力電圧Ｖｍは、永久磁石モータＭ１がトルク指令値ＴＲを出力するのに必要な電圧を満たしているため、モータ出力が不足するといった不具合は回避される。
そして、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、タイマ４８を用いて、電圧指令Ｖｄｃｃｏｍの変更後におけるリプル電流の連続通電時間Ｔｉを計時する。連続通電時間Ｔｉが予め設定された所定時間Ｔ＿ｓｔｄを超えたときには、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、電圧指令Ｖｄｃｃｏｍを、高温時の電圧指令から通常時の電圧指令に復帰させる。
なお、所定時間Ｔ＿ｓｔｄについては、電圧指令Ｖｄｃｃｏｍに応じて可変となるように設定するようにしてもよい。また、一旦インバータ１４の入力電圧Ｖｍを低下してリプル電流を低減した後に、磁石温度が所定の許容温度を下回ったことに応じて通常時の入力電圧Ｖｍに戻す構成としたのは、入力電圧Ｖｍの低下がモータ出力特性に及ぼす影響（電力損失の増加など）は最小限に抑えるためである。
図１３は、図１１に示すモータトルク制御手段３０１Ａの電圧指令の設定に係る制御のフローチャートである。
図１３を参照して、モータトルク制御手段３０１Ａのインバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて電圧指令Ｖｄｃｃｏｍを演算する（ステップＳ０１１）。
次に、リプル電流演算部４４Ａは、インバータ１４の入力電圧Ｖｍおよび変調度Ｋと、キャリア周波数ｆｃとを受けると（ステップＳ０２）、これらの入力信号を用いて上述した方法によりリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを演算する（ステップＳ０３）。
インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、リプル電流演算部４４Ａからリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを受けると、タイマ４８を起動してリプル電流の連続通電時間Ｔｉの計時を開始する（ステップＳ０４）。さらに、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａに対応する連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを図７に示すマップを参照して設定する（ステップＳ０５）。
そして、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、タイマ４８から出力される連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを超えているか否かを判定し（ステップＳ０６）、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを超えていないときには、磁石温度が所定の許容温度を下回っており、永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性が低いと判断する。そして、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、ステップＳ０１１で演算された電圧指令Ｖｄｃｃｏｍを維持して処理を終了する。
一方、ステップＳ０６において、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを超えるときには、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、磁石温度が所定の許容温度以上であって、永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性が高いと判断し、電圧指令Ｖｄｃｃｏｍを低下させる（ステップＳ０７１）。具体的には、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、モータ印加電圧が、永久磁石モータＭ１がトルク指令値ＴＲを出力するのに必要な電圧となるように電圧指令Ｖｄｃｃｏｍを設定する。
次に、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、電圧指令変更後の連続通電時間が所定時間Ｔ＿ｓｔｄを超えているか否かを判定する。インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌと所定時間Ｔ＿ｓｔｄとの和を超えているか否かを判定し（ステップＳ０８）、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌと所定時間Ｔ＿ｓｔｄとの和を越えているとき、電圧指令ＶｄｃｃｏｍをステップＳ０１１にて演算した電圧指令に復帰させる（ステップＳ０９１）。さらに、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、タイマ４８をリセットする（ステップＳ１０）。
［実施の形態２］
図１４は、この発明の実施の形態２に係るモータ駆動装置におけるモータトルク制御手段３０１Ｂの機能ブロック図である。
図１４を参照して、モータトルク制御手段３０１Ｂは、電流指令変換部６０と、減算器６２，６４と、ＰＩ制御部６６，６８と、２相／３相変換部７０と、ＰＷＭ生成部７２と、３相／２相変換部７４と、リプル電流演算部４４Ｂと、タイマ４８とを含む。
３相／２相変換部７４は、２個の電流センサ２４，２４からモータ電流Ｉｖ，Ｉｗを受ける。そして、３相／２相変換部７４は、モータ電流Ｉｖ，Ｉｗに基づいてモータ電流Ｉｕ＝−Ｉｖ−Ｉｗを演算する。
さらに、３相／２相変換部７４は、モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをレゾルバ８０からの回転角度θを用いて三相二相変換する。つまり、３相／２相変換部７４は、永久磁石モータＭ１の３相コイルにそれぞれ流れる３相のモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、回転角度θを用いてｄ軸およびｑ軸に流れる電流値Ｉｄ，Ｉｑに変換する。そして、３相／２相変換部７４は、演算した電流値Ｉｄを減算器６２へ出力し、演算した電流値Ｉｑを減算器６４へ出力する。
電流指令変換部６０は、外部ＥＣＵからトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮを受け、電圧センサ１３から電圧Ｖｍを受ける。そして、電流指令変換部６０は、トルク指令値ＴＲ、モータ回転数ＭＲＮおよび電圧Ｖｍに基づいて、トルク指令値ＴＲによって指定された要求トルクを出力するための電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を生成し、その生成した電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を減算器６２，６４へそれぞれ出力する。
減算器６２は、電流指令変換部６０から電流指令Ｉｄ＊を受け、３相／２相変換部７４から電流値Ｉｄを受ける。そして、減算器６２は、電流指令Ｉｄ＊と電流値Ｉｄとの偏差（＝Ｉｄ＊−Ｉｄ）を演算し、その演算した偏差をＰＩ制御部６６へ出力する。また、減算器６４は、電流指令変換部６０から電流指令Ｉｑ＊を受け、３相／２相変換部７４から電流値Ｉｑを受ける。そして、減算器６４は、電流指令Ｉｑ＊と電流値Ｉｑとの偏差（＝Ｉｑ＊−Ｉｑ）を演算し、その演算した偏差をＰＩ制御部６８へ出力する。
ＰＩ制御部６６，６８は、それぞれ、偏差Ｉｄ＊−Ｉｄ，Ｉｑ＊−Ｉｑに対してＰＩゲインを用いてモータ電流調整用の電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを演算し、その演算した電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを２相／３相変換部７０へ出力する。
２相／３相変換部７０は、ＰＩ制御部６６，６８からの電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑをレゾルバ８０からの回転角度θを用いて二相三相変換する。つまり、２相／３相変換部７０は、ｄ軸およびｑ軸に印加する電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを、回転角度θを用いて永久磁石モータＭ１の３相コイルに印加する電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。そして、２相／３相変換部７０は、電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＰＷＭ生成部７２へ出力する。
ＰＷＭ生成部７２は、電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、電圧センサ１３からの電圧Ｖｍとに基づいて信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。また、ＰＷＭ生成部７２は、電圧Ｖｍと電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとから変調度Ｋを算出し、その算出した変調度Ｋを、キャリア周波数ｆｃとともにリプル電流演算部４４Ｂへ出力する。
以上のように、モータトルク制御手段３０１Ｂは、永久磁石モータＭ１の要求トルク（トルク指令値ＴＲに相当）を、永久磁石モータＭ１のｄ軸成分とｑ軸成分との電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に変換し、実際の電流値Ｉｄ，Ｉｑがこれらの電流指令と一致するようにＰＩ制御によってフィードバックをかける、いわゆる電流制御を採用する。
さらに、モータトルク制御手段３０１Ｂは、電圧Ｖｍ、変調度Ｋおよびキャリア周波数ｆｃを用いて先の実施の形態１で示した方法によってリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを演算する。そして、モータトルク制御手段３０１Ｂは、その演算したリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａが連続して永久磁石モータＭ１の各相コイルを流れたときの通電時間に応じて、永久磁石モータＭ１の動作点を変更する。
詳細には、リプル電流演算部４４Ｂは、インバータ１４の入力電圧Ｖｍを電圧センサ１３（図示せず）から受け、変調度Ｋおよびキャリア周波数ｆｃをＰＷＭ生成部７２から受けると、これらの入力信号を上記式（２）に代入することによって、現在の変調度Ｋにおけるリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを演算する。そして、リプル電流演算部４４Ｂは、その演算したリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを電流指令変換部６０へ出力する。
電流指令変換部６０は、リプル電流演算部４４Ｂからリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを受けると、タイマ４８に対して起動指示を出力する。タイマ４８は、電流指令変換部６０からの指示に応じて起動し、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａの連続通電時間Ｔｉを計時する。そして、その計時した結果を電流指令変換部６０へ出力する。
さらに、電流指令変換部６０は、図７に示されるリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａと連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌとの関係に基づいて、連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを設定する。そして、電流指令変換部６０は、タイマ４８により計時される連続通電時間Ｔｉが、その設定した連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを越えているか否かを判定する。このとき、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを越えていない場合には、電流指令変換部６０は、磁石温度が所定の許容温度を下回っており、永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性が低いと判断する。そして、電流指令変換部６０は、トルク指令値ＴＲ、モータ回転数ＭＲＮおよび電圧Ｖｍに基づいて生成された電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を維持する。
一方、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを超えている場合には、電流指令変換部６０は、磁石温度が所定の許容温度以上であって、永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性が高いと判断する。そして、電流指令変換部６０は、電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を、通常時に設定される電流指令に対して電流位相を遅らせた電流指令に変更し、その変更した電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を減算器６２，６４へそれぞれ出力する。
図１５および図１６は、この発明の実施の形態２による永久磁石モータＭ１の制御を説明するための図である。
図１５を参照して、永久磁石モータＭ１のトルクＴとモータ電流の電流位相θとの関係は、曲線ｋ５〜ｋ７によって表わされる。なお、曲線ｋ５〜ｋ７は、互いにモータ電流の振幅が異なっており、曲線ｋ７が最も振幅が小さく、曲線ｋ５が最も振幅が大きい。
そして、曲線ｋ５〜ｋ７のそれぞれにおいて、トルクＴは、ある電流位相θｏｐｔに対して最大となるように変化する。すなわち、電流位相θｏｐｔで永久磁石モータＭ１に電流を流すことにより、最大トルクが得られる。このように最大トルクが得られるように電流位相θを変化させる制御は、最大トルク制御とも称され、電流位相θ＝θｏｐｔとなるときの永久磁石モータＭ１の動作点Ａは、最適動作点とも称される。図中に示される電流振幅が互いに異なるモータ電流の各々における最適動作点を結んだ線が最適動作ラインである。
モータトルク制御手段３０１Ｂは、通常時には最大トルク制御を行なうことによって、永久磁石モータＭ１を最適動作ライン上で動作させる。これにより、永久磁石モータＭ１から効率良く大きなトルクを得ることができる。
一方、磁石温度が高いと推定される場合には、モータトルク制御手段３０１Ｂは、図１５に示すように、電流位相θを最適動作点Ａの電流位相θｏｐｔから遅らせた電流位相θ１とした動作点Ｂで永久磁石モータＭ１を動作させる。
このように最適動作点Ａに対して低位相側にずれた動作点Ｂで永久磁石モータＭ１を動作させることによって、トルクＴが減少する。その一方で、図１６に示される永久磁石モータＭ１の端子電圧Ｖとモータ電流の電流位相θとの関係からは、端子電圧Ｖが増加しているのが分かる。
端子電圧Ｖの増加によってインバータ１４の変調度Ｋが高くなると、永久磁石モータＭ１の制御モードはＰＷＭ制御から過変調制御に切替えられる。過変調制御での変調度Ｋは、０．６１〜０．７８の範囲内とされ、ＰＷＭ制御での変調度Ｋ（０〜０．６１）を上回っている。したがって、図６に示したリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａと変調度Ｋとの関係によれば、変調度Ｋが、最大値を与える変調度Ｋ（＝２／π）よりも高くなるため、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａが低減することが分かる。その結果、渦電流損の増加による磁石温度の上昇が抑えられて永久磁石モータＭ１の減磁が抑制される。
さらに、端子電圧Ｖの増加は、反磁界を小さくするため、上述した熱による減磁に加えて、反磁界による減磁を抑制するのにも有効である。
図１７は、図１４に示すモータトルク制御手段３０１Ｂの電流指令の設定に係る制御のフローチャートである。
図１７を参照して、モータトルク制御手段３０１Ｂの電流指令変換部６０は、トルク指令値ＴＲ、モータ回転数ＭＲＮおよびインバータ１４の入力電圧Ｖｍに基づいて電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を生成する（ステップＳ０１２）。
次に、リプル電流演算部４４Ｂは、インバータ１４の入力電圧Ｖｍおよび変調度Ｋと、キャリア周波数ｆｃとを受けると（ステップＳ０２）、これらの入力信号を用いて上述した方法によりリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを演算する（ステップＳ０３）。
電流指令変換部６０は、リプル電流演算部４４Ｂからリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを受けると、タイマ４８を起動してリプル電流の連続通電時間Ｔｉの計時を開始する（ステップＳ０４）。さらに、電流指令変換部６０は、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａに対応する連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを図７に示す関係に基づいて設定する（ステップＳ０５）。
そして、電流指令変換部６０は、タイマ４８から出力される連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを超えているか否かを判定し（ステップＳ０６）、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを超えていないときには、磁石温度が所定の許容温度を下回っており、永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性が低いと判断する。そして、電流指令変換部６０は、ステップＳ０１２で生成された電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を維持して処理を終了する。
一方、ステップＳ０６において、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを超えるときには、電流指令変換部６０は、磁石温度が所定の許容温度以上であって、永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性が高いと判断し、モータ電流の電流位相θを最適動作点Ａの電流位相θｏｐｔから遅らせた電流位相θ１に変更する（ステップＳ０７２）。そして、電流指令変換部６０は、その変更した電流位相θ１を用いて電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を生成する。
次に、電流指令変換部６０は、電流指令変更後の連続通電時間が所定時間Ｔ＿ｓｔｄを超えているか否かを判定する。具体的には、電流指令変換部６０は、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌと所定時間Ｔ＿ｓｔｄとの和を超えているか否かを判定し（ステップＳ０８）、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌと所定時間Ｔ＿ｓｔｄとの和を越えているとき、電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊をステップＳ０１２にて生成した電流指令に復帰させる（ステップＳ０９２）。さらに、電流指令変換部６０は、タイマ４８をリセットする（ステップＳ１０）。
以上のように、この発明の実施の形態２によれば、モータトルク制御手段３０１Ｂは、リプル電流による渦電流損の増加によって永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性があると判断したとき、リプル電流を低減するように永久磁石モータＭ１の動作点を変更する。その結果、永久磁石モータＭ１の減磁を抑制することができ、運転効率が低下するのを防ぐことができる。
なお、上記の実施の形態においては、リプル電流の連続通電時間が所定の連続通電許容時間を超えたときに永久磁石モータＭ１の動作点を変更するものとしたが、連続通電許容時間および動作点を段階的に多数設け、連続通電時間に応じて動作点を段階的に変更するようにしてもよい。
［変形例］
先の実施の形態２では、永久磁石モータＭ１の動作点を、最適動作点から電流位相を遅らせた動作点に変更することによってリプル電流を低減する構成としたが、最適動作点から電流位相を進めた動作点に変更することによってもリプル電流を低減することができる。すなわち、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａが最大となる変調度Ｋ＝２／π（図６）に対して、変調度Ｋが高くなる、もしくは変調度Ｋが低くなるように永久磁石モータＭ１の動作点を変更することによってリプル電流を小さくすることができる。
図１８および図１９は、この発明の実施の形態２の変形例による永久磁石モータＭ１の制御を説明するための図である。なお、図１８および図１９に示される永久磁石モータＭ１のトルクＴおよび端子電圧Ｖとモータ電流の電流位相θとの関係は、図１５および図１６で示した関係と同じである。
図１８を参照して、モータトルク制御手段３０１Ｂは、通常時には最大トルク制御を行なうことによって、永久磁石モータＭ１を最適動作ライン上で動作させる。これにより、永久磁石モータＭ１から効率良く大きなトルクを得ることができる。
一方、磁石温度が高いと推定される場合には、モータトルク制御手段３０１Ｂは、電流位相θを最適動作点Ａの電流位相θｏｐｔから進めた電流位相θ２とした動作点Ｃで永久磁石モータＭ１を動作させる。
動作点Ｃで永久磁石モータＭ１を動作させることによって、トルクＴが減少するものの、図１９に示される永久磁石モータＭ１の端子電圧Ｖとモータ電流の電流位相θとの関係からは、端子電圧Ｖが減少しているのが分かる。
そして、端子電圧Ｖが減少すると、インバータ１４の変調度Ｋが低くなり、図６に示したリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａと変調度Ｋとの関係からリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａが減少することが分かる。その結果、渦電流損の増加による磁石温度の上昇が抑えられて永久磁石モータＭ１の減磁を抑制する。
図２０は、モータトルク制御手段３０１Ｂの電流指令の設定に係る制御のフローチャートである。
図２０を参照して、モータトルク制御手段３０１Ｂの電流指令変換部６０は、トルク指令値ＴＲ、モータ回転数ＭＲＮおよびインバータ１４の入力電圧Ｖｍに基づいて電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を生成する（ステップＳ０１２）。
次に、リプル電流演算部４４Ｂは、インバータ１４の入力電圧Ｖｍおよび変調度Ｋと、キャリア周波数ｆｃとを受けると（ステップＳ０２）、これらの入力信号を用いて上述した方法によりリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを演算する（ステップＳ０３）。
電流指令変換部６０は、リプル電流演算部４４Ｂからリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａを受けると、タイマ４８を起動してリプル電流の連続通電時間Ｔｉの計時を開始する（ステップＳ０４）。さらに、電流指令変換部６０は、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａに対応する連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを図７に示すマップを参照して設定する（ステップＳ０５）。
そして、電流指令変換部６０は、タイマ４８から出力される連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを超えているか否かを判定し（ステップＳ０６）、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを超えていないときには、磁石温度が所定の許容温度を下回っており、永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性が低いと判断する。そして、電流指令変換部６０は、ステップＳ０１２で生成された電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を維持して処理を終了する。
一方、ステップＳ０６において、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌを超えるときには、電流指令変換部６０は、磁石温度が所定の許容温度以上であって、永久磁石モータＭ１に減磁が発生する可能性が高いと判断し、モータ電流の電流位相θを最適動作点Ａの電流位相θｏｐｔから進めた電流位相θ２に変更する（ステップＳ０７３）。そして、電流指令変換部６０は、その変更した電流位相θ２を用いて電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を生成する。
次に、電流指令変換部６０は、電流指令変更後の連続通電時間が所定時間Ｔ＿ｓｔｄを超えているか否かを判定する。電流指令変換部６０は、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌと所定時間Ｔ＿ｓｔｄとの和を超えているか否かを判定し（ステップＳ０８）、連続通電時間Ｔｉが連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌと所定時間Ｔ＿ｓｔｄとの和を越えているとき、電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊をステップＳ０１２にて生成した電流指令に復帰させる（ステップＳ０９２）。さらに、電流指令変換部６０は、タイマ４８をリセットする（ステップＳ１０）。
なお、本変形例においても、リプル電流の連続通電許容時間および動作点を段階的に多数設け、連続通電時間に応じて動作点を段階的に変更するようにしてもよい。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
この発明は、永久磁石モータを駆動するモータ駆動装置に適用することができる。
この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の概略ブロック図である。 図１における制御装置の機能ブロック図である。 モータトルク制御手段の機能ブロック図である。 図３に示したインバータ用ＰＷＭ信号変換部による信号ＰＷＭＩの生成方法を説明するための波形図である。 リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値ΔＩｒとデューティー比ｘとの関係を示す図である。 リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａとインバータの変調度Ｋとの関係を示す図である。 リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値ΔＩｒ＿ａと連続通電許容時間Ｔ＿ｔｏｌとの関係を示す図である。 磁石温度が低いときの通常のキャリア周波数マップである。 磁石温度が高いときのキャリア周波数マップである。 図２に示すモータトルク制御手段のキャリア周波数の設定に係る制御のフローチャートである。 この発明の実施の形態１の変形例に係るモータ駆動装置におけるモータトルク制御手段の機能ブロック図である。 永久磁石モータＭ１への印加電圧とトルクとの関係を示す図である。 図１１に示すモータトルク制御手段の電圧指令の設定に係る制御のフローチャートである。 この発明の実施の形態２に係るモータ駆動装置におけるモータトルク制御手段の機能ブロック図である。 永久磁石モータのトルクＴとモータ電流の電流位相θとの関係を示す図である。 永久磁石モータの端子電圧Ｖとモータ電流の電流位相θとの関係を示す図である。 図１４に示すモータトルク制御手段の電流指令の設定に係る制御のフローチャートである。 永久磁石モータのトルクＴとモータ電流の電流位相θとの関係を示す図である。 永久磁石モータの端子電圧Ｖとモータ電流の電流位相θとの関係を示す図である。 モータトルク制御手段の電流指令の設定に係る制御のフローチャートである。
符号の説明
１０，１３ 電圧センサ、１２ 昇圧コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２４ 電流センサ、３０ 制御装置、４０ モータ制御用相電圧演算部、４２ インバータ用ＰＷＭ信号変換部、４４，４４Ａ，４４Ｂ リプル電流演算部、４６ 周波数制御部、４８ タイマ、５０，５０Ａ インバータ入力電圧指令演算部、５２ フィードバック電圧指令演算部、５４ デューティー比変換部、６０ 電流指令変換部、６２，６４ 減算器、６６，６８ ＰＩ制御部、７０ ２相／３相変換部、７２ ＰＷＭ生成部、７４ ３相／２相変換部、８０ レゾルバ、１００ モータ駆動装置、３０１，３０１Ａ，３０１Ｂ モータトルク制御手段、３０２ 電圧変換制御手段、Ｂ バッテリ、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 永久磁石モータ、Ｑ１〜Ｑ８ ＩＧＢＴ素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (12)

  1. 電源から電力の供給を受けて永久磁石モータを駆動するモータ駆動装置であって、
    スイッチング素子を含んで構成され、前記電源と前記永久磁石モータとの間で電力変換を行なう電力変換器と、
    前記永久磁石モータを流れるモータ電流に重畳したリプル電流を算出するリプル電流算出手段と、
    前記リプル電流算出手段によって算出された前記リプル電流が連続して前記永久磁石モータを流れたときの連続通電時間を取得する連続通電時間取得手段と、
    前記連続通電時間取得手段によって取得された前記連続通電時間に応じて、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を制御する制御手段とを備える、モータ駆動装置。
  2. 前記電力変換器は、前記電源から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータを含み、
    前記制御手段は、
    予め求められた前記連続通電時間と前記永久磁石モータの磁石温度との関係に基づいて、前記リプル電流算出手段によって算出された前記リプル電流に対応する前記連続通電時間の許容値を設定する許容値設定手段と、
    前記連続通電時間が前記許容値を超えたときに、前記リプル電流を低減するように前記インバータのキャリア周波数を変更するキャリア周波数制御手段とを含む、請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 前記キャリア周波数制御手段は、前記連続通電時間が前記許容値を超えたときに、前記キャリア周波数を高くする、請求項２に記載のモータ駆動装置。
  4. 前記キャリア周波数制御手段は、前記キャリア周波数を変更してから所定期間が経過したときに、前記キャリア周波数を変更前のキャリア周波数に戻す、請求項３に記載のモータ駆動装置。
  5. 前記電力変換器は、
    前記電源からの直流電圧を昇圧するコンバータと、
    前記コンバータによって昇圧された直流電力および前記永久磁石モータとの間で授受される交流電力の間で電力変換を行なうインバータとを含み、
    前記制御手段は、
    予め求められた前記連続通電時間と前記永久磁石モータの磁石温度との関係に基づいて、前記リプル電流算出手段によって算出された前記リプル電流に対応する前記連続通電時間の許容値を設定する許容値設定手段と、
    前記連続通電時間が前記許容値を超えたときに、前記リプル電流を低減するように前記インバータの入力電圧を変更するインバータ入力電圧制御手段とを含む、請求項１に記載のモータ駆動装置。
  6. 前記インバータ入力電圧制御手段は、前記連続通電時間が前記許容値を超えたときに、前記入力電圧を低くする、請求項５に記載のモータ駆動装置。
  7. 前記インバータ入力電圧制御手段は、前記入力電圧を変更してから所定期間が経過したときに、前記入力電圧を変更前の入力電圧に戻す、請求項６に記載のモータ駆動装置。
  8. 前記電力変換器は、前記電源から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータを含み、
    前記制御手段は、
    予め求められた前記連続通電時間と前記永久磁石モータの磁石温度との関係に基づいて、前記リプル電流算出手段によって算出された前記リプル電流に対応する前記連続通電時間の許容値を設定する許容値設定手段と、
    前記連続通電時間が前記許容値を超えたときに、前記リプル電流を低減するように前記永久磁石モータの動作点を変更するモータ駆動制御手段とを含む、請求項１に記載のモータ駆動装置。
  9. 前記モータ駆動制御手段は、前記連続通電時間が前記許容値を超えたときに、前記モータ電流の位相を、所定の電流振幅における出力トルクの最大値を与える位相から遅らせて前記永久磁石モータを動作させる、請求項８に記載のモータ駆動装置。
  10. 前記モータ駆動制御手段は、前記連続通電時間が前記許容値を超えたときに、前記モータ電流の位相を、所定の電流振幅における出力トルクの最大値を与える位相から進めて前記永久磁石モータを動作させる、請求項８に記載のモータ駆動装置。
  11. 前記モータ駆動制御手段は、前記動作点を変更してから所定期間が経過したときに、前記動作点を変更前の動作点に戻す、請求項８から請求項１０のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
  12. 前記リプル電流算出手段は、前記電力変換器の変調度における前記リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値の平均値を算出する、請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
JP2007006876A 2007-01-16 2007-01-16 モータ駆動装置 Withdrawn JP2008178166A (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007006876A JP2008178166A (ja) 2007-01-16 2007-01-16 モータ駆動装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007006876A JP2008178166A (ja) 2007-01-16 2007-01-16 モータ駆動装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2008178166A true JP2008178166A (ja) 2008-07-31

Family

ID=39704770

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2007006876A Withdrawn JP2008178166A (ja) 2007-01-16 2007-01-16 モータ駆動装置

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2008178166A (ja)

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010041869A (ja) * 2008-08-07 2010-02-18 Toyota Motor Corp 回転電機制御システム
JP2010093982A (ja) * 2008-10-09 2010-04-22 Toyota Motor Corp モータ駆動装置およびモータ駆動装置の制御方法
WO2011148457A1 (ja) * 2010-05-25 2011-12-01 トヨタ自動車株式会社 回転電機制御システム及び回転電機の磁石温度操作方法
JP2013005503A (ja) * 2011-06-14 2013-01-07 Toyota Motor Corp 回転電機の制御装置
JP2013169144A (ja) * 2013-06-07 2013-08-29 Toyota Motor Corp 回転電機制御システム
JP2014107928A (ja) * 2012-11-27 2014-06-09 Honda Motor Co Ltd 電動機の制御装置
JP2017011806A (ja) * 2015-06-18 2017-01-12 日産自動車株式会社 モータ制御装置
WO2022014083A1 (ja) * 2020-07-15 2022-01-20 株式会社日立製作所 モータ制御装置、機電一体ユニット、発電機システム、昇圧コンバータシステム、および電動車両システム
CN116114154A (zh) * 2020-07-31 2023-05-12 Tau电机股份有限公司 具有整流转子绕组的电机内的电力分配
US11936255B2 (en) 2020-07-31 2024-03-19 Tau Motors, Inc. Power distribution within an electric machine

Cited By (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010041869A (ja) * 2008-08-07 2010-02-18 Toyota Motor Corp 回転電機制御システム
JP2010093982A (ja) * 2008-10-09 2010-04-22 Toyota Motor Corp モータ駆動装置およびモータ駆動装置の制御方法
JP4730420B2 (ja) * 2008-10-09 2011-07-20 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動装置およびモータ駆動装置の制御方法
US8581533B2 (en) 2008-10-09 2013-11-12 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Motor driver and method of controlling the same
WO2011148457A1 (ja) * 2010-05-25 2011-12-01 トヨタ自動車株式会社 回転電機制御システム及び回転電機の磁石温度操作方法
CN102742151A (zh) * 2010-05-25 2012-10-17 丰田自动车株式会社 旋转电机控制系统及旋转电机的磁体温度操作方法
CN102742151B (zh) * 2010-05-25 2014-08-06 丰田自动车株式会社 旋转电机控制系统及旋转电机的磁体温度操作方法
JP5354099B2 (ja) * 2010-05-25 2013-11-27 トヨタ自動車株式会社 回転電機制御システム及び回転電機の磁石温度操作方法
US8653779B2 (en) 2010-05-25 2014-02-18 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Rotating electrical-machine control system and method of operating magnet temperature of rotating electrical-machine
JP2013005503A (ja) * 2011-06-14 2013-01-07 Toyota Motor Corp 回転電機の制御装置
JP2014107928A (ja) * 2012-11-27 2014-06-09 Honda Motor Co Ltd 電動機の制御装置
JP2013169144A (ja) * 2013-06-07 2013-08-29 Toyota Motor Corp 回転電機制御システム
JP2017011806A (ja) * 2015-06-18 2017-01-12 日産自動車株式会社 モータ制御装置
WO2022014083A1 (ja) * 2020-07-15 2022-01-20 株式会社日立製作所 モータ制御装置、機電一体ユニット、発電機システム、昇圧コンバータシステム、および電動車両システム
JP2022018168A (ja) * 2020-07-15 2022-01-27 株式会社日立製作所 モータ制御装置、機電一体ユニット、発電機システム、昇圧コンバータシステム、および電動車両システム
JP7413171B2 (ja) 2020-07-15 2024-01-15 株式会社日立製作所 モータ制御装置、機電一体ユニット、発電機システム、昇圧コンバータシステム、および電動車両システム
CN116114154A (zh) * 2020-07-31 2023-05-12 Tau电机股份有限公司 具有整流转子绕组的电机内的电力分配
JP2023532143A (ja) * 2020-07-31 2023-07-26 タウ モーターズ，インコーポレイテッド 整流される回転子巻線を備える電気機械内の電力分配
JP7432060B2 (ja) 2020-07-31 2024-02-15 タウ モーターズ，インコーポレイテッド 整流される回転子巻線を備える電気機械内の電力分配
US11936255B2 (en) 2020-07-31 2024-03-19 Tau Motors, Inc. Power distribution within an electric machine
US12003144B2 (en) 2020-07-31 2024-06-04 Tau Motors, Inc. Power distribution within an electric machine with rectified rotor windings
CN116114154B (zh) * 2020-07-31 2024-12-24 Tau电机股份有限公司 具有整流转子绕组的电机内的电力分配
US12199482B2 (en) 2020-07-31 2025-01-14 Tau Motors, Inc. Power distribution within an electric machine

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8581533B2 (en) Motor driver and method of controlling the same
JP2008178166A (ja) モータ駆動装置
JP5246508B2 (ja) 電動機駆動装置の制御装置
US8278865B2 (en) Control device
CN102959855B (zh) 马达驱动装置和搭载该马达驱动装置的车辆
CN103650333B (zh) 车辆和车辆的控制方法
JP4280573B2 (ja) 負荷駆動装置
JP2009291019A (ja) 交流モータ用インバータの制御装置
JP2010104151A (ja) 交流電動機の制御装置および制御方法
JP2009189181A (ja) モータ駆動システムおよびその制御方法ならびに電動車両
JP2010246207A (ja) 交流電動機の制御装置
JP2008312398A (ja) 負荷駆動装置
JP2010284017A (ja) 交流電動機の制御装置
JP5281370B2 (ja) 交流電動機の制御装置
JP2010200527A (ja) モータ駆動システムの制御装置
JP2014128051A (ja) 車両の制御装置
JP5082495B2 (ja) 電動回転機の電源制御装置
JP2011091952A (ja) 電源システム
JP5958400B2 (ja) モータ駆動制御装置
JP2013102636A (ja) 交流電動機の制御装置
JP2010124566A (ja) 交流電動機の制御装置およびそれを搭載した電動車両
JP4919229B2 (ja) インバータ装置
Raj et al. Multiband hysteresis current controller for three level BLDC motor drive
JP5290048B2 (ja) 車両のモータ制御システム
JP5277846B2 (ja) 交流電動機の制御システム

Legal Events

Date Code Title Description
A300 Withdrawal of application because of no request for examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300

Effective date: 20100406