JP2008167304A - 受信機、移動局および基地局 - Google Patents

Abstract

【課題】３つのＰ−ＳＣＨを導入した下りリンクＯＦＤＭＡ無線通信との時間同期確立を、１つのＰ−ＳＣＨの場合と同様の検出時間で行ない、さらに時間同期のための相互相関値の計算に必要とされる計算量を低減する。
【解決手段】マルチキャリア通信システムに適用される受信機１０であって、少なくとも一つの基地局から送信され、少なくとも一種類の同期チャネルが含まれるマルチキャリア信号を受信する受信部１１，１２と、複数種類の同期チャネルのうち、時間区分が異なり時間波形が同一である少なくとも一つの共通部分を用いて時間同期を行なう同期部１４と、を備え、前記時間同期の結果、複数の通信制御領域に対応した通信装置のうち、通信特性が最適な通信装置を選択可能である。
【選択図】図６

Description

本発明は、マルチキャリア通信方式を採用した移動体通信に関し、特に、ダウンリンク（下り伝送）信号に含まれる同期チャネル（ＳＣＨ：Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ）を使用して時間同期確立および時間同期保持を行なうための受信機、移動局および基地局に関する。

近年、Ｗ−ＣＤＭＡ方式をはじめとする第３世代移動体通信（３Ｇ）が世界的に普及しており、現在、さらにダウンリンクにおいて１００Ｍｂ／ｓ〜１Ｇｂ／ｓの通信速度を実現する第４世代移動体通信（４Ｇ）が検討されている。さらに、第３世代（３Ｇ）から第４世代（４Ｇ）への完全な移行なおスムーズに行なうために、３Ｇの周波数帯を使いつつ、４Ｇの新技術と親和性の高い通信方式を導入して通信の高速化を行なうＥ−ＵＴＲＡ（Ｅｖｏｌｖｅｄ−ＵＴＲＡ）の規格化も進められている。

移動体通信システムでは、移動局は、初期同期確立のために、あるいは、ハンドオーバーのために、自機が接続しようとする基地局および基地局のアンテナを検出する必要がある。このように移動局が通信を行なう対象である基地局とのコネクションを確立するために行なわれる時間的な同期、すなわち基地局から送信される通信フレームを精度良く受信するためのタイミングを合わせる作業や、基地局との通信を行なう上で必要とされる通信パラメータなどの情報を取得する作業を一般的に「セルサーチ」と呼んでいる。セルサーチは、通常、時間同期から行なわれる。また、基地局とのコネクション確立後もセルサーチと同様の方法によって既知の信号（例えばＳＣＨ）を使用して同期保持が行なわれる。

例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式を使用した第３世代移動体通信におけるセルサーチは、３段セルサーチと呼ばれる３ステップに分けられた方法により実行される。３段階セルサーチは、一般に、同期チャネル（ＳＣＨ）と共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ：Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｉｌｏｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）とを使用する。まず、ＳＣＨの受信タイミングを検出し（第１段階）、次に、ＳＣＨコードの相関検出によってフレームタイミングとスクランブルコードグループの同定を実施し（第２段階）、次に、ＣＰＩＣＨを用いた相関検出によって、スクランブルコードを同定する（第３段階）。３段セルサーチは、このような３段階の手順で行なわれている。

また、次世代移動体通信規格であるＥ−ＵＴＲＡでは、変調方式としてＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）が用いられるものの、セルサーチに関しては、上記の３段階セルサーチの考え方を踏襲した技術が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。非特許文献１では、マルチキャリア通信方式（ＯＦＤＭ通信方式を使用）における３段階セルサーチにおいて、時間同期を第１同期チャネル（Ｐ−ＳＣＨ：Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ）によって行なっている。

一方、非特許文献２では、３種類のＰ−ＳＣＨを隣接するセル間で干渉しないように配置し（３セルリユース）、所望の基地局について、正確に時間同期および初期接続情報の取得、すなわちセルサーチが行なえるようなＰ−ＳＣＨ構造の提案も行なわれている。特に、非特許文献２では同一基地局の制御する３つのセル間、すなわち、セクタ間で前記３つの異なるＰ−ＳＣＨを使い分けることによって、移動局が通信を行なう最適な基地局を選択できるようにしようとする提案が行なわれている。

このように、次世代の通信規格であるＥ−ＵＴＲＡにおいても、ＳＣＨを利用した、３Ｇの３段階セルサーチを踏襲した技術を採用しようとする提案がなされている。
３ＧＰＰ寄書 "Ｒ１−０６２７２２ ， "Ｔｈｒｅｅ−Ｓｔｅｐ Ｃｅｌｌ Ｓｅａｒｃｈ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｅ−ＵＴＲＡ"，［平成１８年１１月１日］，インターネット（ＵＲＬ： ｆｔｐ：／／ｆｔｐ．３ｇｐｐ．ｏｒｇ／ＴＳＧ＿ＲＡＮ／ＷＧ１＿ＲＬ１／ＴＳＧＲ１＿４６ｂｉｓ／Ｄｏｃｓ／Ｒ１−０６２７２２．ｚｉｐ） ３ＧＰＰ寄書 "Ｒ１−０６２７８３ ， "ＳＣＨ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ａｎｄ Ｉｎｉｔｉａｌ Ｃｅｌｌ Ｓｅａｒｃｈ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ ｆｏｒ Ｅ−ＵＴＲＡ"，［平成１８年１１月１日検索］，インターネット（ＵＲＬ： ｆｔｐ：／／ｆｔｐ．３ｇｐｐ．ｏｒｇ／ＴＳＧ＿ＲＡＮ／ＷＧ１＿ＲＬ１／ＴＳＧＲ１＿４６ｂｉｓ／Ｄｏｃｓ／Ｒ１−０６２７８３．ｚｉｐ）

非特許文献１に示したＥ−ＵＴＲＡの３段階セルサーチにおいて、時間同期は、第１段階におけるＰ−ＳＣＨを用いて行なわれる。時間同期は、一般的に受信信号と移動局内に持つレプリカ信号との相互相関値を観測することによって行なわれる。つまり、時間同期を確立しようとする移動局は、まず、既知の信号であるＰ−ＳＣＨの送信タイミングを観測するため、受信した信号と移動局内に持つ基地局から送信されるものと同一の信号であるレプリカ信号の相関値を計算する。以上のような受信信号と既知の信号のレプリカ信号の相関値を観測する場合にはマッチドフィルタ（マッチトフィルタ、整合フィルタと呼ばれることもある）が使用される。

次に、移動局はある一定時間区間（例えば１無線フレーム）で相関値が最も高くなった地点をＰ−ＳＣＨが受信された時間と決定する。通常、Ｐ−ＳＣＨは予め決定された周期で送信されており、その周期で平均化することによってより正確な時間同期を行なうこともできる。

図１３は、一般的なマッチドフィルタの構成を示す図である。マッチドフィルタでは、入力信号の時間方向信号波形に対して、受信機側で保持しているレプリカ信号の複素共役が乗算される。時間方向信号波形は、１サンプルポイント毎にシフトされて、時間方向の相関値が検出される。一般的にセルサーチのタイミング同期に使用されるＰ−ＳＣＨでは、自己相関特性が良い符号が使用され、マッチドフィルタでのタイミングが合った場合には鋭い相関値のピークが得られるように設計される。前述のＯＦＤＭ通信においては、Ｐ−ＳＣＨのシンボル区間のサンプリングポイントと同数の乗算器が必要になるため、符号長（サンプリングポイント数）が長い場合には複雑な回路構成になる。

また、非特許文献２で提案されているような複数のＰ−ＳＣＨを使用する場合には、一般的に前述のレプリカ信号と受信信号との相関値を観測する作業を同時に複数のレプリカ信号に関して行なうことによって、複数のＰ−ＳＣＨの信号に対しての相関値を観測することができる。ただし、このような相互相関値を検出する作業は並列に複数の相関器を設置する必要があるので、相関値を算出するための計算量が非常に多くなる。また、この計算をするための回路が非常に大きくなるので、移動局に大きな負担のかかってしまう。非特許文献２で提案された３つのＰ−ＳＣＨを使用する方法では、単純には３倍の計算量と回路規模、つまり３つのマッチドフィルタが必要になるため、さらに移動局の負担が増えるという問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、３つのＰ−ＳＣＨを導入した下りリンクＯＦＤＭＡ無線通信との時間同期確立を、１つのＰ−ＳＣＨの場合と同様の検出時間で行ない、さらに時間同期のための相互相関値の計算に必要とされる計算量を低減することができる受信機、移動局および基地局を提供することを目的とする。

（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の受信機は、マルチキャリア通信システムに適用される受信機であって、少なくとも一つの基地局から送信され、少なくとも一種類の同期チャネルが含まれるマルチキャリア信号を受信する受信部と、複数種類の同期チャネルのうち、時間区分が異なり時間波形が同一である少なくとも一つの共通部分を用いて時間同期を行なう同期部と、を備え、前記時間同期の結果、複数の通信制御領域に対応した通信装置のうち、通信特性が最適な通信装置を選択可能であることを特徴としている。

このように、各同期チャネルのうち、時間区分が異なり時間波形が同一である少なくとも一つの共通部分を用いて時間同期を行なうので、１シンボル長のマッチドフィルタを同期チャネルの種類の数だけ設ける場合に比べて、マッチドフィルタの演算処理の負荷を低減させることが可能となる。

（２）また、本発明の受信機において、前記同期部は、前記各同期チャネルの時間区分が異なり時間波形が同一である少なくとも一つの共通部分を用いて相関値の演算を行ない、前記共通部分毎に相関値を出力するマッチドフィルタ部と、前記マッチドフィルタ部から出力された相関値に基づいて前記同期チャネルのタイミング検出を行なうタイミング検出部と、前記マッチドフィルタ部から出力された相関値および前記タイミング検出部から出力されたタイミング検出結果に基づいて通信特性が最適な通信制御領域を判定する判定部と、を備えることを特徴としている。

この構成により、受信した信号を一つのマッチドフィルタ部に入力することによって、複数種類の同期チャネルに対するタイミング検出を行なうことができる。また、相関値と検出されたタイミングとによって通信特性が最適な通信制御領域を判定して、選択することが可能となる。

（３）また、本発明の受信機において、前記マッチドフィルタ部は、前記各同期チャネルの共通部分が、同一の時間区分に属するように時間関係の補正を行なうことを特徴としている。

この構成により、従来から使用されている１シンボル長のマッチドフィルタを短い区間（サンプル数）で使用し、例えば、遅延させて加算する補正を行なうことによって、マッチドフィルタの演算処理の負荷を低減させることが可能となる。

（４）また、本発明の受信機において、前記各同期チャネルは、それぞれ循環遅延の関係にある複数の共通部分を有し、前記マッチドフィルタ部は、前記共通部分毎にそれぞれ相関値を演算する複数のマッチドフィルタと、前記各マッチドフィルタから出力された相関値の時間関係を補正して加算する補正部と、を備えることを特徴としている。

このように、マッチドフィルタにおいて、同期チャネルの共通部分毎にそれぞれ相関値を演算し、補正部において、相関値の時間関係を補正（例えば、遅延させて加算）するので、所望の通信制御領域（セルまたはセクタ）の時間方向信号波形の相関値と同様になるように正しく調整することができる。

（５）また、本発明の受信機は、前記各マッチドフィルタが並列に配置され、前記各同期チャネルが前記各マッチドフィルタに同時に入力されることを特徴としている。

このように、並列に配置された各マッチドフィルタにおいて、同期チャネルの共通部分毎にそれぞれ相関値を演算し、補正部において、相関値の時間関係を補正（例えば、遅延させて加算）するので、所望の通信制御領域（セルまたはセクタ）の時間方向信号波形の相関値と同様になるように正しく調整することができる。

（６）また、本発明の受信機は、前記各マッチドフィルタが直列に配置され、前記各同期チャネルが前記各マッチドフィルタに順次入力されることを特徴としている。

このように、各マッチドフィルタが直列に配置されているので、一つのマッチドフィルタに入力された信号は、内部の遅延素子で遅延を施された後、次段のマッチドフィルタに入力されることとなる。その結果、マッチドフィルタを並列に配置する場合に比べて、補正部における遅延に必要とするブロックを少なくさせることが可能となる。このため、遅延に必要とされる回路が大きくなる場合は、この形態を採ることによって、回路規模の拡大を抑えることが可能となる。

（７）また、本発明の受信機において、前記各同期チャネルは、それぞれ循環遅延の関係にある複数の共通部分を有し、前記マッチドフィルタ部は、前記循環遅延に基づいた順序で直列に配置され、前記共通部分毎にそれぞれ相関値を演算する複数のマッチドフィルタと、前記各マッチドフィルタから出力された相関値を加算する加算部と、を備えることを特徴としている。

このように、複数のマッチドフィルタが、循環遅延に基づいた順序で直列に配置され、共通部分毎にそれぞれ相関値を演算し、加算部において、各マッチドフィルタから出力された相関値を加算するので、加算部以降に必要とされる遅延のためのブロックを少なくさせることが可能となる。

（８）また、本発明の受信機において、前記タイミング検出部は、前記複数種類の同期チャネルに対応する複数の相関値を加算した値に基づいて、通信特性が最適な基地局を選択することを特徴としている。

この構成により、通信特性が最適な基地局を選択することが可能となる。

（９）また、本発明の受信機において、前記タイミング検出部は、前記複数種類の同期チャネルに対応する複数の相関値の絶対値を算出し、算出した各絶対値を加算し、その加算値に基づいて、通信特性が最適な基地局を選択することを特徴としている。

この構成により、通信特性が最適な基地局を選択することが可能となる。

（１０）また、本発明の受信機において、前記判定部は、前記タイミング検出部により検出された前記同期チャネルのタイミングにおける前記複数種類の同期チャネルに対応する複数の相関値の絶対値に基づいて通信特性が最適な通信制御領域を判定することを特徴としている。

この構成により、通信特性が最適な通信制御領域を判定することが可能となる。

（１１）また、本発明の移動局は、請求項１から請求項１０のいずれかに記載の受信機を備えることを特徴としている。

この構成により、各同期チャネルのうち、時間区分が異なり時間波形が同一である少なくとも一つの共通部分を用いて時間同期を行なうので、１シンボル長のマッチドフィルタを同期チャネルの種類の数だけ設ける場合に比べて、マッチドフィルタの演算処理の負荷を低減させることが可能となる。

（１２）また、本発明の基地局は、マルチキャリア通信システムに適用される基地局であって、請求項１１記載の移動局に対し、時間区分が異なり時間波形が同一である複数の共通部分が相互に循環遅延の関係にある複数種類の同期チャネルを含むマルチキャリア信号を送信することを特徴としている。

この構成により、各同期チャネルのうち、時間区分が異なり時間波形が同一である少なくとも一つの共通部分を用いて時間同期を行なうので、１シンボル長のマッチドフィルタを同期チャネルの種類の数だけ設ける場合に比べて、マッチドフィルタの演算処理の負荷を低減させることが可能となる。

本発明によれば、各同期チャネルのうち、時間区分が異なり時間波形が同一である少なくとも一つの共通部分を用いて時間同期を行なうので、１シンボル長のマッチドフィルタを同期チャネルの種類の数だけ設ける場合に比べて、マッチドフィルタの演算処理の負荷を低減させることが可能となる。

次に、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。まず、本発明で使用されるマルチキャリア通信の、基本技術や基礎的な概念について説明する。

（アクセス方式の基本事項）
以下の説明では、アクセス方式としてＯＦＤＭＡを使用する。本発明の説明で使用するＯＦＤＭＡ通信システムでは、１つのセルを３つの通信制御領域（セクタ）として制御する基地局が、セル内の複数の移動局と同時に通信を行なうことを考慮している。以下に説明する無線通信フレーム（以下、これをフレームと呼ぶ）を複数の移動局で使用できるように小さく分割し（以下、この分割単位をリソースブロックと呼ぶ）、それぞれのリソースブロックを通信環境が良好な移動局に割り当てることによって通信速度の向上を図っている。

また、１つの基地局で制御する各セクタではフレーム送受信タイミングが同時、すなわち同期しており、使用する周波数帯域は同一周波数帯域を使用する。一般的にこのような同一周波数を繰り返し使用する通信方式を「１セル繰り返し通信方式」と呼ぶが、セル境界およびセクタ境界付近では隣接セルもしくは隣接セクタで使用されている信号と、所望の受信信号とが干渉を起こし通信速度（スループット）の低下を招くことが知られている。

（セルサーチ）
各移動局は、上述したような複数のセルが配置された環境において通信を開始する際に複数の基地局が制御する複数のセクタの中から受信特性の良好な、すなわち受信信号の受信電力が高いもしくは受信信号対雑音比が高いセクタを選択し、基地局と接続した後、無線通信を開始する。実際には同一基地局によって複数のセクタが制御されており、通信を行なおうとする移動局は複数のある１つセクタを制御する送受信機を無線通信の対象として選択することになる（以下、このような基地局の制御するセル内の複数のセクタに対応した送受信機から移動局が通信対象としていずれかの送受信機を選択することを、単にセクタを選択すると記載することもある）。このような無線通信の開始時の動作を一般的にセルサーチと呼ぶ。セルサーチには通信特性の良好なセル（セクタ）の選択、セルＩＤなどの情報を含む基地局情報の取得、フレーム同期ならびにシンボル同期などが含まれる。前記非特許文献１に示されるようにＥ−ＵＴＲＡではこのセルサーチを実行するために同期チャネル（ＳＣＨ）が使用され、特に時間同期を行なうためにＳＣＨを構成するチャネルの１つであるＰ−ＳＣＨを使用する。本発明で使用するＰ−ＳＣＨの詳細な説明は以降に行なう。

（フレームの説明）
図１は、本発明で使用される、ＯＦＤＭＡ通信システムのダウンリンクのフレーム構成を示す図である。フレーム構成は、図１に示したようにＯＦＤＭＡ通信方式で用いられる一般的なフレーム構成と同様である。すなわち、一定時間区間（フレーム区間）を複数に分割し、かつ、周波数領域も複数のサブキャリアから構成される一定の帯域幅に分割した構成を使用する。これらの分割された１つの領域を本明細書においてはリソースブロックと呼んでいる。一般的に時間領域のフレームを分割した単位をサブフレーム（ＳＦ）と呼び、周波数領域での分割された単位をサブチャネル（ＳＣ）と呼ぶこともある。

図１では、周波数軸方向にはＳＣ１からＳＣ６までの６つの周波数リソースブロックと時間軸方向にはＳＦ１からＳＦ１０の１０個のサブフレームで構成されている。ただし、ブロック分割数およびブロックサイズはこれに限定して適用されるものではない。また、各移動局はこれらのブロックを共有して使用し、特に通信特性（スループット）の向上を図るために各ブロックが伝搬路環境の良い移動局にスケジューリングされることになる。また、小さいデータ量の通信を行なっている複数の移動局がある場合には、１つのリソースブロックをさらに分割し共有して使用することも可能である。

（ＳＣＨの説明）
次に、本発明のＯＦＤＭＡ通信における同期チャネル（ＳＣＨ）に関して説明する。ＯＦＤＭＡ通信方式におけるＳＣＨは、さまざまな研究がなされていが、本発明においては、上記非特許文献２の方式で示された３つのＰ−ＳＣＨを適用することを前提として説明を行なう。非特許文献２に示されたＳＣＨはＰ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨにより構成されており、本発明で着目するＰ−ＳＣＨはセルサーチ時における移動局の時間同期、および周波数同期に使用されるチャネルである。また、後述するように３種類のＰ−ＳＣＨをセクタ番号と１対１で対応させて使用することによりセクタ番号の判定にも使用することが可能である。

非特許文献２の通信方式で用いられるＰ−ＳＣＨは、前述したように同一基地局によって制御されるセクタ間で異なるＰ−ＳＣＨが送信される。Ｐ−ＳＣＨは、図２に示したセル配置のように３種類のＰ−ＳＣＨがそれぞれセクタ１からセクタ３に１対１で対応している。例えば図２の移動局のようにセクタ境界付近などの複数のセクタに近い領域に位置する移動局には、同一のタイミングで送信されたＰ−ＳＣＨがほぼ同時に移動局に到達するが、セクタからそれぞれ異なるＰ−ＳＣＨが送信されているため、所望のセクタの選択および所望のセクタで送信されたＰ−ＳＣＨを使用した時間同期を行なうことができる。

図２に示したように、一つのセル（セルａ〜セルｃ）の中心に基地局（基地局ａ〜基地局ｃ）が設置され、各セル（セルａ〜セルｃ）は、各々、３つのセクタ（セクタ１〜セクタ３）に分割されている。各基地局には、セクタに対応して複数（この場合は３つ）の通信装置が設けられており、通信装置がそのセクタ内に存在する移動局と通信を行なう。各セルには複数の移動局（移動局１等）が存在しており、各移動局は受信品質の最も優れるセクタを選択し、そのセクタに対応する通信装置と無線通信を行なう。セクタの選択にはＰ−ＳＣＨを使用することが可能である。図２の例では、セルａのセクタ１とセクタ２からのＰ−ＳＣＨが最も強く観測されると予想され、これらのＰ−ＳＣＨによって時間同期を行なうことによってセルａと通信を行なうことができる。このように複数のセクタから最も通信品質が良好なセクタを選択し、接続するためにセルサーチを行なう必要がある。

（Ｐ−ＳＣＨの説明）
図３は、本発明で使用されるマルチキャリア通信システムの時間同期用チャネル（Ｐ−ＳＣＨ）を示したものである。本明細書では第１０サブフレームであるＳＦ１０の最後のシンボルにＰ−ＳＣＨが配置されるものとする。Ｐ−ＳＣＨの時間方向の配置は全ての移動局に既知あるいはなんらかの手段によって事前に通知されているものとする。また、連続するフレームで同一の位置に配置され、フレーム周期でタイミング同期を行なうための相関値を平均化することができるものとする。ただし、本明細書で使用する配置は必ずしもこれに限定されるものではなく、フレーム内のいずれかのシンボルもしくは数フレームに一度のような周期性を持った配置にすることでセルサーチの時間同期を行なうことが可能になる。

（Ｐ−ＳＣＨの周波数方向の構成）
図４は、前記Ｐ−ＳＣＨの周波数方向の構成の一例を示したものである。７３本のサブキャリアにより構成され、中心のインデックスを０のサブキャリアを除く７２本のサブキャリアにＰ−ＳＣＨのデータが割り当てられる。中心のサブキャリア（ＤＣサブキャリア）はヌルサブキャリア（電力およびデータを割り当てないサブキャリア）として使用される。３つのＰ−ＳＣＨを作るため図４に示したような位相回転θを隣接するサブキャリアと間で施すものとする。例としてθはセクタ１で０、セクタ２でπ／２、セクタ３でπとする。

図５に示したのは、本明細書で用いる前記位相回転θを施した場合の各セクタのＰ−ＳＣＨシンボルの時間方向波形である。θの位相回転を施すことにより各セクタでθ／（２π）シンボルの循環遅延を施した時間波形が形成される。以上のようなＰ−ＳＣＨの周波数領域での構成は１例であり、必ずしもこのような構成に限定して使用するものではない。本発明は複数のＰ−ＳＣＨが時間領域で循環遅延の関係にある場合を前提としているものであり、複数のＰ−ＳＣＨのそれぞれの構成は時間領域での信号波形が互いに循環遅延になっているような構成であれば良い。

以下に説明する実施形態では以上説明したような送信方法に基づき移動局の時間同期方法ならびに最適セクタ判定手順を示している。セクタ数は３、すなわち３種類のＰ−ＳＣＨが送信され、それぞれ０、π／２、πの位相回転θが施されているものとしている。

本発明は、このような前提条件の基において送信された下りリンクＯＦＤＭＡ無線通信の３つのＰ−ＳＣＨを使用したセルサーチ性能の特性を劣化させることなく、計算量を低減したマッチドフィルタを実現し、セルサーチにおける時間同期を行なうことを目的とする。また、本発明のマッチドフィルタを移動局に装備することによって、セルサーチ時における計算量の低減効果により移動局の消費電力が少なく、より高速な最適セル（セクタ）の判定を行なうことが可能になる。

（第１の実施形態）
図６は、本発明の移動局（携帯電話端末、ＰＤＡ端末、携帯可能なパーソナルコンピュータを含む）に適用可能な受信機の一例を示すブロック図である。図６に示されるように、移動局の受信機１０は、アンテナ部１１と、アナログ回路部１２と、Ａ／Ｄ変換部１３と、同期部１４と、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ガードインターバル）除去部１５と、Ｓ／Ｐ（直列／並列）変換部１６と、ＦＦＴ部１７を備える。また、チャネル推定・等価部１８、復調・復号部１９およびＭＡＣ部２０を備えている。

受信機１０は、基地局から送信される信号との時間的同期を行なうため受信信号からＰ−ＳＣＨタイミングを検出する。すなわち、基地局から送信された無線信号をアンテナ部１１にて受信し、受信した無線信号を無線周波数帯からベースバンド周波数帯にアナログ回路部１２で変換し、ベースバンド周波数帯に変換された信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部１３で変換を行なう。

次に、Ａ／Ｄ変換部１３にてデジタルデータに変換された受信データからＰ−ＳＣＨを検出し、シンボル同期を行なうため同期部１４（これに含まれるタイミング検出部）でＰ−ＳＣＨ検出処理を施す。ここで、シンボル同期のためのブロック構成の一例について説明する。

図７は、同期部の構成を示すブロック図である。図７に示すように、この同期部１４は、マッチドフィルタ部７１と、タイミング検出部７２と、最適セクタ判定部７３と、を備える。この構成から明らかなように、同期部１４は、受信した信号を１つのマッチドフィルタ部７１に入力することによって、３つのＰ−ＳＣＨに対するタイミングを検出することが可能であり、かつ、３つのセクタから最適なセクタをマッチドフィルタ部の３つの出力を比較することによって選択することが可能になる。マッチドフィルタの詳細な構成は実施形態２以降に示す。本実施の形態では、フレームの最後のシンボルにＰ−ＳＣＨが配置されているため、シンボル同期を行なうと同時にフレーム同期も行なうことになる。

図６に戻って受信動作の説明を続ける。シンボル同期を終えた後、前述したシンボル周期に合わせその後のデータシンボルも含めて連続して処理を行なうことができるようになる。ＧＩ除去部１５は、有効シンボルの前に付けられたＧＩを各シンボルから取り除く。ＧＩを除去されたシンボルはＳ／Ｐ（直列／並列）変換部１６で直列信号から並列信号に変換され、ＦＦＴ部１７にてＦＦＴ処理を施される。ただし、ＧＩ長に関しては移動局に既知であるものとする。

ＦＦＴ部１７から出力された信号は、チャネル推定・等価部１８、復調・復号部１９およびＭＡＣ部２０に順次入力され、データの復調および復号などのその後の処理が行なわれる。受信機１０は、Ｐ−ＳＣＨ以外のデータに関しても前述したタイミングで復調および復号の処理を行なう。移動局が基地局への最初の接続を行なう際には、セル情報およびセクタ情報などの初期パラメータを取得していないため、ＳＣＨ信号の処理が優先して行なわれるのが一般的である。

以上のようにしてタイミング同期が行なわれ、ＦＦＴ処理された受信データは、チャネル推定・等価部１８、復調・復号部１９およびＭＡＣ部２０に順次送られる。これにより、ＳＣＨ信号より基地局との接続に必要な情報を入手することができる。

次に、以上のように構成されたＯＦＤＭ受信機１０が行なう「タイミング同期および最適セクタ判定」の動作について、図８に示すフローチャートを参照して説明する。図８は、本発明に係るセルサーチの時間同期およびセクタ判定処理の主要な手順の一例を示すフローチャートである。

最初に、移動局（携帯電話端末、ＰＤＡ端末、携帯可能なパーソナルコンピュータを含む）は、基地局からのＯＦＤＭ信号を受信して、周波数変換ならびにＡ／Ｄ変換を実施する（ステップＳ１０）。次に、マッチドフィルタにより受信信号との相関を検出することによって、シンボル同期およびフレーム同期を確立する（ステップＳ１１）。さらに、前ステップで検出されたＰ−ＳＣＨタイミングにおけるマッチドフィルタにより観測される相関値を各セクタに対応するＰ−ＳＣＨ間で比較することによって、最適なセクタを判定する（ステップＳ１２）。続いて、ＧＩの除去（ステップＳ１３）、データの復調を行なう（ステップＳ１４）。

本実施形態にかかる受信機によれば、データ復調およびＳＣＨシンボルの復調・復号処理の際に最適セクタと判定したＰ−ＳＣＨに対応したセクタ固有情報に基づき、その後の処理を行なうことができる。さらに、データ復調のための基準信号がセクタ固有となっている場合にも同様に最適セクタ判定部からの情報に基づき基準信号を選択し、データ復調に使用することが可能である。

（第２の実施形態）
本実施形態では、前実施形態と同様にＰ−ＳＣＨを、フレームを構成する最後のサブフレームの後端に配置する場合を例にとって、時間同期ならびに最適セクタ判定を含むセルサーチ方法について、より具体的に説明する。

本実施形態で使用されるセルラーシステム（複数のセルから構成される移動体通信システム）は、各セルが同一の周波数帯を使用し、通信方式にＯＦＤＭＡ通信方式を用いた１セル繰り返し通信システムであり、さらには、図２に示したように、セルを３つの通信領域（セクタ）に分割しセルの中心部に設置された１つの基地局により複数のセクタに位置する移動局と無線通信を行なう。下り方向の通信方式は前述と同様のＯＦＤＭ通信方式にて行なう。通信フレームおよびＰ−ＳＣＨが配置されたリソースブロック構成は各々、図１および図３に示されるものと同じ形式である。

本実施形態では、各セクタから送信される複数のＰ−ＳＣＨ信号が、セクタインデックス（セクタ番号）と１対１に対応し、各セクタのＰ−ＳＣＨは同一時間で送信され、同一基地局によって制御されるセクタのＰ−ＳＣＨに位相回転符号が乗算されたＣＤＭ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：以下、単に「ＣＤＭ」と記述する。）送信されているものとする。位相回転符号の乗算方法は前述の図４に示されているものと同じ形式である。移動局は基地局からのＰ−ＳＣＨ信号により基地局との時間同期を行ない、さらに時間同期のために算出した相関値により最適なセクタを判定することが可能になる。

本実施の形態では、基地局から送信されるＰ−ＳＣＨ信号を使用して時間的同期および最適セクタ判定を行なう手順の説明を行なうが、基本的動作は第１の実施形態で示した手順に従うものであるため、特に、移動局の同期部に関して詳細な説明を行なう。

図７は、本実施の形態における移動局の同期部１４関して示したものである。同期部１４は、第１の実施形態と同様に、マッチドフィルタ部７１、タイミング検出部７２、最適セクタ判定部７３により構成される。受信信号がマッチドフィルタ部７１に入力されると、各セクタに対応する相関値が算出される。図９は、図７に示したマッチドフィルタ部７１の詳細を示したものである。

前述のように３種類のＰ−ＳＣＨに対して相関値を演算したい場合には、通常１シンボル長のマッチドフィルタが３つ並列に必要になる。しかしながら、本発明では、Ｐ−ＳＣＨが位相回転の直交符号によってＣＤＭされていることに着目し、その時間方向波形が循環遅延になっている特長を利用する。通常の１シンボル長のマッチドフィルタを短い区間（サンプル数）で使用し、遅延して加算することによって、マッチドフィルタの演算処理の負荷を低減することができる。具体的にはシンボル長の１／４の長さのマッチドフィルタを並列に４つ使用することにより、循環遅延の関係にある３つのＰ−ＳＣＨ信号との時間同期を行なおうとするものである。本実施例におけるマッチドフィルタの分割単位である１／４シンボルは、送信Ｐ−ＳＣＨに乗算されるθに関連して決定される値である。すなわち、Ｐ−ＳＣＨのサブキャリア間の関係に本実施例で使用している０、π／２、πの３つの値以外を使用した場合には、分割の単位を変更して構成することにより行なうことができる。

図９のＭＦ_ｎ（ｎは正の整数）は、Ｐ−ＳＣＨシンボルを１／ｎ分割した各部分に対応する相関値を演算するブロックである。本実施形態においては最小の遅延差がセクタ１とセクタ２の１／４シンボルであるから、ｎ＝４に設定し、ＭＦ_１からＭＦ_４の４つのブロックにより構成される。ＭＦ_１は図５に示したＰ−ＳＣＨシンボルの時間波形の波形１に対応するブロックであり、ＭＦ_２、ＭＦ_３、ＭＦ_４もそれぞれ波形２、波形３、波形４に対応する相関値演算用のブロックである。

各相関値演算用ブロックＭＦ_ｎからの出力値は、遅延素子を通し所望の遅延を施された後加算される。加算処理は各セクタに対応するブロックが用意されており、各ブロックにより施された遅延量が異なるようになっている。本実施形態において、図９に示される遅延素子Ｄ_１ｎは１／４シンボル時間の遅延量（Ｄ_Ｓ）の整数倍の遅延を施した値を出力するためのブロックである。すなわち、図５に示した３つのＰ−ＳＣＨの時間波形を受信したときに得られる相関値を各１／４シンボルで算出し、全体での相関値を算出するため、それぞれのタイミングを所望のセクタの時間方向信号波形の相関値と同様になるように正しく調整した後加算していることになる。

例えば、図９において、図５に示す信号の入力があったとすると、セクタ１用の信号が出力されるまでに、次のように動作する。図５の信号が移動局の受信機によって受信された場合、Ａ／Ｄ変換部にてデジタルデータに変換された後、マッチドフィルタ部に入力される。図５に示した信号ではＰ−ＳＣＨシンボルの先頭、すなわち図左端よりマッチドフィルタ部に入力される。図９に示したマッチドフィルタでは入力された信号は１サンプリング点毎に順次ＭＦ_１からＭＦ_４のそれぞれに入力される。Ｐ−ＳＣＨの先頭の１／４シンボル分の信号が入力された時点で、Ｐ−ＳＣＨａからＰ−ＳＣＨｃの受信電力値によって、ＭＦ_１からＭＦ_４で計算されている相関値が高くなる。例えば、セクタ１のＰ−ＳＣＨシンボルの受信電力が他のセクタのＰ−ＳＣＨシンボルの受信電力より相対的に高い場合では、Ｐ−ＳＣＨａの最初の１／４シンボルに相当する波形１の相関値を検出するためのマッチドフィルタ部、つまりＭＦ_１の出力が高くなることになる。一方、ＭＦ_２からＭＦ_４にも同様にセクタ１の最初の１／４シンボルの受信電力の高い信号が入力されているが、ＭＦ_２からＭＦ_４では高い相関値は検出されない。

次に、２番目の１／４シンボルの区間を考える。ここで１／４シンボル時間区間をＤ_ｓとする。前述したように、セクタ１の信号の受信電力が強い場合を考えると、波形２に相当するマッチドフィルタからの出力が高くなることになる。すなわち、前述のＭＦ_１でのピークが検出されてから、Ｄ_ｓ時間後にＭＦ_２の出力が高くなる。

同様に、セクタ１の波形３、波形４に対応するＭＦ_３、ＭＦ_４からの出力値が、前述のＭＦ_１でのピーク観測時を基準として２×Ｄ_ｓ、３×Ｄ_ｓ時間後に観測されることになる。よって、これらのピークの時間を揃え加算するために、ＭＦ_１の出力に３×Ｄ_ｓ、ＭＦ_２の出力に２×Ｄ_ｓ、ＭＦ_３の出力に１×Ｄ_ｓ、ＭＦ_４の出力はそのまま加算することによって、セクタ１のＰ−ＳＣＨシンボル全体の波形に対して相関値を計算した場合と同様の結果を得ることができる。

本実施形態では、相関値演算用ブロックＭＦ_ｎを４つ用意しているが、図５を見ても明らかなようにＭＦ_１とＭＦ_２に相当する波形１と波形２は各セクタの時間波形のいずれの場合でも連続しているため、必ずしも別のブロックにする必要は無い。つまり、ＭＦ_１とＭＦ_２をあわせた相関値演算用ブロックにより構成することも可能である。

次に、図９に示したＭＦ_ｎに関して一般的な回路構成を図１０に示した。ただし、本実施の形態における１シンボル辺りのポイント数を１２８ポイントとした例である。図１０に示した例では、一般的な入力信号に対して相関値の演算を行ないたい信号の複素共役信号を乗算し、和をとる回路を示している。この他にも複素の演算を行なわず、計算量の削減のために符号反転と加算のみで相関値の演算を行なう場合などもあるが、本発明は相関値の演算方法を特に限定する方法でないため、ここでは一般的な複素共役を乗算する例に関して示している。図１０に示した（ａ）から（ｄ）はそれぞれ波形１から波形４に相当する信号の相関値を演算するための回路を示すものである。

図７に戻って説明を続ける。マッチドフィルタ部７１から出力された各セクタに対応した相関値は、タイミング検出部７２と最適セクタ判定部７３に入力される。タイミング検出部７２では、３つの相関値から、Ｐ−ＳＣＨシンボルのタイミングを検出する。例えば、同一基地局によって制御されているセクタが同期しているマルチセル環境において、最適な基地局を選択したい場合、すなわち最適な基地局の制御するいずれのセクタかは限定しない場合には３つの相関値の和を算出し、１フレーム時間区間内で最も値が高い時間をＰ−ＳＣＨタイミングとして検出する。高精度な検出を行ないたい場合には１フレーム時間区間を数フレームにわたって平均化することによって、雑音が低減される。３つの相関値の和をとる場合には、複素数の相関値をそのまま加算し絶対値をとる方法と絶対値を加算する方法がある。

本実施形態においては、フレームと同一時間周期で配置されたＰ−ＳＣＨシンボルタイミングを検出することによってフレーム同期も同時に行なうことができる。

次に、タイミング検出部７２よりＰ−ＳＣＨシンボルタイミングが最適セクタ判定部７３に通知される。最適セクタ判定部７３では、通知された時間における相関値より最適セクタを選択する。最適セクタの選択は３つの相関値の絶対値を比較することによって行なわれ、通常最も相関値が高いセクタが最適セクタとして選択される。

以上のようにして、Ｐ−ＳＣＨシンボルタイミング、すなわちシンボルタイミングとフレームタイミング情報と最適セクタ情報が、以降のＧＩ除去部１５からＭＡＣ部２０における制御に使用される。ＧＩ除去およびデータ復調は一般的なＯＦＤＭ受信方法であるため説明は省略する。

（第３の実施形態）
本実施形態では、第２の実施形態と同様にＰ−ＳＣＨをフレームを構成する最後のサブフレームの後端に配置する場合を例にとって、同期部に関する別の実施形態を用いた時間同期ならびに最適セクタ判定を含むセルサーチ方法について説明する。

本実施形態でも第２の実施形態と同様に使用されるセルラーシステム（複数のセルから構成される移動体通信システム）は、各セルが同一の周波数帯を使用し、通信方式にＯＦＤＭＡ通信方式を用いた１セル繰り返し通信システムである。図１、図２および図３に示した通信システムの前提条件は第２の実施形態に基づく。本実施形態でも、各セクタから送信される複数のＰ−ＳＣＨ信号が、セクタインデックス（セクタ番号）と１対１に対応し、各セクタのＰ−ＳＣＨは同一時間で送信され、同一基地局によって制御されるセクタのＰ−ＳＣＨに位相回転符号が乗算されたＣＤＭ送信されているものとする。位相回転符号の乗算方法は前述の図４に示されているものと同じ形式である。

図７は、本実施の形態における移動局の同期部に関して示したものである。同期部１４は、第２の実施形態と同様に、マッチドフィルタ部７１、タイミング検出部７２、最適セクタ判定部７３により構成される。受信信号がマッチドフィルタ部７１に入力されると、各セクタに対応する相関値が算出される。

図１１は、図７に示したマッチドフィルタ部７１の詳細を示したものである。前述のように３種類のＰ−ＳＣＨに対して相関値を演算したい場合には、通常１シンボル長のマッチドフィルタが３つ並列に必要になる。しかしながら、本発明では、Ｐ−ＳＣＨが位相回転の直交符号によってＣＤＭされていることに着目し、その時間方向波形が循環遅延になっている特長を利用するものである。通常の１シンボル長のマッチドフィルタを短い区間（サンプル数）で使用し、遅延して加算することによって、マッチドフィルタの演算処理の負荷を低減することができる。具体的にはシンボル長の１／４の長さのマッチドフィルタを直列に４つ使用し、それぞれの出力に適切な遅延を施し加算することによって循環遅延の関係にある３つのＰ−ＳＣＨ信号との時間同期を行なおうとするものである。

図１１のＭＦ_ｎ（ｎは正の整数）はＰ−ＳＣＨシンボルを１／ｎ分割した各部分に対応する相関値を演算するブロックである。本実施形態においても第２の実施形態と同様ｎ＝４であるため、ＭＦ_１からＭＦ_４の４つのブロックにより構成される。

各相関値演算用ブロックＭＦ_ｎからの出力値は遅延素子を通し所望の遅延を施された後加算される。加算処理は各セクタに対応するブロックが用意されており、各ブロックにより施された遅延量が異なるようになっている。本実施形態においては、図１１に示される遅延素子ｋ＊Ｄ_Ｓは１／４シンボル時間の遅延量（Ｄ_Ｓ）の整数（ｋ）倍の遅延を施した値を出力するためのブロックである。すなわち、図５に示した３つのＰ−ＳＣＨの時間波形を受信したときに得られる相関値を各１／４シンボルで算出し、全体での相関値を算出するため、それぞれのタイミングを所望のセクタの時間方向信号波形の相関値と同様になるように正しく調整した後加算していることになる。また、相関値演算用ブロックＭＦ_ｎは直列に繋がれており、入力された信号は内部の遅延素子を通り遅延を施された後、出力され次段のＭＦ_ｎに入力される。

例えば、図１１において、図５に示す信号の入力があったとすると、セクタ１用の信号が出力されるまでに、次のように動作する。図５の信号が移動局の受信機によって受信された場合、Ａ／Ｄ変換部にてデジタルデータに変換された後、マッチドフィルタ部に入力される。図５に示した信号ではＰ−ＳＣＨシンボルの先頭、すなわち図左端よりマッチドフィルタ部に入力される。図１１に示したマッチドフィルタでは入力された信号は１サンプリング点毎にＭＦ_４に入力され、さらにＭＦ_４からの信号出力はＭＦ_３に接続されているためＭＦ_４から出力された受信信号はすぐにＭＦ_３に入力される。続いてＭＦ_２、ＭＦ_１も直列にマッチドフィルタが接続されており、それぞれに入力され相関値が計算される。Ｐ−ＳＣＨの先頭の１／４シンボル分の信号が入力された時点で、Ｐ−ＳＣＨａからＰ−ＳＣＨｃの受信電力値によって、ＭＦ_４で計算されている相関値が算出される。

例えば、セクタ１のＰ−ＳＣＨシンボルの受信電力が他のセクタのＰ−ＳＣＨシンボルの受信電力より相対的に高い場合では、Ｐ−ＳＣＨａの最初の１／４シンボルに相当する波形１とＭＦ_４での相関値が計算されるが、ＭＦ_４は波形４で相関値が高くなるマッチドフィルタであるため、この場合は高いピークが観測されない。次にＭＦ_４から出力された信号はＭＦ_３に入力されるが、この場合も高いピークは観測されない。このようにして、セクタ１の信号が強い場合ではＰ−ＳＣＨシンボルが１シンボル入力された時点でそれぞれの１／４波形と対応するＭＦが一致するため、Σ_Ｓ１でそれらを遅延させることなく加算することで相関値のピークを観測することができる。

本実施形態の特徴は第２の実施形態と比較して前述の遅延に必要とするブロックが少なく、ことのため遅延素子に必要とされる回路が大きくなる場合には本実施形態を使用することが望ましい。本実施形態でも相関値演算用ブロックＭＦ_ｎを４つ用意しているが、第２の実施形態と同様に、ＭＦ_１とＭＦ_２に相当する波形１と波形２は各セクタの時間波形のいずれの場合でも連続しているため、必ずしも別のブロックにする必要は無い。つまり、ＭＦ_１とＭＦ_２を合わせた相関値演算用ブロックにより構成することも可能である。

図１１に示したＭＦ_ｎに関して一般的な回路構成は第１の実施形態と同様に図１０に示した構成である。本実施の形態においても１シンボル辺りのポイント数を１２８ポイントとした。

（第４の実施形態）
本実施形態では、第２の実施形態と同様にＰ−ＳＣＨをフレームを構成する最後のサブフレームの後端に配置する場合を例にとって、同期部に関する別の実施形態を用いた時間同期ならびに最適セクタ判定を含むセルサーチ方法について説明する。

本実施形態でも第２の実施形態と同様に使用されるセルラーシステム（複数のセルから構成される移動体通信システム）は、各セルが同一の周波数帯を使用し、通信方式にＯＦＤＭＡ通信方式を用いた１セル繰り返し通信システムである。図１、図２および図３に示した通信システムの前提条件は第２の実施形態に基づく。

本実施形態でも、各セクタから送信される複数のＰ−ＳＣＨ信号が、セクタインデックス（セクタ番号）と１対１に対応し、各セクタのＰ−ＳＣＨは同一時間で送信され、同一基地局によって制御されるセクタのＰ−ＳＣＨに位相回転符号が乗算されたＣＤＭ送信されているものとする。位相回転符号の乗算方法は前述の図４に示されているものと同じ形式である。

図７は、本実施の形態における移動局の同期部に関して示したものである。同期部１４は、第３の実施形態と同様に、マッチドフィルタ部７１、タイミング検出部７２、最適セクタ判定部７３により構成される。受信信号がマッチドフィルタ部７１に入力されると、各セクタに対応する相関値が算出される。図１２は、図７に示したマッチドフィルタ部７１の詳細を示したものである。前述のように３種類のＰ−ＳＣＨに対して相関値を演算したい場合には、通常１シンボル長のマッチドフィルタが３つ並列に必要になる。しかしながら、本発明では、Ｐ−ＳＣＨが位相回転の直交符号によってＣＤＭされていることに着目し、その時間方向波形が循環遅延になっている特徴を利用するものである。

通常の１シンボル長のマッチドフィルタを短い区間（サンプル数）で使用し、遅延して加算することによって、マッチドフィルタの演算処理の負荷を低減することができる。具体的にはシンボル長の１／４の長さのマッチドフィルタを直列に４つ使用し、それぞれの出力に適切な遅延を施し加算することによって循環遅延の関係にある３つのＰ−ＳＣＨ信号との時間同期を行なおうとするものである。

本実施の形態の特徴は、各セクタの和を算出するブロック以降に遅延用のブロックが配置されているため最も遅延用ブロックが少なくて良い方法である。

図１２のＭＦ_ｎ（ｎは正の整数）は、Ｐ−ＳＣＨシンボルを１／ｎ分割した各部分に対応する相関値を演算するブロックである。本実施形態においても第２の実施形態と同様ｎ＝４であるため、ＭＦ_１からＭＦ_４の４種のブロックにより構成されるが、前述の実施形態と異なる点は各セクタの合計した相関値を算出するより以前に遅延用ブロックを必要としないように、ＭＦ_３およびＭＦ_４を繰り返し使用している点である。

各相関値演算用ブロックＭＦ_ｎからの出力値は遅延素子を通さずに加算された後、各セクタ間の相関値の相対的な時間をそろえるため遅延用ブロックによって遅延が施される。加算処理は各セクタに対応するブロックが用意されており、各ブロックにより施された遅延量が異なるようになっている。本実施形態においても、図１２に示される遅延素子ｋ＊Ｄ_Ｓは、１／４シンボル時間の遅延量（Ｄ_Ｓ）の整数（ｋ）倍の遅延を施した値を出力するためのブロックである。すなわち、図５に示した３つのＰ−ＳＣＨの時間波形を受信したときに得られる相関値をそれぞれ別々のタイミングで算出した後、各セクタの相関値を時間的にそろえるために遅延用ブロックが配置されている。

例えば、図１２において、図５に示す信号の入力があったとすると、セクタ１用の信号が出力されるまでに、次のように動作する。図５の信号が移動局の受信機によって受信された場合、Ａ／Ｄ変換部にてデジタルデータに変換された後、マッチドフィルタ部に入力される。図５に示した信号ではＰ−ＳＣＨシンボルの先頭、すなわち図左端よりマッチドフィルタ部に入力される。図１２に示したマッチドフィルタでは入力された信号は１サンプリング点毎にＭＦ_４に入力され、さらにＭＦ_４からの信号出力はＭＦ_３に接続されているためＭＦ_４から出力された受信信号はすぐにＭＦ_３に入力される。

続いてＭＦ_２、ＭＦ_１、さらには再度ＭＦ_４、ＭＦ_３に直列に繋がれたマッチドフィルタ入力され相関値が計算される。Ｐ−ＳＣＨの先頭の１／４シンボル分の信号が入力された時点で、Ｐ−ＳＣＨａからＰ−ＳＣＨｃの受信電力値によって、ＭＦ_４で計算されている相関値が算出される。例えば、セクタ１のＰ−ＳＣＨシンボルの受信電力が他のセクタのＰ−ＳＣＨシンボルの受信電力より相対的に高い場合では、Ｐ−ＳＣＨａの最初の１／４シンボルに相当する波形１とＭＦ_４での相関値が計算されるが、ＭＦ_４は波形４で相関値が高くなるマッチドフィルタであるため、この場合は高いピークが観測されない。

次に、ＭＦ_４から出力された信号はＭＦ_３に入力されるが、この場合も高いピークは観測されない。このようにして、セクタ１の信号が強い場合ではＰ−ＳＣＨシンボルが１シンボル入力された時点でそれぞれの１／４波形と対応するＭＦが一致するため、Σ_Ｓ１でそれらを遅延させることなく加算することで相関値のピークを観測することができる。対して、セクタ２、セクタ３の信号波形に対する相関値を観測したい場合にはそれぞれさらに１／４シンボル、１／２シンボルの時間区間（それぞれ１×Ｄ_ｓ、２×Ｄ_ｓ）経過後に相関値が観測可能であるので、最終的に１シンボルでのセクタ毎の相関値を比較するためにΣ後にセクタ１の場合は２×Ｄ_ｓの遅延のためのブロック、セクタ２には１×Ｄ_ｓの遅延のためのブロックを配置している。

本実施形態の特徴は、第３の実施形態と比較してさらに遅延に必要とするブロックが少ない。ただし、相関値を算出するブロックＭＦ_ｎを重複して配置するため、これらの回路規模や実際の消費電力を考慮する必要がある。

図１２に示したＭＦ_ｎに関して一般的な回路構成は第１の実施形態と同様に図１０に示した構成である。本実施の形態においても１シンボル辺りのポイント数を１２８ポイントとした。

なお、以上の説明では、図５に示す時間波形が、各時間区分で循環遅延となっている場合を取り上げたが、本発明は、これに限定されるわけではない。時間波形は、必ずしも循環遅延の関係になっていなければならないわけではなく、複数の同期チャネルの間で、時間区分が異なりさえすれば、ランダムに並んでいても良い。

本発明で使用される、ＯＦＤＭＡ通信システムのダウンリンクのフレーム構成を示す図である。 セル配置を示す図である。 本発明で使用されるマルチキャリア通信システムの時間同期用チャネル（Ｐ−ＳＣＨ）を示したものである。 Ｐ−ＳＣＨの周波数方向の構成の一例を示したものである。 位相回転θを施した場合の各セクタのＰ−ＳＣＨシンボルの時間方向波形である。 本発明の移動局（携帯電話端末、ＰＤＡ端末、携帯可能なパーソナルコンピュータを含む）に適用可能な受信機の一例を示すブロック図である。 同期部の構成を示すブロック図である。 ＯＦＤＭ受信機が行なうタイミング同期および最適セクタ判定の動作を示すフローチャートである。 図７に示したマッチドフィルタ部７１の詳細を示す図である。 マッチドフィルタの一般的な回路構成を示す図である。 図７に示したマッチドフィルタ部の詳細を示す図である。 図７に示したマッチドフィルタ部の詳細を示す図である。 一般的なマッチドフィルタの構成を示す図である。

符号の説明

１０ 受信機
１１ アンテナ部
１２ アナログ回路部
１３ Ａ／Ｄ変換部
１４ 同期部
１５ ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）除去部
１６ Ｓ／Ｐ変換部
１７ ＦＦＴ部
１８ チャネル推定・等価部
１９ 復調・復号部
２０ ＭＡＣ部
７１ マッチドフィルタ部
７２ タイミング検出部
７３ 最適セクタ判定部
Ｄ_１ｎ 遅延素子
ＭＦ_ｎ 各相関値演算用ブロック

Claims (12)

1. マルチキャリア通信システムに適用される受信機であって、
   少なくとも一つの基地局から送信され、少なくとも一種類の同期チャネルが含まれるマルチキャリア信号を受信する受信部と、
   複数種類の同期チャネルのうち、時間区分が異なり時間波形が同一である少なくとも一つの共通部分を用いて時間同期を行なう同期部と、を備え、
   前記時間同期の結果、複数の通信制御領域に対応した通信装置のうち、通信特性が最適な通信装置を選択可能であることを特徴とする受信機。
2. 前記同期部は、
   前記各同期チャネルの時間区分が異なり時間波形が同一である少なくとも一つの共通部分を用いて相関値の演算を行ない、前記共通部分毎に相関値を出力するマッチドフィルタ部と、
   前記マッチドフィルタ部から出力された相関値に基づいて前記同期チャネルのタイミング検出を行なうタイミング検出部と、
   前記マッチドフィルタ部から出力された相関値および前記タイミング検出部から出力されたタイミング検出結果に基づいて通信特性が最適な通信制御領域を判定する判定部と、を備えることを特徴とする請求項１記載の受信機。
3. 前記マッチドフィルタ部は、前記各同期チャネルの共通部分が、同一の時間区分に属するように時間関係の補正を行なうことを特徴とする請求項２記載の受信機。
4. 前記各同期チャネルは、それぞれ循環遅延の関係にある複数の共通部分を有し、
   前記マッチドフィルタ部は、
   前記共通部分毎にそれぞれ相関値を演算する複数のマッチドフィルタと、
   前記各マッチドフィルタから出力された相関値の時間関係を補正して加算する補正部と、を備えることを特徴とする請求項３記載の受信機。
5. 前記各マッチドフィルタが並列に配置され、前記各同期チャネルが前記各マッチドフィルタに同時に入力されることを特徴とする請求項４記載の受信機。
6. 前記各マッチドフィルタが直列に配置され、前記各同期チャネルが前記各マッチドフィルタに順次入力されることを特徴とする請求項４記載の受信機。
7. 前記各同期チャネルは、それぞれ循環遅延の関係にある複数の共通部分を有し、
   前記マッチドフィルタ部は、
   前記循環遅延に基づいた順序で直列に配置され、前記共通部分毎にそれぞれ相関値を演算する複数のマッチドフィルタと、
   前記各マッチドフィルタから出力された相関値を加算する加算部と、を備えることを特徴とする請求項２記載の受信機。
8. 前記タイミング検出部は、前記複数種類の同期チャネルに対応する複数の相関値を加算した値に基づいて、通信特性が最適な基地局を選択することを特徴とする請求項２から請求項７のいずれかに記載の受信機。
9. 前記タイミング検出部は、前記複数種類の同期チャネルに対応する複数の相関値の絶対値を算出し、算出した各絶対値を加算し、その加算値に基づいて、通信特性が最適な基地局を選択することを特徴とする請求項２から請求項７のいずれかに記載の受信機。
10. 前記判定部は、前記タイミング検出部により検出された前記同期チャネルのタイミングにおける前記複数種類の同期チャネルに対応する複数の相関値の絶対値に基づいて通信特性が最適な通信制御領域を判定することを特徴とする請求項８または請求項９記載の受信機。
11. 請求項１から請求項１０のいずれかに記載の受信機を備えることを特徴とする移動局。
12. マルチキャリア通信システムに適用される基地局であって、
    請求項１１記載の移動局に対し、
    時間区分が異なり時間波形が同一である複数の共通部分が相互に循環遅延の関係にある複数種類の同期チャネルを含むマルチキャリア信号を送信することを特徴とする基地局。

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