JP2008035343A - 可変減衰器の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】１つの制御信号で可変減衰器の最適なインピーダンス整合を容易に実現することができる可変減衰器の制御装置を提供する。
【解決手段】可変減衰器２０は、直列制御電流Ｉ１及び並列制御電流Ｉ２によりインピーダンスの整合条件を満足しつつ減衰量が連続的に可変可能である。この可変減数器２０の減衰量を制御する制御装置１０は、比較器１２からの制御信号Ｃ１に基づいて直列制御電流Ｉ１を発生する直列制御電流発生回路１４と、比較器１２からの制御信号Ｃ１に対し、可変減衰器２０におけるインピーダンスの整合条件が満たされるよう可変減衰器２０の回路特性に応じた所定の変換を行う変換器１５と、変換器１５で変換された制御信号に基づいて並列制御電流Ｉ２を発生する並列制御電流発生回路１６とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波信号（ＲＦ信号）の減衰量を連続的に可変することが可能な可変減衰器の制御装置に関する。

携帯電話機等の移動体通信機器、その他の高周波信号を用いる電子機器では高周波信号の電力を調整するために可変減衰器（アッテネータ）が使用される。近年においては、高周波信号の減衰量を連続的に可変することができるＰＩＮダイオードを用いた可変減衰器が多用されている。図６は、従来の可変減衰器の一例を示す回路図である。尚、可変減衰器には、Ｔ型、Ｏ型、π型等の種々のものがあるが、図６では一例としてπ型の可変減衰器を挙げている。

図６に示す従来の可変減衰器１００は、マイクロ波等の高周波信号が入力される入力端Ｔ１１と出力端Ｔ１２とを結ぶ信号ライン１０１の途中に図中左右一対のＰＩＮダイオード１０２，１０３を直列に挿入するとともに、これら一対のＰＩＮダイオード１０２，１０３のカソード側に左右一対のＰＩＮダイオード１０４，１０５のカソードをシャント状に接続したものである。尚、ＰＩＮダイオード１０４，１０５のアノード側はそれぞれバイパスコンデンサ１０６，１０７を介して接地されている。

また、ＰＩＮダイオード１０４，１０５のアノード側には高周成分遮断用のチョークコイル１０８，１１９が接続されている。これらチョークコイル１０８，１０９の接続点は、ＰＩＮダイオード１０４，１０５に与えるバイアス電流（以下、並列制御電流という）Ｉ１２が供給される接続端子１１０に接続されている。一方、ＰＩＮダイオード１０２，１０３のアノード側には高周成分遮断用のチョークコイル１１１の一端が接続されており、このチョークコイル１１１の他端は、ＰＩＮダイオード１０２，１０３に与えるバイアス電流（以下、直列制御電流という）Ｉ１１が供給される接続端子１１２に接続されている。

尚、図６中のコンデンサ１１３，１１５は、高周波信号の直流成分を除去するものであり（高周波成分に対しては低インピーダンス）、コイル１１４，１１６はＲＦチョークコイルである。ここで、一般的に可変減衰器は特性インピーダンスに整合させて設計される。図６に示すπ型の可変減衰器の整合条件は、以下の（１），（２）式で表される。
Ｒ_１１＝Ｚ／２（（ｋ^２−１）／ｋ） ……（１）
Ｒ_１２＝Ｚ（（ｋ＋１）／（ｋ−１） ……（２）

ここで、上記（１）式の左辺のＲ_１１はＰＩＮダイオード１０２，１０３の合成抵抗であり、上記（２）式の左辺のＲ_１２はＰＩＮダイオード１０４，１０５の各々の抵抗である。但し、上記（１），（２）式中のＺは可変減衰器１００の入出力特性インピーダンス［Ω］であり、ｋは減衰量［ｄＢ］をｎとすると、ｋ＝ｌｏｇ^−１（ｎ／２０）で表される量である。

上記構成の可変減衰器１００において、並列制御電流Ｉ１２を可変させるとＰＩＮダイオード１０４，１０５の抵抗（高周波抵抗成分）が変化し、直列制御電流Ｉ１１を可変させるとＰＩＮダイオード１０２，１０３の抵抗（高周波抵抗成分）が変化する。よって、並列制御電流Ｉ１２及び直列制御電流Ｉ１１をそれぞれ制御すれば上記の（１），（２）式で示される整合条件を満足しつつ可変減衰器１００の減衰量を連続的に可変することが可能となる。

図７は、可変減衰器１００の減衰量を制御する制御装置の第１従来例を示すブロック図である。上述の通り、図６に示す可変減衰器１００は、並列制御電流Ｉ１２及び直列制御電流Ｉ１１をそれぞれ制御する必要がある。このため、図７に示す制御装置２００は、並列制御電流Ｉ１２を制御するための制御信号発生器２０１及び並列制御電流発生回路２０３と、直列制御電流Ｉ１１を制御するための制御信号発生器２０２及び直列制御電流発生回路２０４とを備えている。

制御信号発生器２０１は並列制御電流Ｉ１２の電流量を規定する制御信号を出力し、並列制御電流発生回路２０３は制御信号発生器２０１から出力される制御信号に応じた並列制御電流Ｉ１２を発生する。同様に、制御信号発生器２０２は直列制御電流Ｉ１１の電流量を規定する制御信号を出力し、直列制御電流発生回路２０４は制御信号発生器２０２から出力される制御信号に応じた直列制御電流Ｉ１１を発生する。

図８は、可変減衰器１００の減衰量を制御する制御装置の第２従来例を示すブロック図である。図７に示す制御装置２００は、並列制御電流Ｉ１２を制御するための制御信号発生器３０１及び並列制御電流発生回路３０２、検波器３０３、比較器３０４、制御信号発生器３０５、及び直列制御電流発生回路３０６を備えている。制御信号発生器３０１は並列制御電流Ｉ１２の電流量を規定する制御信号を出力し、並列制御電流発生回路３０２は制御信号発生器３０１から出力される制御信号に応じた並列制御電流Ｉ１２を発生する。

検波器３０３は、可変減衰器１００から出力される高周波信号を検波する。比較器３０４は検波器３０３の検波信号と制御信号発生器３０５から出力される制御信号とを比較し、その比較結果を示す比較信号を出力する。直列制御電流発生回路３０６は比較器３０４から出力される比較信号に応じた直列制御電流Ｉ１１を発生する。つまり、図８に示す制御装置３００は、検波器３０３、比較器３０４、制御信号発生器３０５、及び直列制御電流発生回路３０６によって検波器３０３の検波信号が制御信号発生器３０５から出力される制御信号に一致するよう直列制御電流Ｉ１１の自動レベル制御（ＡＬＣ：Auto Level Control）が行われる一方で、並列制御電流Ｉ１２については別途制御する必要がある。

尚、図６に示した従来の可変減衰器１００についての詳細は例えば以下の特許文献１を、図７，図８に示した従来の可変減衰器の制御装置２００，３００についての詳細は例えば以下の特許文献２を参照されたい。
特開２０００−２８６６５９号公報 特開２００４−２２８７１０号公報

ところで、図７に示した第１従来例の制御装置２００では、２つの制御信号発生器２０１，２０２をそれぞれ別個に制御する必要があるため、制御信号発生器２０１用の制御データと制御信号発生器２０２用の制御データとの２種類の制御データを必要とする。よって、例えば可変減衰器１００の個体バラツキを校正するような場合においては制御データのデータ量が飛躍的に増加して制御データを記憶するために多くのメモリ容量が必要になるとともに、校正に要する時間が長くなるという問題がある。

また、図８に示した第２従来例の制御装置３００では、直列制御電流Ｉ１１については自動レベル制御を行っているが、並列制御電流Ｉ１２については自動レベル制御は行わずに無帰還で制御を行っている。ここで、並列制御電流Ｉ１２については制御信号発生器３０１からの制御信号によりその電流量を制御しているが、仮に温度変動等が原因で直列制御電流Ｉ１１が変動した場合には、最適なインピーダンス整合が得られないという問題がある。尚、制御装置３００も２つの制御信号発生器３０１，３０５を備えているため、２種類の制御データが必要となり第１従来例と同様の問題もある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、１つの制御信号で可変減衰器の最適なインピーダンス整合を容易に実現することができる可変減衰器の制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の可変減衰器の制御装置は、第１制御電流（Ｉ１）及び第２制御電流（Ｉ２）によりインピーダンスの整合条件を満足しつつ減衰量が連続的に可変可能な可変減衰器（２０）を制御する可変減衰器の制御装置（１０、４０）において、前記可変減衰器の減衰量を制御する制御信号（Ｃ１）を発生する制御信号発生部（１１〜１３）と、前記制御信号発生部で発生される前記制御信号に基づいて前記第１制御電流を発生する第１制御電流発生回路（１４）と、前記制御信号発生部からの前記制御信号に対し、前記可変減衰器におけるインピーダンスの整合条件が満たされるよう前記可変減衰器の回路特性に応じた所定の変換を行う変換部（１５、４１）と、前記変換部で変換された制御信号に基づいて前記第２制御電流を発生する第２制御電流発生回路（１６）とを備えることを特徴としている。
この発明によると、制御信号発生部からの制御信号は第１制御電流発生回路及び変換部に入力される。制御信号が第１制御電流発生回路に入力することで第１制御電流が発生する。これに対し、制御信号が変換器に入力すると、可変減衰器におけるインピーダンスの整合条件が満たされるよう可変減衰器の回路特性に応じた所定の変換が行われる。そして、この変換された制御信号が第２制御電流発生回路に入力することで第２制御電流が発生する。
ここで、本発明の可変減衰器の制御装置は、前記制御信号発生部が、前記可変減衰器の減衰量を制御する基準となる基準制御信号を発生する基準制御信号発生器（１３）と、前記可変減衰器から出力される高周波信号を検波する検波器（１１）と、前記検波器で検波された検波信号と前記基準制御信号発生器で発生される前記基準制御信号とを比較し、その差を前記制御信号として出力する比較器（１２）とを備えることが望ましい。
また、本発明の可変減衰器の制御装置は、前記可変減衰器が、前記第１制御電流及び前記第２制御電流の何れか一方の増減の方向に対して何れか他方の増減の方向を逆方向にすることにより、インピーダンスの整合条件を満足しつつ減衰量の連続的な可変が可能となる回路特性を有することを特徴としている。
ここで、本発明の可変減衰器の制御装置は、前記可変減衰器が、対数変換した前記第１制御電流に対して前記第２制御電流をほぼ逆比例させることによりインピーダンスの整合条件が満たされる回路特性を有することを特徴としている。
具体的に、本発明の可変減衰器の制御装置は、前記可変減衰器が、入出力端の間に直列接続されて前記第１制御電流によりバイアス電流が制御される第１ダイオード（２２〜２５）と、前記入出力端の間に並列接続されて前記第２制御電流によりバイアス電流が制御される第２ダイオード（２６、２７）とを備えることを特徴としている。
本発明の可変減衰器の制御装置は、前記変換部が、前記所定の変換として対数変換を行う変換器（１５）を備えることを特徴としている。
また、本発明の可変減衰器の制御装置は、前記変換部が、対数変換した前記第１制御電流と前記第２制御電流との関係が折れ線となるよう前記変換器で変換された制御信号を操作する折線回路（４１）を備えることを特徴としている。

本発明によれば、制御信号発生部からの制御信号に基づいて第１制御電流を生成するとともに、制御信号発生部からの制御信号に対して、可変減衰器におけるインピーダンスの整合条件が満たされるよう可変減衰器の回路特性に応じた所定の変換を行って第２制御電流を生成しているため、１つの制御信号で可変減衰器の最適なインピーダンス整合を容易に実現することができるという効果がある。

以下、図面を参照して本発明の実施形態による可変減衰器の制御装置について詳細に説明する。

〔第１実施形態〕
図１は、本発明の第１実施形態による可変減衰器の制御装置を示すブロック図である。図１に示す制御装置１０は、可変減衰器２０のインピーダンスの整合条件を満足しつつその減衰量を制御する制御装置であり、検波器１１、比較器１２、基準制御信号発生器１３、直列制御電流発生回路１４、変換器１５、及び並列制御電流発生回路１６を備えている。

制御対象の可変減衰器２０は、入力される２つの制御電流（直列制御電流Ｉ１，並列制御電流Ｉ２）によりインピーダンスの整合条件を満足しつつ減衰量が連続的に可変可能なものである。図２は、可変減衰器２０の一例を示す回路図である。尚、可変減衰器には、Ｔ型、Ｏ型、π型等の種々のものがあるが、図２では一例としてπ型の可変減衰器を挙げている。

図２に示す可変減衰器２０は、マイクロ波等の高周波信号が入力される入力端Ｔ１と出力端Ｔ２とを結ぶ信号ライン２１の途中に図中左右二対のＰＩＮダイオード２２，２３及びＰＩＮダイオード２４，２５を直列に挿入するとともに、ＰＩＮダイオード２２，２３のカソード側に左右一対のＰＩＮダイオード２６，２７のカソードをそれぞれシャント状に接続したものである。尚、ＰＩＮダイオード２６，２７のアノード側はそれぞれバイパスコンデンサ２８，２９を介して接地されている。

また、ＰＩＮダイオード２６，２７のアノード側にはダンピング抵抗３０，３１の一端が接続されており、これらダンピング抵抗３０，３１の他端には高周成分遮断用のチョークコイル３２が接続されている。チョークコイル３２の他端は、ＰＩＮダイオード２６，２７に与えるバイアス電流（並列制御電流：第２制御電流）Ｉ２が供給される接続端子３３に接続されている。一方、ＰＩＮダイオード２４，２５のアノード側には高周成分遮断用のチョークコイル３４の一端が接続されており、このチョークコイル３４の他端は、ＰＩＮダイオード２２〜２５に与えるバイアス電流（直列制御電流：第１制御電流）Ｉ１が供給される接続端子３５に接続されている。尚、図２中のコンデンサ３６，３８は、高周波信号の直流成分を除去するものであり（高周波成分に対しては低インピーダンス）、コイル３７，３９はＲＦチョークコイルである。

上記構成の可変減衰器２０において、並列制御電流Ｉ２を可変させるとＰＩＮダイオード２６，２７の抵抗（高周波抵抗成分）が変化し、直列制御電流Ｉ１を可変させるとＰＩＮダイオード２２〜２５の抵抗（高周波抵抗成分）が変化する。よって、直列制御電流Ｉ１及び並列制御電流Ｉ２をそれぞれ制御すれば、インピーダンスの整合条件を満足しつつ可変減衰器２０の減衰量を連続的に可変することが可能である。

図１に戻り、検波器１１は、可変減衰器２０の出力端Ｔ２から出力される高周波信号を検波する。比較器１２は検波器１１の検波信号と基準制御信号発生器１３から出力される基準制御信号とを比較し、その比較結果を示す制御信号Ｃ１を出力する。尚、基準制御信号発生器１３から出力される基準制御信号は可変減衰器２０の減衰量を制御する基準となる信号であり、制御信号Ｃ１は実際に可変減衰器の減衰量を制御するための信号である。直列制御電流発生回路１４は比較器１２から出力される制御信号Ｃ１に応じた直列制御電流Ｉ１を発生する。

変換器１５は、比較器１２から出力される制御信号Ｃ１に対し、可変減衰器２０におけるインピーダンスの整合条件が満たされるよう可変減衰器２０の回路特性に応じた所定の変換を行う。具体的には、変換器１５は可変減衰器２０の回路特性に応じて制御信号Ｃ１に対して対数変換を行う。並列制御電流発生回路１６は、変換器１５で変換された制御信号に応じた並列制御電流Ｉ２を発生する。

以上の通り、本実施形態の可変減衰器の制御装置１０は、検波器１１、比較器１２、及び基準制御信号発生器１３からなる制御信号発生部と、直列制御電流発生回路１４並びに変換器１５及び並列制御電流発生回路１６とによって、検波器１１の検波信号が基準制御信号発生器１３から出力される基準制御信号に一致するよう直列制御電流Ｉ１及び並列制御電流Ｉ２の自動レベル制御（ＡＬＣ：Auto Level Control）が行われる。

ここで、可変減衰器２０の回路特性について説明する。図３は、可変減衰器２０の回路特性を示す図である。図３に示すグラフは、周波数が４ＧＨｚの高周波信号に対してインピーダンスの整合条件が満たされているときの直列制御電流Ｉ１と可変減衰器２０の減衰量及び並列制御電流Ｉ２との関係を示すグラフである。尚、図３に示すグラフにおいては、横軸に直列制御電流Ｉ１をとり、図中左側縦軸に可変減衰器２０の減衰量をとり、図中右側縦軸に並列制御電流Ｉ２をとっている。尚、直列制御電流Ｉ１を示す横軸は対数表示している。

図３において、符号Ｌ１を付した曲線は最適なインピーダンス整合条件が満たされているときの直列制御電流Ｉ１と可変減衰器２０の減衰量との関係を示すグラフであり、符号Ｌ２を付した曲線は最適なインピーダンス整合条件が満たされているときの直列制御電流Ｉ１と並列制御電流Ｉ２との関係を示すグラフである。図３中の曲線Ｌ１を参照すると、直列制御電流Ｉ１が連続的に増加すると可変減衰器２０の減衰量も連続的に増加し、逆に直列制御電流Ｉ１が連続的に減少すると可変減衰器２０の減衰量も連続的に減少することが分かる。

一方、曲線Ｌ２を参照すると、直列制御電流Ｉ１が連続的に増加すると並列制御電流Ｉ２は連続的に減少し、逆に直列制御電流Ｉ１が連続的に減少すると並列制御電流Ｉ２は連続的に増加することが分かる。しかも、対数表示した直列制御電流Ｉ１と並列制御電流Ｉ２との関係はほぼ直線的になる。直列制御電流Ｉ１と並列制御電流Ｉ２とが曲線Ｌ２で示される関係となるよう各々を制御すれば、最適なインピーダンス整合条件が満たされる事になる。

しかしながら、曲線Ｌ２で示される関係を実現するには、回路規模が大きくなるとともに制御が複雑になる。そこで、本実施形態では、直列制御電流Ｉ１と並列制御電流Ｉ２との関係が曲線Ｌ２を直線近似した近似直線Ｌ３となるよう制御することで、実用上問題のない程度のインピーダンス整合条件が満たされるようにしている。本実施形態では、制御信号Ｃ１に対して対数変換を行う変換器１５を並列制御電流発生回路１６の前段に設けて直列制御電流Ｉ１と並列制御電流Ｉ２との関係が近似直線Ｌ３になるよう制御している。このように、本実施形態では、並列制御電流発生回路１６の前段に変換器１５を設けるだけの簡易な構成で、ほぼ最適なインピーダンス整合を容易に実現することができる。

また、本実施形態では、１つの基準信号発生器１３のみで可変減衰器２０の減衰量を制御することができるため、従来のようにて制御データを記憶するために多くのメモリ容量が必要になったり校正に要する時間が長くなるといった問題が生じない。また、直列制御電流Ｉ１及び並列制御電流Ｉ２の両制御電流が帰還制御されるため、温度等が変動してもほぼ最適なインピーダンス整合を保ったまま任意の減衰量に設定することができる。更に、変換器１５として汎用的な対数変換を行う回路を用いることができ、回路規模がさほど大きくならないため、直列制御電流Ｉ１と並列制御電流Ｉ２とを個別に制御する場合に比べて回路規模を簡略化することができる。

〔第２実施形態〕
図４は、本発明の第２実施形態による可変減衰器の制御装置を示すブロック図である。尚、図１に示した第１実施形態による可変減衰器の制御装置１０と同一の構成には同一の符号を付してある。図４に示す可変減衰器の制御装置４０が図１に示す可変減衰器の制御装置１０と異なる点は、変換器１５と並列制御電流発生回路１６との間に折線回路４１を設けた点である。

折線回路４１は、対数変換した直列制御電流Ｉ１と並列制御電流Ｉ２との関係が折れ線となるよう、変換器１５で変換された制御信号を操作する回路である。図５は、折線回路４１で行われる操作を説明するための図である。尚、図５においては、図３と同様のグラフを図示している。つまり、直列制御電流Ｉ１と可変減衰器２０の減衰量との関係を示す曲線Ｌ１と、直列制御電流Ｉ１と並列制御電流Ｉ２との関係を示す曲線Ｌ２とを図示している。

図３を用いて説明した通り、第１実施形態の制御装置１０では、変換器１５を設けて対数変換した直列制御電流Ｉ１と並列制御電流Ｉ２とを直線近似していた。しかしながら、図３から分かるように、近似直線Ｌ３と実際の直列制御電流Ｉ１と並列制御電流Ｉ２との関係には、ＰＩＮダイオード２２〜２７の電流対抵抗特性、高周波における回路寄生素子特性等に起因してずれが生ずる。本実施形態の制御装置４０は対数変換した直列制御電流Ｉ１と並列制御電流Ｉ２との関係を折れ線とすることで、実際の回路特性に合わせようとするものである。

図５に示す例では、折線回路４１によって、対数変換した直列制御電流Ｉ１と並列制御電流Ｉ２とを３つの直線部分からなる折れ線Ｌ４で近似している。この折れ線Ｌ４は、図５中符号Ｐ１で示した部分と、符号Ｐ２で示した部分とが折点とされている。図５と図３とを比較すると、図５に示す折れ線Ｌ４で近似した方が、実際の回路特性（対数変換した直列制御電流Ｉ１と並列制御電流Ｉ２との関係）により近いことが分かる。

以上の通り、本実施形態では、直列制御電流Ｉ１と並列制御電流Ｉ２との関係が折れ線Ｌ４になるよう制御しているため、第１実施形態よりも最適なインピーダンス整合を行うことが可能となる。尚、図５に示す例では、２つの折点Ｐ１，Ｐ２を有する３つの直線部分からなる折れ線で近似したが折点の数は任意である

以上、本発明の実施形態による光信号測定装置及び方法について説明したが、本発明は上記実施形態に制限される訳ではなく、本発明の範囲内で自由に変更が可能である。例えば、上記実施形態では、直列制御電流Ｉ１及び並列制御電流Ｉ２の両制御電流を帰還制御する場合を例に挙げて説明したが、本発明は帰還制御を行わない場合にも適用することができる。つまり、本発明は、図１，図４に示す検波器１１及び比較器１２は必ずしも必須の構成ではない。但し、温度変化等に対して安定性を保つには、これらを備えて帰還制御することが望ましい。

本発明の第１実施形態による可変減衰器の制御装置を示すブロック図である。 可変減衰器２０の一例を示す回路図である。 可変減衰器２０の回路特性を示す図である。 本発明の第２実施形態による可変減衰器の制御装置を示すブロック図である。 折線回路４１で行われる操作を説明するための図である。 従来の可変減衰器の一例を示す回路図である。 可変減衰器１００の減衰量を制御する制御装置の第１従来例を示すブロック図である。 可変減衰器１００の減衰量を制御する制御装置の第２従来例を示すブロック図である。

符号の説明

１０ 可変減衰器の制御装置
１１ 検波器
１２ 比較器
１３ 基準制御信号発生器
１４ 直列制御電流発生回路
１５ 変換器
１６ 並列制御電流発生回路
２０ 可変減衰器
２２〜２５ ＰＩＮダイオード
２６，２７ ＰＩＮダイオード
４０ 可変減衰器の制御装置
４１ 折線回路
Ｃ１ 制御信号
Ｉ１ 直列制御電流
Ｉ２ 並列制御電流

Claims (7)

1. 第１制御電流及び第２制御電流によりインピーダンスの整合条件を満足しつつ減衰量が連続的に可変可能な可変減衰器を制御する可変減衰器の制御装置において、
   前記可変減衰器の減衰量を制御する制御信号を発生する制御信号発生部と、
   前記制御信号発生部で発生される前記制御信号に基づいて前記第１制御電流を発生する第１制御電流発生回路と、
   前記制御信号発生部からの前記制御信号に対し、前記可変減衰器におけるインピーダンスの整合条件が満たされるよう前記可変減衰器の回路特性に応じた所定の変換を行う変換部と、
   前記変換部で変換された制御信号に基づいて前記第２制御電流を発生する第２制御電流発生回路と
   を備えることを特徴とする可変減衰器の制御装置。
2. 前記制御信号発生部は、前記可変減衰器の減衰量を制御する基準となる基準制御信号を発生する基準制御信号発生器と、
   前記可変減衰器から出力される高周波信号を検波する検波器と、
   前記検波器で検波された検波信号と前記基準制御信号発生器で発生される前記基準制御信号とを比較し、その差を前記制御信号として出力する比較器と
   を備えることを特徴とする請求項１記載の可変減衰器の制御装置。
3. 前記可変減衰器は、前記第１制御電流及び前記第２制御電流の何れか一方の増減の方向に対して何れか他方の増減の方向を逆方向にすることにより、インピーダンスの整合条件を満足しつつ減衰量の連続的な可変が可能となる回路特性を有することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の可変減衰器の制御装置。
4. 前記可変減衰器は、対数変換した前記第１制御電流に対して前記第２制御電流をほぼ逆比例させることによりインピーダンスの整合条件が満たされる回路特性を有することを特徴とする請求項３記載の可変減衰器の制御装置。
5. 前記可変減衰器は、入出力端の間に直列接続されて前記第１制御電流によりバイアス電流が制御される第１ダイオードと、
   前記入出力端の間に並列接続されて前記第２制御電流によりバイアス電流が制御される第２ダイオードと
   を備えることを特徴とする請求項３又は請求項４記載の可変減衰器の制御装置。
6. 前記変換部は、前記所定の変換として対数変換を行う変換器を備えることを特徴とする請求項４記載の可変減衰器の制御装置。
7. 前記変換部は、対数変換した前記第１制御電流と前記第２制御電流との関係が折れ線となるよう前記変換器で変換された制御信号を操作する折線回路を備えることを特徴とする請求項６記載の可変減衰器の制御装置。
   

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