JP2008092786A

JP2008092786A - Electric power converter

Info

Publication number: JP2008092786A
Application number: JP2007035798A
Authority: JP
Inventors: Isami Norikoshi; 勇美乗越; Yosuke Harada; 陽介原田; Kenta Tsukagoshi; 健太塚越
Original assignee: Ebara Densan Ltd
Current assignee: Ebara Densan Ltd
Priority date: 2006-09-05
Filing date: 2007-02-16
Publication date: 2008-04-17

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a DC-to-AC electric power converter that achieves compactness/economy of DC-to-AC electric power, by eliminating the need for a large capacity capacitor for smoothing, as well as, allows a DC power supply to operate efficiently by substantially eliminating the ripples of the input DC current (DC power current). <P>SOLUTION: An electric power converter is provided with circuits 12, 13 for forming a DC pulse array with a constant duty ratio from a DC voltage, and an inverter circuit 14 has the DC pulse array as an input voltage, and outputs an AC voltage waveform by turning the DC pulse array on/off by a pulse width modulation signal by using switching elements S1 to S4. Switching of the switching element of the inverter circuit is performed, by positioning the rise of the pulse width modulation signal, simultaneously with or immediately prior to the rise of the DC pulse array, and positioning the fall of the pulse width modulation signal, simultaneously with or immediately after the fall of the DC pulse array. Furthermore, the electric power converter includes a ripple absorption circuit, comprising a series circuit with an inductor (L2) and a capacitor (C3). <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換器に係り、特に直流電源の直流電力をパルス列の直流電力に変換し、さらに交流電力に変換する直流パルス列を用いた電力変換器に関する。 The present invention relates to a power converter that converts DC power into AC power, and more particularly, to a power converter that uses a DC pulse train that converts DC power of a DC power source into DC power of a pulse train and further converts it into AC power.

直流電力を交流電力に変換する電力変換装置では、通常は、直流電源の直流入力電圧をスイッチ素子により直流パルス列に変換し、高周波トランスや昇圧回路を用いて昇圧し、昇圧した直流パルス列の電圧を全波整流回路等により整流し、大容量のコンデンサで平滑し、一旦昇圧した直流電力として貯留する。そして、スイッチ素子をブリッジ接続したインバータ回路に昇圧した直流電力を入力し、インバータ回路のスイッチ素子を、正弦波を形成するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号に従ってオンオフ制御することで、正弦波の交流電圧波形を出力する方式が一般的である（例えば、特許文献１）。 In a power conversion device that converts DC power to AC power, the DC input voltage of the DC power supply is usually converted to a DC pulse train by a switch element, boosted using a high-frequency transformer or a booster circuit, and the boosted DC pulse train voltage is converted. Rectified by a full-wave rectifier circuit, etc., smoothed by a large-capacitance capacitor, and stored as DC power that has been once boosted. Then, the boosted DC power is input to the inverter circuit in which the switch elements are bridge-connected, and the switch elements of the inverter circuit are controlled on and off in accordance with a pulse width modulation (PWM) signal that forms a sine wave, whereby a sine wave AC voltage A method of outputting a waveform is common (for example, Patent Document 1).

しかしながら、この方式では、平滑用の大容量のコンデンサが必要であるので、大容量のコンデンサによる電力変換装置の大型化という問題がある。さらに、インバータ回路では、高い直流電圧が印加されたスイッチ素子をパルス幅変調信号によりオンオフ制御するので、スイッチ素子のスイッチング損失が発生し、またスイッチングノイズも発生するという問題がある。 However, since this method requires a large capacity capacitor for smoothing, there is a problem of increasing the size of the power conversion device using the large capacity capacitor. Further, in the inverter circuit, since the switching element to which a high DC voltage is applied is controlled to be turned on / off by the pulse width modulation signal, there is a problem that switching loss of the switching element occurs and switching noise also occurs.

また、別方式の直流−交流電力変換装置として、平滑用の大容量のコンデンサを不要とする方式が知られている。これは、直流電源の直流電圧をトランスの一次巻線に直列に印加し、該一次巻線に直列に接続したスイッチ素子を交流電圧波形のパルス幅変調信号に従ってオンオフ制御することにより、トランスの二次巻線からパルス幅変調信号に対応したパルス幅の正極性と負極性の直流パルスを取り出し、これを双方向スイッチにより整流して交流電圧波形を形成するものである（例えば、特許文献２）。 As another type of DC-AC power conversion device, a method that eliminates the need for a large-capacity capacitor for smoothing is known. This is because a DC voltage of a DC power source is applied in series to the primary winding of the transformer, and a switch element connected in series to the primary winding is turned on / off according to a pulse width modulation signal having an AC voltage waveform, thereby switching the transformer. A DC pulse having a positive polarity and a negative polarity corresponding to the pulse width modulation signal is taken out from the next winding and rectified by a bidirectional switch to form an AC voltage waveform (for example, Patent Document 2). .

この方式では、前者の（通常の）直流−交流電力変換装置と異なり、トランスの一次巻線側でパルス幅変調波形を形成するので、トランスの二次巻線側で整流回路および大容量のコンデンサによる平滑部を設ける必要がなく、電力変換装置の小型化を実現できる。しかし、トランスの二次巻線側に整流部および平滑部を持たず、直流電源に直結したトランスの一次巻線側で正弦波に対応したパルス幅変調信号によるスイッチ素子のスイッチングを行うため、トランスへの入力直流電流（すなわち、直流電源電流）が出力交流電流の２倍の周波数に同期したリップル電流になってしまうという問題がある。そのためトランスは高周波トランスとはならず大きくなり、更にトランス一次巻線への入力直流電流のリップル分を除去するために、ＬＣフィルタなどを用いて入力直流電流を平滑しなければならないが、小型化の妨げになると共に、ＬＣフィルタによって損失が発生してしまうため効率にも影響を与えてしまうという問題がある。 In this method, unlike the former (normal) DC-AC power converter, a pulse width modulation waveform is formed on the primary winding side of the transformer, so a rectifier circuit and a large-capacity capacitor are formed on the secondary winding side of the transformer. Therefore, it is not necessary to provide a smoothing unit, and the power converter can be downsized. However, since the secondary winding side of the transformer does not have a rectifying unit and a smoothing unit, the switching element is switched by a pulse width modulation signal corresponding to a sine wave on the primary winding side of the transformer directly connected to the DC power source. There is a problem that the input direct current (i.e., the direct current power supply current) to the inverter becomes a ripple current synchronized with a frequency twice that of the output alternating current. For this reason, the transformer is not a high-frequency transformer and becomes larger, and in order to remove the ripple of the input DC current to the transformer primary winding, the input DC current must be smoothed using an LC filter or the like. In addition, there is a problem that the efficiency is also affected because a loss is generated by the LC filter.

特開平５−３２８７４８号公報JP-A-5-328748 特許第２６８３４２０号公報Japanese Patent No. 2683420

本発明は、上述した事情に鑑みて為されたもので、平滑用の大容量コンデンサを不要として直流−交流電力変換装置の小型化・経済化を図るとともに、入力直流電流（直流電源電流）のリップルを殆ど無くし、直流電源を効率的に動作させることができる直流−交流電力変換器を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above-described circumstances, and eliminates the need for a smoothing large-capacitance capacitor, thereby reducing the size and cost of the DC-AC power converter and reducing the input DC current (DC power supply current). An object of the present invention is to provide a DC-AC power converter capable of operating a DC power source efficiently with almost no ripple.

本発明の直流−交流電力変換器は、直流電圧から一定デューティ比の直流パルス列を形成する回路と、前記直流パルス列を入力電圧とするインバータ回路とを備え、前記インバータ回路のスイッチ素子を用いて前記直流パルス列をパルス幅変調信号でオンオフすることにより交流電圧波形を出力することを特徴とするものである。 A DC-AC power converter according to the present invention includes a circuit that forms a DC pulse train having a constant duty ratio from a DC voltage, and an inverter circuit that uses the DC pulse train as an input voltage, and uses the switching element of the inverter circuit. An AC voltage waveform is output by turning on / off a DC pulse train using a pulse width modulation signal.

ここで、直流パルス列の立ち上がりと同時かその前に、前記パルス幅変調信号の立ち上がりを位置させ、あるいは、前記直流パルス列の立下りと同時かその後に前記パルス幅変調信号の立ち下がりを位置させ、前記インバータ回路のスイッチ素子をスイッチングすることが好ましい。また、インダクタ（Ｌ２）とコンデンサ（Ｃ３）との直列回路からなるリップル吸収回路をさらに備えることが好ましい。更に、コンデンサ（Ｃ６）とスイッチ素子（Ｓ５）からなるサージ吸収回路を備えることが好ましい。 Here, the leading edge of the pulse width modulation signal is positioned simultaneously with or before the rising edge of the DC pulse train, or the trailing edge of the pulse width modulation signal is positioned simultaneously with or after the falling edge of the DC pulse train, It is preferable to switch the switch element of the inverter circuit. Moreover, it is preferable to further include a ripple absorption circuit composed of a series circuit of an inductor (L2) and a capacitor (C3). Furthermore, it is preferable to provide a surge absorption circuit comprising a capacitor (C6) and a switch element (S5).

本発明によれば、直流電圧から一定デューティ比の直流パルス列を形成し、この直流パルス列をインバータ回路に入力し、インバータ回路のスイッチ素子を用いて直流パルス列をパルス幅変調信号でオンオフすることにより交流電圧波形を出力するので、整流部および平滑部を設けることなく、直流パルス列からインバータ回路により交流電圧波形を出力することができる。これにより、平滑用の大容量コンデンサなどを不要とし、装置を小型・経済化できる。 According to the present invention, a DC pulse train having a constant duty ratio is formed from a DC voltage, this DC pulse train is input to an inverter circuit, and the DC pulse train is turned on / off by a pulse width modulation signal using a switching element of the inverter circuit. Since the voltage waveform is output, the AC voltage waveform can be output from the DC pulse train by the inverter circuit without providing the rectifying unit and the smoothing unit. This eliminates the need for a smoothing large-capacity capacitor or the like, and makes the device compact and economical.

直流パルス列の立ち上がりと同時かその前に、パルス幅変調信号の立ち上がりを位置させ、インバータ回路のスイッチ素子をゼロ電圧スイッチングまたはゼロ電流スイッチングすることで、スイッチ素子のスイッチング損失を低減し、スイッチングノイズの発生を防止できる。これにより、直流−交流電力変換器の効率および性能を高めることができる。また、インダクタ（Ｌ２）とコンデンサ（Ｃ３）との直列回路からなるリップル吸収回路をさらに備えることで、交流電圧波形の形成に伴って生じるリップル電流を効果的に吸収
するので、直流電源に影響を及ぼすことは殆ど無い。従って、部品点数を削減し、小型・経済化すると共に、直流電源へのリップル電流の影響を無くし、直流電源を効率的に動作させることができる直流−交流電力変換器を提供することができる。 The rising edge of the pulse width modulation signal is positioned at the same time as or before the rising edge of the DC pulse train, and the switching element of the inverter circuit is switched to zero voltage or zero current, thereby reducing the switching loss of the switching element and reducing the switching noise. Occurrence can be prevented. Thereby, the efficiency and performance of a DC-AC power converter can be improved. In addition, since a ripple absorption circuit composed of a series circuit of an inductor (L2) and a capacitor (C3) is further provided, the ripple current generated along with the formation of the AC voltage waveform is effectively absorbed. There is almost no effect. Accordingly, it is possible to provide a DC-AC power converter capable of reducing the number of parts, reducing the size and economy, eliminating the influence of ripple current on the DC power supply, and operating the DC power supply efficiently.

以下、本発明の実施形態について、添付図面に基づいて説明する。図１は本発明の第１実施形態の直流−交流電力変換器を示し、図２はその動作例のタイムチャートを示す。なお、各図中、同一の作用または機能を有する部材または要素には、同一の符号を付して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 shows a DC-AC power converter according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 2 shows a time chart of an operation example thereof. In addition, in each figure, the same code | symbol is attached | subjected and demonstrated to the member or element which has the same effect | action or function.

本発明の直流−交流電力変換器は、燃料電池や太陽電池等の直流電源、あるいはガスタービン発電機や風力発電機等から生成した交流電力を整流して形成した直流電源１１の直流電力を昇圧回路１２と高周波トランス１３により昇圧し、トランス二次巻線側のインバータ回路１４の入力部１４ａ，１４ｂに一定デューティ比の直流パルス列Ｖinvを形成する。そして、この直流パルス列をフルブリッジ型インバータ回路１４のＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子Ｓ１−Ｓ４をパルス幅変調信号に従ってオンオフ制御することにより、インバータ回路１４の出力部１４ｃ，１４ｄに交流電圧波形を形成し、交流出力電流Ｉoutを出力する。ここで、インダクタＬ３とコンデンサＣ５はインバータ回路１４のフィルタ回路を構成している。また、トランス１３の三次巻線には、リップル吸収回路１５が接続されている。 The DC-AC power converter of the present invention boosts the DC power of a DC power source 11 formed by rectifying AC power generated from a DC power source such as a fuel cell or a solar cell, or a gas turbine generator or a wind power generator. The voltage is boosted by the circuit 12 and the high-frequency transformer 13, and a DC pulse train Vinv having a constant duty ratio is formed at the input portions 14a and 14b of the inverter circuit 14 on the transformer secondary winding side. Then, the DC pulse train is subjected to on / off control according to the pulse width modulation signal of the switch elements S1-S4 such as MOSFETs of the full bridge inverter circuit 14, thereby forming an AC voltage waveform at the output portions 14c and 14d of the inverter circuit 14, An AC output current Iout is output. Here, the inductor L3 and the capacitor C5 constitute a filter circuit of the inverter circuit 14. A ripple absorption circuit 15 is connected to the tertiary winding of the transformer 13.

昇圧回路１２では、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子Ｑ１を発電機の出力電圧、トランスの昇圧比、連系する系統の電圧等を考慮して適宜決定された一定のデューティ比でオンオフ制御することで昇圧し、これをコンデンサＣ１とトランス１３の一次巻線の直列回路に印加する。これにより、トランス１３の二次巻線に正極性と負極性の直流パルスが交互に形成される。そして、負極性パルス印加時はスイッチ素子Ｓ１−Ｓ４に内蔵するダイオードを通してコンデンサＣ４を充電する。次に、正極性パルス印加時は直流パルス列Ｖinvがインバータ回路１４の入力部１４ａ，１４ｂに供給され、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４によって、ＰＷＭ制御され正弦波交流電力を出力する。 In the booster circuit 12, the switch element Q1 such as a MOSFET is boosted by on / off control with a constant duty ratio appropriately determined in consideration of the output voltage of the generator, the boost ratio of the transformer, the voltage of the interconnected system, and the like. This is applied to the series circuit of the capacitor C1 and the primary winding of the transformer 13. As a result, positive and negative DC pulses are alternately formed in the secondary winding of the transformer 13. When a negative pulse is applied, the capacitor C4 is charged through a diode built in the switch elements S1-S4. Next, when a positive pulse is applied, the DC pulse train Vinv is supplied to the input parts 14a and 14b of the inverter circuit 14, and PWM control is performed by the switch elements S1-S4 to output sine wave AC power.

この直流パルス列Ｖinvは、一定デューティ比で、その直流電圧は昇圧回路１２のデューティ比とトランス１３の巻数比で決まる値となる。そして、直流パルス列Ｖinvをスイッチ素子Ｓ１−Ｓ４により可変幅のパルス幅変調信号でオンオフすることで、交流電圧波形を形成するので、トランス１３の二次巻線側の出力を全波整流・平滑化することなく、そのまま使用することができる。従って、全波整流回路および大容量の平滑用コンデンサを不要としつつ、インバータ回路１４により交流電圧波形を形成し、交流電力を出力することができる。 The DC pulse train Vinv has a constant duty ratio, and the DC voltage has a value determined by the duty ratio of the booster circuit 12 and the turn ratio of the transformer 13. Since the AC voltage waveform is formed by turning on / off the DC pulse train Vinv with the pulse width modulation signal having a variable width by the switch elements S1-S4, the output on the secondary winding side of the transformer 13 is full-wave rectified and smoothed. It can be used as it is without. Therefore, an AC voltage waveform can be formed by the inverter circuit 14 and AC power can be output while eliminating a full-wave rectifier circuit and a large-capacity smoothing capacitor.

以下に、各部の回路構成例および動作例について説明する。昇圧回路１２は、トランス１３の一次巻線の一端がインダクタＬ１とコンデンサＣ１の直列回路を介して直流電源１１の一端（＋側）に接続され、トランス１３の一次巻線の他端が直流電源１１の他端（−側）に接続され、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との間と、直流電源とトランスの一次巻線の−側との間に接続されるスイッチ素子Ｑ１と、トランス１３とによって構成されている。さらに、トランス１３の二次巻線の一端がコンデンサＣ４を介してインバータ回路１４の入力部１４ａに接続され、トランス１３の二次巻線の他端がインバータ回路１４の入力部１４ｂに接続されている。 Hereinafter, circuit configuration examples and operation examples of each unit will be described. In the booster circuit 12, one end of the primary winding of the transformer 13 is connected to one end (+ side) of the DC power supply 11 via a series circuit of the inductor L1 and the capacitor C1, and the other end of the primary winding of the transformer 13 is connected to the DC power supply. 11 is connected to the other end (− side) of the switch 11, and is configured by a transformer 13 and a switch element Q 1 connected between the inductor L 1 and the capacitor C 1, between the DC power supply and the − side of the primary winding of the transformer. Has been. Further, one end of the secondary winding of the transformer 13 is connected to the input part 14a of the inverter circuit 14 via the capacitor C4, and the other end of the secondary winding of the transformer 13 is connected to the input part 14b of the inverter circuit 14. Yes.

スイッチ素子Ｑ１のゲート信号が図２（ａ）に示すように入力されると、ゲート信号「Ｈ」でスイッチ素子Ｑ１がオンしてコンデンサＣ１の電圧が正極性パルスとしてトランス１３の一次巻線に印加され、電流はスイッチ素子Ｑ１を通して流れる。ゲート信号「Ｌ」でスイッチ素子Ｑ１がオフすると、電流はインダクタＬ１からコンデンサＣ１に流れ、デューティ比と電圧Ｅにより決まってくる電圧が負極性パルスとしてトランス１３の一次巻線に印加される。従って、トランス１３の一次巻線に印加される電圧Ｖinは図２（ｂ）に示すようになる。 When the gate signal of the switching element Q1 is input as shown in FIG. 2A, the switching element Q1 is turned on by the gate signal “H”, and the voltage of the capacitor C1 is applied to the primary winding of the transformer 13 as a positive pulse. Applied, current flows through the switch element Q1. When the switch element Q1 is turned off by the gate signal “L”, a current flows from the inductor L1 to the capacitor C1, and a voltage determined by the duty ratio and the voltage E is applied to the primary winding of the transformer 13 as a negative pulse. Accordingly, the voltage Vin applied to the primary winding of the transformer 13 is as shown in FIG.

トランス１３は巻線比に従って印加電圧を昇圧し、二次巻線に図２（ｂ）に示すのと同一波形の電圧波形を形成する。トランス１３の二次巻線の一端がコンデンサＣ４を介してインバータ回路１４の入力部１４ａに接続され、トランス１３の二次巻線の他端がインバータ回路１４の入力部１４ｂに接続され、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４はそれぞれインバータ回路１４の＋側から見て逆方向の寄生ダイオードを内蔵している。 The transformer 13 boosts the applied voltage according to the winding ratio, and forms a voltage waveform having the same waveform as that shown in FIG. 2B in the secondary winding. One end of the secondary winding of the transformer 13 is connected to the input portion 14a of the inverter circuit 14 via the capacitor C4, and the other end of the secondary winding of the transformer 13 is connected to the input portion 14b of the inverter circuit 14, S1 to S4 each incorporate a parasitic diode in the reverse direction when viewed from the + side of the inverter circuit 14.

このため、図２（ｂ）に示す負極性パルスがトランス１３の二次巻線に生じると、上記ダイオードが順方向動作となり、インバータ回路１４の入力部１４ａ，１４ｂは略同一電位（ダイオードのＶf電位、実質的にゼロ電圧）となり、この負極性パルス電圧がコンデンサＣ４に印加される。図２（ｂ）に示す正極性パルスがトランス１３の二次巻線に生じると、上記ダイオードは逆方向動作となり、インバータ回路１４の入力部１４ａ，１４ｂ間にはこの正極性パルス電圧とコンデンサＣ４に蓄積された負極性パルス電圧とが加算された電圧が形成される。 Therefore, when the negative pulse shown in FIG. 2B is generated in the secondary winding of the transformer 13, the diode operates in the forward direction, and the input portions 14a and 14b of the inverter circuit 14 have substantially the same potential (Vf of the diode). Potential, substantially zero voltage), and this negative pulse voltage is applied to the capacitor C4. When the positive pulse shown in FIG. 2B is generated in the secondary winding of the transformer 13, the diode operates in the reverse direction, and the positive pulse voltage and the capacitor C4 are connected between the input portions 14a and 14b of the inverter circuit 14. A voltage obtained by adding the negative polarity pulse voltage accumulated in is formed.

従って、インバータ回路１４の（直流）入力部１４ａ，１４ｂ間に供給される電圧Ｖinvは、図２（ｃ）に示す単極性の直流パルス列波形となる。ここで、スイッチ素子Ｑ１のオンオフ制御のデューティ比を８０％程度に設定しておくことで、インバータ入力部の電圧Ｖinvは、一定デューティ比（８０％程度）の上記電圧の直流パルス列波形となる。 Therefore, the voltage Vinv supplied between the (direct current) input portions 14a and 14b of the inverter circuit 14 has a unipolar direct current pulse train waveform shown in FIG. Here, by setting the duty ratio of the on / off control of the switch element Q1 to about 80%, the voltage Vinv of the inverter input unit becomes a DC pulse train waveform of the voltage having a constant duty ratio (about 80%).

インバータ回路１４は、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子Ｓ１−Ｓ４をブリッジ型に接続したフルブリッジ型のインバータ回路であり、出力側にインダクタＬ３とコンデンサＣ５とからなるフィルタ回路を備えている。スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４のゲート信号として、図２（ｄ）−（ｇ）に示すようなパルス幅変調信号または「Ｌ」信号を供給することで、インバータ回路１４の出力部１４ｃ，１４ｄ間にはパルス幅変調信号に従い図２（ｈ）に示す正弦波の交流出力電流Ｉoutが系統Ｖsysに供給される。 The inverter circuit 14 is a full bridge type inverter circuit in which switch elements S1 to S4 such as MOSFETs are connected in a bridge type, and includes a filter circuit including an inductor L3 and a capacitor C5 on the output side. By supplying a pulse width modulation signal or “L” signal as shown in FIGS. 2D to 2G as the gate signals of the switch elements S1 to S4, the output portions 14c and 14d of the inverter circuit 14 are not connected. A sinusoidal AC output current Iout shown in FIG. 2H is supplied to the system Vsys according to the pulse width modulation signal.

この直流−交流電力変換器によれば、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４のゼロ電圧スイッチングが可能である。ゼロ電圧スイッチングとは、スイッチング素子の寄生容量に蓄積された電荷がなくなってからスイッチ素子のオンオフを行うスイッチング方式で、スイッチングノイズやスイッチング損失を発生させないスイッチング方法である。本回路方式では、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４を直流パルス列（インバータ入力電圧Ｖinv）の立ち上がりと同時かその前にオンさせることで、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４をオン状態にして、その後、直流電圧が印加され、電流が流れる。これによりゼロ電圧スイッチングを実現できる（図２（ｃ）と図２（ｄ）−（ｇ）参照）。これにより、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４のスイッチング損失を低減し、またスイッチングノイズの発生を防止することができる。 According to this DC-AC power converter, zero voltage switching of the switch elements S1-S4 is possible. Zero voltage switching is a switching method in which the switching element is turned on / off after the electric charge accumulated in the parasitic capacitance of the switching element disappears, and is a switching method that does not generate switching noise and switching loss. In this circuit system, the switch elements S1-S4 are turned on at the same time as or before the rising of the DC pulse train (inverter input voltage Vinv), so that the switch elements S1-S4 are turned on, and then the DC voltage is applied. Current flows. Thereby, zero voltage switching is realizable (refer to Drawing 2 (c) and Drawing 2 (d)-(g)). Thereby, switching loss of switch element S1-S4 can be reduced, and generation | occurrence | production of switching noise can be prevented.

すなわち、従来の直流電源の高電圧が印加された状態でスイッチ素子をオン制御する場合には、スイッチング損失やスイッチングノイズが発生する。スイッチ素子をオン状態にして電圧を印加するゼロ電圧スイッチングによりこの問題を無くし、効率を向上し、品質を良好なものとすることができる。なお、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４のオフに際しては、流れている電流がスイッチ素子Ｓ１−Ｓ４の寄生容量にチャージされるので、問題を生じない。 That is, when the switch element is turned on in a state where a high voltage of a conventional DC power supply is applied, switching loss and switching noise are generated. Zero voltage switching in which the switch element is turned on to apply a voltage can eliminate this problem, improve efficiency, and improve quality. Note that when the switch elements S1-S4 are turned off, the current that flows is charged to the parasitic capacitances of the switch elements S1-S4, so that no problem occurs.

なお、インバータ回路１４では、直流入力電圧が通常のインバータ装置と異なり、デューティ比８０％程度の直流パルス列であり、パルス幅変調の変調度１００％が直流パルス列のデューティ比に制限される。しかしながら、このインバータ回路１４の動作は、通常のインバータ装置の動作と変わるものではない。そして、トランス１３の一次巻線側で形成した正極性パルスと負極性パルスを昇圧して、コンデンサＣ４を介してそのままインバータ回路の直流入力電圧として利用するので、全波整流回路や大容量の平滑用コンデンサが不要となるという利点を有しつつ、また、上述のゼロ電圧スイッチングの利点を有しつつ、通常のインバータ装置と同様に動作させることができる。 In the inverter circuit 14, the DC input voltage is a DC pulse train with a duty ratio of about 80%, unlike a normal inverter device, and the modulation factor of 100% of the pulse width modulation is limited to the duty ratio of the DC pulse train. However, the operation of the inverter circuit 14 is not different from the operation of a normal inverter device. Since the positive and negative pulses formed on the primary winding side of the transformer 13 are boosted and used as they are as the DC input voltage of the inverter circuit via the capacitor C4, a full-wave rectifier circuit or a large-capacity smoothing circuit is used. It is possible to operate in the same manner as a normal inverter device while having the advantage that the capacitor for use is not necessary and also having the advantage of the above-described zero voltage switching.

次に、直流電源からの入力電流Ｉinについて説明する。「従来技術」の項で述べたように、トランスの一次巻線側でパルス幅変調制御によりスイッチ素子のスイッチングを行うと、二次巻線側で整流部および平滑部を設けることなく交流電圧波形を形成できるが、一次巻線側で正弦波状の交流電圧波形を形成するため、必然的に入力電流（直流電源電流）に交流出力電流に対応したリップル成分が形成される。 Next, the input current Iin from the DC power supply will be described. As described in the section of “Prior Art”, when the switching element is switched by pulse width modulation control on the primary winding side of the transformer, the AC voltage waveform is not provided on the secondary winding side without providing a rectifying unit and a smoothing unit. However, since a sinusoidal AC voltage waveform is formed on the primary winding side, a ripple component corresponding to the AC output current is inevitably formed in the input current (DC power supply current).

これに対して本発明の直流−交流電力変換器では、通常のインバータ装置と同様にインバータ回路１４はトランス１３の二次巻線側に配置され、そこで交流電圧波形を形成するためのスイッチング動作が行われる。このため、系統に供給する交流電流は昇圧回路１２およびトランス１３から供給される直流電力から供給されるので、ここに大容量のコンデンサを備える場合には、原理的に通常のインバータ装置と同様に、入力電流（直流電源電流）にリップル電流成分は生じない。そして、トランス１３の一次巻線側ではデューティ比一定のスイッチング動作を行うので、入力電流Ｉinは図２（ｉ）に示すように一定となる。 On the other hand, in the DC-AC power converter of the present invention, the inverter circuit 14 is arranged on the secondary winding side of the transformer 13 as in a normal inverter device, and there is a switching operation for forming an AC voltage waveform there. Done. For this reason, the AC current supplied to the system is supplied from the DC power supplied from the booster circuit 12 and the transformer 13. Therefore, in the case where a large-capacity capacitor is provided here, in principle, as in a normal inverter device. The ripple current component does not occur in the input current (DC power supply current). Since the switching operation with a constant duty ratio is performed on the primary winding side of the transformer 13, the input current Iin becomes constant as shown in FIG.

しかしながら、本発明の直流−交流電力変換器は、大容量の平滑用コンデンサを設けることなく、交流電圧波形を形成することを特徴とするものであり、インバータ回路１４で形成される交流電流成分がトランス１３を介して一次巻線側（直流側）に及び、入力電流にリップル成分が生じる。このようなリップル成分を除去するため、この直流−交流電力変換器では、リップル吸収回路１５を備えている。 However, the DC-AC power converter of the present invention is characterized in that an AC voltage waveform is formed without providing a large-capacity smoothing capacitor, and the AC current component formed by the inverter circuit 14 is A ripple component is generated in the input current through the transformer 13 to the primary winding side (DC side). In order to remove such a ripple component, the DC-AC power converter includes a ripple absorption circuit 15.

リップル吸収回路１５は、この実施形態ではトランス１３の三次巻線に接続され、インダクタＬ２とコンデンサＣ３の直列回路により構成されている。なお、ダイオードＤ１とコンデンサＣ２は倍電圧整流回路を構成しているが、ダイオードＤ１の両端には、Ｖinvと相似のパルス電圧が現れる。インバータ回路１４で交流電圧波形が形成され、交流出力電流Ｉoutが形成されると、大容量コンデンサを備えない本発明の直流−交流電力変換器では、直流側が交流出力電流Ｉoutの影響を受け、入力電流に交流周波数のリップル電流成分が重畳することになる。例えば、燃料電池等の直流電源においては、リップル電流成分は電池の消耗を早める等の問題があり好ましくない。 In this embodiment, the ripple absorption circuit 15 is connected to the tertiary winding of the transformer 13 and is configured by a series circuit of an inductor L2 and a capacitor C3. Although the diode D1 and the capacitor C2 constitute a voltage doubler rectifier circuit, a pulse voltage similar to Vinv appears at both ends of the diode D1. When an AC voltage waveform is formed by the inverter circuit 14 and an AC output current Iout is formed, in the DC-AC power converter of the present invention that does not include a large-capacitance capacitor, the DC side is affected by the AC output current Iout, A ripple current component of AC frequency is superimposed on the current. For example, in a DC power source such as a fuel cell, the ripple current component is not preferable because it causes problems such as expediting battery consumption.

そこで、入力電流のリップル電流成分をリップル吸収回路１５により吸収するようにしたものである。リップル吸収回路１５は、出力交流電流の正弦波が正または負のピーク付近ではコンデンサＣ３からの放電電流が増加し、インバータ回路１４側に電流が流れる。また、出力交流電流の正弦波がゼロクロス付近では入力電流Ｉinの余剰分をコンデンサＣ３にチャージする。チャージしたコンデンサＣ３は出力交流電流の正弦波が正または負のピーク付近で放電し、電流をインバータ回路１４に供給する。 Therefore, the ripple current component of the input current is absorbed by the ripple absorption circuit 15. In the ripple absorption circuit 15, the discharge current from the capacitor C <b> 3 increases near the positive or negative peak of the output AC current, and the current flows to the inverter circuit 14 side. Further, when the sine wave of the output alternating current is in the vicinity of the zero cross, the surplus of the input current Iin is charged to the capacitor C3. The charged capacitor C3 is discharged near the positive or negative peak of the sine wave of the output alternating current, and supplies the current to the inverter circuit.

従って、コンデンサＣ３の電圧Ｖc3は図２（ｊ）に示すようになり、コンデンサＣ３の充放電電流Ｉc3の平均値は図２（ｋ）に示すようになる。このように、リップル吸収回路１５によれば、高周波で充放電を繰り返しながら、インバータ回路１４の交流出力電流に伴う入力電流のリップル成分に対してバッファ的な働きをなし、直流電源１１の入力電流Ｉinは図２（ｉ）に示すようになり、リップル成分の影響を殆ど無くすことができる。 Accordingly, the voltage Vc3 of the capacitor C3 is as shown in FIG. 2 (j), and the average value of the charge / discharge current Ic3 of the capacitor C3 is as shown in FIG. 2 (k). As described above, according to the ripple absorption circuit 15, while charging and discharging are repeated at a high frequency, the ripple component of the input current accompanying the AC output current of the inverter circuit 14 functions as a buffer, and the input current of the DC power supply 11 is obtained. Iin is as shown in FIG. 2 (i), and the influence of the ripple component can be almost eliminated.

このリップル吸収回路１５は、コイル・コンデンサ・ダイオードで構成されており、制御を必要としないため、簡単な回路で部品点数も少なく構成できる。また、リップル吸収回路１５に印加される電圧はトランス１３の巻数比によって、任意に決めることができるため、高電圧を出力しなければならない回路でも、コンデンサの耐圧を小さくすることができる。 The ripple absorbing circuit 15 is composed of a coil, a capacitor, and a diode, and does not require control. Therefore, the ripple absorbing circuit 15 can be configured with a simple circuit and a small number of parts. Further, since the voltage applied to the ripple absorbing circuit 15 can be arbitrarily determined by the turns ratio of the transformer 13, the withstand voltage of the capacitor can be reduced even in a circuit that must output a high voltage.

なお、上記実施形態では、インバータ回路のスイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いる例について説明したが、インバータ回路のスイッチ素子をＩＧＢＴに変更することも可能である。ＩＧＢＴによる損失はＭＯＳＦＥＴと異なりテール電流による損失となるため、オンオフ信号のタイミングもＭＯＳＦＥＴと異なり、直流パルス列の立ち下がりと同時かその後にパルス幅変調信号の立ち下がりを位置させインバータ回路のスイッチ素子に流れる電流がゼロ電流になってからスイッチングを行う。 In the above-described embodiment, the example in which the MOSFET is used as the switching element of the inverter circuit has been described. However, the switching element of the inverter circuit can be changed to an IGBT. Unlike the MOSFET, the loss due to the IGBT is a loss due to the tail current. The timing of the on / off signal is also different from the MOSFET, and the falling edge of the pulse width modulation signal is positioned at the same time as or after the falling edge of the DC pulse train. Switching is performed after the flowing current becomes zero.

図３は、本発明の第２実施形態の直流−交流電力変換器を示す。昇圧回路１２およびインバータ回路１４の構成および動作は、第１実施形態のものと同様である。この実施形態では、トランス１３の巻線を一次巻線と二次巻線のみとし、第１実施形態では三次巻線に接続されていたリップル吸収回路１５を、二次巻線のインバータ回路１４に並列に接続するようにしたものである。三次巻線にリップル吸収回路１５を接続する場合の、トランスの巻数を変えることでコンデンサＣ３の電圧を任意に設定することができるというメリットは失うものの、部品点数を減らすことができ小型化に貢献できる。 FIG. 3 shows a DC-AC power converter according to the second embodiment of the present invention. The configurations and operations of the booster circuit 12 and the inverter circuit 14 are the same as those in the first embodiment. In this embodiment, the winding of the transformer 13 is only a primary winding and a secondary winding, and in the first embodiment, the ripple absorbing circuit 15 connected to the tertiary winding is replaced with the inverter circuit 14 of the secondary winding. They are connected in parallel. When the ripple absorption circuit 15 is connected to the tertiary winding, the merit that the voltage of the capacitor C3 can be arbitrarily set by changing the number of turns of the transformer is lost, but the number of parts can be reduced, contributing to downsizing. it can.

この場合でも、リップル吸収回路１５の両端にはパルス電圧が印加されるので、動作も第１実施形態と同様であり、インバータ入力端１４ａ，１４ｂに対して、リップル吸収回路１５が電流源となり並列に接続されていることになり、その放電電流はインバータ回路１４、あるいは、昇圧回路１２及びトランス１３で構成されるパルス電圧源へ流れることになる。すなわち、リップル吸収回路１５の動作は、トランス１３の三次巻線側のダイオードＤ１と並列に接続しても、トランス１３の二次巻線にインバータ回路１４と並列に接続しても変わらない。 Even in this case, since the pulse voltage is applied to both ends of the ripple absorption circuit 15, the operation is the same as in the first embodiment, and the ripple absorption circuit 15 serves as a current source in parallel with the inverter input terminals 14a and 14b. Therefore, the discharge current flows to the inverter circuit 14 or the pulse voltage source composed of the booster circuit 12 and the transformer 13. That is, the operation of the ripple absorbing circuit 15 is the same even when connected in parallel with the diode D1 on the tertiary winding side of the transformer 13 or connected in parallel with the inverter circuit 14 to the secondary winding of the transformer 13.

この実施形態においても、インバータ回路１４のスイッチ素子として、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを用いてゼロ電圧スイッチングまたはゼロ電流スイッチングを行う事ができる。 Also in this embodiment, zero voltage switching or zero current switching can be performed using a MOSFET or IGBT as a switching element of the inverter circuit 14.

なお、以上の実施形態では、トランス１３の一次巻線に接続する昇圧回路１２として、トランスの一次巻線の一端がインダクタＬ１とコンデンサＣ１の直列回路を介して直流電源１１の一端に接続され、トランスの一次巻線の他端が直流電源１１の他端に接続され、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との間と、直流電源とトランスの一次巻線の他端との間にスイッチ素子Ｑ１が接続された例について説明したが、係る回路形式にこだわる必要はない。要は、トランス１３の一次巻線に正極性直流パルスと負極性直流パルスが交互に印加され、インバータ回路１４ａ，１４ｂに直流パルス列電圧を発生させるものであればよい。例えば、上述した昇圧回路ではなく、フォワードコンバータまたはプッシュプル等のパルス発生回路を用いることもできる。 In the above embodiment, as the booster circuit 12 connected to the primary winding of the transformer 13, one end of the primary winding of the transformer is connected to one end of the DC power supply 11 via the series circuit of the inductor L1 and the capacitor C1, The other end of the primary winding of the transformer is connected to the other end of the DC power source 11, and a switching element Q1 is connected between the inductor L1 and the capacitor C1 and between the DC power source and the other end of the primary winding of the transformer. However, it is not necessary to stick to such a circuit format. The point is that any positive DC pulse and negative DC pulse are alternately applied to the primary winding of the transformer 13 to generate a DC pulse train voltage in the inverter circuits 14a and 14b. For example, a pulse generation circuit such as a forward converter or push-pull can be used instead of the booster circuit described above.

図４は、本発明の第３実施形態の直流−交流電力変換器を示し、図５はその動作例を示す。この実施形態においても、昇圧回路１２およびインバータ回路１４の構成と動作は第１と第２実施形態と同じであり、リップル吸収回路１５の構成と動作は第２実施形態と同じである。この実施形態で異なるのは、スイッチ素子Ｓ５とコンデンサＣ６の直列回路からなるサージ吸収回路１６を、パルス電圧出力端でもあるインバータ入力端子１４ａ，１４ｂ間に設けた点にある。 FIG. 4 shows a DC-AC power converter according to a third embodiment of the present invention, and FIG. 5 shows an operation example thereof. Also in this embodiment, the configuration and operation of the booster circuit 12 and the inverter circuit 14 are the same as those of the first and second embodiments, and the configuration and operation of the ripple absorption circuit 15 are the same as those of the second embodiment. The difference in this embodiment is that a surge absorbing circuit 16 comprising a series circuit of a switch element S5 and a capacitor C6 is provided between the inverter input terminals 14a and 14b which are also pulse voltage output terminals.

トランス１３の漏れインダクタンスおよび回路上の寄生インダクタンスなどの影響により発生するサージ電圧を無視することができない。そこで、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子Ｓ５とコンデンサＣ６の直列回路からなるサージ吸収回路１６をインバータ入力端子１４ａ，１４ｂ間に接続することによって、トランス１３の漏れインダクタンスによって生じるサージ電圧を吸収し回生するようにしたものである。すなわち、前記サージ電圧は、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ素子Ｓ５に内蔵するダイオードを経由してコンデンサＣ６に吸収することが出来る。そして、パルス電圧が出ている期間、スイッチ素子Ｓ５にゲート信号を与えオンさせることにより、コンデンサＣ６は、インバータ入力端１４ａ，１４ｂ間に並列に電圧源として接続されたことになり、吸収したサージ電圧のエネルギーは交流出力電圧（系統電圧）Ｖsys側に回生されて蓄積されず、コンデンサＣ６の電圧は上昇しない。 The surge voltage generated due to the influence of the leakage inductance of the transformer 13 and the parasitic inductance on the circuit cannot be ignored. Therefore, by connecting a surge absorption circuit 16 comprising a series circuit of a switch element S5 such as a MOSFET and a capacitor C6 between the inverter input terminals 14a and 14b, the surge voltage generated by the leakage inductance of the transformer 13 is absorbed and regenerated. It is a thing. That is, the surge voltage can be absorbed by the capacitor C6 via a diode built in the switch element S5 such as a MOSFET. Then, by applying a gate signal to the switch element S5 and turning it on while the pulse voltage is output, the capacitor C6 is connected as a voltage source in parallel between the inverter input terminals 14a and 14b, and the absorbed surge The voltage energy is regenerated and stored on the side of the AC output voltage (system voltage) Vsys, and the voltage of the capacitor C6 does not rise.

さらに、スイッチ素子Ｓ５をスイッチ素子Ｑ１がターンオンする直前にターンオンさせることによって（図５（ｈ）参照）、コンデンサＣ６に充電された電荷をトランス１３を通してスイッチ素子Ｑ１に送り、スイッチ素子Ｑ１の寄生容量に蓄積された電荷を抜いてからスイッチ素子Ｑ１をターンオンさせることによって、スイッチ素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチングを実現させることができる。 Further, by turning on the switch element S5 immediately before the switch element Q1 is turned on (see FIG. 5H), the charge charged in the capacitor C6 is sent to the switch element Q1 through the transformer 13, and the parasitic capacitance of the switch element Q1. The zero voltage switching of the switch element Q1 can be realized by turning on the switch element Q1 after removing the electric charge accumulated in the switch element Q1.

図６は、本発明の第４実施形態の直流−交流電力変換器を示し、図７はその動作例を示す。この実施形態においても、昇圧回路１２、リップル吸収回路１５、およびサージ吸収回路１６の構成と動作は第３実施形態と同じである。この実施形態で異なるのは、フルブリッジ型のインバータ回路１４とトランス１３の二次巻線に接続されたコンデンサＣ４との間にスイッチ素子Ｓ６を入れた点にある。 FIG. 6 shows a DC-AC power converter according to a fourth embodiment of the present invention, and FIG. 7 shows an operation example thereof. Also in this embodiment, the configurations and operations of the booster circuit 12, the ripple absorption circuit 15, and the surge absorption circuit 16 are the same as those in the third embodiment. The difference in this embodiment is that a switch element S6 is inserted between the full-bridge inverter circuit 14 and the capacitor C4 connected to the secondary winding of the transformer 13.

このタイムチャートを図７に示す。スイッチ素子Ｓ６のオンオフのタイミングをトランス一次巻線側のスイッチ素子Ｑ１のデューティ比（図７（ａ）の直流パルス列のパルス幅）を越えない範囲で、半波の正弦波形に従ってパルス幅変調制御する（図７（ｄ）参照）。そして、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ３を正の周期でオンし（図７（ｅ）参照）、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ４を負の周期でオンする（図７（ｆ）参照）。これにより、インバータ回路１４の出力部１４ｃ，１４ｄには、正弦波の交流出力電圧波形が形成され、図７（ｈ）に示すように正弦波の交流出力電流Ｉoutが形成される。従って、インバータ回路１４のスイッチ素子Ｓ１−Ｓ４を出力交流波形の正負のタイミングで切り替えを行い、単一のスイッチ素子Ｓ６を半波の正弦波形に従ってパルス幅変調制御するだけで、交流出力電圧波形を形成し、交流出力電流Ｉoutを出力できる。これにより、インバータ回路１４にスイッチ素子としてＩＧＢＴを使用した構成にしても、キャリア周波数を下げる必要がないため、トランスの小型化を図ることができる。 This time chart is shown in FIG. Pulse width modulation control is performed in accordance with a half-wave sine waveform so that the ON / OFF timing of the switch element S6 does not exceed the duty ratio of the switch element Q1 on the transformer primary winding side (pulse width of the DC pulse train in FIG. 7A). (Refer FIG.7 (d)). Then, the switch elements S1 and S3 are turned on with a positive cycle (see FIG. 7E), and the switch elements S2 and S4 are turned on with a negative cycle (see FIG. 7F). Thereby, a sine wave AC output voltage waveform is formed at the output portions 14c and 14d of the inverter circuit 14, and a sine wave AC output current Iout is formed as shown in FIG. Therefore, the switching elements S1 to S4 of the inverter circuit 14 are switched at the positive and negative timings of the output AC waveform, and the AC switching voltage waveform is changed by merely performing pulse width modulation control of the single switching element S6 according to the half-wave sine waveform. The AC output current Iout can be output. Thereby, even if it uses IGBT as a switching element in the inverter circuit 14, it is not necessary to lower a carrier frequency, Therefore Size reduction of a transformer can be achieved.

図８は、制御系を含めた本発明の直流−交流電力変換器のシステム構成例を示す。直流−交流電力変換器としては、第３実施形態の例について示す。このシステムには、交流出力電圧（系統電圧）Ｖsys、インバータ入力電圧Ｖinvおよび交流出力電流Ｉoutを検出する検出部１７、検出部で検出された信号に基づいて制御信号を生成する制御部１８、および制御信号に従ってスイッチ素子Ｑ１をオンオフ駆動するドライブ部１９、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４をオンオフ駆動するドライブ部２０などを備えている。 FIG. 8 shows a system configuration example of the DC-AC power converter of the present invention including the control system. An example of the third embodiment will be described as a DC-AC power converter. This system includes a detection unit 17 that detects an AC output voltage (system voltage) Vsys, an inverter input voltage Vinv, and an AC output current Iout, a control unit 18 that generates a control signal based on a signal detected by the detection unit, and A drive unit 19 that drives the switch element Q1 on and off according to a control signal, a drive unit 20 that drives the switch elements S1 to S4 on and off, and the like are provided.

図９は、スイッチ素子Ｑ１のデューティ比の制御例について示す。スイッチ素子Ｑ１のデューティ比制御手順の一例は以下のとおりである。
（１）まず、交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysを検出部１７で検出し、制御部１８にフィードバックする。
（２）次に、検出した交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysのピーク電圧に所定の閾値電圧を加算して算出された電圧値をインバータ回路１４の入力部１４ａ，１４ｂの目標電圧とする。
（３）次に、インバータ入力（直流）パルス列電圧Ｖinvを検出部１７で検出し、制御部１８にフィードバックする。
（４）そして、インバータ入力（直流）パルス列電圧（波高値）の１周期または複数周期の平均値を算出する。
（５）そして、算出された目標電圧に、インバータ入力（直流）パルス列電圧Ｖinvの平均値が近づくように、スイッチ素子Ｑ１のデューティ比をＰＩ制御する信号を制御部１８で形成し、ドライブ部１９よりスイッチ素子Ｑ１をオンオフ駆動する。
（６）この結果、インバータ入力（直流）パルス列電圧Ｖinvは、交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysに対応した目標電圧に一致するように制御される。 FIG. 9 shows a control example of the duty ratio of the switch element Q1. An example of the duty ratio control procedure of the switch element Q1 is as follows.
(1) First, the AC output voltage (system voltage) Vsys is detected by the detection unit 17 and fed back to the control unit 18.
(2) Next, a voltage value calculated by adding a predetermined threshold voltage to the peak voltage of the detected AC output voltage (system voltage) Vsys is set as a target voltage of the input portions 14a and 14b of the inverter circuit 14.
(3) Next, the inverter input (DC) pulse train voltage Vinv is detected by the detector 17 and fed back to the controller 18.
(4) Then, an average value of one cycle or a plurality of cycles of the inverter input (DC) pulse train voltage (peak value) is calculated.
(5) A signal for PI control of the duty ratio of the switch element Q1 is formed by the control unit 18 so that the average value of the inverter input (DC) pulse train voltage Vinv approaches the calculated target voltage, and the drive unit 19 Thus, the switch element Q1 is driven on and off.
(6) As a result, the inverter input (DC) pulse train voltage Vinv is controlled so as to coincide with the target voltage corresponding to the AC output voltage (system voltage) Vsys.

インバータ回路のスイッチ素子Ｓ１，Ｓ４のデューティ比制御手順の一例は以下のとおりである。
（１）まず、交流出力電流Ｉoutを検出部１７で検出し、制御部１８にフィードバックする。
（２）スイッチ素子Ｑ１のデューティ比制御手順で決定されたデューティ比（直流パルス列Ｖinvのパルス幅）を１００％として（インバータ回路のスイッチ素子Ｓ１，Ｓ４のデューティ比がインバータ入力パルス列電圧Ｖinvのデューティ比（パルス幅）を超えない範囲で）、スイッチ素子のデューティ比を交流出力電流Ｉoutが目標値と一致するようにパルス幅変調制御する。制御の前提として、交流出力電流Ｉoutの波形が歪まないように留意する必要がある。
（３）この結果、直流パルス列Ｖinvのパルス幅の範囲内でスイッチ素子Ｓ１，Ｓ４のデューティ比をパルス幅変調制御することで、交流出力電流Ｉoutをその目標値と一致するように、系統に出力することができる。 An example of the duty ratio control procedure for the switching elements S1 and S4 of the inverter circuit is as follows.
(1) First, the AC output current Iout is detected by the detection unit 17 and fed back to the control unit 18.
(2) The duty ratio (pulse width of the DC pulse train Vinv) determined by the duty ratio control procedure of the switch element Q1 is set to 100% (the duty ratio of the switch elements S1 and S4 of the inverter circuit is the duty ratio of the inverter input pulse train voltage Vinv) (Within a range not exceeding (pulse width)), the duty ratio of the switch element is subjected to pulse width modulation control so that the AC output current Iout matches the target value. As a premise of the control, it is necessary to pay attention so that the waveform of the AC output current Iout is not distorted.
(3) As a result, by controlling the duty ratio of the switch elements S1 and S4 within the range of the pulse width of the DC pulse train Vinv, the AC output current Iout is output to the system so as to match the target value. can do.

上記制御方法の他の実施形態として、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４の全てをパルス幅変調制御した際のタイムチャートを図１０に示す。これまでの実施形態においては、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ４のみパルス幅変調制御し、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３は系統周期の正負によりオンオフする場合について説明を行ったが、この場合には、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３が系統周期の正負でオンオフするため、系統と同相の電流しか出力することが出来ない。しかし、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４の全てをパルス幅変調制御することで、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３のオンオフは系統周期の正負に依存しないため、系統電圧Ｖsysと交流出力電流Ｉoutの位相をずらせて出力することが可能となる。すなわち、出力力率１以外の力率で交流電力を出力することができる。 As another embodiment of the above control method, FIG. 10 shows a time chart when pulse width modulation control is performed on all the switch elements S1 to S4. In the embodiments described so far, only the switching elements S1 and S4 are subjected to pulse width modulation control, and the switching elements S2 and S3 are turned on and off depending on whether the system cycle is positive or negative. Since S3 is turned on / off depending on whether the system cycle is positive or negative, only current in phase with the system can be output. However, by performing pulse width modulation control on all the switch elements S1 to S4, the on / off of the switch elements S2 and S3 does not depend on the positive / negative of the system cycle, so that the phases of the system voltage Vsys and the AC output current Iout are shifted and output. It becomes possible. That is, AC power can be output at a power factor other than output power factor 1.

また、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３を系統周期の正負でオンオフを切替える際には、ゼロクロス付近に出力電流波形の歪みが発生するが、この実施形態ではスイッチ素子Ｓ２，Ｓ３のオンオフは系統周期の正負に依存しないで行うため、ゼロクロス付近に発生する出力電流波形の歪みを改善する効果がある。また、系統から切り離された独立した負荷が接続された場合（自立運転時の場合）、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３のオンオフは系統周期の正負に依存しないで行うことで、負荷への供給電流が少ない際の出力電圧波形の歪みを改善する効果もある。なお、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４の全てについてパルス幅変調制御を行う方法については、前述した制御手順と同一である。 Further, when switching the switch elements S2 and S3 on / off with the positive / negative of the system cycle, distortion of the output current waveform occurs near the zero cross, but in this embodiment, the on / off of the switch elements S2, S3 is changed to the positive / negative of the system cycle. Since it is performed independently, there is an effect of improving distortion of the output current waveform generated near the zero cross. In addition, when an independent load disconnected from the system is connected (in the case of self-sustained operation), switching elements S2 and S3 are turned on and off without depending on whether the system cycle is positive or negative, thereby reducing the supply current to the load. This also has the effect of improving the distortion of the output voltage waveform. The method for performing the pulse width modulation control for all the switch elements S1 to S4 is the same as the control procedure described above.

図１１は、本発明の直流−交流電力変換器の制御系を含めたシステム構成例の他の実施形態を示す。直流−交流電力変換器としては、前述の例と同様に第３実施形態の例について説明を行う。本実施形態と前述の実施形態と異なる点は、検出部１７でインバータ入力電圧Ｖinvの代わりにコンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3を検出している点と、交流出力電流（電力）の目標値を設定する指令部２１を備えている点である。 FIG. 11 shows another embodiment of the system configuration example including the control system of the DC-AC power converter of the present invention. As the DC-AC power converter, an example of the third embodiment will be described in the same manner as the above example. The difference between this embodiment and the previous embodiment is that the detection unit 17 detects the voltage Vc3 across the capacitor C3 instead of the inverter input voltage Vinv, and sets the target value of the AC output current (power). This is the point that a command unit 21 is provided.

スイッチ素子Ｑ１のデューティ比を、インバータ入力電圧Ｖinvを検出して制御する場合には、検出したパルス電圧をソフトウェア等の演算で平均化することが必要であるのに対し、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3により制御する場合にはリップル吸収回路１５のインダクタＬ２とコンデンサＣ３とによりハードウェアで平均化されているので、平均化の処理を必要としない点で異なる。すなわち、インバータ入力電圧Ｖinvにより制御する場合は、高周波のパルス電圧をソフトウェアを用いて演算により平均化するため、平均化処理が煩雑になるのに対し、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3を用いて制御する場合には、ハードウェアで既に平均化されている直流電圧により制御を行うため、平均化処理用のソフトウェアが不要となり、演算処理を簡略化できるというメリットが生じる。 When the duty ratio of the switch element Q1 is controlled by detecting the inverter input voltage Vinv, it is necessary to average the detected pulse voltage by calculation of software or the like, whereas the voltage Vc3 across the capacitor C3 is required. Is controlled by hardware by the inductor L2 and the capacitor C3 of the ripple absorbing circuit 15, the difference is that no averaging process is required. That is, when controlling by the inverter input voltage Vinv, since the high frequency pulse voltage is averaged by calculation using software, the averaging process becomes complicated, whereas the voltage is controlled by using the voltage Vc3 across the capacitor C3. In this case, since control is performed using a DC voltage that has already been averaged by hardware, software for averaging processing becomes unnecessary, and there is a merit that the arithmetic processing can be simplified.

図１２に、本実施形態におけるスイッチ素子Ｑ１のデューティ比の制御例について示す。スイッチ素子Ｑ１のデューティ比制御手順の一例は以下のとおりである。
（１）まず、交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysを検出部１７で検出し、制御部１８にフィードバックする。
（２）次に、検出した交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysのピーク電圧に所定の閾値電圧を加算して算出された電圧値をリップル吸収回路１５のコンデンサＣ３の両端電圧の目標値とする。
（３）次に、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3を検出部１７で検出し、制御部１８にフィードバックする。
（４）そして、算出された目標電圧とコンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3を比較してこれらが一致するようにＰＩ制御し、スイッチ素子Ｑ１のデューティ比を制御する信号を制御部１８で形成し、ドライブ部１９よりスイッチ素子Ｑ１をオンオフ駆動する。
（５）この結果、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3は、交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysに対応した目標電圧に一致するように制御される。
なお、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3の目標電圧は、系統電圧Ｖsysに基づいて算出しているが、あらかじめ設定された所定の値を直接コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3の目標電圧としても良い。 FIG. 12 shows a control example of the duty ratio of the switch element Q1 in the present embodiment. An example of the duty ratio control procedure of the switch element Q1 is as follows.
(1) First, the AC output voltage (system voltage) Vsys is detected by the detection unit 17 and fed back to the control unit 18.
(2) Next, a voltage value calculated by adding a predetermined threshold voltage to the peak voltage of the detected AC output voltage (system voltage) Vsys is set as a target value of the voltage across the capacitor C3 of the ripple absorption circuit 15.
(3) Next, the voltage Vc3 across the capacitor C3 is detected by the detector 17 and fed back to the controller 18.
(4) Then, the calculated target voltage and the voltage Vc3 across the capacitor C3 are compared, and PI control is performed so that they match, and a signal for controlling the duty ratio of the switch element Q1 is formed by the control unit 18, and the drive The switch element Q1 is driven on and off from the unit 19.
(5) As a result, the voltage Vc3 across the capacitor C3 is controlled to match the target voltage corresponding to the AC output voltage (system voltage) Vsys.
Although the target voltage of the voltage Vc3 across the capacitor C3 is calculated based on the system voltage Vsys, a predetermined value set in advance may be directly used as the target voltage of the voltage Vc3 across the capacitor C3.

本発明の他の実施形態として、コンデンサＣ３の容量をさらに小さくした場合においても入力電流Ｉinのリップル成分を補正することが可能な制御方法について、以下に説明する。図１３は、コンデンサＣ３の容量を小さくした際に、リップル成分補正制御を行う場合と行わない場合のＱ１ゲート信号デューティ比、系統電圧Ｖsys、出力交流電流Ｉout、入力電流Ｉinのリップル成分について、それぞれ示したものである。入力電流Ｉinのリップル成分は、系統電圧Ｖsysが０Ｖで最小、系統電圧Ｖsysがピーク電圧で最大となる系統電圧の２倍の周波数で変動している。 As another embodiment of the present invention, a control method capable of correcting the ripple component of the input current Iin even when the capacitance of the capacitor C3 is further reduced will be described below. FIG. 13 shows the Q1 gate signal duty ratio, the system voltage Vsys, the output AC current Iout, and the ripple component of the input current Iin when the ripple component correction control is performed and when the capacitor C3 is reduced. It is shown. The ripple component of the input current Iin fluctuates at a frequency twice as high as the system voltage at which the system voltage Vsys is minimum at 0 V and the system voltage Vsys is maximum at the peak voltage.

リップル吸収回路１５のコンデンサＣ３の容量を十分に大きくすることで、入力電流Ｉinを直流にすることも出来るが、図１３（ａ）に示すように、コンデンサＣ３の容量を小さくした場合であっても、スイッチ素子Ｑ１のデューティ比を系統電圧Ｖsysの位相に合わせて微小に変動させることで、図１３（ｄ）に示すようにリップル成分を小さくすることが出来る。 By making the capacitance of the capacitor C3 of the ripple absorption circuit 15 sufficiently large, the input current Iin can be made to be a direct current. However, as shown in FIG. 13A, the capacitance of the capacitor C3 is reduced. However, the ripple component can be reduced as shown in FIG. 13D by minutely changing the duty ratio of the switch element Q1 in accordance with the phase of the system voltage Vsys.

図１４は、演算により図１３（ａ）のスイッチ素子Ｑ１のデューティ比を微小に変動させる場合の制御例を示し、その動作は以下の通りである。なお、図１２の制御手順と重複する箇所についての説明は省略する。
（１）まず、交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysを検出部１７で検出し、制御部１８にフィードバックし、系統電圧Ｖsysの位相θを検出する。
（２）検出された系統電圧Ｖsysの位相θより、系統電圧Ｖsysのsinθの絶対値を求め、出力電流Ｉoutと位相θに応じて予め求まるリップル補正係数ｋを積算し、リップル成分補正電圧指令値を求める。
（３）目標電圧仮指令値Ｖinv’^*にリップル成分補正電圧指令値を加算し、目標電圧指令値Ｖinv^*を求め、コンデンサＣ３の両端電圧の目標値とする。
（４）次に、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3を検出部１７で検出し、制御部１８にフィードバックする。
（５）そして、算出された目標電圧とコンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3を比較してこれらが一致するようにＰＩ制御し、スイッチ素子Ｑ１のデューティ比を制御する信号を制御部１８で形成し、ドライブ部１９よりスイッチ素子Ｑ１をオンオフ駆動する。
（６）この結果、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3は、交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysに対応した目標電圧に一致するように制御される。 FIG. 14 shows a control example when the duty ratio of the switch element Q1 of FIG. 13A is slightly changed by calculation, and the operation is as follows. In addition, description about the part which overlaps with the control procedure of FIG. 12 is abbreviate | omitted.
(1) First, the AC output voltage (system voltage) Vsys is detected by the detection unit 17 and fed back to the control unit 18 to detect the phase θ of the system voltage Vsys.
(2) The absolute value of sin θ of the system voltage Vsys is obtained from the detected phase θ of the system voltage Vsys, the ripple correction coefficient k obtained in advance according to the output current Iout and the phase θ is integrated, and the ripple component correction voltage command value is obtained. Ask for.
(3) The ripple component correction voltage command value is added to the target voltage temporary command value Vinv ′ ^* to obtain the target voltage command value Vinv ^*, which is the target value of the voltage across the capacitor C3.
(4) Next, the voltage Vc3 across the capacitor C3 is detected by the detection unit 17 and fed back to the control unit 18.
(5) Then, the calculated target voltage is compared with the voltage Vc3 across the capacitor C3 and PI control is performed so that they match, and a signal for controlling the duty ratio of the switch element Q1 is formed by the control unit 18, and the drive The switch element Q1 is driven on and off from the unit 19.
(6) As a result, the voltage Vc3 across the capacitor C3 is controlled so as to match the target voltage corresponding to the AC output voltage (system voltage) Vsys.

上述した実施例においては演算でリップル成分補正を行うものであるが、直流入力部に電流センサＣＴ２を配置し、電流センサＣＴ２からフィードバックした電流値を元に、入力電流Ｉinが直流に近づくようにスイッチ素子Ｑ１のデューティ比を制御することにより、正確にリップル成分を小さくすることも可能である。 In the above-described embodiment, the ripple component correction is performed by calculation. However, the current sensor CT2 is arranged in the DC input unit so that the input current Iin approaches DC based on the current value fed back from the current sensor CT2. The ripple component can be accurately reduced by controlling the duty ratio of the switching element Q1.

尚、上述の実施形態は全て系統連系を行う場合について説明を行ったが、系統から切り離された独立した負荷が接続される場合についても、本発明の電力変換器を用いて同様な制御を行うことが可能である。また、これまで単相交流出力の場合について説明を行ったが、インバータ部１４の構成を変えることで多相出力が可能となる。例えば、インバータ部１４を６個のスイッチ素子でブリッジ回路を構成することで三相交流を出力することも可能である。 In the above-described embodiment, the case of performing grid connection has been described. However, the same control is performed using the power converter of the present invention even when an independent load disconnected from the system is connected. Is possible. Moreover, although the case of the single-phase alternating current output was demonstrated so far, a multi-phase output is attained by changing the structure of the inverter part 14. FIG. For example, it is also possible to output a three-phase alternating current by configuring the inverter unit 14 with a bridge circuit with six switch elements.

これまで本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されず、その技術的思想の範囲内において種々異なる形態にて実施されてよいことは言うまでもない。 Although one embodiment of the present invention has been described so far, it is needless to say that the present invention is not limited to the above-described embodiment, and may be implemented in various forms within the scope of the technical idea.

本発明の第１実施形態の直流−交流電力変換器を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a DC-AC power converter of a first embodiment of the present invention. 上記電力変換器各部の動作例を示すタイムチャートである。It is a time chart which shows the operation example of each said power converter part. 本発明の第２実施形態の直流−交流電力変換器を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the DC-AC power converter of 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態の直流−交流電力変換器を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the DC-AC power converter of 3rd Embodiment of this invention. 上記電力変換器各部の動作例を示すタイムチャートである。It is a time chart which shows the operation example of each said power converter part. 本発明の第４実施形態の直流−交流電力変換器を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the DC-AC power converter of 4th Embodiment of this invention. 上記電力変換器各部の動作例を示すタイムチャートである。It is a time chart which shows the operation example of each part of the said power converter. 制御系を含めた本発明の直流−交流電力変換器のシステム構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the system structural example of the DC-AC power converter of this invention including a control system. スイッチ素子Ｑ１のデューティ比の制御例を示す図である。It is a figure which shows the example of control of the duty ratio of switch element Q1. 図９の制御例においてＳ１−Ｓ４の全てをパルス幅変調制御した場合の上記電力変換器各部の動作例を示すタイムチャートである。10 is a time chart showing an operation example of each part of the power converter when pulse width modulation control is performed on all of S1-S4 in the control example of FIG. 制御系を含めた本発明の直流−交流電力変換器のシステム構成例の他の実施形態を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows other embodiment of the system configuration example of the DC-AC power converter of this invention including a control system. 図１１の実施形態におけるスイッチ素子Ｑ１のデューティ比の制御例を示す図である。It is a figure which shows the example of control of the duty ratio of switch element Q1 in embodiment of FIG. リップル成分補正制御を行う場合と行わない場合のスイッチ素子Ｑ１のゲート信号デューティ比、系統電圧Ｖsys、出力交流電流Ｉout、入力電流Ｉinのリップル成分についてそれぞれ示した図である。It is the figure which each showed about the ripple component of the gate signal duty ratio of the switch element Q1, the system voltage Vsys, the output alternating current Iout, and the input current Iin when not performing the ripple component correction control. 図１３の実施形態におけるスイッチ素子Ｑ１のデューティ比を演算により変動させる場合の制御例を示す図である。It is a figure which shows the example of control in the case of changing the duty ratio of switch element Q1 in embodiment of FIG. 13 by a calculation.

Explanation of symbols

１１直流電源
１２昇圧回路
１３トランス
１４インバータ回路
１５リップル吸収回路
１６サージ吸収回路
１７検出部
１８制御部
１９，２０ドライブ部
２１指令部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 DC power supply 12 Booster circuit 13 Transformer 14 Inverter circuit 15 Ripple absorption circuit 16 Surge absorption circuit 17 Detection part 18 Control part 19,20 Drive part 21 Command part

Claims

A circuit for forming a DC pulse train having a constant duty ratio from a DC voltage;
An inverter circuit having the DC pulse train as an input voltage,
An AC voltage waveform is output by turning on and off the DC pulse train with a pulse width modulation signal using a switching element of the inverter circuit.

The rising edge of the pulse width modulation signal is positioned simultaneously with or before the rising edge of the DC pulse train, or the falling edge of the pulse width modulation signal is positioned simultaneously with or after the falling edge of the DC pulse train. The power converter according to claim 1, wherein the switch element of the circuit is switched.

The power converter according to claim 1, further comprising a ripple absorption circuit comprising a series circuit of an inductor (L2) and a capacitor (C3).

The circuit forming the DC pulse train is
DC power supply,
A booster circuit that boosts a DC voltage of the DC power supply by an on / off operation of a switch element;
A transformer,
A capacitor (C4) connected between the secondary winding of the transformer and the inverter circuit;
The power converter according to claim 1, further comprising:

In the booster circuit, one end of the primary winding of the transformer is connected to one end of the DC power supply through a series circuit of an inductor (L1) and a capacitor (C1), and the other end of the primary winding is connected to the DC power supply. A switching element (Q1) connected to the other end, connected between the inductor (L1) and the capacitor (C1), and connected between the DC power supply and the other end of the primary winding of the transformer;
The power converter according to claim 4, further comprising:

The pulse power converter according to claim 3, wherein the ripple absorption circuit is connected to a tertiary side of the transformer.

4. The pulse power converter according to claim 3, wherein the ripple absorption circuit is connected to an input terminal of the inverter circuit.

The power converter according to claim 1, further comprising a surge absorption circuit comprising a series circuit of a switch element (S5) and a capacitor (C6).

A switching element (S6) is connected between one end of the inverter circuit and the surge absorbing circuit, and an AC voltage waveform is output by turning on and off the DC pulse train with a pulse width modulation signal using the switching element (S6). The power converter according to claim 8.

A circuit including a switching element (Q1) that forms a DC pulse train having a constant duty ratio from a DC voltage;
An inverter circuit including switch elements (S1-S4) having the DC pulse train as an input voltage;
A detection unit for detecting AC output voltage (system voltage) Vsys and AC output current Iout;
A control unit that generates a control signal based on the signal detected by the detection unit;
A power converter comprising: a drive unit that drives the switch element (Q1) on and off according to the control signal; and a drive unit that drives the switch element (S1-S4) on and off.

A detector that detects the inverter input voltage Vinv;
The power converter according to claim 10, wherein a control signal is generated based on the signal detected by the detection unit.

A ripple absorption circuit comprising a series circuit of an inductor (L2) and a capacitor (C3), and a detection unit for detecting a voltage across the capacitor (C3),
The power converter according to claim 10, wherein a control signal is generated based on the signal detected by the detection unit.