JP2008079474A

JP2008079474A - アクティブフィルタ回路

Info

Publication number: JP2008079474A
Application number: JP2006258230A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Tsukahara; 真行塚原; Kinichi Soda; 欣一想田
Original assignee: Hitachi Appliances Inc
Current assignee: Hitachi Appliances Inc
Priority date: 2006-09-25
Filing date: 2006-09-25
Publication date: 2008-04-03

Abstract

【課題】アクティブフィルタ回路の主制御部をＩＣ化することにより発生するばらつきで、電流検出抵抗が小さくて入力電流が少ない場合、入力電流波形がひずみ、力率が低下すると共に電源高調波電流を大きくしていた。本発明の課題は、電流検出抵抗が小さく、ＩＣ化によるばらつきがあっても、入力電流と電圧波形が同位相となり、力率の低下、電源高調波電流の少ないアクティブフィルタ回路を提供することにある。
【解決手段】ばらつきにより発生する電圧調整レベルと出力電圧特性の違いを求め、アクティブフィルタ回路内の電流誤差増幅器のバイアス電圧を調整する。
【選択図】図１

Description

本発明は主に空気調和機や冷蔵庫の電源の力率改善と電源高調波電流を抑制するために用いられるアクティブフィルタ回路に関するものである。

従来のアクティブフィルタ回路は、特開平８−１９２５９号にあるように、図５のような構成となっていた。

図５において、１は商用電源、２は商用電源１のノイズを除去するノイズフィルタ、３はダイオードブリッジにより成る整流回路、４はアクティブフィルタ回路、５は平滑コンデンサ、６は例えばインバータモジュールと圧縮機等で構成されるアクティブフィルタ回路にとっての負荷回路である。

ここで、アクティブフィルタ回路４は、チョークコイル７、トランジスタ８、高速リカバリーダイオード９、電流検出抵抗１０、および前記トランジスタ８のゲートを制御する後述の制御回路からなる。

前記制御回路は次の構成により成る。

３０はアクティブフィルタ回路４、負荷回路６の制御をするマイクロコンピュータである。

１１および１２は前記アクティブフィルタ回路４の入力電圧を分圧する分圧抵抗、１３および１４は前記アクティブフィルタ回路４の出力電圧を分圧する分圧抵抗、１５は前記アクティブフィルタ回路の出力電圧を前記分圧抵抗１３、１４で分圧した電圧を基準電圧Ｅ０と比較して誤差電圧を出力する電圧誤差増幅器、１６は前記アクティブフィルタ回路の入力電圧を前記分圧抵抗１１と１２で分圧した電圧により入力電圧と位相の同期をとり、前記電圧誤差増幅器１５の出力で入力電圧波形を補正する乗算器、１７は前記電流検出抵抗１０で検出した入力電流を、前記乗算器１６から導入される補正された入力電圧波形に同期して増幅する電流誤差増幅器である。

また、１８は一定の周波数で発振する発振器１９の出力を分周する分周器、２０は前記電流誤差増幅器１７、分周器１８の出力を比較しトランジスタ８の制御信号を導出する比較器であり、該比較器２０の出力はドライブ回路２１を介してトランジスタ８のゲートに供給する。

抵抗２８とトランジスタ２９は分圧抵抗１４に並列に接続されている。このトランジスタ２９はマイクロコンピュータ３０の出力で抵抗３２を介してオン、オフ制御される。ここで、トランジスタ２９のオンの比率を変更することにより電圧誤差増幅器１５の入力電圧Ｖ１を調整することができる。

２６、２７は前記アクティブフィルタ回路４の出力電圧を分圧する分圧抵抗で、その分圧電圧は、マイクロコンピュータ３０に入力される。

２２は商用電源１から交流−直流変換回路（図示せず）により生成される直流電源で、前記アクティブフィルタ回路やマイクロコンピュータの動作をさせるための直流電源である。

２３は、前記直流電源から正確な基準電圧を出力する基準電源発生器である。２４と２５は基準電圧発生器２３の電圧を分圧する抵抗で、その分圧電圧は前記電流誤差増幅器１７の入力となっている。

分圧抵抗２４と２５は、入力電流検出抵抗１０に電流が流れていない場合、電流誤差増幅器１７の出力が出ないような設定となっている。このため、入力電流が流れていないと比較器２０からの出力信号も出ず、トランジスタ８もオンしない。

前記マイクロコンピュータ３０は負荷回路６を制御する機能も持っている。具体的には空気調和機の圧縮機の回転数制御等である。

このような回路構成において、図５の３１で示す部分、すなわちアクティブフィルタ回路の電圧誤差増幅器１５、乗算器１６、電流誤差増幅器１７、発振器１９、分周器１８、比較器２０、基準電圧発生回路２３は専用ＩＣ化される場合が多い。

従来技術である図５の動作を説明する。

商用電源１より供給される交流電源はノイズフィルタ２を介してノイズが除去された後、ダイオードブリッジより成る整流回路に導かれる、ここで全波整流されてアクティブフィルタ回路４に供給される。アクティブフィルタ４の出力電圧は抵抗１３と１４で分圧され、電圧誤差増幅器１５に入力し、基準電圧Ｅ０と比較して誤差信号を取り出し、これを次段の乗算器１６に供給する。

乗算器１６は分圧抵抗１１と１２で分圧したアクティブフィルタ回路４の入力電圧を前記電圧誤差増幅器１５より供給される誤差信号で補正し、出力電圧波形で補正された入力電圧波形を次段の電流誤差増幅器１７に供給する。

上記整流回路３の電流は電流検出抵抗１０で検出され、分圧抵抗２５を介して前記電流誤差増幅器１７に入力されて、該電流誤差増幅器１７で前記乗算器１６からの補正後の入力電圧波形に同期して増幅される。従って整流回路３の電流に応じた電流誤差増幅器２０の出力波形は、乗算器１６からの補正された入力電圧波形に同期した信号となる。

前記電流誤差増幅器１７の出力信号は次段の比較器２０に導き、この比較器で発振回路１９の出力信号を分周器１８で分周した搬送波信号と比較演算する。そしてこの比較演算した比較器２０の出力をドライブ回路２１を介して、前期トランジスタ８のベースに与え、トランジスタ１０のスイッチングを制御する。

トランジスタ８がオンすると商用電源からチョークコイルを介してトランジスタに電流が流れ、チョークコイルにエネルギーが蓄えられる。トランジスタがオフすると、チョークコイルに蓄えられたエネルギーが、高速リカバリーダイオード９を介して負荷回路６に供給される。

その結果、前記アクティブフィルタ４の入力電流波形は、図６示すように、入力電圧波形と同位相の波形になる。このとき、商用電源の電圧と電流の関係は、図４のようになっている電圧と電流の位相が一致している。

アクティブフィルタ回路４から負荷回路６に供給される電圧は、平滑コンデンサ５で平滑され、概直流電圧となる。このアクティブフィルタ回路４の出力電圧は分圧抵抗２６と２７で分圧されマイクロコンピュータ３０に入力される。出力電圧を上げたい場合は、マイクロコンピュータ３０から、一定の周期で信号を出力し、トランジスタ２９を一定比率でオンさせる。このトランジスタのオンの比率が高くなるほど出力電圧が高くなる。

また、マイクロコンピュータ３０は必要に応じて負荷回路６を制御し、負荷回路で消費するエネルギーを調整する。

上記回路構成の内、図５の３１の部分、すなわちアクティブフィルタ回路の電圧誤差増幅器１５、乗算器１６、電流誤差増幅器１７、発振器１９、分周器１８、比較器２０、基準電圧発生回路２３、分圧抵抗２４、２５は専用ＩＣ化されていた。

特開平８−１９２５９号公報

前記のようなアクティブフィルタ回路では、理論的には入力電圧がゼロボルトから立ち上がるとすぐに入力電流も立ち上り、位相が全く同じ図６のような動作をする。しかし、アクティブフィルタ回路の主要部をＩＣ化しているため、その製造上のばらつきで、入力電圧ゼロボルト近くでは正常な動作をせず、図３のように入力電圧に対して入力電流の波形がひずむことがあった。

これは主にＩＣ製造時の乗算器のばらつきで、乗算器のニュートラル状態の出力電圧と、電流検出抵抗に電流が流れていないときに分圧抵抗２４と２５で生成される電圧がそれぞれ次段の電流誤差増幅器に入力されるが、その２つの入力がずれていることが原因となる。この乗算器の出力のばらつきを小さくすることは、ＩＣの生産上難しいことであった。

電流検出抵抗１０の値が大きい場合は、小さな電流でも電流検出抵抗間に大きな電圧が発生するためほとんど問題にならなかったが、電流検出抵抗での損失をできるだけ少なくするため電流検出抵抗の値を小さくした場合、この問題が顕著になっていた。さらに入力電流が小さいときが電流波形の崩れは大きかった。

このため、力率が悪くなると共に電源高調波電流が大きくなるという問題があった。

本発明は、上記問題点を解決し、電流検出抵抗が小さく、ＩＣ化によるばらつきがあっても、入力電流と電圧波形が同位相となり、力率の低下、電源高調波電流の少ないアクティブフィルタ回路を提供することにある。

ＩＣ化によるばらつきで乗算器のばらつきが大きいと、入力電流が小さいときには、図２のような入力電流波形となるため、トランジスタ２９のオンの比率が一定でもアクティブフィルタ回路４の出力電圧は下がってしまう。乗算器のばらつきが大きい場合の、トランジスタ２９のオンの比率とアクティブフィルタ回路４の出力電圧の関係の例を図３に示す。図３は入力電流を一定にして測定したものである。図３に示すように、ばらつきが大きい場合、トランジスタ２９のオンの比率が小さい程電圧差は大きくなる。

この傾向を利用し、本発明では、マイクロコンピュータ３０の動作により、試験的に負荷回路を動作させ、入力電流一定で、トランジスタ２９のオンの比率とアクティブフィルタ回路の出力電圧の関係を求め、その電圧差から乗算器のばらつきを予測し、電流誤差増幅器２３の入力電圧を決める分圧抵抗２４あるいは２５を調整するようにする。調整後、再度試験的に動作をさせ、トランジスタ２９のオンの比率とアクティブフィルタ４の出力電圧のばらつきが少ない特性になるようにする。

本発明により、電流検出抵抗１０の損失を小さくした場合にＩＣ化による回路のばらつきが大きい場合でも、図６にしめすように小さな電流からアクティブフィルタ回路の入力電圧と入力電流の位相を合わせることができ、商用電源１の出力電圧、電流を図４のようにすることができるため、力率も良く電源高調波電流も少ないアクティブフィルタ回路を提供できる。

本発明の実施例を、図1に示す。

図５と同じ番号のものは、図５と同じものである。図５に追加になったものを説明する。

３２はノイズフィルタからアクティブフィルタ回路４側に流れる電流を検出するための電流検出器である。２５'はマイクロコンピュータ３０からの制御で抵抗値が変わる可変抵抗器で、抵抗２４との分圧で、電流誤差増幅器１７の入力電圧を決めるようにしてある。

次に動作を説明する。

商用電源１より供給される交流電源はノイズフィルタ２を介してノイズが除去された後、ダイオードブリッジより成る整流回路３に導かれる、ここで全波整流されてアクティブフィルタ回路４に供給される。アクティブフィルタ４の出力電圧は抵抗１３と１４で分圧され、電圧誤差増幅器１５に入力し、基準電圧Ｅ０と比較して誤差信号を取り出し、これを次段の乗算器１６に供給する。

上記整流回路３からの電流は電流検出抵抗１０で検出され、分圧抵抗２５を介して前記電流誤差増幅器１７に入力されて、該電流誤差増幅器１７で前記乗算器１６からの補正後の入力電圧波形に同期して増幅される。従って整流回路３の電流に応じた電流誤差増幅器２０の出力波形は、乗算器１６からの補正された入力電圧波形に同期した信号となる。

また、マイクロコンピュータ３０は必要に応じて負荷回路６を制御する。

最初に電源が入れられたときに、マイクロコンピュータ３０では、試験的に負荷回路６を動作させ、トランジスタ２９のオンの比率とアクティブフィルタ回路の出力電圧の関係を求める。このとき、アクティブフィルタ４に入力される電流を電流検出器３２で検知し、電流が一定になるよう負荷回路６を制御する。

その測定結果と、すでに当初から持っている乗算器１６のばらつきの少ない出力電圧特性との電圧差から乗算器１６のばらつきを予測する。次に電流誤差増幅器２３の入力電圧を決める分圧抵抗の一方である可変抵抗器２５の抵抗値を調整する。調整後、再度試験的に負荷回路６を動作させ、トランジスタ２９のオンの比率を変えて、トランジスタ２９のオンの比率と出力電圧の関係を求める。そして、トランジスタ２９のオンの比率と出力電圧の関係が当初より持っている乗算器１６のばらつきの少ない出力電圧と同じになるまで繰り返す。そして出力電圧特性が同じになるところで可変抵抗器２５'を固定する。

このような制御で可変抵抗器２５'の設定を行うので、ＩＣがばらついて乗算器１６にばらつきが有っても補正できる。このため、本発明を適用したアクティブフィルタ回路では、電流値が少なくても図４に示すように商用電源の出力電圧と出力電流の位相が同じで、力率が高く、電源高調波電流も少なくできる。

本発明の一実施例のブロック回路図。従来例の商用電源の電圧と電流の波形を示す図。アクティブフィルタ回路の出力電圧特図。本発明実施後の商用電源の電圧と電流の波形を示す図。従来例のブロック回路図。アクティブフィルタ回路の入力電圧と入力電流の波形を示す図。

符号の説明

１…商用電源、２…ノイズフィルタ、３…整流回路、４…アクティブフィルタ回路、５…平滑コンデンサ、６…負荷回路、７…チョークコイル、８…トランジスタ、９…高速リカバリダイオード、１０…電流検出傾向、１１、１２、１３、１４、２４、２５、２６、２７…分圧抵抗、１５…電圧誤差増幅器、１６…乗算器、１７…電流誤差増幅器、１８…分周器、１９…発振器、２０…比較器、２１…ドライブ回路、２２…直流電源、２３…基準電圧発生器、２８、３２…抵抗、２９…トランジスタ、３０…マイクロコンピュータ、３１…ＩＣ化の範囲。

Claims

商用電源を全波整流した後段に配置され、全波整流の出力の一方のラインと負荷との間にチョークコイルとダイオードを直列に接続し、チョークコイルとダイオードの接続点と他方のライン間にトランジスタを接続し、出力電圧と一定電圧の差を増幅する電圧誤差増幅器、該電圧誤差増幅器の出力と入力電圧波形との位相の同期を取るとともに前記電圧誤差増幅器の出力で入力電圧波形を補正する乗算器、入力電流を検出する電流検出抵抗、電流検出抵抗で検出された入力電流波形を前記乗算器から導出される入力電圧波形に同期して増幅する電流誤差増幅器、一定周波数で発振する発振器、該発振器の出力を分周する分周器、該分周器と前記電流誤差増幅器の出力を比較する比較器、比較器の出力に接続されるドライバ回路、該ドライバ回路は前記ライン間に接続されたトランジスタを制御するよう接続しているアクティブフィルタ回路において、前記電流誤差増幅器の入力電流波形の入力部のバイアスを調整できるようにしたアクティブフィルタ回路。
電源入力電流を検出する電流検出手段、出力電圧を測定する手段、出力電圧を調整する手段、負荷制御手段を持ち、一定の入力電流の場合の出力電圧調整手段の調整レベルと出力電圧との関係を求め、その結果に応じて電流誤差増幅器の入力電流波形の入力部のバイアスを調整するようにしたことを特徴とする請求項１のアクティブフィルタ回路。
電流誤差増幅器の入力電流入力波形入力部のバイアス調整に可変抵抗器を使用することを特徴とする請求項１のアクティブフィルタ回路。