JP2007252185A - 低細流モード動作の可能なスイッチング型電圧調整器 - Google Patents

Abstract

【課題】低負荷電流動作時の消費電力をさらに低減したスイッチング型電圧調整器を提供する。
【解決手段】負荷電流が電流閾値以上である場合は、この電圧調整器は、一つ以上のスイッチングトランジスタを、出力電圧を所定の調整ずみ電圧に維持するのに必要なデューティサイクルで、従来技術と同様にオンオフ切換えして動作する。負荷電流が電流閾値以下になったことを検出すると、コントローラがスイッチングトランジスタのオンオフ切換動作を止めて、負荷に一定の細流を流すように高電圧側トランジスタに低減駆動信号を加える。慣用の間欠動作モードの場合と同様に低負荷電流時にスイッチングトランジスタを完全な休止状態にしないことによって、スイッチングトランジスタの切換周波数を下げて、無駄な電力消費を避ける。
【選択図】図１

Description

この発明は電圧調整器に関し、より詳しくいうと、消費電力節約のために電圧調整器を低負荷電流モードで動作させる技術に関する。

スイッチング型電圧調整器は周知である。一つのタイプのステップダウンスイッチング型電圧調整器では、電源電圧に接続した高電圧側のスイッチングトランジスタを、制御したデューティサイクルおよび一定の繰返し周波数でオンオフ切換えし、そのデューティサイクルを調整器出力電圧が特定の被調整電圧に維持されるように調節する。そのトランジスタのオンオフ切換動作により生ずるパルス状の電流を、直列接続のインダクタおよび片方端子接地のキャパシタで通常構成されるフィルタで平滑化する。上記高電圧側のトランジスタにダイオードまたは同期整流器を直列接続して、片方端子を接地電位に接続する。高電圧側トランジスタがオフ状態で、励起ずみのインダクタから電流が上記ダイオードまたは同期整流器を通じて流れる。三角波状のインダクタ電流を出力側のキャパシタが平滑化して電圧調整ずみのＤＣ電圧を負荷に供給する。インダクタを流れる電流の平均値が負荷電流に等しくなる。

スイッチング型電圧調整器としては、トランジスタのオン期間を一定にしオン状態間隔を可変にしたものなど上記以外の多様な電圧調整器が周知である。

負荷電流が中程度または大きい領域では、スイッチング型電圧調整器は効率が高い。すなわち、オン状態におけるスイッチングトランジスタの導電率がごく高いからである。例えば、高電圧側ＰＭＯＳトランジスタを完全オン状態にするには、高いゲート・ソース間電圧（Ｖｇｓ）を得るためにゲートを接地電位点に接続し、完全オフ状態にするにはＶｇｓを零にするためにゲートに電源電圧Ｖｉｎを加える。低電圧側ＮＭＯＳスイッチへのゲート電圧も零またはＶｉｎにして、そのＮＭＯＳトランジスタをオフまたはオン状態にする。オン状態ではこれらトランジスタの抵抗値は小さいので、トランジスタ自体における消費電力は小さい。

ＭＯＳＦＥＴはゲート容量を有する。電圧調整器から負荷への出力電流が大きい場合は、ゲート容量のスイッチング周波数における充放電に伴う電力消費は電圧調整器および負荷全体の消費電力からみて小さい。

しかし、負荷電流がスタンドバイモードにある場合などごく小さい場合は、スイッチング周波数における充放電で無駄に消費される電力は上記全体の消費電力からみてかなり大きくなる。この問題は、低電力動作モードが比較的長く続くことが頻繁に生ずるので深刻である。電源が電池である場合は、この無駄な消費電力を最小にして電池寿命をできるだけ延ばすよう配慮する必要がある。

電圧調整器を大電流で間欠的動作モードで動作させることも周知である。そのような動作モードでは、電流が閾値以下に低下したことを電圧調整器が検出して、出力電圧が閾値以下になるまで高電圧側トランジスタの動作を休止させる。その高電圧側トランジスタの動作休止の期間中は出力側の上記フィルタキャパシタが負荷に電流を供給する。出力電圧が上記閾値に低下するまでの所要時間は負荷電流の大きさに左右される。出力電圧がその閾値に達すると、電圧調整器は通常の動作に戻り、出力電圧を調整器公称出力電圧よりも僅かに高い特定の電圧まで上昇させて、再び休止モードに入る。

上述の動作モード以外にも、出力電圧をある範囲内に維持するように高電圧側トランジスタを可変周波数および一定デューティサイクルでオンオフ切換する動作モードなどがある。

周知のタイプの間欠動作モード手法では、トランジスタのオンオフ切換を完全オン状態・完全オフ状態に切り換えるようにしている。しかし、トランジスタのオンオフ切換はゲート容量の充放電による無駄な電力消費を必ず伴う。

バイポーラトランジスタにも寄生容量があり、電圧調整器によるオンオフ切換で無駄な電力消費が生ずる。

ＵＳＰ ５ ４８１ １７８

したがって、低負荷電流動作時の消費電力をさらに低減したスイッチング型電圧調整器が必要になっている。

一つの実施例では、低負荷電流動作時にスイッチングトランジスタのオンオフ切換のサイクル数を下げ、高電圧側トランジスタを「低減オン」状態に維持して負荷に一定の細流を供給するようにして消費電力を低減する。このモードは、高電圧側トランジスタのゲート・ソース間に低減電圧を印加してそのトランジスタの電流を低減することによって達成する。上記細流の大きさは、スタンドバイモード時などに負荷に流れる最小電流よりも僅かに小さい値にする。調整出力電圧が閾値以下に低下した場合は、電圧調整器のオンオフ切換動作を正常動作に戻して出力電圧を調整器公称出力電圧よりも僅かに高いスタート電圧に漸増させ、電圧調整器が再び低負荷電流モードに入って負荷に一定の細流を供給するようにする。

トランジスタをオフ状態にしてその期間に出力キャパシタから電流を供給する上記従来技術の手法と対照的に、負荷には電源から一定の細流が供給され続けるので、出力電圧が閾値以下まで低下するのに要する時間が格段に長くなる。すなわち、スイッチングサイクルの開始から上記電圧漸増までの時間が著しく長くなる。したがって、電圧調整器の出力負荷電流が小さい期間のゲート容量充放電に伴う無駄な電力消費はほとんどなくなる。

負荷に細流を供給するように「低減オン」状態を用いるこの発明の手法は、種々のタイプの電圧調整器、すなわち、バック（ｂｕｃｋ）電圧調整器、ブースト電圧調整器、バックブースト電圧調整器など多様な電圧調整器に利用できる。

図１はこの発明の一つの実施例による低負荷電流モード動作の可能な電圧モード電圧調整器１０を示す。

この電圧調整器１０の出力端子に接続した抵抗器利用の分圧器１２から饋還電圧Ｖｆｂを誤差増幅器１４の一方の入力に加える。一方、誤差増幅器１４のもう一方の入力には一定の基準電圧Ｖｒｅｆを加える。電圧調整器１０は、ＶｆｂをＶｒｅｆと同じレベルに維持するようにスイッチングトランジスタ１６および１８のデューティサイクルを制御する。

誤差増幅器１４の出力は、キャパシタ２０の電圧が調整ずみ出力電圧の発生に必要なデューティサイクルに関連づけられるように、キャパシタ２０の電荷を増減する電流である。キャパシタ電圧の高い値がデューティサイクルの大きい値に対応する。電圧モード電圧調整器では、このデューティサイクルはＶｏｕｔ対Ｖｉｎ比に等しい。Ｖｉｎは電池電圧であり得る。

キャパシタ電圧を鋸歯状波発振器２２からの鋸歯状波と比較する。パルス幅変調（ＰＷＭ）比較器２４でキャパシタ電圧と鋸歯状漸増波形とを比較する。鋸歯状波サイクルの初めにＰＭＯＳトランジスタ１６のゲートを０ボルトにして完全オン状態にし、電源入力電圧Ｖｉｎをインダクタ２６に実効的に接続する。鋸歯状波漸増部がキャパシタ２０の端子電圧を超えるとＰＭＯＳトランジスタ１６はオフ状態になり、同期整流器（ＮＭＯＳトランジスタ１８）がオン状態になる。このように、これらトランジスタ１６および１８は平常動作時には同期的にオンオフ切り換えされる。トランジスタ１６のオン状態ではインダクタ２６は付勢され、トランジスタ１８のオン状態ではインダクタ２６は蓄積エネルギーを放出する。上記インダクタ２６の上述の付勢およびエネルギー放出に伴う出力電圧は出力キャパシタ２８で平滑化されてＤＣ出力電圧となる。インダクタ２６を流れる平均電流が、出力端子Ｖｏｕｔに接続した負荷への電流となる。

上述の平常の動作モードでは、ラッチ３０はＰＷＭ比較器２４の「セット」出力および最小電流検出用比較器３２からの信号の両方を受けて、トランジスタ１６を少なくともピーク電流最小値に対してオン状態にする。比較器３２はトランジスタ１６からの漸増電流に対応する信号を受けるとともに、最小ピーク電流閾値信号を受ける。上記最小ピーク電流閾値対応の電流以下の電流を要する負荷電流は「低負荷電流」とみなし、この状態に入ったときは、この電圧調整器を後述の低負荷電流モードで動作させる。上記最小ピーク電流閾値信号の最適レベルは、負荷のスタンドバイモード入りでトリガされるレベルなど、電圧調整器の特定の用途によって定める。

トランジスタ１６を通じて流れる電流は多様な従来技術を用いて電流センサ３３で検出する。それら従来技術としては、トランジスタ１６とインダクタ２６との間に直列に挿入した低抵抗器の電圧降下の検出、トランジスタ１６と並列に配置した小容量トランジスタを通じた電流の検出、インダクタ２６を一次巻線とする変成器の二次巻線を通じた電流の検出などがある。

代わりに、Ｖｏｕｔ端子と直列に挿入した低抵抗器を用い、その抵抗器による電圧降下を測定することによって、直接に検出することもできる。その電圧降下が特定の比較器に設定した閾値以下である場合は、電圧調整器が低負荷電流モード動作に入るようにする。この直接検出手法の採用の場合は、ラッチ３０，比較器３２および電流検出器３３は不要になる。

負荷電流が大きい場合は、ラッチ３０からゲート駆動論理回路３４に切換信号を送り、それによってトランジスタ１６および１８の一方の切換を遅延させ、トランジスタのオン状態・オフ状態遷移の期間中にＶｉｎと接地電位点との間に電流が流れることがないようにする。

駆動信号をドライバ増幅器３６および３８でそれぞれ増幅し、トランジスタ１６および１８のゲートにオン制御信号またはオフ制御信号をそれぞれ供給する。ゲート電圧Ｖｇは、トランジスタ１６および１８の完全オン状態または完全オフ状態を確実に実現するために０ボルトまたは電源入力電圧Ｖｉｎとする。トランジスタ１６および１８を完全オフ状態および完全オン状態に駆動することによって、これらトランジスタの抵抗値を下げ、これらトランジスタにおける電力消費を最小にする。

図２Ａおよび図２Ｂは電圧調整器出力電圧公称値５ボルトの場合の正常動作モード期間中の電圧調整器１０の動作を示す波形図である。図２Ａは負荷電流が高レベルである場合を示す。Ｖｏｕｔは一定値５ボルトに留まる。高電圧側スイッチ（ＳＷ）のサイクルあたりの「オン」期間、すなわちデューティサイクルはＶｏｕｔ／Ｖｉｎ比に左右される。ＳＷドレーン電圧のグラフは、ノード３９におけるＰＭＯＳトランジスタのドレーンの近似電圧を示し、スイッチが０ボルトのＶｇで完全にオン状態になり（ノード３９はほぼＶｉｎになる）、Ｖｉｎまたはその近傍の値のＶｇで完全にオフ状態になる（トランジスタ１８がオン状態にあるためにノード３９はほぼ接地電位になる）。インダクタ２６の電流Ｉ_Ｌはトランジスタ１６および１８の同期オンオフ切換により漸増および漸減を繰り返す。Ｉ_Ｌの平均値Ｉ_ＬＡｖｇが負荷電流になる。図２Ｂは上記と同じパラメータの中程度の負荷電流時の値を示す。

電圧調整器１０が小負荷電流モードに入り閾値よりも低いレベルの負荷電流が流れ始める場合は、次の事象が生ずる。すなわち、最小ピーク電流比較器３２の出力に応動するラッチ３０が、ＰＷＭ比較器２４が出力を休止しピーク電流が最小値に達するまでの間トランジスタ１６をオン状態に維持する。各スイッチングサイクル期間中の上記「過剰」インダクタ電流がＶｏｕｔを上記公称値５ボルト以上の値まで徐々に増加させる。低負荷検出器４０はＶｆｂを、誤差増幅器１４へのＶｒｅｆよりも少し高い電圧閾値（Ｖｒｅｆ＋ｘ）と比較する。Ｖｆｂが上記閾値以上の値まで上昇したときは、検出器４０は、負荷電流が低レベルであることおよび電圧調整器１０が低負荷電流モードに入るべきことを表す信号を生ずる。

検出器４０の出力を、ごく単純な切換回路で構成できる低負荷電流モードコントローラ４２に加える。低レベル負荷電流を検出すると、コントローラ４２は電圧調整器１０を制御してトランジスタ１６および１８のオンオフ切換動作を停止させる。この切換動作停止は、誤差増幅器１４，発振器２２，ＰＷＭ比較器２４，ラッチ３０，論理回路３４並びにドライバ３６および３８への電流供給を止めること、すなわちこれら構成要素を電源に導くスイッチをオフにすることによって達成する。不要な構成要素すべてを休止させることによって、低負荷電流モード期間中の消費電力を節減する。上記以外の不要構成要素も動作休止にする。コントローラ４２は低レベル駆動信号をトランジスタ１６のゲートにも供給して、そのトランジスタ１６を「低減オン」状態に維持し、そのトランジスタ１６から低レベルの細流電流が負荷に供給されるようにする。そのための一つの手法は、トランジスタ１６のゲートに接続した低電力電圧調整器４４をイネーブルする手法である。例えば、ドライバ３６により制御されてトランジスタ１６の完全オン状態がゲート電圧０ボルトを用い、電圧Ｖｇｓの最大値（例えば７ボルト）を生ずる場合は、低電力電圧調整器４４の出力は１ボルトのＶｇｓとし、その場合はゲート電圧はＶｉｎよりも１ボルト低い値になる。この低電力電圧調整器４４はＶｉｎを入力電圧として用いるリニア電圧調整器で構成できる。

低負荷電流モードでは、Ｖｉｎが接地電位点に短絡することを避けるように、同期整流器１８を休止させなければならない。この同期整流器の代わりに、またはこれと並列接続で、ダイオードを用いることもできる。

細流電流は数ミリアンペアまたはマイクロアンペア級の電流値とする。細流電流は直流電流であるので、インダクタ２６は基本的に短絡回路として作用する。

低負荷電流が上記一定レベルの細流よりも大きい場合は、出力電圧Ｖｏｕｔの降下は低速になる。低電圧検出器４６（比較器）の入力にＶｆｂとＶｒｅｆよりも僅かに低い電圧（Ｖｒｅｆ−ｘ）とを供給する。ＶｆｂがＶｒｅｆ−ｘ以下である場合は、検出器４６は、オンオフ切換回路をオン状態に戻してトランジスタ１６への低レベル駆動信号を止めるようにコントローラ４２に指示する。その結果、平常のオンオフ切換動作が再開される。負荷電流が依然として低レベルである場合は、Ｖｏｕｔが再び閾値以上に上昇して、低負荷電流モードが再び始まる。検出器４０および４６は、実際には、Ｖｏｕｔを二つの電圧値の間に維持する単一のヒステレシス特性具有の比較器で構成できる。

電圧調整器１０には過電圧検出器（図示してない）、すなわちＶｏｕｔが電圧調整器１０の低負荷電流モード動作時に閾値以上の値に上昇して細流が負荷所要値以上であることを示す場合にトランジスタ１６を自動的に休止させる過電圧検出器を併せ備えることもできる。その場合は、トランジスタ１６の休止により、Ｖｏｕｔが下側閾値到達まで低下する。その下側閾値到達の時点で切換モードが回復し、低負荷電流モードに入る。もう一つの実施例では、細流電流を設定する駆動信号を饋還の利用により自動的に調節して、Ｖｏｕｔが低負荷電流モード動作時に上昇しないようにする。

図２Ｃは低負荷電流モードにおける電圧調整器１０のいくつかのパラメータの波形図を示す。Ｖｏｕｔのグラフは、トランジスタ１６のオンオフ切換によりＶｏｕｔが閾値電圧５．１ボルト以上になったとき電圧調整器１０が低負荷電流モードに入ることを示している。閾値は電圧公称値以上の任意の値にすることができる。前述のとおり、低負荷電流モードへの移行は、負荷電流の直接検出など任意の手法の採用によりトリガできる。

Ｖｏｕｔの高閾値に達したあと、コントローラ４２は低減駆動信号をトランジスタ１６に供給する。図２Ｃに示すとおり、切換トランジスタ１６を「低減オン」状態に駆動して細流を供給する。細流のレベルは平常モードで達成できる最小電流以下の任意のレベルに設定できる。細流電流レベルが負荷の用いる電流に近いほど、トランジスタのオンオフ切換と出力キャパシタ２８再充電との間の期間が長くなる。一つの実施例では、細流電流値は、電圧調整器が最小ピーク閾値電流を発生している平常モードのＤＣ出力電流の１／１０以下とする。図２Ｃのスイッチングトランジスタ（ＳＷ）のドレーン電圧のグラフでは、細流を生ずるようにトランジスタを制御した場合は、インダクタ２６は短絡回路と等価になり、ノード３９の電圧がＶｏｕｔの近似値になる。Ｖｏｕｔは、上記細流と負荷電流との間の差に応じて時間とともに変動する。

Ｖｏｕｔが低閾値まで低下すると、Ｖｏｕｔが高閾値に上昇するまでオンオフ切換が再開され、低負荷モードが再びイネーブルされる。

図３は上述の基本的プロセスの流れ図である。ステップ５０では、負荷電流が低負荷電流閾値以下であるか否かを判定するように任意の手法で負荷電流を検出する（ステップ５２）。負荷電流が閾値以下でない場合は、トランジスタの通常のオンオフ切換を行う（ステップ５４）。低負荷電流閾値以上の調整ずみ電圧を生ずるのに任意のタイプのスイッチング型電圧調整器を利用できる。多様なタイプの適切なスイッチング型電圧調整器が米国特許第５４８１１７８号に記載してあるので、同特許をここに参照してその内容をこの明細書に組み入れる。

負荷電流が低負荷電流閾値以下であることが検出された場合は、ステップ５６で電圧調整器に、（１）オンオフ切換を停止させ、（２）同期整流器をオフにさせ、（３）高電圧側スイッチの制御端子に低減駆動信号を供給して低レベルの連続細流電流が負荷に流れるようにさせ、（４）消費電力節減のために不要構成要素を休止させる。

ステップ５８では出力電圧を検出する。ステップ６０では出力電圧が閾値以下のレベルまで低下したか否かを判定する。その出力電圧低下が検出された場合は、平常のオンオフ切換動作を再開する（ステップ５４）。逆に検出されなかった場合は、低負荷電流モードを継続する（ステップ６２）。

ＭＯＳＦＥＴの代わりに、バイポーラトランジスタなど他のタイプのスイッチングトランジスタを用いることもできる。周知のとおり、バイポーラトランジスタはオンオフ切換時に充放電を要する寄生容量を伴う。

この発明の低負荷電流動作機能は、低負荷電流状態の期間中の調整器出力電圧の維持に必要なオンオフ切換サイクル数を最小にする。スイッチングトランジスタオンオフ切換時のトランジスタ容量の充放電繰返し周波数を下げることができるので消費電力低減を達成できる。

図４は電流モード電圧調整７０に組み入れたこの発明の実施例を示す。

電流モード電圧調整器では、調整器出力電圧を一定に維持するための各オンオフ切換サイクルの期間中の所要電流を発生するようにデューティサイクルを制御する。インダクタ２６を通じて流れる電流の瞬時値を電流検出器３３で検出する。ＰＷＭコントローラ７２は、誤差増幅器１４の出力と、電流検出器３３の出力と、発振器７４からのパルス列と、最小ピーク電流発生用の信号とを受ける。発振器７４の出力は、高電圧側トランジスタ１６をオン状態にし、低電圧側トランジスタ１８をオフ状態にする。漸増電流瞬時値が誤差増幅器１４の出力信号以上になると、ＰＷＭコントローラ７２がトランジスタ１６をオフに、トランジスタ１８をオンにそれぞれ駆動するように制御する。このプロセスは発振器の繰返しサイクルの各々について繰り返される。

低負荷電流状態では、ＰＷＭコントローラ７２への最小ピーク電流信号が、負荷が必要とする最小ピーク電流以上のレベルの電流をトランジスタ１６に流させる。その結果、出力キャパシタ２８が調整器出力電圧公称値以上の電圧まで充電される。上昇中のＶｆｂがＶｒｅｆを超えると、誤差増幅器１４の出力が低負荷検出器７６の検出した閾値以下になる。その結果、低負荷モードコントローラ４２の出力信号が電圧調整器７０を制御して、上述のとおり、低負荷電流モードに入るようにする。

低負荷電流モードの期間中は高電圧側トランジスタ１６は「低減オン」状態に留まり、連続的細流、すなわち通常は負荷に実際に流される電流よりも僅かに小さい連続的細流を負荷に供給する。これによって出力キャパシタ２８は徐々に放電し、ＶｏｕｔおよびＶｆｂを低下させる。Ｖｆｂが閾値以下に低下すると、低電圧検出器４６がその電圧低下を検出し、それによってコントローラ４２が電圧調整器７０を出力キャパシタ２８の再充電が低負荷電流モード開始点に進むまで通常オンオフ切換モードに留めるようにする。

電流モード電圧調整器では最小ピーク電流値の検出は多様な手法で達成できる。

上記スイッチングトランジスタは制御回路と同一のチップ上に形成することができ、別のチップに形成することもできる。

ブースト構成などの電圧調整器の実施例では、インダクタを電源電圧供給源に直接に接続し、第１のスイッチングトランジスタをインダクタと接地電位点との間に直列接続で配置する。同期駆動の第２のトランジスタはインダクタと出力端子との間に接続する。その場合は、低負荷電流モードにあるその第２のトランジスタの「低減オン」状態は短絡回路のように作用してインダクタから負荷に電流を導く。

図１乃至図４記載の電圧調整器は、（１）閾値電流以上の負荷電流を供給するために一つ以上のトランジスタを完全オン状態／完全オフ状態にオンオフ切換えする制御機能をもたらす第１のコントローラと、（２）この電圧調整器を低負荷電流モード、すなわち負荷に細流だけを供給するように一定の「低減オン」状態にトランジスタを維持する低負荷電流モード動作を得るための制御機能をもたらす第２のコントローラとを含む。

この発明を上に詳述してきたが、この説明に基づき、この発明の独自の考え方および真意を逸脱することなくこの発明に多様な改変が可能であることは当業者には明らかであろう。すなわち、この明細書に記載した特定の実施例は例示のためのものであって、この発明の限定のためのものではない。

携帯電話など電池駆動式の諸装置の更なる小型化および性能改良に有効である。

この発明の低電流モード手法の一つの実施例を組み入れた電圧モード電圧変換器のブロック図。 大電流、中程度の電流および小電流供給時の図１の電圧変換器の動作を説明する波形図。 大電流、中程度の電流および小電流供給時の図１の電圧変換器の動作を説明する波形図。 大電流、中程度の電流および小電流供給時の図１の電圧変換器の動作を説明する波形図。 高負荷電流状態を検出し、この電圧調整器を軽負荷電流モードで動作させる一つのルーチンの流れ図。 この発明の低電流モード手法の一つの実施例を組み入れた電流モード電圧変換器のブロック図。

符号の説明

１０ 電圧モード電圧変換器
１４ 誤差増幅器
１６，１８ スイッチングトランジスタ
２２ 鋸歯状波発振器
２４ パルス幅変調（ＰＷＭ）比較器
３０ ラッチ
３２ 最小ピーク電流比較器
３４ ゲート駆動用論理回路
３６，３８ ドライバ回路
４０ 低負荷検出回路
４２ 低負荷モードコントローラ
４４ 低電力電圧調整器
４６ 低電圧検出回路
５０ 負荷電流を検出する（例えば、出力電圧の上昇を検出する）
５２ 負荷電流はＩ_ＴＨ以下？
５４ 平常のオンオフ切換を継続／再開する（スイッチングトランジスタ完全オン状態／完全オフ状態で切換動作）
５６ １．切換動作を停止する／２．同期整流器を休止させる／３．一定の細流を供給するように高電圧側トランジスタに低減制御信号を加える
５８ 出力電圧を検出する
６０ 出力電圧はＶｔｈ以下に下がった？
６２ 低負荷電流モードを継続

Claims (26)

1. 負荷電流の供給先の負荷にかかる電圧を調整する電圧調整器であって、
   スイッチング型電圧調整器部分、すなわち
   前記電圧調整器の出力電圧に関連する饋還信号を受けるとともに、前記負荷電流が第１の電流閾値を超えたとき前記電圧調整器の出力電圧を調整ずみの電圧に維持するのに必要なデューティサイクルで第１のトランジスタをオンオフ切り換えする第１のコントローラであって、
   前記負荷電流が前記第１の電流閾値を超えたとき前記第１のトランジスタをオン状態にするための第１の駆動信号を前記第１のトランジスタに間欠的に供給する第１のコントローラ
   を含むスイッチング型電圧調整器部分と、
   非スイッチング型電圧調整器部分、すなわち
   前記負荷電流が前記第１の電流閾値以下であるときそれに応答して前記第１のトランジスタのオンオフ切換を停止し、前記第１の駆動信号とは異なる一定の第２の駆動信号を前記第１のトランジスタに供給して前記第１の電流閾値以下の細流を前記第１のトランジスタが流すようにする第２のコントローラ
   を含む非スイッチング型電圧調整器部分と
   を含む電圧調整器。
2. 前記第１のコントローラがパルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラを含む請求項１記載の電圧調整器。
3. 前記第１のコントローラが前記饋還信号と基準信号との間の差を算定する誤差増幅器を含み、前記饋還信号を前記基準信号にほぼ合致させるように前記デューティサイクルを制御する請求項１記載の電圧調整器。
4. 前記第１のコントローラが、前記デューティサイクルの制御に電圧饋還信号だけを用いる電圧モードコントローラである請求項１記載の電圧調整器。
5. 前記第１のコントローラが、前記デューティサイクルの制御に電圧饋還信号および電流饋還信号を用いる電流モードコントローラである請求項１記載の電圧調整器。
6. 前記第１のトランジスタを流れる電流を検出する電流検出器をさらに含む請求項１記載の電圧調整器。
7. 前記第１のコントローラが前記電流検出器からの信号を検出し、前記第１のトランジスタが一つのオンオフ切換サイクルの期間中にそのトランジスタ経由の電流が最小ピーク電流値に達するまで休止しないようにし、前記負荷電流が前記第１の電流閾値以下のとき前記出力電圧を上昇させる請求項６記載の電圧調整器。
8. 負荷電流が前記第１の電流閾値以下である場合にその状態を検出する負荷電流検出器をさらに含む請求項１記載の電圧調整器。
9. 前記負荷電流検出器が、前記電圧調整器の前記出力電圧に対応する信号と基準電圧とを比較して、前記出力電圧が前記基準電圧以上の値まで上昇したか否かを判定する比較器とを含む請求項８記載の電圧調整器。
10. 前記第２のコントローラが前記第１のトランジスタのための前記一定の第２の駆動信号を発生する電圧源を含む請求項１記載の電圧調整器。
11. 前記第１のトランジスタが、前記第１の駆動信号を受けているときは第１の導電率を有し、前記第２の駆動信号を受けているときはより小さい第２の導電率を有する請求項１記載の電圧調整器。
12. 前記第１のトランジスタがゲートを備えるＰＭＯＳトランジスタであり、前記第２の駆動信号が、前記第１の駆動信号を受けているときは第１の誘電率を、前記第２の駆動信号を受けているときはより小さい第２の導電率を前記ＰＭＯＳトランジスタがそれぞれ有するように０ボルト以上のゲート電圧である請求項１記載の電圧調整器。
13. 前記第２のコントローラが、前記一定の第２の駆動信号を前記第１のトランジスタに印加する際に前記第１のコントローラをディスエーブルする請求項１記載の電圧調整器。
14. 前記第２のコントローラが、前記出力信号が電圧閾値以下の値まで降下したことを検出するとともに、その検出に応答して前記第１のトランジスタによる前記オンオフ切換を再開するように前記第１のコントローラをイネーブルする比較器を含む請求項１記載の電圧調整器。
15. 前記電圧調整器がステップダウン電圧調整器である請求項１記載の電圧調整器。
16. 負荷電流の供給先の負荷にかかる電圧を調整する電圧調整器における方法であって、
    前記電圧調整器の出力電圧に関連する饋還信号を受ける過程と、
    前記負荷電流が第１の電流閾値を超えたとき前記電圧調整器の出力電圧を調整ずみの電圧に維持するのに必要なデューティサイクルで第１のトランジスタをオンオフ切換する過程であって、
    前記負荷電流が前記第１の電流閾値を超えたとき前記第１のトランジスタをオン状態にするための第１の駆動信号を前記第１のトランジスタに間欠的に供給する過程と、
    前記負荷電流が前記第１の電流閾値以下であることを検出する過程と、
    前記負荷電流が前記第１の電流閾値以下であることの検出に応答して前記第１のトランジスタのオンオフ切換を停止し、前記第１の駆動信号とは異なる一定の第２の駆動信号を前記第１のトランジスタに供給して前記第１の電流閾値以下の細流を前記第１のトランジスタが流すようにする過程と
    を含む方法。
17. 前記第１のトランジスタを一つのデューティサイクルでオンオフ切換する過程がパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うことを含む請求項１６記載の方法。
18. 前記第１のトランジスタを一つのデューティサイクルでオンオフ切換する過程が、前記饋還信号と基準信号との間の差を誤差増幅器を用いて算定する過程と、前記饋還信号を前記基準信号にほぼ合致させるように前記デューティサイクルを制御する過程を含む請求項１６記載の方法。
19. 前記第１のトランジスタを一つのデューティサイクルでオンオフ切換する過程が前記電流検出器からの信号を検出する過程と、前記第１のトランジスタが一つのオンオフ切換サイクルの期間中にそのトランジスタ経由の電流が最小ピーク電流値に達するまで休止しないようにし、前記負荷電流が前記第１の電流閾値以下のとき前記出力電圧を上昇させるようにする過程とを含む請求項１６記載の方法。
20. 負荷電流が前記第１の電流閾値以下である場合を検出する過程が、前記出力電圧が閾値レベル以上まで上昇したことを検出することをさらに含む請求項１６記載の方法。
21. 一定の第２の駆動信号を前記第１のトランジスタに印加する過程が、前記第１のトランジスタの制御端子に、前記一定の第２の駆動信号を発生する電圧源の出力を印加することを含む請求項１６記載の方法。
22. 前記第１のトランジスタがゲートを備えるＰＭＯＳトランジスタであり、一定の第２の駆動信号を加える過程が、０ボルト以上のゲート電圧を前記ＰＭＯＳトランジスタに印加することを含む請求項１６記載の方法。
23. 前記第１のトランジスタが、前記第１の駆動信号を受けているときは第１の導電率を有し、前記第２の駆動信号を受けているときはより小さい第２の導電率を有する請求項１６記載の方法。
24. 前記一定の第２の駆動信号を前記第１のトランジスタに印加する際に前記第１のトランジスタの前記オンオフ切換に用いる構成素子をディスエーブルする過程をさらに含む請求項１６記載の方法。
25. 前記出力電圧が電圧閾値以下の値まで降下したことを検出するとともにその検出に応答して前記第１のトランジスタの前記オンオフ切換を再開する過程をさらに含む請求項１６記載の方法。
26. 前記電圧調整器がステップダウン電圧調整器である請求項１６記載の方法。

Images