JP2007195129A - 信号波形ピークを低減するｍｉｍｏ−ｏｆｄｍ送受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送において、伝送特性を改善できる送受信機を提供する。
【解決手段】誤り訂正符号器と，位相パターン制御器と，サブキャリア位相ホッピング器と，位相パターン変調器と，位相パターン復調器と，サブキャリア位相ホッピングＭＩＭＯ信号検出器と，誤り訂正復号器とを有し，誤り訂正符号化された変調信号に対して位相回転を施すサブキャリア位相ホッピング器において位相回転をパターン化し，位相パターン制御器を用いて，複数の位相パターン候補から送信信号波形のピークを最も抑える位相パターンを少ない計算量で選択することで信号波形のピークを低減でき，さらに，位相パターン変調器及び位相パターン復調器を用いて，選択された位相パターンを受信機に伝送し，サブキャリア位相ホッピングＭＩＭＯ信号検出器を用いて，その位相パターンに対応した信号検出を行うことにより伝送特性を改善できる。
【選択図】図１

Description

本発明は，信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機に関するものである．

無線通信システムにおいて高信頼な高速信号伝送を実現する伝送方式としてＭＩＭＯ−ＯＦＤＭが注目されている．この方式では，複数の送受信アンテナを利用するＭＩＭＯ（マルチインプット・マルチアウトプット）にＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）を適用することにより，マルチパス遅延環境においても良好な伝送特性を得ることができる．

さらに，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭにおいて誤り訂正符号による周波数ダイバーシチ利得を向上することで伝送特性を改善する方式として，各サブキャリアで空間分割多重される変調信号がそれぞれ直交するように各アンテナとサブキャリアで異なる位相回転（サブキャリア位相ホッピング）を施すサブキャリア位相ホッピング空間分割多重（ＳＰＨ−ＳＤＭ）方式が提案されている（例えば，非特許文献１参照）．

しかしながら，これらの技術ではＯＦＤＭを用いるため，ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）が増加するという問題がある．ピーク電力の大きな信号を電力増幅器で増幅する際には，バックオフを大きく取る必要があり，電力効率が著しく低下する．

すでに，ＯＦＤＭ信号波形におけるピークを低減する手法として
（１）電力閾値による送信信号のクリッピング（例えば，非特許文献２参照）
（２）入力データを低ＰＡＰＲ符号語に変換する符号化（例えば，非特許文献３参照）
（３）各サブキャリアの変調信号を位相回転させる複数の位相パターン候補からピークを最も抑圧する位相パターンを選択する選択マッピング（ＳＬＭ）（例えば，非特許文献４参照）
（４）サブキャリアをクラスタに分割し，ＩＦＦＴを行った後に各クラスタに対して最適な位相を乗算する部分系列伝送（ＰＴＳ）（例えば，非特許文献５参照）
等が検討されている．
栃原 開人他，「受信アンテナ数が少ない条件でのサブキャリア位相ホッピングを用いたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式」電子情報通信学会技術報告，ＲＣＳ２００４−３２６，２００５年３月． Ｘ．Ｌｉ他，「Ｅｆｆｅｃｔｓ ｏｆ ｃｌｉｐｐｉｎｇ ａｎｄ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ ｏｎ ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ＯＦＤＭ」 ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉ．Ｌｅｔｔｅｒ，ｖｏｌ．２，ｎｏ．５，ｐｐ．１３１−１３３，Ｄｅｃ．１９９８． Ａ．Ｅ．Ｊｏｎｅｓ他，「Ｂｌｏｃｋ ｃｏｄｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｏｆ ｐｅａｋ ｔｏ ｍｅａｎ ｅｎｖｅｌｏｐｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ ｏｆ ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｓｃｈｅｍｅｓ」 Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｌｅｔｔｅｒ，ｖｏｌ．３０，ｎｏ．２５，ｐｐ．２０９８−２０９９，Ｄｅｃ．１９９４． Ｎ．Ｏｈｋｕｂｏ他，「Ｄｅｓｉｇｎ ｃｒｉｔｅｒｉａ ｆｏｒ ｐｈａｓｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ ｉｎ ｓｅｌｅｃｔｅｄ ｍａｐｐｉｎｇ」 ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎｉ．，ｖｏｌ．Ｅ８６−Ｂ，ｎｏ．９，ｐｐ．２６２８−２６３６，Ｓｅｐｔ．２００３． Ｓ．Ｈ．Ｍｕｌｌｅｒ他，「ＯＦＤＭ ｗｉｔｈ ｒｅｄｕｃｅｄ ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ ｂｙ ｏｐｔｉｍｕｍ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ ｏｆ ｐａｒｔｉａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ」 Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｌｅｔｔｅｒ，ｖｏｌ．３３，ｎｏ．５，ｐｐ．３６８−３６９，Ｆｅｂ．１９９７．

従来のピーク低減手法の内で，ＳＬＭは優れたピーク抑圧性能を有している．しかしながら，ＳＬＭでは各位相パターンにおいて逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理が必要となるため，位相パターン候補数の増加に伴い，計算量が非常に増加するという問題がある．また，ピークを低減するためにＯＦＤＭシンボル毎に位相パターンを選択するため，選択した位相パターンをシンボル毎に受信機に伝送する必要があり，そのための付加ビットが必要となる．さらに，ＳＬＭやＰＴＳ等の従来の手法では，ピークを低減するためだけに変調信号に対して位相回転を施しているため，伝送特性の改善は期待できない．逆に，ＳＰＨ−ＳＤＭ方式では，伝送特性の改善は期待できるが，信号波形のピークを抑圧する機能は有していない．

本発明は，このような課題に鑑みてなされたものであり，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送において変調信号に対して位相回転を施すことで信号波形のピークを低く抑え，その位相パターンを少ない計算量で選択ができ，また，選択した位相パターンを効率的に受信機に伝送し，さらに，伝送特性を改善できる送受信機を提供することを目的とする．

本発明の信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機は，複数のアンテナを有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機において，情報ビット系列を誤り訂正符号化する誤り訂正符号器と，誤り訂正符号化されたビットをマッピングした変調信号がそれぞれ直交するように位相回転を施すサブキャリア位相ホッピングにおいて，上記位相回転をパターン化し，複数の位相パターン候補から送信信号波形のピークを最も抑える位相パターンを選択する位相パターン制御器と，上記選択された位相パターンに基づいて位相回転を施すサブキャリア位相ホッピング器と，上記選択された位相パターンを変調して送信信号に挿入する位相パターン変調器とを含む送信機と，受信信号から上記位相パターンを検出する位相パターン復調器と，検出されたパターンに基づいて空間分割多重された信号の検出を行うサブキャリア位相ホッピングＭＩＭＯ信号検出器と，検出されたビットを誤り訂正復号する誤り訂正復号器とを含む受信機とから構成されており，上記送信機で位相回転を施すことで伝送特性を改善でき，さらに，ピークを抑えた信号波形を生成できることにより上述目的は達成される．

また，本発明の上述目的は，上記位相パターン制御器は，入力された上記誤り訂正符号化されたビットから上記変調信号に対応した量子化位相を生成する量子化変調器と，上記量子化位相に対して各位相パターンに応じた量子化された位相回転を施す量子化サブキャリア位相ホッピング器と，サブキャリア位相ホッピング後の量子化位相に対して量子化された逆フーリエ変換により時間信号波形の電力値の指標を計算する量子化逆フーリエ変換器と，上記指標からピークを検出するピーク検出器と，ピーク検出器で検出されたピークの内で最もピークが低い位相パターンを選択して出力するパターン選択器とを含むことにより，或いは，上記位相パターン変調器は，位相パターン情報を位相パターン用変調信号にマッピングし，上記位相パターン用変調信号をパイロット信号に重畳して全送信アンテナから同じ上記パイロット信号を送信して受信機に伝送し，上記位相パターン復調器は，全受信アンテナにおける受信信号を最大比合成することで上記位相パターン用変調信号が重畳されたパイロット信号を検出することにより，或いは，上記位相パターン変調器は，位相パターン情報を位相パターン用変調信号にマッピングし，上記位相パターン用変調信号をパイロット信号に重畳して各送信アンテナから異なった上記パイロット信号を空間分割多重して送信し，上記位相パターン復調器は，全受信アンテナにおける受信信号に対してＭＩＭＯ信号検出を行うことで上記位相パターン用変調信号が重畳されたパイロット信号を検出することにより，或いは，複数のアンテナを有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機において，情報ビット系列を誤り訂正符号化する誤り訂正符号器と，誤り訂正符号化されたビットをマッピングした変調信号を符号反転して合成するサブキャリアホッピング器と，サブキャリアホッピング後の変調信号を複数のブロックに分割された変調信号に変換するブロック分割器と，上記ブロックに分割された変調信号が時間領域に変換された信号に対してパターン化された位相回転を施す位相回転器と，送信信号波形のピークを最も低く抑える位相パターンを選択するブロック位相パターン制御器と，上記選択された位相パターンを変調して送信信号に挿入するブロック位相パターン変調器とを含む送信機と，受信信号から上記位相パターンを検出する位相パターン復調器と，検出されたパターンに基づいて空間分割多重された信号の検出を行うサブキャリア位相ホッピングＭＩＭＯ信号検出器と，検出されたビットを誤り訂正復号する誤り訂正復号器とを含む受信機とから構成されることにより一層効果的に達成される

本発明は，以下に記載されるような効果を奏する．
請求項１記載の発明である信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機によれば，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送において変調信号に対して位相回転を施すことで信号波形のピークを抑え，その位相パターンを少ない計算量で選択でき，選択した位相パターンを効率的に受信機に伝送でき，さらに，伝送特性を改善できる．

以下，本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する．

まず，信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機に係る第１の発明を実施するための最良の形態について説明する．以降では，ＯＦＤＭについてのみ説明を行うが，本発明はＯＦＤＭをベースとしたＯＦＤＭＡやＭＣ−ＣＤＭＡ等のマルチキャリア伝送方式に適用することができる．信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信機の機能構成を図１に示す．送信ビット入力端子１から入力された情報ビット系列は，送信機で処理されてＬ本の送信アンテナ及び無線回路（図示せず）に接続される送信信号出力端子１４_１〜１４_Ｌから出力される．本発明に係る信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信機において，Ｌ本の送信アンテナにより空間分割多重されるストリーム数をＭ，データ信号のサブキャリア数をＮとし，ＩＦＦＴ（ＦＦＴ）のポイント数をＮ_ｆとする．なお，送信アンテナより空間分割多重されるストリーム数を多くすることはできないので，ＭはＬ以下である．図１のように送信機は，入力端子１に接続されたストリーム用シリアル・パラレル変換器２と，各ストリームに対応したＭ個のＣＲＣ符号器３_１〜３_Ｍと，Ｍ個の誤り訂正符号器４_１〜４_Ｍと，Ｍ個のインターリーバ５_１〜５_Ｍと，Ｍ個のサブキャリア用シリアル・パラレル変換器６_１〜６_Ｍと，位相パターン制御器７と，ＭＮ個の信号点マッピング器８_１０〜８_{Ｍ（Ｎ−１）}と，Ｎ個のサブキャリア位相ホッピング器９_０〜９_Ｎ−１と，位相パターン変調器１０と，Ｌ個のＩＦＦＴ器１１_１〜１１_Ｌと，Ｌ個のパラレル・シリアル変換器１２_１〜１２_Ｌと，送信信号出力端子１４_１〜１４_Ｌに接続されるＬ個のガードインターバル（ＧＩ）挿入器１３_１〜１３_Ｌとから構成される．

信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信機は，送信ビット入力端子１から入力された情報ビット系列に対して，ストリーム用シリアル・パラレル変換器２によりＭ個のストリームにパラレル変換される．第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）ストリームは，ＣＲＣ符号器３_ｍによりＣＲＣ符号化され，情報ビット系列に受信機において誤り検出に用いられるＣＲＣ符号が付加されたビット系列を出力される．そのビット系列は，第ｍストリーム用の誤り訂正符号器４_ｍに入力され，誤り訂正符号化されて符号化されたビット系列として出力される．次に，インターリーバ５_ｍは，符号化されたビット系列をインターリーブし出力する．インターリーブされたビット系列は，第ｍストリーム用のサブキャリア用シリアル・パラレル変換器６_ｍに入力される．サブキャリア用シリアル・パラレル変換器６_ｍは，そのビット系列をサブキャリア数であるＮ本分に分割して，各サブキャリアにおける変調用ビットとして出力する．

位相パターン制御器７は，全ストリームの全サブキャリアにおける変調用ビットを入力として，サブキャリア位相ホッピング器９_０〜９_Ｎ−１で使用する最適な位相パターンを決定し，出力する．位相パターン制御器７の詳細については後述する．信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信機では，各ストリームに対して直交位相回転を施すサブキャリア位相ホッピング器９_０〜９_Ｎ−１で用いる位相パターンをＵ個用意し，そのうちで最も信号波形のピークを抑える位相パターンｕ_０を選択して用いることで，ピークの低減と伝送特性の改善を行う．

各サブキャリアにおける変調用ビットは第ｍストリームの第ｎ（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）サブキャリアにおける信号点マッピング器８_ｍｎにおいて変調信号_Ｓｍｎにマッピングされ，出力される．さらに，第ｎサブキャリアにおける全ストリームの変調信号_Ｓ１ｎ〜_ＳＭｎはサブキャリア位相ホッピング器９_ｎにより位相パターン制御器７で選択された位相パターンｕ_０に対応した位相回転でサブキャリア位相ホッピングが施される．

Ｍ個の変調信号を要素に持つＬ次元変調信号ベクトルＳ_ｎは

となる．なお，数式（１）はＭがＬ未満のときを示しており，その際には，０を挿入する．ここで，Ｔは転置を表す．また，第ｕ（ｕ＝１，２，…，Ｕ）位相パターン候補の第ｎサブキャリアにおけるＬ行Ｌ列（以降では，Ｌ×Ｌと表記）の直交位相行列Ｐ_ｎ，ｕを

とすると，Ｑ_ｎ，ｕはＬ×Ｌの位相回転を行う対角行列であり，Ｗ_ＬはＬ×ＬのＷａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ行列であり，それぞれは

となる．ここで，Ｗ^Ｓ _Ｌ／２はＬ／２×Ｌ／２のＷ_Ｌ／２の符号反転を行った行列であり，Ｗ_Ｌは数式（４）を用いて再帰的に生成される．そのため，Ｌは２のべき乗の整数である必要がある．さらに，Φ_ｌｎ，ｕ（ｌ＝１，２，…，Ｌ）は第１アンテナ，第ｎサブキャリアにおける第ｕ位相パターンの位相回転量であり，各位相パターンはＬＮ個の位相回転量を含んでいる．なお，Ｐ_ｎ，ｕはユニタリ行列で，各列ベクトルの内積は０となっており，各ストリームの変調信号が直交するように位相回転が施される．

サブキャリア位相ホッピング器９_ｎは位相パターン制御器７で選択された最適な位相パターンｕ_０に対応した直交位相行列を乗算することでサブキャリア位相ホッピングを実現する．第ｎサブキャリアにおいてサブキャリア位相ホッピングされた第１アンテナの変調信号ｚ_ｌｎを要素に持つＬ次元ベクトルＺ_ｎは

となる．

位相パターン変調器１０は，選択された位相パターンｕ_０をビットに変換して変調信号にマッピングし，各シンボルに挿入されるパイロット信号にその変調信号を重畳する．位相パターン変調器１０の詳細については後述する．各シンボルに挿入されるパイロット信号のサブキャリア数をＰとし，位相パターンが変調されたパイロット信号をｚ_ｌｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）とすると，第１アンテナ用のＩＦＦＴ器１１_１は入力されたｚ_ｌｎとｚ_ｌｐに対してＩＦＦＴを行い，パラレルに時間信号を出力する．さらに，第１アンテナの時間信号はパラレル・シリアル変換器１２_１によりシリアルに変換される．ＧＩ挿入器１３_１は，シリアルに変換された時間信号の後半の一部をコピーし，前半部に挿入することで第１アンテナの送信信号を生成し，送信信号出力端子１４_１から出力する．

図２に信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機の機能構成を示す．Ｇ本の受信アンテナ及び無線回路（図示せず）に接続される受信信号入力端子１５_１〜１５_Ｇから入力された受信信号は，受信機で処理されて受信ビット出力端子２７から出力される．図２のように受信機は，受信信号入力端子１５_１〜１５_Ｇに接続されたＧ個のＧＩ除去器１６_１〜１６_Ｇと，Ｇ個のシリアル・パラレル変換器１７_１〜１７_Ｇと，Ｇ個のＦＦＴ器１８_１〜１８_Ｇと，チャネル推定器１９とＮ個のサブキャリア位相ホッピングＭＩＭＯ信号検出器２１_０〜２１_Ｎ−１と，Ｍ個のサブキャリア用パラレル・シリアル変換器２２_１〜２２_Ｍと，Ｍ個のデインターリーバ２３_１〜２３_Ｍと，Ｍ個の誤り訂正復号器２４_１〜２４_Ｍと，Ｍ個のＣＲＣ復号器２５_１〜２５_Ｍと，受信ビット出力端子２７に接続されるストリーム用パラレル・シリアル変換器２６とから構成される．

受信機は，チャネル推定器１９にパケットのプリアンブル等の既知信号に対応した受信信号を入力し，各サブキャリアにおけるチャネルの周波数応答を求めてサブキャリア位相ホッピングＭＩＭＯ信号検出器２１ｎに出力する．第ｇ（ｇ＝１，２，…，Ｇ）受信アンテナの受信信号は，データシンボル区間においてＧＩ除去器１６_ｇに入力され，受信信号のＧＩ部分が除去される．さらに，ＧＩが除去された受信信号はシリアル・パラレル変換器１７_ｇに入力され，Ｎ個のＦＦＴ用パラレル信号に変換され，ＦＦＴ器１８_ｇにより各サブキャリアにおける受信信号に変換される．

第ｎサブキャリアにおける第ｇ受信アンテナの受信信号ｒ_ｇｎを要素に持つＧ次元の受信信号ベクトルＲ_ｎを

と定義する．第ｎサブキャリアにおける第１送信アンテナから第ｇ受信アンテナへのチャネルの周波数応答Ｈ_ｇｌｎを要素に持つＧ×Ｌのチャネル行列Ｈ_ｎ

を用いてＲ_ｎは

と表せる．ここで，Ｎ_ｎは第ｎサブキャリアにおけるＧ次元雑音ベクトルであり，Ｈ_{ｅ，ｎ，ｕ}はチャネル行列Ｈ_ｎに第ｕ位相パターンの直交位相行列Ｐ_ｎ，ｕを乗じた行列であり，等価チャネル行列と呼ぶ．Ｈ_{ｅ，ｎ，ｕ}はＰ_ｎ，ｕがユニタリ行列であるため，チャネル行列の統計的な性質をそのまま保持する．さらに，等価チャネル行列の要素は，サブキャリア位相ホッピングにより変動するため，チャネル本来の周波数選択性以上に選択性が増し，サブキャリア間の相関を低くできる．その結果，誤り訂正符号による周波数ダイバーシチ利得が向上し，伝送特性が改善できる．

位相パターン復調器２０はＦＦＴされた各サブキャリアにおける受信信号の内からパイロット信号の受信信号のみを用いて，各シンボルにおいて選択された位相パターンｕ_０を検出する．位相パターン復調器２０の詳細については後述する．検出された位相パターンｕ_０はサブキャリア位相ホッピングＭＩＭＯ信号検出器２１_ｎに出力される．

サブキャリア位相ホッピングＭＩＭＯ信号検出器２１_ｎは同一サブキャリアにおけるＧ個の受信信号，すなわち，受信信号ベクトルＲ_ｎと，チャネル行列Ｈ_ｎの推定値と，選択された位相パターンｕ_０の推定値とを用いてＭ個の送信ストリームを検出する．具体的には，チャネル行列Ｈ_ｎと選択された位相パターンｕ_０の推定値から等価チャネル行列Ｈ_{ｅ，ｎ，ｕ}を数式（９）から求める．次に，各サブキャリアの受信信号は，数式（８）のように書くことができるので，求めたＨ_{ｅ，ｎ，ｕ}を用いて従来のＭＩＭＯ信号検出器であるＺＦ，ＭＭＳＥ検出器や最尤検出器等を用いて変調信号ベクトルＳ_ｎの軟判定値を求めることができる．

検出された第ｍストリームにおけるサブキャリア用パラレル・シリアル変換器２２_ｍは，第ｍストリームの全サブキャリアにおける軟判定値をパラレルに入力し，シリアルに変換して出力する．さらに，変換された軟判定値はデインターリーバ２３_ｍによりデインターリーブされ，誤り訂正復号器２４_ｍに入力される．誤り訂正復号器２４_ｍは，軟判定値を誤り訂正復号して受信ビット系列を出力する．各ストリームの受信ビット系列は，ＣＲＣ復号器２５_ｍによってＣＲＣ復号が行われ，パケット中の判定誤りが検出され，検出結果と受信ビット系列が出力される．その後，全ストリームの受信ビット系列はストリーム用パラレル・シリアル変換器に入力され，シリアルに変換されて出力される．

以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，送信機においてサブキャリア位相ホッピングを行う際の直交位相行列を位相パターン候補数分用意し，送信信号波形のピークを最も抑えることができる位相パターンを位相パターン制御器により選択することで，信号波形のピークを低減でき，また，位相パターン変調器により選択した位相パターンを受信機に伝送し，受信機において位相パターン復調器でその位相パターンを検出し，そのパターンに対応した直交位相行列を用いて信号検出を行うことで，誤り訂正符号による周波数ダイバーシチ利得が向上し，伝送特性が改善できる．

次に，信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機に係る第２の発明を実施するための最良の形態について説明する．位相パターン制御器７の機能構成を図３に示す．位相パターン制御器７は，全ストリームにおける全サブキャリアの変調用ビットが入力される量子化変調器７Ａ_Ｍ０〜７Ａ_{Ｍ（Ｎ−１）}と，量子化サブキャリア位相ホッピング器７Ｂ_０１〜７Ｂ_{（Ｎ−１）Ｕ}と，量子化逆フーリエ変換器７Ｃ_１１〜７Ｃ_ＬＵと，ピーク検出器７Ｄ_１〜７Ｄ_Ｕと，パターン選択器７Ｅとから構成される．

量子化変調器７Ａ_Ｍ０〜７Ａ_{Ｍ（Ｎ−１）}は，第ｎサブキャリアにおける全ストリームの変調用ビットから，変調信号を位相平面においてＱ値に量子化した量子化位相を生成する．
まず，変調用ビットがＰＳＫ変調の変調信号にマッピングされている場合について説明する．量子化変調器７Ａ_ｍｎは，変調信号がＰＳＫ変調であるので，信号点マッピング器のマッピングルールに従い，変調用ビットから量子化位相を直接求めることができる．

さらに，量子化サブキャリア位相ホッピング器７Ｂ_ｎｕは，変調信号に直交位相行列Ｐ_ｎ，ｕを乗算する処理の代替え処理として，大きさが１の複素数の乗算が位相平面での量子化位相の和であることを利用する．直交位相行列Ｐ_ｎ，ｕの各成分を量子化位相で表し，それと変調信号の量子化位相を足して，Ｑでモジュロ演算（ｍｏｄ）を行うことで，乗算後の量子化位相を求める．ただし，第１アンテナのサブキャリア位相ホッピング後の変調信号ｚ_ｌｎは，（Ｐ_ｎ，ｕ）_ｌ，ｍをＰ_ｎ，ｕの１行ｍ列の成分とすると

となり，ｍについての和を計算する必要があるので，各ｍにおける（Ｐ_ｎ，ｕ）_ｌ，ｍｓ_ｍｎについて量子化位相を計算し，それぞれを量子化逆フーリエ変換器７Ｃ_ｌｕ出力する．（Ｐ_ｎ，ｕ）_ｌ，ｍ，ｓ_ｍｎの量子化位相をｑ_１，ｍｎとする（ｑ_１，ｍｎ＜Ｑ）．

量子化逆フーリエ変換器７Ｃ_ｌｕは，逆フーリエ変換を量子化位相の和として計算する．入力された量子化位相ｑ_１，ｍｎと逆フーリエ変換係数のｅｘｐ（ｊ２πｎｋ／Ｎ_ｆ）（ｋ＝０，１，…，Ｎ_ｆ−１）の量子化位相ｑ_２，ｎｋを用いて逆フーリエ変換係数を乗算した後の量子化位相ｑ_{３，ｍｎｋ}は

となる．第ｕ位相パターン，第１アンテナの第ｋサンプルの時間信号波形ｓ_ｌｕ（ｋ）は，各サブキャリアにおけるｑ_{３，ｍｎｋ}を計算し，全サブキャリアで各量子化位相点の個数をカウンタで数え上げ，その個数と各量子化位相点の実数成分と虚数成分を乗算して，全ての量子化位相点について足し合わせることで計算できる．すなわち，量子化位相点ｑ（ｑ＝０，１，…，Ｑ−１）における数え上げた個数をｎ_ｑとすると，ｓ_ｌｕ（ｋ）は

となる．ここで，ｃｏｓ関数，ｓｉｎ関数の計算結果は予め計算してメモリに保存しておく．さらに，Ｑを偶数として，ｃｏｓ関数の対称性を利用して，ｃｏｓ（２πｑ_１／Ｑ）＝ｃｏｓ（２πｑ_２／Ｑ）のときは，数式（１２）においてｎ_ｑ１をｎ_ｑ１＋ｎ_ｑ２とし，ｎ_ｑ２＝０とする．また，ｃｏｓ（２πｑ_１／Ｑ）＝−ｃｏｓ（２πｑ_２／Ｑ）のときは，ｎ_ｑ１をｎ_ｑ１−ｎ_ｑ２とし，ｎ_ｑ２＝０とする．このようにすることで数式（１２）における乗算回数は（Ｑ／４−１）に削減できる。また，数式（１３）についても同様にｓｉｎ関数の対称性を利用できる．さらに，ｓ_ｌｕ（ｋ）の電力を表す指標Ｍ_ｌｕ（ｋ）は

となる．このＭ_ｌｕ（ｋ）を用いて最適な位相パターンを選択するため，量子化逆フーリエ変換器７Ｃ_ｌｕは，信号波形の電力を表す指標Ｍ_ｌｕ（ｋ）をピーク検出器７Ｄ_ｕに出力する．なお，位相パターン変調器１０では，各位相パターンに対応したパターン用変調信号をパイロット信号に重畳させるため，量子化逆フーリエ変換器７Ｃ_ｌｕでは，位相パターン毎に定まっているパイロット信号を量子化逆フーリエ変換器で処理した時間信号波形を，データ信号の時間信号波形ｓ_ｌｕ（ｋ）に加算してＭ_ｌｕ（ｋ）を求める．

次に，変調用ビットがＱＡＭ変調の変調信号にマッピングされている場合について説明する．量子化変調器７Ａ_ｍｎは，変調信号がＱＡＭ変調であるので，変調用ビットから量子化位相を直接求めることができない．そのため，ＱＡＭ変調を振幅の異なる複数のＱＰＳＫの和として表現する．以降では，１６ＱＡＭを例として説明する．１６ＱＡＭの信号点は，

め，変調用ビットから信号点マッピング器のマッピングルールに従い，信号点に対応したＱＰＳＫ１とＱＰＳＫ２の量子化位相を求める．それぞれについてサブキャリア位相ホッピングや逆フーリエ変換の処理を同様に行い，量子化逆フーリエ変換器７Ｃ_ｌｕにおいて各量子化位相点で数え上げる際に，ＱＰＳＫ１に対応する量子化位相を２倍で数え上げ，さらに，ＱＰＳＫ２対応する量子化位相を数え上げて足すことで信号波形の電力を表す指標Ｍ_ｌｕ（ｋ）を計算する．このようにすることで，ＱＡＭ変調においても容易に量子化処理を行える．

第ｕ位相パターンに対応したピーク検出器７Ｄ_ｕは，量子化逆フーリエ変換器７Ｃ_１ｕ〜７Ｃ_Ｌｕが出力したＭ_１ｕ（ｋ）〜Ｍ_Ｌｕ（ｋ）を入力として，その内でｋ＝０からｋ＝Ｎ_ｆ ⁻１までの全サンプルでの最大値であるピーク値Ｍ_ｕを検出する．検出されたピーク値Ｍ_ｕはパターン選択器７Ｅに出力される．パターン選択器７Ｅは入力された各パターンにおけるピーク値Ｍ_１〜Ｍ_Ｕの内で最も低いピーク値に対応した位相パターンを最適な位相パターンｕ_０として出力する．

上記の位相パターン制御器７の説明では，図３に示すように信号波形の電力を表す指標を計算する際に，各位相パターンに関して並列に処理を行う構成を想定したが，一つの位相パターンに関して処理を行う回路を複数回繰り返して利用することで全パターンの信号波形の電力を表す指標を計算することも可能である．また，数式（４）で示される直交位相行列を構成するＷ_Ｌとして単位行列を用いた場合には，直交位相行列が対角行列となることからサブキャリア位相ホッピング器は位相回転のみを行い，信号の合成は行わない．そのような場合には伝送特性の改善は期待できないが，位相パターン制御器７の処理により信号波形のピークを抑えることはできる．

以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，各位相パターンに対応したサブキャリア位相ホッピングによって生成される時間信号波形を，量子化された位相平面内での処理により生成することで，従来のＩＦＦＴに比べて計算量を大幅に削減することができる．

信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機に係る第３及び第４の発明を実施するための最良の形態について説明する．位相パターン変調器１０は，最適な位相パターンｕ_０を位相パターン情報として変調信号にマッピングする．位相パターン情報を伝送する変調信号のＰＳＫ変調の多値数をＶとし，各シンボルにおけるパイロット信号数Ｐを用いて，位相パターン候補数ＵはＶのＰ乗以下になるようにそれぞれのパラメタを設計する必要がある．例えば，Ｕ＝２５６，Ｐ＝４の場合には，最小のＶはＶ＝４となり，４つのＱＰＳＫで位相パターンを伝送すれば良い．
位相パターン変調器１０は，最適な位相パターンｕ_０を２進数で表現し，各位相パターン用変調信号に_ｌｏｇ２Ｖビットずつマッピングし，Ｐ個の位相パターン用変調信号を生成する．次に，Ｐ個の位相パターン用変調信号をパイロット信号と乗算してパイロット信号に位相パターンを重畳する．位相パターンが変調されたパイロット信号は，パイロット信号が挿入されているサブキャリアにおいて全送信アンテナから同じものが送信される．位相パターン復調器２０は，パイロット信号が挿入されているサブキャリアにおいてＧ個の受信信号を最大比合成でダイバーシチ受信することで，位相パターンが変調されたパイロット信号を検出する．さらに，パイロット信号で除算することで位相パターン用変調信号が取り出せる．この処理をパイロット信号が挿入されている全サブキャリアにおいて行うことで最適な位相パターンｕ_０を受信機において復調できる．なお，パイロット信号を周波数同期の補償やチャネル変動の追従に用いる場合には，各パイロット信号におけるシンボル間の受信信号の位相差を抽出する必要がある．その際には，位相パターン用変調信号の変調成分を消すように受信信号の位相成分をＶ倍してから用いることでシンボル間の位相差を検出できる．

また，位相パターン変調器１０は，他の位相パターンの伝送方法として，パイロット信号が挿入されているサブキャリアにおいて，各送信アンテナから送信される位相パターンが変調されたパイロット信号として別々のものを用いることで空間分割多重する方法がある．この場合には，位相パターン復調器２０は，従来のＭＩＭＯ信号検出器により位相パターンが変調されたパイロット信号を検出できる．以降の処理は上述と同じように行うことで位相パターンを受信機に伝送できる．

以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，各シンボルに挿入されているパイロット信号を用いて，選択した位相パターン情報を受信機に効率的に伝送できる．

信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機に係る第５の発明を実施するための最良の形態について説明する．信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信機の他の構成例を図４に示す．図４に示す送信機は，図１におけるサブキャリア位相ホッピング器９_０〜９_Ｎ−１における数式（３）で表せるＱ_ｎ，ｕの位相回転量Φ_１ｎ，ｕを，複数のサブキャリアで同じものを用いることで，そのサブキャリアをブロックとして扱うことができ，ＩＦＦＴ処理後にブロック毎に位相回転を一括して行うことができることに基づいた構成である．以降の説明では分割したブロック数をＢとする．図４に示すように送信機は，入力端子１に接続されたストリーム用シリアル・パラレル変換器２と，各ストリームに対応したＭ個のＣＲＣ符号器３_１〜３_Ｍと，Ｍ個の誤り訂正符号器４_１〜４_Ｍと，Ｍ個のインターリーバ５_１〜５_Ｍと，Ｍ個のサブキャリア用シリアル・パラレル変換器６_１〜６_Ｍと，ＭＮ個の信号点マッピング器８_１０〜８_{Ｍ（Ｎ−１）}と，Ｎ個のサブキャリアホッピング器９Ａ_０〜９Ａ_Ｎ−１と，Ｌ個のブロック分割器２８Ａ_１〜２８Ａ_Ｌと，ＢＬ個のＩＦＦＴ器１１Ａ_１１〜１１Ａ_ＢＬと，ＢＬ個のパラレル・シリアル変換器１２Ａ_１１〜１２Ａ_ＢＬと，ＢＬ個の位相回転器２８Ｂ_１１〜２８Ｂ_ＢＬと，ブロック位相パターン制御器７Ｆと，ブロック位相パターン変調器１０Ａと，Ｌ個の加算器２８Ｃ_１〜２８Ｃ_Ｌと，送信信号出力端子１４_１〜１４_Ｌに接続されるＬ個のガードインターバル（ＧＩ）挿入器１３_１〜１３_Ｌとから構成される．

本発明における送信機について，図１に示す送信機と構成が同じ部分に関しては説明が重複するので省略し，違う部分に関してのみ説明を行う．図４に示す送信機は，サブキャリアホッピング器９Ａ_ｎにより信号点マッピング器８_ｍｎによって生成された変調信号ｓ_ｍｎに対して符号反転して合成するサブキャリアホッピングを施す．サブキャリアホッピングされた第１アンテナの変調信号ｙ_１ｎを要素に持つＬ次元ベクトルＹ_ｎは，変調信号ベクトルＳ_ｎを用いて

となる．第１アンテナの変調信号ｙ_１ｎは，ブロック分割器２８Ａ_１によってＢ個のサブキャリアのブロックに分割される．そして，第ｂ（ｂ＝１，２，…，Ｂ）ブロックの変調信号はＩＦＦＴ器１１Ａ_ｂ１によってパラレルな時間信号波形に変換され，パラレル・シリアル変換器１２Ａ_ｂ１によって，シリアルな時間信号波形に変換される．

その後，位相回転器２８Ｂ_ｂ１は，シリアルな時間信号波形に対して位相パターン候補の内から１パターンを選択し位相回転を施す．全アンテナにおける全ブロックの位相回転された時間信号波形はブロック位相パターン制御器７Ｆに入力される．ブロック位相パターン制御器７Ｆは，そのパターンにおける時間信号波形のピークを検出する．その際に，位相パターンに対応したパイロット信号の時間信号波形を加算する必要がある．パイロット信号の時間信号波形の生成方法については後述する．
他の位相パターンについても位相回転器２８Ｂ_ｂ１とブロック位相パターン制御器７Ｆは同様の処理を行い，これを繰り返すことでブロック位相パターン制御器７Ｆは，送信信号波形のピークを最も低く抑える位相パターンｕ_０を求める．
さらに，ブロック位相パターン制御器７Ｆは，位相回転器２８Ｂ_ｂ１に最適な位相パターンｕ_０に対応した位相回転を設定し，そして，ブロック位相パターン変調器１０Ａにそのパターンを出力する．ブロック位相パターン変調器１０Ａは，選択された位相パターンに対応した位相パターン用変調信号をパイロット信号に重畳させ，ＩＦＦＴして生成したパイロット信号の時間信号波形を生成する．加算器２８Ｃ_１は，全ブロックの最適な位相パターンにおける位相回転を施された時間信号波形を足し合わせ，さらに，それにパイロット信号の時間信号波形を加算する．

本発明における受信機は，上述した通り，送信機はサブキャリア位相ホッピング器９_０〜９_Ｎ−１における位相回転量Φ_ｌｎ，ｕを，複数のサブキャリアで同じものを用いることと等価な処理を行っているので，受信機において検出した位相パターンから，ブロック毎の位相回転量を求め，それを考慮した直交位相行列を用いて信号検出を行うことで実現される．そのため，受信機の構成は図２と同じとなる．

以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，サブキャリア位相ホッピングにおける位相回転量を複数のサブキャリアで同じものを用いることで，ＩＦＦＴ後に位相回転を行う構成に変形でき，それにより位相パターン候補数と同じ回数のＩＦＦＴを行う必要がなくなり，少ない計算量で信号波形のピークを低減でき，さらに，伝送特性を改善できる送受信機が実現できる．

なお、上述した各発明を実施するための最良の形態に限らず、本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである．

本発明による信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信機の機能構成を示すブロック図． 本発明による信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機の機能構成を示すブロック図． 図１における位相パターン制御器７の機能構成を示すブロック図． 本発明による信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信機の他の構成例を示すブロック図．

符号の説明

１：送信ビット入力端子，２：ストリーム用シリアル・パラレル変換器，３_１〜３_Ｍ：ＣＲＣ符号器，４_１〜４_Ｍ：誤り訂正符号器，５_１〜５_Ｍ：インターリーバ，６_１〜６_Ｍ：サブキャリア用シリアル・パラレル変換器，７：位相パターン制御器，８_１０〜８_{Ｍ（Ｎ−１）}：信号点マッピング器，９_０〜９_Ｎ−１：サブキャリア位相ホッピング器，１０：位相パターン変調器，１１_１〜１１_Ｌ，１１Ａ_１１〜１１Ａ_ＢＬ：ＩＦＦＴ器，１２_１〜１２_Ｌ，１２Ａ_１１〜１２Ａ_ＢＬ：パラレル・シリアル変換器，１３_１〜１３Ｌ：ＧＩ挿入器，１４_１〜１４_Ｌ：送信信号出力端子，１５_１〜１５_Ｇ：受信信号入力端子，１６_１〜１６_Ｇ：ＧＩ除去器，１７_１〜１７_Ｇ：シリアル・パラレル変換器，１８_１〜１８_Ｇ：ＦＦＴ器，１９：チャネル推定器，２０：位相パターン復調器，２１_０〜２１_Ｎ−１：サブキャリア位相ホッピングＭＩＭＯ信号検出器，２２_１〜２２_Ｍ：サブキャリア用パラレル・シリアル変換器，２３_１〜２３_Ｍ：デインターリーバ，２４_１〜２４_Ｍ：誤り訂正復号器，２５_１〜２５_Ｍ：ＣＲＣ復号器，２６：ストリーム用パラレル・シリアル変換器，２７：受信ビット出力端子，７Ａ_１０〜７Ａ_{Ｍ（Ｎ−１）}：量子化変調器，７Ｂ_０１〜７Ｂ_{（Ｎ−１）Ｕ}：量子化サブキャリア位相ホッピング器，７Ｃ_１１〜７Ｃ_ＬＵ：量子化逆フーリエ変換器，７Ｄ_１〜７Ｄ_Ｕ：ピーク検出器，７Ｅ：パターン選択器，９Ａ_０〜９Ａ_Ｎ−１：サブキャリアホッピング器，２８Ａ_１〜２８Ａ_Ｌ：ブロック分割器，２８Ｂ_１１〜２８Ｂ_ＢＬ：位相回転器，２８Ｃ_１〜２８Ｃ_Ｌ：加算器，７Ｆ：ブロック位相パターン制御器，１０Ａ：ブロック位相パターン変調器

Claims (5)

1. 複数のアンテナを有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機において，情報ビット系列を誤り訂正符号化する誤り訂正符号器と，誤り訂正符号化されたビットをマッピングした変調信号がそれぞれ直交するように位相回転を施すサブキャリア位相ホッピングにおいて，上記位相回転をパターン化し，複数の位相パターン候補から送信信号波形のピークを最も抑える位相パターンを選択する位相パターン制御器と，上記選択された位相パターンに基づいて位相回転を施すサブキャリア位相ホッピング器と，上記選択された位相パターンを変調して送信信号に挿入する位相パターン変調器とを含む送信機と，受信信号から上記位相パターンを検出する位相パターン復調器と，検出されたパターンに基づいて空間分割多重された信号の検出を行うサブキャリア位相ホッピングＭＩＭＯ信号検出器と，検出されたビットを誤り訂正復号する誤り訂正復号器とを含む受信機とから構成されており，上記送信機で位相回転を施すことで伝送特性を改善でき，さらに，ピークを抑えた信号波形を生成できることを特徴とする信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機．
2. 請求項１記載の信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機において，上記位相パターン制御器は，入力された上記誤り訂正符号化されたビットから上記変調信号に対応した量子化位相を生成する量子化変調器と，上記量子化位相に対して各位相パターンに応じた量子化された位相回転を施す量子化サブキャリア位相ホッピング器と，サブキャリア位相ホッピング後の量子化位相に対して量子化された逆フーリエ変換により時間信号波形の電力値の指標を計算する量子化逆フーリエ変換器と，上記指標からピークを検出するピーク検出器と，ピーク検出器で検出されたピークの内で最もピークが低い位相パターンを選択して出力するパターン選択器とを含むことを特徴とする信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機．
3. 請求項１記載の信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機において，上記位相パターン変調器は，位相パターン情報を位相パターン用変調信号にマッピングし，上記位相パターン用変調信号をパイロット信号に重畳して全送信アンテナから同じ上記パイロット信号を送信して受信機に伝送し，上記位相パターン復調器は，全受信アンテナにおける受信信号を最大比合成することで上記位相パターン用変調信号が重畳されたパイロット信号を検出することを特徴とする信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機．
4. 請求項１記載の信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機において，上記位相パターン変調器は，位相パターン情報を位相パターン用変調信号にマッピングし，上記位相パターン用変調信号をパイロット信号に重畳して各送信アンテナから異なった上記パイロット信号を空間分割多重して送信し，上記位相パターン復調器は，全受信アンテナにおける受信信号に対してＭＩＭＯ信号検出を行うことで上記位相パターン用変調信号が重畳されたパイロット信号を検出することを特徴とする信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機．
5. 複数のアンテナを有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機において，情報ビット系列を誤り訂正符号化する誤り訂正符号器と，誤り訂正符号化されたビットをマッピングした変調信号を符号反転して合成するサブキャリアホッピング器と，サブキャリアホッピング後の変調信号を複数のブロックに分割された変調信号に変換するブロック分割器と，上記ブロックに分割された変調信号が時間領域に変換された信号に対してパターン化された位相回転を施す位相回転器と，送信信号波形のピークを最も低く抑える位相パターンを選択するブロック位相パターン制御器と，上記選択された位相パターンを変調して送信信号に挿入するブロック位相パターン変調器とを含む送信機と，受信信号から上記位相パターンを検出する位相パターン復調器と，検出されたパターンに基づいて空間分割多重された信号の検出を行うサブキャリア位相ホッピングＭＩＭＯ信号検出器と，検出されたビットを誤り訂正復号する誤り訂正復号器とを含む受信機とから構成されることを特徴とする信号波形ピークを低減するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機．

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