JP2007072369A - 光変調器 - Google Patents

Abstract

【課題】 駆動電圧が低く、かつ高速で変調が可能な光変調器を提供する。
【解決手段】 電気光学効果を有する基板１と、基板１に形成された光を導波するための光導波路３と、基板１の一方の面側に形成され、光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体４ａ及び接地導体４ｂ、４ｃからなる進行波電極４とを有し、進行波電極４が、高周波電気信号を印加することにより光の位相を変調するための相互作用部と、外部回路から相互作用部に高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部を具備する光変調器において、進行波電極４が、相互作用部と入力用フィードスルー部との間に相互作用部の特性インピーダンスよりも高い特性インピーダンスを有するインピーダンス変換部を具備する。
【選択図】 図１

Description

本発明は駆動電圧が低く、かつ高速で変調が可能な光変調器の分野に属する。

リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ_３）のように電界を印加することにより屈折率が変化する、いわゆる電気光学効果を有する基板（以下、リチウムナイオベート基板をＬＮ基板と略す）に光導波路と進行波電極を形成した進行波電極型リチウムナイオベート光変調器（以下、ＬＮ光変調器と略す）は、その優れたチャーピング特性から２．５Ｇｂｉｔ/ｓ、１０Ｇｂｉｔ/ｓの大容量光伝送システムに適用されている。最近はさらに４０Ｇｂｉｔ/ｓの超大容量光伝送システムにも適用が検討されており、キーデバイスとして期待されている。

このＬＮ光変調器にはｚ−カット基板を使用するタイプとｘ−カット基板（あるいはｙ−カット基板）を使用するタイプがある。ここでは、従来技術としてｘ−カットＬＮ基板とコプレーナウェーブガイド（ＣＰＷ）進行波電極を使用したｘ−カット基板ＬＮ光変調器をとり上げ、その斜視図を図７に示す。図８は図７のＡ−Ａ’における断面図である。なお、以下の議論はｚ−カット基板でも同様に成り立つ。

図中、１はｘ−カットＬＮ基板、２は１．３μｍ、あるいは１．５５μｍなど光通信において使用する波長領域では透明な２００ｎｍから１μｍ程度の厚みのＳｉＯ_２バッファ層、３はｘ−カットＬＮ基板１にＴｉを蒸着後、１０５０℃で約１０時間熱拡散して形成した光導波路であり、マッハツェンダ干渉系（あるいは、マッハツェンダ光導波路）を構成している。なお、３ａ、３ｂは電気信号と光が相互作用する部位（相互作用部と言う）における光導波路（あるいは、相互作用光導波路）、つまりマッハツェンダ光導波路の２本のアームである。ＣＰＷ進行波電極４は中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなっている。また、図８においてＳは中心導体４ａの幅で６μｍから２０μｍ程度である。一方、Ｗは中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップ（あるいはＣＰＷのギャップ）である。

この従来技術では、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にバイアス電圧（通常はＤＣバイアス電圧）と高周波電気信号（ＲＦ電気信号とも言う）を重畳して印加する。また、ＳｉＯ_２バッファ層２は高周波電気信号の等価屈折率ｎ_ｍ（あるいは、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍ）を光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の実効屈折率ｎ_ｏに近づけることにより、光変調帯域を拡大するという重要な働きをしている。

次に、このように構成されるＬＮ光変調器の動作について説明する。このＬＮ光変調器を動作させるには、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にＤＣバイアス電圧とＲＦ電気信号とを印加する必要がある。

図９に示す電圧−光出力特性はある状態でのＬＮ光変調器の電圧−光出力特性であり、Ｖｂはその際のＤＣバイアス電圧である。この図９に示すように、通常、ＤＣバイアス電圧Ｖｂは光出力特性の山と底の中点に設定される。

図１０には半波長電圧Ｖπと相互作用部の長さＬとの積Ｖπ・ＬとＣＰＷのギャップＷとの関係を示す。なお、ＣＰＷのギャップＷとしては、現状２０μｍ〜４０μｍ程度が使用されている。ＣＰＷのギャップＷを狭くすると、相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光と相互作用する高周波電界強度が大きくなる。従って、この図に示すように、ＣＰＷのギャップＷを狭くすると、この積Ｖπ・Ｌは小さくなる。そして、この積Ｖπ・Ｌが低いほど駆動電圧が低いＬＮ光変調器を実現できる。１０Ｇｂｐｓ以上の速度でＬＮ光変調器を駆動する際の駆動電圧は５〜６Ｖ程度が実用上の限界であり、さらに少しでも駆動電圧が低いことが望まれる。よって駆動電圧の観点からは、ＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましい。

図１１には高周波電気信号のマイクロ波の等価屈折率ｎ_ｍとＣＰＷのギャップＷとの関係を示す。図には相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の等価屈折率ｎ_ｏ（ｎ_ｏ≒２．２）も示している。

ＣＰＷのギャップＷが狭くなると中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間に生成された高周波電気信号は比誘電率が４程度と低いＳｉＯ_２バッファ層２を多く感じるので、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを低減することができる（なお、ｘ−カットＬＮ基板１の比誘電率は３５程度である）。

一般に、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍは光の等価屈折率ｎ_ｏよりも大きく、ＬＮ光変調器を高速・広帯域で動作する際の大きな制限要因となっている。そのためＬＮ光変調器を１０Ｇｂｐｓ以上の高速で駆動するには、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを光の等価屈折率ｎ_ｏに近づけることが不可欠となる。この観点からもＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましい。

以上のように、駆動電圧を低減するとともにマイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを光の等価屈折率ｎ_ｏに近づけるという観点からはＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましいことがわかったが、従来技術においてＣＰＷのギャップＷを１５μｍ以下に狭くした際に生じる問題点について以下に記す。

図１２は中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の特性インピーダンスＺ（以下の図１４におけるＺ_３に対応）についてＣＰＷギャップＷを変数として示す。ＣＰＷギャップＷを狭くすると、特性インピーダンスＺが３０Ωあるいはそれ以下と著しく低くなり、ほぼ５０Ω系の外部信号源との間にインピーダンス不整合を生じてしまう。つまり、高周波電気信号のパワー反射率（いわゆるＳ_１１）が劣化するという問題が生じる。

次に、このことについてさらに詳しく考察する。図７に示したｘ−カットＬＮ光変調器を構成する中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を図１３に示す。

ここで、Ｉは不図示の外部信号源からの高周波電気信号（マイクロ波）をＣＰＷ進行波電極４に印加するための不図示のコネクタ芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）を接続する入力用フィードスルー部、ＩＩは入力用フィードスルー部Ｉと相互作用部ＩＩＩとの接続部（あるいは入力側接続部）、ＩＩＩは電気信号と光が相互作用する相互作用部、ＩＶは出力用フィードスルー部Ｖと相互作用部ＩＩＩとの接続部（あるいは出力側接続部）である。出力用フィードスルー部Ｖは不図示のコネクタ芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）もしくは終端抵抗に接続される。

図１４には図７に示したｘ−カットＬＮ光変調器の等価回路を示す。ここで、５は電気的ドライバなどの外部信号源、６は外部信号源の付加抵抗（インピーダンスをＲｇとする）である。また、７〜１１は入力用フィードスルー部Ｉから出力用フィードスルー部Ｖまでの等価的な線路に各々対応する。具体的には、７は入力用フィードスルー部Ｉ、８は入力側接続部ＩＩ、９は相互作用部ＩＩＩ、１０は出力側接続部ＩＶ、１１は出力用フィードスルー部Ｖの線路を各々表す。また、１２は終端抵抗である。

さらに、Ｚ_１〜Ｚ_５は入力用フィードスルー部Ｉから出力用フィードスルー部Ｖまでの特性インピーダンスであり、具体的には、Ｚ_１は入力用フィードスルー部Ｉ（あるいは線路７）、Ｚ_２は入力側接続部ＩＩ（あるいは線路８）、Ｚ_３は相互作用部ＩＩＩ（あるいは線路９）、Ｚ_４は出力側接続部ＩＶ（あるいは線路１０）、Ｚ_５は出力用フィードスルー部Ｖ（あるいは線路１１）の特性インピーダンスに対応している。また、Ｚ_Ｌは終端抵抗１２の抵抗値である。

次に、図７から図１４に示した従来技術のｘ−カットＬＮ光変調器について、インピーダンス不整合と変調帯域の観点からの問題点について考察する。

図１４において、Ｚ_ｉｎは外部信号源５と付加抵抗６（インピーダンスＲｇ）からｘ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスである。つまり、Ｚ_ｉｎは入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ_２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ_４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_５、及び終端抵抗１２の抵抗値Ｚ_Ｌを、各部の長さと各部を伝搬する電気信号の等価屈折率を考慮した伝送線路の従属接続の考え方で合成した特性インピーダンスと言える。図中の１３は外部信号源５や付加抵抗６と入力用フィードスルー部Ｉとの境界を表す。

駆動電圧を下げ、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを光の等価屈折率ｎ_ｏに近づけるためにＣＰＷギャップＷを１５μｍ以下と狭くした場合を考察する。この場合、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３は３０Ωあるいはそれ以下と低くなる。

さて、従来技術では、その他の線路７、８、１０、１１の特性インピーダンス、つまり入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ_２、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ_４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_５、及び終端抵抗１２の抵抗値Ｚ_Ｌは全て相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３と等しくしていた。

その結果、外部信号源５の付加抵抗６からｘ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスＺ_ｉｎの実部Ｒｅ（Ｚ_ｉｎ）は図１５の実線で示すようにほとんど周波数ｆに依存せず、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３と一致し、３０Ωもしくはそれ以下と低かった。

それに伴い、光の変調指数（パワー変調指数）｜ｍ｜^２は入力インピーダンスＺ_ｉｎと外部信号源５の付加抵抗６（インピーダンスＲｇ）とのインピーダンス不整合のために、図１６に示すように、周波数ｆとともに急速に劣化し３ｄＢ光変調帯域として１０ＧＨｚを確保することが極めて困難であった。

なお、Ｚ_ｉｎ（この場合は、Ｚ_ｉｎ＝Ｚ_３）が３０Ω以下になると高周波電気信号のパワー反射率（Ｓ_１１）は−１０ｄＢよりも高く（実際には、わずかなインピーダンス不整合により反射された高周波電気信号が重畳され、−５ｄＢ程度にまで劣化する）なってしまう。そうした場合には、反射された高周波電気信号が外部信号源５へ戻るので、変調された光パルスのジッタを増加させてしまうという問題もある。

以上のように、入力側や出力側のフィードスルー部や相互作用部などのＣＰＷ進行波電極を構成する各部が全て同じ特性インピーダンスであった従来技術に係る光変調器では、駆動電圧を低減するとともに、マイクロ波等価屈折率を光の等価屈折率に近づけるために、ＣＰＷ進行波電極のギャップを狭くすると、外部回路とのインピーダンス不整合が生じ、その結果、変調周波数に対して光変調帯域が急速に劣化するという問題があった。

上記課題を解決するために、本発明の請求項１の光変調器は、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相を変調するための相互作用部と、外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部を具備する光変調器において、前記進行波電極が、前記相互作用部と前記入力用フィードスルー部との間に前記相互作用部の特性インピーダンスよりも高い特性インピーダンスを有するインピーダンス変換部をさらに具備することを特徴とする。

本発明の請求項２の光変調器は、請求項１に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部の特性インピーダンスが５０Ω以下であることを特徴とする。

本発明の請求項３の光変調器は、請求項１に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部の特性インピーダンスが５０Ω以上であることを特徴とする。

本発明の請求項４の光変調器は、請求項１乃至３に記載の光変調器において、前記進行波電極が、前記相互作用部で前記光の位相を変調した前記高周波電気信号を前記相互作用部から取り出すための出力用フィードスルー部を具備し、前記インピーダンス変換部の特性インピーダンスが前記出力用フィードスルー部の特性インピーダンスよりも高いことを特徴とする。

本発明の請求項５の光変調器は、請求項４に記載の光変調器において、前記出力用フィードスルー部に電気的に接続された終端抵抗を具備し、前記終端抵抗の抵抗値が前記相互作用部の特性インピーダンスとほぼ等しいことを特徴とする。

本発明の請求項６の光変調器は、請求項４または５に記載の光変調器において、前記出力用フィードスルー部の特性インピーダンスと前記相互作用部の特性インピーダンスを等しくしたことを特徴とする。

本発明では相互作用部の前にインピーダンス変換部を設けているので、外部信号源から見た光変調器の入力インピーダンスを光変調器の中の進行波電極における相互作用部の特性インピーダンスよりも高くできる。従って、外部信号源と進行波電極のインピーダンス不整合を小さくできるので、光変調帯域および高周波電気信号のパワー反射率を改善できる。

本発明の請求項１により、光変調器の入力インピーダンスを光変調器の中の進行波電極における相互作用部の特性インピーダンスよりも高くできる。

本発明の請求項２により、インピーダンス変換部の特性インピーダンスを５０Ω以下と設定するので、光変調器としての入力インピーダンスを周波数に対して緩やかに変化させることができる。

本発明の請求項３により、インピーダンス変換部の特性インピーダンスを５０Ω以上と設定するので、光変調器としての入力インピーダンスを周波数に対して速やかに高くできる。

請求項４と５により、終端抵抗からの電気的反射を抑圧できる。

請求項６では、出力用フィードスルー部の特性インピーダンスと相互作用部の特性インピーダンスを等しくしたことにより、インピーダンスの整合が達成され、光変調器へ入力する高周波電気信号のパワー反射率（Ｓ_１１）が所望の光変調帯域内にわたって、−５ｄＢ以下であることを実現できる。従って、共振器電極型でない進行波電極型の広帯域な光変調が可能となる。

以下、本発明の実施形態について説明するが、図７から図１６に示した従来の実施形態と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。

図１に本実施形態に使用するＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。本実施形態においても従来技術と同様にＩは入力用フィードスルー部、ＩＩは入力側接続部、ＩＩＩは相互作用部、ＩＶは出力側接続部、及びＶは出力用フィードスルー部である。出力用フィードスルー部Ｖは不図示のコネクタ芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）もしくは終端抵抗に接続されるのも同じである。これらの従来技術と同じ構成に加えて、図１に示す本発明の実施形態には長さＬ_６のインピーダンス変換部ＶＩが付加されている。

図１の相互作用部ＩＩＩのＢ−Ｂ’におけるｘ−カットＬＮ光変調器としての断面図を図２に示す。図８に示したＣＰＷのギャップＷが２０〜４０μｍ程度と広い従来技術と比較して、図２に示す本発明の実施形態ではＣＰＷのギャップＷ’が１５μｍ程度以下と極めて狭く設定している。ＣＰＷのギャップＷ’をこのように狭くすると、前述のように駆動電圧を低減できるとともに高周波電気信号のマイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の等価屈折率ｎ_ｏに近づけるという利点はあるものの、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３は３０Ωかそれ以下となる。

またインピーダンス変換部ＶＩのＣ−Ｃ’におけるｘ−カットＬＮ光変調器としての断面図を図３に示す（なお、ＳｉＯ_２バッファ層２はなくても良い）。インピーダンス変換部ＶＩにおけるＣＰＷのギャップＷ’は４５μｍから１０００μｍ程度と相互作用部ＩＩＩにおけるＣＰＷのギャップＷ’よりも広く設定される。

図４には本実施形態の等価回路を示す。図１４に示す従来技術と同じく、Ｚ_１は入力用フィードスルー部Ｉ（あるいは線路７）、Ｚ_２は入力側接続部ＩＩ（あるいは線路８）、Ｚ_３は相互作用部ＩＩＩ（あるいは線路９）、Ｚ_４は出力側接続部ＩＶ（あるいは線路１０）、Ｚ_５は出力用フィードスルー部Ｖ（あるいは線路１１）の特性インピーダンスであるが、本実施形態には特性インピーダンスＺ_６のインピーダンス変換部ＶＩ（あるいは線路１４）が付加されている。

なお、インピーダンス変換部ＶＩにおいても中心導体４ａの幅Ｓ’は従来技術と同じく、６μｍから２０μｍ程度で良いが、この中心導体４ａの幅Ｓ’とＣＰＷのギャップＷ’の組み合わせについては、インピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ_６が相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３よりも高くできる限り、各種の組み合わせがある。

図４中の１３は外部信号源５や付加抵抗６（インピーダンスＲｇ）と入力用フィードスルー部Ｉとの境界を表す。図４においてＺ_ｉｎ’は外部信号源５と外部信号源５の付加抵抗６から本実施形態のｘ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスである。

つまり、Ｚ_ｉｎ’は入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１、インピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ_６、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ_２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ_４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_５、及び終端抵抗１２のＺ_Ｌを伝送線路の従属接続の考え方で合成した特性インピーダンスと言える。

前述のように、本実施形態においてはＣＰＷギャップＷを１５μｍ以下と狭くしたので、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３は３０Ωあるいはそれ以下と低くなっている。

インピーダンス変換部ＶＩは外部信号源５や付加抵抗６から見た入力インピーダンスＺ_ｉｎ’（正確には入力インピーダンスＺ_ｉｎ’の実部Ｒｅ（Ｚ_ｉｎ’））を相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３よりも高くすることにより高周波電気信号による光の変調特性の劣化を改善するために設けられている。

次に、Ｚ_１〜Ｚ_６までの各特性インピーダンスの関係について考察する。図４において入力用フィードスルー部Ｉはその長さが１００μｍ以下程度と短い場合、その特性インピーダンスＺ_１は外部信号源５と外部信号源の付加抵抗６から本実施形態のｘ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスＺ_ｉｎ’にほとんど影響しないことを確認している。

次に、本発明ではインピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ_６は相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３よりも高く設定するとともに、インピーダンス変換部の長さＬ_６は入力インピーダンスＺ_ｉｎ’（正確には入力インピーダンスＺ_ｉｎ’の実部Ｒｅ（Ｚ_ｉｎ’））が相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３よりも高くなるように設定する。また入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ_２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ_４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_５、及び終端抵抗Ｚ_Ｌは全て等しく設定して良い。特に、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ_４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_５、及び終端抵抗Ｚ_Ｌを等しくすると、終端抵抗Ｚ_Ｌからの電気的な反射を抑えることができる。

図５に示すように、本実施形態では外部信号源５の付加抵抗６からｘ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスＺ_ｉｎ’の実部Ｒｅ（Ｚ_ｉｎ’）は図５の実線で示すように周波数ｆに依存し、周波数ｆが高くなると相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３（ここでは３０Ωもしくはそれ以下）よりも高くなるように設定している。図５からわかるように、従来技術に係る光変調器と比較して、外部信号源５の付加抵抗６のインピーダンスＲｇとのインピーダンス不整合が周波数ｆとともに大幅に改善されている。

なお、インピーダンス変換部ＶＩの設計に当たっては、進行波電極４の各部（Ｉ、ＩＩ、ＩＩＩ、ＩＶ、Ｖ、及びＶＩ）の特性インピーダンスと長さ、さらに各部を伝搬する高周波電気信号の等価屈折率を使用するが、一般にインピーダンス変換部ＶＩの長さＬ_６としては数１０μｍから数ｍｍ程度が好適であることを確認している。

入力インピーダンスＺ_ｉｎ’の実部Ｒｅ（Ｚ_ｉｎ’）と外部信号源５の付加抵抗６のインピーダンスＲｇとのインピーダンス不整合が大幅に改善されているので、その結果、図６に示すように、変調周波数ｆに対する光の変調指数（パワー変調指数）｜ｍ｜^２も図１６の従来技術と比較して大幅に改善されている。なお、図６に示す｜ｍ｜^２のカーブには所望の変調帯域内においてディップなどはなく、滑らかなカーブを描いている。

図５や図６からわかるように、本発明の特徴として、入力インピーダンスＺ_ｉｎ’の実部Ｒｅ（Ｚ_ｉｎ’）や光の変調指数（パワー変調指数）｜ｍ｜^２が滑らかなカーブを描いており、広帯域光変調が可能であることがわかる。これは共振器電極型のようにある周波数のみ効率が良いという特性とは異なっている。

高周波電気信号のパワー反射率（いわゆる、マイクロ波のＳ_１１）は実用上−５ｄＢでは不十分であり、−１０ｄＢ以下や−１５ｄＢ以下のよりＳ_１１の小さな特性が要求されるが本発明の全ての実施形態によれば、設定されたビットレートに対する所望の光変調帯域内（例えば１０Ｇｂｐｓに対して１０ＧＨｚなど）において、−１０ｄＢ以下でディップのない滑らかな光変調特性を得られるという利点がある。

従って、ｘ−カットＬＮ光変調器から外部信号源５へ反射されて戻る高周波電気信号を抑圧できるので、ジッタの少ない光変調パルスを得ることが可能となる。

なお、以上においては入力インピーダンスＺ_ｉｎ’の実部Ｒｅ（Ｚ_ｉｎ’）を相互作用部の特性インピーダンスＺ_３よりも高くなるように設定したが、入力インピーダンスＺ_ｉｎ’の絶対値｜Ｚ_ｉｎ’｜が特性インピーダンスＺ_３よりも高くなるように設定しても良い。

なお、インピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ_６が５０Ω以下の場合には、周波数ｆの上昇に対して効率良く入力インピーダンスＺ_ｉｎ’（正確には入力インピーダンスＺ_ｉｎ’の実部Ｒｅ（Ｚ_ｉｎ’））を大きくするためには、インピーダンス変換部ＶＩの長さＬ_６として数１００μｍ（例えば３００μｍ）以上の長さが必要であるという不利な点があるという反面、周波数ｆに対して入力インピーダンスＺ_ｉｎ’の変化が比較的緩やかであるという利点がある。

一方、インピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ_６が５０Ω以上の場合には、インピーダンス変換部ＶＩの長さＬ_６として数１００μｍ（例えば３００μｍ）以下でも、周波数ｆが高くなるとともに入力インピーダンスＺ_ｉｎ’（正確には入力インピーダンスＺ_ｉｎ’の実部Ｒｅ（Ｚ_ｉｎ’））を急速に大きくできるという利点があるという反面、周波数ｆに対して入力インピーダンスＺ_ｉｎ’の変化が大きいという不利な点がある。

従って、光変調器としての寸法や特性などの要求条件とここで述べた利点と不利な点を鑑み、インピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ_６を５０Ω以下、もしくは５０Ω以上に設定するとともに、その長さＬ_６を決定すれば良い。

以上においては、進行波電極としてはＣＰＷ電極を例にとり説明したが、非対称コプレーナストリップ（ＡＣＰＳ）や対称コプレーナストリップ（ＣＰＳ）などの各種進行波電極、あるいは集中定数型の電極でも良いことは言うまでもない。また、光導波路としてはマッハツェンダ型光導波路の他に、方向性結合器や直線など、その他の光導波路でも良いことは言うまでもない。

また、中心導体を挟んでマッハツェンダ光導波路の２本の相互作用光導波路を配置する場合、２本の相互作用光導波路の幅を異ならしめておけば、近づけてもＤＣ及び動的消光比の劣化を避けることが可能となる。

また、以上の実施形態においては、ｘ−カット、ｙ−カットもしくはｚ−カットの面方位、即ち、基板表面（カット面）に対して垂直な方向に結晶のｘ軸、ｙ軸もしくはｚ軸を持つ基板でも良いし、以上に述べた各実施形態での面方位を主たる面方位とし、これらに他の面方位が副たる面方位として混在しても良いし、ＬＮ基板のみでなく、リチウムタンタレートなどその他の基板でも良いことは言うまでもない。

以上のように、本発明に係る光変調器は、ＲＦ変調性能について大幅に改善することができるという効果を有し、高速で駆動電圧が低い光変調器として有用である。

本発明の実施形態における進行波電極についての上面図 本発明の実施形態のＢ−Ｂ’線における断面図 本発明の実施形態のＣ−Ｃ’線における断面図 本発明の実施形態に係る光変調器の等価回路図 本発明に係る光変調器のＺ_ｉｎ’とｆの関係を説明する図 本発明に係る光変調器の｜ｍ｜^２とｆの関係を説明する図 従来技術に係る光変調器の斜視図 従来技術に係る光変調器のＡ−Ａ’線における断面図 従来技術に係る光変調器の動作を説明する図 従来技術に係る光変調器のＶπ・ＬとＷの関係を説明する図 従来技術に係る光変調器のｎ_ｍとＷの関係を説明する図 従来技術に係る光変調器のＺとＷの関係を説明する図 従来技術の進行波電極についての上面図 従来技術に係る光変調器の等価回路図 従来技術に係る光変調器のＺ_ｉｎとｆの関係を説明する図 従来技術に係る光変調器の｜ｍ｜^２とｆの関係を説明する図

符号の説明

１：ｘ−カットＬＮ基板（基板、ＬＮ基板）
２：ＳｉＯ_２バッファ層（バッファ層）
３：光導波路
３ａ、３ｂ：相互作用部の光導波路（光導波路）
４：進行波電極
４ａ：中心導体
４ｂ、４ｃ：接地導体
５：外部信号源
６：付加抵抗
７：入力用フィードスルー部Ｉを表す線路
８：入力側接続部ＩＩを表す線路
９：相互作用部ＩＩＩを表す線路
１０：出力側接続部ＩＶを表す線路
１１：出力用フィードスルー部Ｖを表す線路
１２：終端抵抗
１３： 外部信号源５及び付加抵抗６と光変調器との境界
１４：インピーダンス変換部ＶＩを表す線路

Claims (6)

1. 電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、
   前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相を変調するための相互作用部と、外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部を具備する光変調器において、
   前記進行波電極が、前記相互作用部と前記入力用フィードスルー部との間に前記相互作用部の特性インピーダンスよりも高い特性インピーダンスを有するインピーダンス変換部をさらに具備することを特徴とする光変調器。
2. 前記インピーダンス変換部の特性インピーダンスが５０Ω以下であることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
3. 前記インピーダンス変換部の特性インピーダンスが５０Ω以上であることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
4. 前記進行波電極が、前記相互作用部で前記光の位相を変調した前記高周波電気信号を前記相互作用部から取り出すための出力用フィードスルー部をさらに具備し、前記インピーダンス変換部の特性インピーダンスが前記出力用フィードスルー部の特性インピーダンスよりも高いことを特徴とする請求項１乃至３に記載の光変調器。
5. 前記出力用フィードスルー部に電気的に接続された終端抵抗を具備し、前記終端抵抗の抵抗値が前記相互作用部の特性インピーダンスとほぼ等しいことを特徴とする請求項４に記載の光変調器。
6. 前記出力用フィードスルー部の特性インピーダンスと前記相互作用部の特性インピーダンスを等しくしたことを特徴とする請求項４または５に記載の光変調器。

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