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JP2006204090A - デュアルモード電圧調整器 - Google Patents

デュアルモード電圧調整器 Download PDF

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Abstract

【課題】負荷電流の大小に関わらず高効率を維持し、しかも逆電流を防止し出力における電圧スパイク発生を防止できるデュアルモード電圧調整器を提供する。
【解決手段】高レベル負荷電流対応のＰＷＭ電圧調整器モードと低レベル負荷電流対応のＬＤＯ電流調整器モードとを有し、これらモード相互間の遷移の期間中にＰＷＭ電圧調整器およびＬＤＯ電圧調整器の動作パラメータを一時的に変更できるデュアルモード電圧調整器とする。上記遷移の期間中に変化を生じさせる手法としては、明確な動作引継ぎを確実にするためのＬＤＯ電圧調整器またはＰＷＭ電圧調整器の誤差増幅器基準電圧を上げる手法がある。上記遷移のあと、上記動作パラメータを平常の値にリセットする。ＰＷＭ電圧調整器はパワートランジスタ経由の電流を制限するようにソフト始動ルーチンで始動させる。
【選択図】図２

Description

この発明は電圧調整器に関し、より詳しくいうと、小負荷電流時には線型電圧調整器モードを用い大負荷電流時にパルス幅変調（ＰＷＭ）電圧調整器モードを用いるデュアルモード電圧調整器に関する。
低レベル電流動作時には線型電圧調整器モードを用い中レベルおよび高レベル電流動作時にはＰＷＭ電圧調整器モードを用いるデュアルモード電圧調整器は周知である。ＰＷＭ電圧調整器は、調整器出力における一定電圧を維持するように、調整ずみのデューティサイクルでパワートランジスタをオン・オフ切換えする。このスイッチングトランジスタは導電率が大きいのでそれに伴う損失は小さい。したがって、中レベル乃至高レベル電流についてはＰＷＭ電圧調整器の効率は高い。ごく低いレベルの電流の場合は、スイッチングトランジスタによる損失は小さいものの、そのトランジスタを高い周波数（通常は１ＭＨｚ以上）でオン・オフ切換えすることに伴う損失が電圧調整器の効率に大きい影響を及ぼす。
低レベル電流動作では線型電圧調整器、すなわち低ドロップアウト（ＬＤＯ）電圧調整器とも呼ばれる線型電圧調整器の方がＰＷＭ電圧調整器よりも効率が高い。すなわち、スイッチング損失がなく低レベル電流動作では直列接続トランジスタに伴う損失がそれほど大きくないからである。
デュアルモード電圧調整器では、例えば低負荷で低電流レベルスタンバイモードにすると、電圧調整器がＰＷＭ電圧調整器モード・ＬＤＯ電圧調整器モード間の遷移を開始させる信号を受けて関連回路のイネーブル動作およびディスエーブル動作によりモードを急速に変化させる。このような遷移は、大きい出力キャパシタを用いなければ電圧調整器出力に電圧スパイクを生じさせる。この発明の発明者らはこの電圧変動の原因が、（１）一つのモードのディスエーブル動作ともう一つのモードのイネーブル動作との期間の電圧調整の引継ぎの制御が望ましくないこと、および（２）ＬＤＯ電圧調整器のレスポンスは通常遅く遷移期間中の電圧変動に応答するのに十分な電流処理容量を備えていないこと、にあることを見出した。
ＵＳＰ ５ ７７３ ９６６
したがって、この発明の目的は、低負荷電流状態と高負荷電流状態との間の遷移を、出力に電圧スパイクを生じさせることなく行う高効率デュアルモード電圧調整器を提供することである。
電圧調整器が低レベル電流動作モードまたは高レベル電流動作モードに移る遷移期間にＰＷＭ電圧調整器およびＬＤＯ電圧調整器の動作パラメータを一時的に短時間だけ変化させるデュアルモード電圧調整器をこの発明は提供する。
一つの実施例では、このデュアルモード電圧調整器が低レベル電流モードに遷移している際にＬＤＯ電圧調整器をイネーブルしてＬＤＯ誤差増幅器への基準電圧を上げ、電圧調整動作をＰＷＭ電圧調整器からＬＤＯ電圧調整器が引継ぎ、これらＬＤＯ電圧調整器およびＰＷＭ電圧調整器の両方が同時に電圧調整動作に入ることを防ぐ。この遷移の期間中における出力電圧変動へのＬＤＯ電圧調整器のレスポンス時間を改善するとともに負荷電流処理能力を一時的に高めるために、このＬＤＯ電圧調整器のバイアス電流をＬＤＯ電圧調整器内の関連のトランジスタ全部のレスポンス時間を短くするように一時的に高めたり、上記電流処理能力を高めるように一つ以上の付加トランジスタを通常のＬＤＯ直列接続経路トランジスタに付加したりする。そのあとでＰＷＭ電圧調整器をディスエーブルする。短い期間の経過ののち、ＬＤＯ電圧調整器のパラメータを通常の最適値にリセットして上記付加トランジスタを上記直列接続経路トランジスタから接続解除する。
このデュアルモード電圧調整器が高レベル電流モードに遷移している際には、ＬＤＯ電圧調整器におけるバイアス電流を電圧調整レスポンス時間の改善のために高め、ＰＷＭ誤差増幅器への基準電圧を高めて、ＰＷＭ電圧調整器がＬＤＯ電圧調整器から電圧調整動作を引き継ぐようにする。そのあとでＰＷＭ電圧調整器をイネーブルする。このＰＷＭ電圧調整器の始動は、スイッチングトランジスタを通る電流を制限するようにソフト始動ルーチンで行う。ＰＷＭ基準電圧を平常値にリセットする。ＬＤＯ電圧調整器を短い遅延時間ののちにリセットし、そのバイアス電流もリセットするとともに付加トランジスタを直列接続経路トランジスタから接続解除する。
ＰＷＭ電圧調整器が同期整流器を用いている場合は、ＰＷＭ電圧調整器始動時の逆方向電流を制限するとともにＬＤＯ電圧調整器のローディングダウンを回避するように逆電流制限回路を用いるのが望ましい。
負荷電流の大小に関わらず出力に電圧スパイクを生ずることなく高効率で動作できるデュアルモード電圧調整器をこの発明は提供する。
図１はこの発明の一つの実施例を示し、図２は実施例をより詳細に示す。
入力電圧ＶｉｎをＰＷＭ電圧調整ユニット１０およびＬＤＯ電圧調整ユニット１２に加える。これらＰＷＭユニット１０およびＬＤＯユニット１２をより詳細に図２に示す。誤差増幅器１４からの誤差信号をＰＷＭコントローラ１５に加えてパワートランジスタ１６の切換えデューティサイクルを調整する。同期整流器トランジスタ１８はトランジスタ１６とは逆の導通状態になり接地電位への直接経路が生じないようにする。この同期整流器の代わりにダイオードを用いることもできる。発振器２０でＰＷＭコントローラ１５の切換周波数を設定する。このＰＷＭコントローラは切換信号をゲート駆動論理回路２４に送り、この回路によってトランジスタ１６および１８が確実に交互に導通状態になるようにする。バッファ２６および２８は上記トランジスタの高速応答のための適切な電流源を構成する。
インダクタ３０は上記切り換えられた電流信号を平滑化し、三角形状の電流波形、すなわちその平均値が負荷への電流となる三角形状電流波形を生ずる。
出力キャパシタ３２はその三角形状波形を平滑化し、出力３４に比較的一定の電圧（Ｖｏｕｔ）を供給する。接地電位点へのインダクタ３０経由の逆電流を制限するために、差動増幅器３５などの逆電流制限回路で同期整流器１８の導通時の電流の反転を検出し、その制御信号をオーバーライドして同期整流器１８を遮断状態にする。
分圧抵抗器３６から誤差増幅器１４（差動増幅器またはそれ以外の適切な増幅器）の入力に饋還電圧を供給し、上記切換えデューティサイクルを調整して調整ずみの饋還電圧が基準電圧源３７から誤差増幅器１４のもう一つの入力への基準電圧（Ｖｒｅｆ）と等しくなるようにする。補償キャパシタ（図示してない）を誤差増幅器１４の出力に接続して平滑化ずみの誤差電圧信号を生ずるようにする。
ＰＷＭコントローラ１５は上記出力電圧Ｖｏｕｔが所望電圧値以下のときはパワートランジスタ１６のデューティサイクルを上げ、電圧Ｖｏｕｔが所望電圧値以上のときはパワートランジスタ１６のデューティサイクルを下げる。所定のＶｉｎの値および所望のＶｏｕｔの値についてはデューティサイクルはほぼ一定である。
ＰＷＭユニット１０は、電圧モード、電流モード、共振モードなど任意のタイプのＰＷＭ回路で構成できる。このＰＷＭ電圧調整ユニットの代わりに、パルス周波数変調（ＰＦＭ）ユニットほかの任意のタイプのスイッチング電圧調整器を用いることもできる。
低レベル負荷電流モードでは、ＬＤＯ電圧調整器をイネーブルすると、ＬＤＯユニット１２が入力電圧Ｖｉｎ端子と出力電圧Ｖｏｕｔ端子との間に挿入されている直列接続トランジスタ４２の導通状態を変化させる。誤差増幅器４４が基準電圧源４５からの基準電圧と上記分圧抵抗器３６からの饋還電圧とを比較して誤差信号を生ずる。誤差増幅器４４の出力には補償用キャパシタ（図示してない）を接続することもできる。誤差信号は、直列接続トランジスタ４２の導通状態を制御するバッファ４６に供給する。このトランジスタ４２の導通状態が高まると出力電圧Ｖｏｕｔは上昇し、導通状態が低下すると電圧Ｖｏｕｔは低下する。
図６および図７を参照して後述するモードとモードとの間の遷移の期間中に基準電圧を変化させ、バイアス電流を変化させ、上記直列接続トランジスタの導通状態を高める。図３乃至図５はこれらの機能の達成のために使用可能な回路のいくつかを示す。
図３は二つの基準電圧を発生するのに用い得るタップ付きの直列接続抵抗器を示す。固定電圧Ｖの電圧源からこれら直列接続抵抗器に電流を供給する。公称基準電圧Ｖｒｅｆ（ｎ）は第１のノードから、それよりも高い基準電圧Ｖｒｅｆ（ｔ）は第２のノードからそれぞれ取り出す。単純なトランジスタスイッチ５０を制御して所望の基準電圧を選択する。
図４はバイアス電流を変化させるための手法を図解する。差動増幅器５４をＬＤＯユニット１２のための誤差増幅器４４とすることもできる。基準電圧Ｖｒｅｆをこの差動増幅器５４の一方の入力に印加し、饋還電圧Ｖｆｂを他方の入力に印加する。ノード５６の電圧が誤差信号であって、その大きさが基準電圧と饋還電圧との間の不整合を示す。この誤差信号電圧の大きさをＰＷＭユニット１０のデューティサイクルの制御に用いる。この誤差信号でバッファ４６のトランジスタの導電率を制御する。バッファ４６の出力をＬＤＯ電圧調整器の直列接続トランジスタ４２（図２）のゲートに印加する。電流源Ｉ１およびＩ２によって差動増幅器５４のバイアス電流を供給する。バイアス電流を変化させる一つの手法は、トランジスタ６２によって電流源１２を回路に含めたり除外したりする手法である。差動増幅器やバッファへのバイアス電流を増加させることによって、ＬＤＯ電圧調整器の中の種々のトランジスタに供給できる制御電流を増加させ、ＬＤＯ電圧調整器のレスポンスをより高速にし、出力電圧Ｖｏｕｔの調整の高速化およびＬＤＯ電圧調整器の電圧調整動作の安定化（発振の回避）を達成できる。
図５は、図２の直列接続トランジスタ４２を一つ以上の付加的直列接続トランジスタ６５で機能補強して、電圧変動を急速に補償するように遷移期間中の電流処理能力を増強する手法を図解する。低レベル電流モード（例えば５０ミリアンペア）期間中は、トランジスタ制御に伴う損失を最小に抑えるために直列接続トランジスタ４２を小さいトランジスタにするのが望ましい。しかし、大きい電圧変動を急速に補正するには、直列接続トランジスタ４２を大きくする必要がある。二つ以上の負荷トランジスタ６５をスイッチ６６経由で一時的に直列接続トランジスタ４２と並列に接続することによって、上記の余分の電流処理能力（例えば５００ミリアンペア）が遷移期間中に得られる。スイッチ６６がＰＭＯＳ６５のゲートを誤差信号に接続すると、トランジスタ４２および６５の導通状態は電圧変動を急速に補償するように制御される。遷移時間のあとトランジスタ６５のゲートはソースに接続されてオフになる。
図６は高レベル電流モードからスタンバイモードなどの低レベル電流モードへの遷移を改善する手法の一つの実施例の流れ図である。この流れ図は通常はＰＷＭ電圧調整器が動作しておりＬＤＯ電圧調整器はディスエーブルされているものと仮定している。
ステップ７０において、低レベル負荷電流モードに入るためのロウの信号などのモード選択信号を発生する。このモード選択信号は、電源オンにした装置（例えば携帯電話ハンドセットなど）がある時間長にわたって非使用状態を継続したあとロウの信号を生ずるマイクロプロセッサによるなど外部で生成することができる。モード選択信号は、実際の負荷電流を検出し（例えば直列接続抵抗器の両端子間の端子電圧の検出による）、その負荷電流を閾値と比較することによっても発生できる。負荷電流が閾値よりも低い場合は、モード選択信号自動的にロウになる。上記閾値には、モード相互間における発振を避けるように、ヒステリシス特性を与えることができる。
ステップ７２では、タイマー７６がＰＷＭ−ＬＤＯ遷移信号を遷移論理回路７８に供給する。タイマー７６は、抵抗器で定まる放電速度で放電する充電ずみのキャパシタで構成できる。この放電動作は、モード選択信号の状態遷移時にオンになるトランジスタスイッチの活性化により行う。タイミングをとった周期の終わりは、上記キャパシタ電圧が閾値に一致した時点（比較器で検出する）である。遷移論理回路７８は、特定の時間間隔および特定の順序で種々のスイッチを制御する単純な回路で構成できる。そのような論理回路の設計は当業者に周知である。
ステップ７４では、ステップ７２と並行して、誤差増幅器４４，基準電圧源４５およびバッファなどのＬＤＯ電圧調整器構成要素への電力供給をオンにすることによって、ＬＤＯユニット１２をイネーブルする。このＬＤＯユニット１２は急速に始動する（例えば２マイクロ秒で）。
ステップ８０では、ＬＤＯユニット１２の電圧調整レスポンス速度を上げるように、ＬＤＯユニット内の関連回路すべてのバイアスレベルを上げる。例えば、遷移論理回路７８は図４のスイッチ６２およびバッファ４６の中のスイッチを閉じ、電流バイアスを上げる。例えば、図２のＩｂｉａｓを８マイクロアンペアから３０マイクロアンペアに増加させる。バイアス電流をこのように増加させることによって、ＬＤＯユニットが不安定になることなく高レベル負荷電流を調整できるようにする（例えば負荷電流最大値を５０ミリアンペアから５００ミリアンペアに上げる）。
ステップ８１はステップ８０と同時並行させるのが好ましく、このステップにおいて、一つ以上の付加トランジスタ６５をイネーブルして直列接続トランジスタ４２を増強し、ＬＤＯ電圧調整器が遷移期間中により高いレベルの電流を処理できるようにする。
ステップ８２もステップ８０と同時並行にすることができ、このステップにおいて誤差増幅器４４への基準電圧Ｖｒｅｆを２％（またはそれ以外の適切な値）だけ増加させて、ＬＤＯユニット１２が電圧調整動作をＰＷＭユニット１０から直ちに引き継ぐようにする。基準電圧をこのように上昇させることによって、ＬＤＯユニット１２に出力電圧が未だ低いと認識させる。このようにして、ＬＤＯユニット１２は直列接続トランジスタ４２の導電率を変化させることによって出力電圧を調整する。
ステップ８４では、ＰＷＭユニット１２をそのユニット内の種々の構成要素（例えば発振器、バッファ、誤差増幅器、論理回路、比較器、スイッチングトランジスタなど）への供給電力をオフにしてディスエーブルする。
ステップ８６では、タイマー７６が時間切れ表示信号を遷移論理回路７８に供給する。タイマー７６は１００マイクロ秒のオーダーで時間長をセットする。
ステップ８８では、遷移論理回路７８がＬＤＯ基準電圧およびバイアスレベルを公称値にリセットして、付加直列接続トランジスタ６５をディスエーブルする。この時点ではＬＤＯユニット１２の消費電力は低レベルバイアス電流のためにごく僅かになり、低レベル負荷電流（例えば最大値５０ミリアンペア）に対する出力電圧調整を行う。
図７はＬＤＯ電圧調整モードからＰＷＭ電圧調整モードに電圧調整器が遷移する場合の遷移手法の流れ図である。
ステップ９０，すなわち電源オンにした装置がスタンバイモードから通常動作モードに移るステップでは、モード選択信号がまずハイになる。
ステップ９２ではタイマー７６がハイ状態の選択信号を受けて始動する。
ステップ９４では、ＬＤＯ電圧調整器内の諸構成要素へのバイアス電流を増加させて（図６の流れ図の場合と同様）ＬＤＯ電圧調整器レスポンス時間を短縮し、ＬＤＯ電圧調整器が遷移期間中に予想される最悪の電圧変動を処理し安定動作を保つようにする。
ステップ９５はステップ９４と同時並行させるのが好ましく、このステップにおいては、一つ以上の付加トランジスタ６５をイネーブルして直列接続トランジスタ４２を増強し、遷移期間中により高いレベルの電流をＬＤＯ電圧調整器が処理できるようにする。
ステップ９６では、ＰＷＭ誤差増幅器１４への基準電圧を、ＰＷＭユニット１０のイネーブル時にＰＷＭユニット１０が電圧調整動作をＬＤＯユニットから引き継げるように、２％（またはそれ以外の適切な値）だけ増加させる。
ステップ９８では、ＰＷＭユニット１０の中の種々の回路構成要素への電源供給をオンにすることによってＰＷＭユニット１０をイネーブルする。通常のＰＷＭ電圧調整器は電源オンの６０マイクロ秒程度あとで電圧調整動作を開始する。インダクタ３０は始動時点では完全に付勢解除されているからパワートランジスタ１６経由の電流のピーク値を制限するようにソフト始動ルーチンを始動させる。ソフト始動ルーチンは、デューティサイクルが定常状態に達するまでＰＷＭユニット１０のデューティサイクルを徐々に上げていく。ソフト始動回路の一つの単純な形態を図８に示す。ＰＷＭ比較器１００（図２のＰＷＭコントローラ１５の内部）は誤差電圧を鋸歯状波発振器出力と比較する。パワートランジスタ１６は鋸歯状波出力レベルが誤差電圧レベルと交叉するまでオン状態に留まる。比較器１００の出力は、パワートランジスタ１６をオフにし同期整流器１８をオンにするようにゲート駆動論理回路２４を制御する。ゲート駆動論理回路２４は発振器の発振周期ごとにリセットされ、パワートランジスタ１６をオンにし同期整流器１８をオフにする。
ソフト始動の漸増信号は、ＰＷＭユニットの起動とともに、キャパシタの容量および充電電圧によって漸増電圧が決まる充電圧キャパシタなどから発生する。この漸増電圧は、誤差信号が漸増電圧を示すようにその誤差信号を制限する可変クランプ回路１０４を制御する。クランプ回路１０４はクランピング終了までデューティサイクルが徐々に直線的に増加するようにし、そのクランピング終了時点でソフト始動回路の作用は終了する。ソフト始動回路には種々のタイプのものがあり、それらのうちの任意のものを用いることができる。
ソフト始動動作の期間中にはＬＤＯユニット１２が出力電圧調整を行っている。同期整流器１８のオン状態に留まる時間が長くなりすぎて不都合な逆方向電流がソフト始動動作期間中（ＬＤＯ電圧調整器の負荷低下）にインダクタ３０を通じて同期整流器１８に流れることがないようにするために、逆電流制限回路を用い（図２における零交叉検出器３５など）、同期整流器１８がスイッチングサイクルの残余の期間にわたりオフ状態に留まるようにしている。
図７に戻ると、ステップ１１０においてタイマー７６は時間切れになる。
ステップ１１２において、遷移論理回路７８は図４のスイッチ６２などの種々のスイッチを制御してＬＤＯユニットのバイアス電流をリセットし、付加的直列接続トランジスタ６５をディスエーブルし、電源オフによりＬＤＯユニット１２をディスエーブルする。
ステップ１１４では遷移論理回路がＰＷＭ誤差増幅器１４への基準電圧を通常の値にリセットする。その結果、このデュアルモード電圧調整器は通常のＰＷＭ電圧調整器モードで動作する。
上に述べた回路はこの発明の実施のための多数のデュアルモード電圧調整器の単なる一つの例に過ぎない。上述の例では種々の回路構成部分を互いに直接に接続しているが、抵抗器や、トランジスタや、バッファや、ダイオードや、変成器や、キャパシタや、インダクタなどをそれら回路構成部分相互間に介在させることもできる。電流容量を高めるために一つの回路構成部品に同じ構成部品を並列接続することができる。それら並列接続もこの明細書では単一の部品として説明してある。
この発明を上に詳述してきたが、この発明の上述の考え方を逸脱することなくこの発明に変形が可能であることは当業者には理解されよう。したがって、この発明の技術的範囲を上述の特定の実施例に限定することをこの明細書は意図するものではない。
携帯電話など電池駆動式の諸装置の性能を維持したまま消費電力を節約し、使用電池の寿命を改善するのに有効である。
この発明の一つの実施例によるデュアルモード電圧調整器の中の種々の機能ユニットの概略図。 図１のデュアルモード電圧調整器のより詳細な構成図。 基準電圧値を変える一つの手法を示す図。 バイアス電流値を変える一つの手法を示す図。 直列接続経路トランジスタの電流容量を高める一つの手法を示す図。 このデュアルモード電圧調整器の低電力モードへの切換時における遷移中の回路の動作の流れ図。 このデュアルモード電圧調整器の高電力モードへの切換時における遷移中の回路の動作の流れ図。 ＰＷＭユニットにソフト始動をもたらす一つの手法を示す図。
符号の説明
１０ パルス幅変調（ＰＷＭ）電圧調整ユニット
１２ 線型電圧調整（ロウドロップアウトＬＤＯ電圧調整）ユニット
１４，４４ 誤差増幅器
１５ ＰＷＭコントローラ
１６ パワートランジスタ
１８ 同期整流器
２６，２８，４６ バッファ
３５，５４ 差動増幅器
３７，４５ 基準電圧源
４２ 直列接続トランジスタ
７６ タイマー
７８ 遷移論理回路
５０ トランジスタスイッチ
６５ 付加した直列接続トランジスタ
７０ 低レベル電流モード選択
７２ タイマー始動
７４ ＬＤＯをイネーブルする
８０ 応答時間短縮のためＬＤＯ各段の電流バイアスを上げる
８１ 電流容量増大のために直列接続トランジスタを増強する
８２ ＬＤＯ誤差増幅器の基準電圧Ｖｒｅｆを上げる
８４ ＰＷＭユニットをディスエーブルする
８６ タイマーが時間切れを示す
８８ ＬＤＯユニットのＶｒｅｆおよび電流バイアスＩｂｉａｓをリセットして付加の直列接続トランジスタをディスエーブルする
９０ 高レベル電流モード選択
９２ タイマー始動
９４ 応答時間を早めるようにＬＤＯユニット各段の電流バイアスを上げる
９５ 電流容量を上げるように直列接続トランジスタを増強する
９６ ＰＷＭ誤差増幅器の基準電圧Ｖｒｅｆを上げる
９８ ＰＷＭユニットをイネーブルしてソフト始動する
１１０ タイマーが時間切れを示す
１１２ ＬＤＯユニットおよび付加の直列接続トランジスタをディスエーブルして電流バイアスをリセットする。
１１４ ＰＷＭのＶｒｅｆをリセットする

Claims (21)

  1. 出力端子における電圧を調整するようにスイッチのデューティサイクルを制御するスイッチング電圧調整部であって、ある閾値を超える負荷電流に対して前記出力端子における前記電圧を調整するように制御され、第１の基準電圧と電圧饋還信号とを受ける第１の誤差増幅器を含むスイッチング電圧調整部と、
    入力電圧を受ける入力端子と前記出力端子との間に接続された一つの直列接続トランジスタを制御する線型電圧調整部であって、ある閾値以下の負荷電流に対して前記出力端子における前記電圧を調整するように制御され、第２の基準電圧と電圧饋還信号とを受けるとともに、前記出力端子における電圧変化への応答の際に増大してレスポンス時間を短くするバイアス信号を生ずる少なくとも一つのバイアス発生器を含む線型電圧調整部と、
    前記スイッチング電圧調整部および前記線型電圧調整部に接続され、スイッチング電圧調整器モードと線型電圧調整器モードとの間の遷移の期間中に動作する遷移回路であって、制御回路、すなわち線型電圧調整器モードからスイッチング電圧調整器モードへの遷移の期間中は前記第１の基準電圧を一時的に上げ、前記スイッチング電圧調整器モードから前記線型電圧調整器モードへの遷移の期間中は前記第２の基準電圧を一時的に上げ、前記線型電圧調整器モードから前記スイッチング電圧調整器モードへの遷移の期間中および前記スイッチング電圧調整器モードから前記線型電圧調整器モードへの遷移の期間中に前記バイアス信号を一時的に増大させ、前記線型電圧調整器モードから前記スイッチング電圧調整器モードへの遷移の期間中に前記線型電圧調整部の電流処理能力上昇用の直列接続トランジスタを一時的に増強する制御回路を含む遷移回路と
    を含むデュアルモード電圧調整器。
  2. 前記制御回路が前記第１の基準電圧を上げ、前記第２の基準電圧を上げ、前記バイアス信号を増大させ、前記直列接続トランジスタを増強する遷移期間を設定するタイマーをさらに含む請求項１記載の電圧調整器。
  3. 前記制御回路が前記第１の基準電圧および前記第２の基準電圧を変化させ、前記バイアス信号を通常の動作レベルに変化させ、前記直列接続トランジスタの前記増強をディスエーブルする前記遷移期間の終わりをさらに設定する請求項２記載の電圧調整器。
  4. 前記スイッチング電圧調整部が、
    パルス幅変調器（ＰＷＭ）コントローラと、
    前記ＰＷＭコントローラによって制御される少なくとも一つのスイッチングトランジスタと、
    前記スイッチングトランジスタおよび前記出力端子に接続した平滑化回路と、
    前記出力端子における電圧を調整するように前記スイッチングトランジスタのデューティサイクルを制御する信号を生ずる第１の誤差増幅器と
    を含む請求項１記載の電圧調整器。
  5. 前記制御回路が、前記デュアルモード電圧調整器の前記線型電圧調整モードへの遷移の際に、前記第２の基準電圧の上昇のあと前記スイッチング電圧調整部をディスエーブルする請求項１記載の電圧調整器。
  6. 前記制御回路が、前記デュアルモード電圧調整器の前記スイッチング電圧調整モードへの遷移の際に、前記第１の基準電圧の上昇のあと前記線型電圧調整部をディスエーブルする請求項１記載の電圧調整器。
  7. 前記スイッチング電圧調整器モードへの遷移の際に前記スイッチング電圧調整部のデューティサイクルを一時的に制限するソフト始動回路をさらに含む請求項１記載の電圧調整器。
  8. 第１の基準電圧発生器と、第２の基準電圧発生器と、前記制御回路、すなわち前記線型電圧調整器モードから前記スイッチング電圧調整器モードへの遷移の期間中に前記第１の基準電圧を上げるように前記第１の基準電圧発生器を制御するとともに、前記スイッチング電圧調整器モードから前記線型電圧調整器モードへの遷移の期間中に前記第２の基準電圧を上げるように前記第２の基準電圧発生器を制御する前記制御回路とをさらに含む請求項１記載の電圧調整器。
  9. 少なくとも一つのバイアス発生器が電流源を含む請求項１記載の電圧調整器。
  10. 前記電流源を、前記第２の誤差増幅器の一部を構成する差動増幅器に接続した請求項９記載の電圧調整器。
  11. 少なくとも一つのバイアス発生器を前記線型電圧調整部の中のバッファに配置した請求項１記載の電圧調整器。
  12. 前記線型電圧調整部で制御される一つ以上の付加トランジスタをさらに含み、それら付加トランジスタを前記直列接続トランジスタに選択的に一時的に並列に接続することによって前記直列接続トランジスタの一時的増強を達成する請求項１記載の電圧調整器。
  13. 第１の基準電圧と電圧饋還信号とを受ける第１の誤差増幅器を含むスイッチング電圧調整部のデューティサイクルをある閾値以上の負荷電流に対して出力端子における電圧を調整するために制御する過程と、
    前記出力端子における電圧変化への応答の際に増大してレスポンス時間を短くするバイアス信号を生ずる少なくとも一つのバイアス発生器を含むとともに第２の基準電圧と電圧饋還信号とを受ける線型電圧調整部の中の直列接続トランジスタをある閾値以下の負荷電流に対して前記出力端子における前記電圧を調整するように制御する過程と、
    線型電圧調整器モードからスイッチング電圧調整器モードへの遷移またはスイッチング電圧調整器モードから線型電圧調整器への遷移を始めるためのモード選択信号を検出する過程と、
    前記線型電圧調整器モードから前記スイッチング電圧調整器モードへの遷移の期間中に前記第１の基準電圧を一時的に上げる過程と、
    前記スイッチング電圧調整モードから前記線型電圧調整器モードへの遷移の期間中に前記第２の基準電圧を一時的に上げる過程と、
    前記線型電圧調整器モードから前記スイッチング電圧調整器モードへの遷移の期間中および前記スイッチング電圧調整器モードから前記線型電圧調整器モードへの遷移の期間中に前記バイアス信号を一時的に増大させる過程と、
    前記線型電圧調整器モードから前記スイッチング電圧調整器モードへの遷移の期間中および前記スイッチング電圧調整器モードから前記線型電圧調整器モードへの遷移の期間中に前記線型電圧調整部の電流処理能力上昇用の直列接続トランジスタを一時的に増強する過程と
    を含むデュアルモード電圧調整器動作方法。
  14. 前記スイッチング電圧調整器モードから前記線型電圧調整器モードへの遷移期間中の前記第２の基準電圧の上昇のあと、および前記スイッチング電圧調整器モードから前記線型電圧調整器モードへの遷移期間中の前記バイアス信号の上昇のあと、前記スイッチング電圧調整部をディスエーブルする過程をさらに含む請求項１３記載の方法。
  15. 前記第２の基準電圧を平常の値にリセットする過程と、前記バイアス信号を平常の値にリセットする過程と、前記スイッチング電圧調整部をディスエーブルしたあと一つ以上の付加の直列接続トランジスタをディスエーブルする過程とをさらに含む請求項１４記載の方法。
  16. 前記スイッチング電圧調整器モードへの遷移時に前記スイッチング電圧調整部のデューティサイクルを一時的に制限するためのソフト始動を行う過程をさらに含む請求項１３記載の方法。
  17. 前記第１の基準電圧を上げたあと、前記バイアス信号を増大させたあと、前記直列接続トランジスタを増強したあと、および前記線型電圧調整器モードから前記スイッチング電圧調整器モードへの遷移の期間中のソフト始動のあとで前記線型電圧調整部をディスエーブルする過程をさらに含む請求項１６記載の方法。
  18. 前記少なくとも一つのバイアス発生器が電流源を含み、前記バイアス信号を一時的に増大させる過程が前記電流源からの電流を増加させる過程を含む請求項１３記載の方法。
  19. 前記電流源を前記第２の誤差増幅器の一部を構成する差動増幅器に接続した請求項１８記載の方法。
  20. 少なくとも一つのバイアス発生器を前記線型電圧調整部の中のバッファに配置した請求項１３記載の方法。
  21. 第１の基準電圧と電圧饋還信号とを受ける第１の誤差増幅器を含むスイッチング電圧調整部のデューティサイクルをある閾値以上の負荷電流に対して出力端子における電圧を調整するために制御する過程と、
    前記出力端子における電圧変化への応答の際に増大してレスポンス時間を短くするバイアス信号を生ずる少なくとも一つのバイアス発生器を含むとともに第２の基準電圧と電圧饋還信号とを受ける線型電圧調整部の中の直列接続トランジスタをある閾値以下の負荷電流に対して前記出力端子における前記電圧を調整するように制御する過程と、
    線型電圧調整器モードからスイッチング電圧調整器モードへの遷移またはスイッチング電圧調整器モードから線型電圧調整器への遷移を始めるためのモード選択信号を検出する過程と、
    前記線型電圧調整器モードから前記スイッチング電圧調整器モードへの遷移の期間中に前記第１の基準電圧を一時的に上げる過程と、
    前記スイッチング電圧調整モードから前記線型電圧調整器モードへの遷移の期間中に前記第２の基準電圧を一時的に上げる過程と、
    前記線型電圧調整器モードから前記スイッチング電圧調整器モードへの遷移の期間中および前記スイッチング電圧調整器モードから前記線型電圧調整器モードへの遷移の期間中に前記線型電圧調整器の応答速度を一時的に上げるとともに前記線型電圧調整部の電流処理能力を一時的に増強する過程と
    を含むデュアルモード電圧調整器動作方法。
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