JP2006242742A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 低周波のリップル成分が誤動作の原因となるレーダー装置用の直流電源装置において、入力に含まれる低周波のリップル成分が出力にほとんど現れない極めて低リップル出力の直流電源装置を得ることを目的とする。
【解決手段】 全波整流回路とＤＣ／ＤＣコンバータの間に、スイッチング素子とコイルとコンデンサーとを有した昇圧型チョッパー回路を接続し、昇圧型チョッパー回路の出力電流から最大電流を算出し、コイルを流れる電流が最大電流以下となるように、スイッチング素子のパルス幅を調整する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、送信装置に電源を供給する直流電源装置に関するものである。

送信波と受信波の周波数の変化を測定するレーダー装置は、大電力の送信波を得るために、３相の交流電源を直流に変換し所望の直流電圧に変圧することによって、電源供給が行われる。現在、広く使用されているレーダシステムにおいては、送信波に基本周波数以外の周波数成分が重畳していては、目標から反射してくる電波の周波数変位を正確に測定できないことから、使用する直流電源装置には極めて低いリップル電圧が要求される。

低リップルを実現するにあたっては、直流電源装置のどこかにシリーズにレギュレータ回路を挿入し、リップル電圧すべてをクランプしてしまう方法や、コンデンサを含むフィルタ回路を用いてリップル電圧を抑圧する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０００−３４６９２７号公報（第１５〜１７段落、第１図）

従来の直流電源装置は、複相の交流電源を整流して所望の直流電圧に変圧する際、整流された信号に低周波の入力リップル電圧が含まれる。スイッチング素子を用いて変圧を行う直流電源装置では、スイッチング素子への入力電源に含まれるリップル電圧を、ある所定の圧縮率までしか減衰することができず、低周波のリップル電圧は依然として残存してしまう。低周波のリップル電圧を含む直流電源がレーダ装置に供給されると、その送信波形にノイズが重畳し、レーダ装置で取得されるビデオ信号に偽像が発生して、レーダ装置が誤動作を引き起こすという問題があった。

なお、フィルタ回路を構成するコンデンサの容量を大きくして低周波のリップル電圧を抑圧すると、それに伴なって電源装置全体の電力消費量が増えてしまい、エネルギー効率が非常に悪く、発熱量も増加する。更に、レーダ装置に大電力を供給する場合は元々コンデンサを大きくする必要があるので、コンデンサの更なる大型化によって装置がより大型化してしまう。

この発明は、係る課題を解決するために為されたものであって、交流電源にて全整流された信号に含まれる入力リップル電圧を、より抑圧することのできる、直流電源装置を得ることを目的とする。

この発明による直流電源装置は、
コイルと、複相の交流電源から供給され全整流された入力電力を、オン動作時に上記コイルに供給するスイッチング素子と、上記コイルの電流を検出する電流検出素子と、上記コイルに並列に接続され、上記スイッチング素子のオフ動作時にコイルの逆起電力で生じた電力を蓄積するコンデンサと、演算回路と、上記スイッチング素子のパルス幅を制御する制御回路と、を有した昇圧型チョッパー回路と、
上記昇圧型チョッパー回路の出力が入力され、送信装置に対し送信電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
上記制御回路は、上記電流検出素子で検出される電流が、上記昇圧型チョッパー回路の出力電流に基づいて、上記演算回路で算出されたコイルの上限電流値に到達したときに、上記スイッチング素子をオフ動作させるものである。

また、主巻線及び補助巻線を有するコイルと、複相の交流電源から供給され全整流された入力電力を、オン動作時に上記コイルに供給するスイッチング素子と、上記コイルの補助巻線からリップル電圧を検出するリップル検出回路と、上記コイルに並列に接続されたコンデンサと、上記スイッチング素子のパルス幅を制御する制御回路と、を有した降圧型チョッパー回路と、
上記降圧型チョッパー回路の出力が入力され、送信装置に対し送信電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
上記制御回路は、上記リップル検出回路からの信号に基づいて、上記降圧型チョッパー回路の出力電圧に含まれるリップル成分を打ち消すようにパルス幅を制御するものであっても良い。

この発明によれば、低消費電力でスイッチング周波数よりも低周波のリップル電圧を抑圧できるので、直流電源を供給するレーダ装置の送信ノイズを抑圧し、レーダ装置の誤動作を防止することができる。

実施の形態１．
以下、図を用いてこの発明に係る実施の形態１について説明する。図１は実施の形態１による、直流電源装置の構成を示している。ここでは説明の都合上、この発明の要旨となる部分のみを説明する。

図において、実施の形態１による直流電源装置は、複相の交流信号として３相の交流信号が入力される全波整流回路１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２と、昇圧型チョッパー回路５とを備えて構成される。全波整流回路１の出力端子は昇圧型チョッパー回路５に接続される。昇圧型チョッパー回路５の出力端子はＤＣ／ＤＣコンバータ２に接続される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、ＲＦ送信装置３に接続される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２は内部にコンデンサーとコイルを含むフィルタ回路を備えている。ＲＦ送信装置３は、信号増幅された大電力の送信波を出力し、レーダ装置に搭載される。レーダ装置は、ある目標に対してＲＦ送信回路３から電波を送信して反射してきた電波を受信機で受信し、その受信した電波と送信した電波の周波数の変化を測定して、目標のビデオ信号を検出し、目標の状態を把握する。

全波整流回路１は、ダイオードなどの半導体を複数用いて交流電源を全波整流するための回路である。
ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、全波整流回路１の出力から、ＲＦ送信回路３で必要となる電源電圧に変換し供給するものであり、一般的に効率をよくするためスイッチング方式の電源にて構成されている。

昇圧型チョッパー回路５は、スイッチング素子６、コイル７、平滑コンデンサ８、演算回路９、ＰＷＭ制御回路１０、電流検出素子１２を備える。
コイル７はダイオード２０のアノードに直列に接続される。コイル７とダイオード２０との間に、スイッチング素子６が並列に接続される。スイッチング素子６には電流検出素子１２が直列に接続される。ダイオード２０のカソードは出力電流検出素子１１が直列に接続される。平滑コンデンサ８はダイオード２０と出力電流検出素子１１の間に並列に接続される。演算回路９は電流検出素子１２とＤＣ／ＤＣコンバータ２との間に接続される。ＰＷＭ制御回路１０は演算回路９とスイッチング素子６に接続される。

昇圧型チョッパー回路５は、全波整流回路１よりもＤＣ／ＤＣコンバータ２側の電位が高くなるように設定されている。したがって、昇圧型チョッパー回路５は、スイッチング素子６がオンした時にコイル７に電流を流し、スイッチング素子６がオフした瞬間にコイル７に発生する逆起電力によって平滑コンデンサ８にエネルギーを蓄積する。すなわち、昇圧型チョッパー回路５は、入力電力を所定の直流電圧に安定化させるオン−オフタイプの昇圧型スイッチングレギュレータを構成している。

演算回路９は、昇圧型チョッパー回路５の出力電圧をモニタし、コイル７に流れる電流をどこまで流せばよいのかを計算するものである。出力電流検出素子１１は、抵抗素子で構成され、昇圧型チョッパー回路５の出力電流を検出する。電流検出素子１２はコイル７に流れる電流を検出する。ＰＷＭ制御回路１０は、スイッチング素子６を駆動する駆動回路を備えて、電流検出素子１２と演算回路９の出力信号に基づいて駆動回路の出力する駆動信号のパルス幅Ｔｄとパルス繰り返し周期比Ｔｐとを調整し、スイッチング素子６のオンオフ動作のデューティ比（Ｔｄ／Ｔｐ）を制御する。スイッチング素子６は、例えばスイッチング周波数２００ｋＨｚに対応したパルス幅を最小パルス幅として、オンオフ動作のパルス幅が制御される。

図２は出力電圧とリップル電圧の波形について説明する図である。図２（ａ）は全波整流回路１の入力電圧波形、図２（ｂ）は全波整流回路１の出力電圧に含まれるリップル電圧波形を示し、図２（ｃ）は全波整流回路１をＤＣ／ＤＣコンバータ２に直結した場合の、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力リップル波形を示す。
図２（ａ）に示すように、全波整流回路１へ入力される電圧が、線間電圧２００Ｖｒｍｓで４００Ｈｚの３相交流であった場合、全波整流回路１は、図２（ｂ）に示すようなスイッチング周波数よりも低い周波数の２．４ｋＨｚで、リップル電圧が約３８Ｖｐ−ｐにもなる電圧を、入力電圧として出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２をスイッチング方式の電源で構成する場合、この入力電圧に含まれるリップル電圧をある所定の圧縮率（例えば−４０ｄＢ〜−６０ｄＢ程度の圧縮率）までしか減衰することができず、その出力電圧にはある程度の脈流が現れる。

全波整流回路１の出力を直接ＤＣ／ＤＣコンバータ２に入力する場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力には、スイッチング動作によるスイッチングリップルの他に、図２（ｃ）に示すような２．４ｋＨｚ成分の入力リップルが、３８ｍＶｐ−ｐ〜３８０ｍＶｐ−ｐ程度含まれてしまう。この入力リップルは周波数が低いために、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のフィルタ回路やＲＦ送信回路３のフィルタ回路では除去しきれず、そのまま外部のＲＦ送信装置３に入力されてしまう。
このことから、実施の形態１による直流電源装置では、全波整流回路１とＤＣ／ＤＣコンバータ２の間に昇圧型チョッパー回路５を接続して、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の前段で低周波の入力リップルを抑圧する。

次に、動作について説明する。
図２（ｄ）は昇圧型チョッパー回路５の出力リップル波形を例示する図である。
今、昇圧型チョッパー回路５のコイル７のインダクタンス値をＬ、昇圧型チョッパー回路５の入力電圧をＶｉ、スイッチング素子６がオンしている時間をＴｏｎ、スイッチング周波数をｆ、コイル７に流れる電流の最大値をＩｐ、昇圧型チョッパー回路５の出力電流をＩｏ、昇圧型チョッパー回路５の出力電圧をＶｏとすると、数１の関係式が成り立つ。

数１に示したコイル７のインダクタンス値Ｌとスイッチング周波数ｆは常に一定であることから、昇圧型チョッパー回路５の出力電圧Ｖｏは、入力電圧Ｖｉに関係なく、出力電流Ｉｏとコイル７に流れる電流の最大値Ｉｐによってのみ表すことができる。
つまり、出力電流Ｉｏを監視（モニタ）しながらコイル７に流れる電流の最大値Ｉｐを制御することで、入力電圧Ｖｉがどのように変化しようと、出力電圧Ｖｏを安定化させることができる。
したがって、例えば出力電流Ｉｏが一定の場合、コイル７に流れる電流の最大値Ｉｐを一定に制御することで、全波整流回路１の出力に低周波のリップル電圧が含まれていたとしても、図２ （ｄ）に示すリップル電圧波形のように、出力電圧Ｖｏには低周波のリップル電圧の影響がまったく出なくなる。なお、図２（ｄ）には、スイッチング素子６のスイッチング周波数ｆの近辺で、高周波（例えば２００ｋＨｚ）のスイッチングリップルが発生する。

演算回路９は、この原理を利用してコイル７に流れる電流の最大値Ｉｐの目標値（最大目標電流値Ｉｐｍ）を設定するものである。演算回路９は、出力電流Ｉｏの値を検出する出力電流検出素子１１によって出力電流Ｉｏの変化を監視して、コイル７に流れる電流の最大値Ｉｐ（最大目標電流値Ｉｐｍ）をいくつにすればよいかを設定し、ＰＷＭ制御回路１０にその情報を送信する。演算回路９は、数１のＩｐを、Ｉｐｍに置き換えて求めた数２に基づいて、最大目標電流値Ｉｐｍを計算する。

演算回路９は、出力電流Ｉｏの検出結果に基づいて、コイル７に流れる電流の最大目標電流値Ｉｐｍを決定すると、ＰＷＭ制御回路１０（制御回路）にその情報を送信する。
ＰＷＭ制御回路１０は電流検出素子１２によって、コイル７に流れる電流の最大値Ｉｐを検出する。ＰＷＭ制御回路１０は、演算回路９より送られてきた情報（最大目標電流値Ｉｐｍ）とコイル７に流れる電流から検出した電流の最大値Ｉｐとが一致したときに、スイッチング素子６の動作を停止させる（オフ動作させる）。また、動作が停止してから所定の停止時間（或いはパルス繰り返し周期比）を経過した後、スイッチグ素子６を再びオンの状態とする（オン動作させる）。この動作を繰り返し行うことによって、スイッチング素子６のパルス幅を制御し、スイッチング素子６をオンオフ動作させる。
なお、スイッチング素子６のデューティ比が５０％以下となるように、停止時間（或いはパルス繰り返し周期比）を適宜設定すると良い。

以上によって、昇圧型チョッパー回路５は次のように動作する。
昇圧型チョッパー回路５は、スイッチング素子６がオフ動作となった後の定常状態において、入力電圧よりも出力電圧が高くなるので電流が流れない。ＰＷＭ制御回路１０の制御によってスイッチング素子６がオン動作すると、全波整流回路１からコイル７に電流が流れ込み、コイル７にエネルギーが蓄積される。これとともに、出力電流検出素子１１に電流が流れる。出力電流検出素子１１は出力電流Ｉｏを検出する。演算回路９は出力電流検出素子１１にて検出された出力電流Ｉｏに基づいて最大目標電流値Ｉｐｍを設定する。ＰＷＭ制御回路１０は、電流検出素子１２にて検出された電流の最大値Ｉｐが最大目標電流値Ｉｐｍに到達するまで、スイッチング素子６をオン動作させる。

次いで、電流検出素子１２にて検出された電流の最大値Ｉｐが最大目標電流値Ｉｐｍに一致すると、ＰＷＭ制御回路１０はスイッチング素子６をオフする。スイッチング素子６がオフした瞬間に、コイル７に発生する逆起電力の作用によって、コイル７に蓄積されたエネルギーが減少し、平滑コンデンサ８にエネルギーが蓄積される。その後、スイッチング素子６が再びオン動作するまでの間、平滑コンデンサ８に出力電圧が保持される。これによって、昇圧型チョッパー回路５の出力端子では、先に図２（ｄ）で説明した、スイッチング素子６のスイッチング周波数ｆの周期で振幅し、かつ平均電圧が一定となる出力電圧Ｖｏが、得られる。昇圧型チョッパー回路５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２に出力電圧Ｖｏを供給する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、内蔵するフィルタ回路によって、昇圧型チョッパー回路５の出力電圧Ｖｏに含まれた、スイッチング周期で変化する高周波のリップル電圧を抑圧する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、一般的な通常の装置と同様、入力電圧を所望の電圧に調整する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、調整した電圧をＲＦ送信装置３に出力する。

以上によって、昇圧型チョッパー回路５は、その出力電圧Ｖｏにおいて、昇圧型チョッパー回路５の入力電圧Ｖｉに含まれるリップル電圧を除去することが可能となる。これによって、ＤＣ／ＤＣコンバータ２への入力電圧において、スイッチングリップルよりも低周波のリップル電圧の振幅が抑圧される。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のフィルタ回路によって高周波のスイッチングリップル電圧が抑圧されるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の後段に接続される負荷側のＲＦ送信装置３に対して、リップルノイズの少ない直流電圧を供給することができる。これによって、誤動作することのない、高品質のレーダー装置を実現することが可能となる。
さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ２は高周波のスイッチングリップル電圧を抑圧すればいいので、内蔵のフィルタ回路を構成するコンデンサーを小型なものとすることができる。

なお、従来の直流電源装置では、シリーズレギュレータ回路を全波整流回路１とＤＣ／ＤＣコンバータ２との間に挿入したり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２とＲＦ送信回路３との間に追加したりして、リップル電圧をクランプすることでリップル成分を除去したり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のフィルタ回路のコイルやコンデンサを大きくしてリップル電圧を極力小さくしていた。しかし、フィルタ回路の各定数を大きくすることは電源装置全体を大きくしてしまうことになり、シリーズレギュレータ回路４はクランプする電圧と流す電流を掛け合わせただけの電力をその部分で消費してしまうため、非常に効率が悪いうえに体積も大きく、消費する発熱量を放熱するための冷却装置もまた大型化していた。

これに対して、この実施の形態１では、全波整流回路１とＤＣ／ＤＣコンバータ２の間に昇圧型チョッパー回路５を挿入することによって、リップルノイズを抑圧した直流電圧を供給することができるので、レーダ装置にとって有用な直流電源装置を提供できる。
例えば、ある目標に電波を送信して反射してきた電波を受信し、その受信した電波と送信した電波の周波数の変化を測定して目標の状態を把握するレーダーシステムなどに対して、極めて低いリップル電圧を与えることのできる、直流電源装置を提供する。

実施の形態２．
以下、図を用いてこの発明に係る実施の形態２について説明する。
図３は実施の形態２による直流電源装置の構成を示す図である。図３における全波整流回路１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２、ＲＦ送信装置３、スイッチング素子６、コンデンサ８は、実施の形態１の図１で説明したものと同一のものである。

この実施の形態では、全波整流回路１の出力端とＤＣ／ＤＣコンバータ２の入力端の間に、降圧型チョッパー回路１３が接続される。

降圧型チョッパー回路１３は、スイッチング素子６、コンデンサ８と、リップル検出回路１４、コイル１５、電圧制御回路１６と、ＰＷＮ制御回路１００とを備えて構成される。
スイッチング素子６の一方の端子は、全波整流回路１の出力端に直列に接続される。スイッチング素子６の他方の端子は、ダイオード２１のカソードに並列に接続される。また、ダイオード２１のカソードは、コイル１５の一端に並列に接続される。コイル１５の他端はコンデンサ８に並列に接続される。また、コンデンサ８はＤＣ／ＤＣコンバータ２の入力端と、電圧制御回路１６に並列に接続される。
ＰＷＮ制御回路１００はスイッチング素子１４を駆動する駆動回路を備え、電圧制御回路１６に接続されている。コイル１５は、リップル検出回路１４に接続された補助巻線が設けられている。リップル検出回路１４はダイオードとコンデンサと抵抗を図のように接続して構成される。
電圧制御回路１６はエラーアンプ１７を備えて、図示のようにエラーアンプ１７の正端子はコンデンサを介在してリップル検出回路１４に接続されている。また、電圧制御回路１６は、エラーアンプ１７の負端子に直列に接続された電源と抵抗を介在して、図示のようにコンデンサ８に接続される。電圧制御回路１６とＰＷＭ制御回路１００とはスイッチング素子６のパルス幅を調整する制御回路を構成する。

降圧型チョッパー回路１３は以上のように構成され、全波整流回路１からの電圧をスイッチング素子６でスイッチし、スイッチング素子６の１周期に対するオン時間の比で、出力電圧を入力電圧よりも低いところで制御するオン-オンタイプの降圧型スイッチングレギュレータとして機能する。

リップル検出回路１４は、降圧型チョッパー回路１３のコイル１５によってリップル電圧の最大値を検出する。検出されたリップル電圧の最大値の情報は、電圧制御回路１６の内部にあるエラーアンプ１７に送られる。
エラーアンプ１７は電圧制御信号にリップル電圧の情報を加算する。電圧制御回路１６は、リップル電圧の情報が加算された電圧制御信号をＰＷＭ制御回路１００に入力する。これによってＰＷＭ制御回路１００は、見かけ上実際の出力電圧に含まれるリップル電圧以上に、出力電圧が変動しているように見えるため、その変動を抑える方向にスイッチング素子６のデューティ比を変えるように、ＰＷＭ制御を行う。

図２について、降圧型チョッパー回路１３の動作について説明する。
図２の（ｅ）は、リップル検出回路１４の出力電圧信号と電圧制御回路１６の電圧制御信号波形を示す。図２の（ｆ）は降圧型チョッパー回路１３の出力電圧波形を示す。
図３のコイル１５は、降圧型チョッパー回路１３のスイッチングによって発生するスイッチングリップルを平滑させると同時に、電流情報によりリップル電圧を検出できるよう補助巻線が施されている。リップル検出回路１４はコイル１５に巻かれた補助巻線より検出した電流情報から、リップル電圧の最大値を検出する。

リップル検出回路１４は、コイル１５の主巻線と補助巻線の比によって出力に含まれるリップル電圧を増幅した状態で検出し、さらにその増幅させたリップル電圧の最大値だけを検出する。これによってリップル検出回路１４は、図２（ｃ）の実線に示すようなスイッチングリップルの成分が除去された、図２（ｃ）の破線に示すような降圧型チョッパー回路１３への入力リップル成分だけの信号を、検出することができる。

電圧制御回路１６は、通常出力電圧を監視し、常に降圧型チョッパー回路１３の出力電圧が一定となるよう、ＰＷＭ制御回路１０に電圧制御信号を送信している。しかしながら、出力電圧に対してリップル電圧が非常に小さい場合、あまり大きなゲインを取ると出力電圧が発振してしまうため、リップル検出回路１４を接続せずに単独で用いると、リップル電圧を除去できるほどには安定化しない。

そこで、リップル検出回路１４より増幅されたリップル電圧の情報を電圧制御回路１６に送信する。電圧制御回路１６はエラーアンプ１７を用いることによって、図２の（ｅ）の点線に示す波形のような電圧制御回路１６単独の場合の実線に示す出力電圧信号に対し、リップル電圧情報を加算した電圧制御信号を生成して、電圧制御回路１６単独の場合の出力電圧信号を増幅する。ＰＷＭ制御回路１００は、電圧制御回路１６の生成した電圧制御信号に基づいて、電圧制御信号の波形を打ち消す波形を生成するようにスイッチング素子６を駆動する。
例えば、所定のスイッチング周波数に対応して最小パルス幅を設定し、電圧制御信号の振幅に応じてスイッチング素子のオン動作のデューティ比を決めることによって、スイッチング素子６の出力電圧を制御する。例えば、電圧制御信号の振幅が大きければパルス幅を小さくしてデューティ比を小さくする。電圧制御信号の振幅が小さければパルス幅を大きくしてデューティ比を大きくする。

これによって、入力されるリップル電圧に対しては、電圧制御回路１６を単独で利用した場合の通常のゲイン以上に、出力電圧を安定化させることが可能となる。例えば、図２の（ｆ）に示すように、降圧型チョッパー回路１３の出力する低周波（例えば２．４ｋＨｚ）の入力リップルの振幅を、限りなく小さくすることが可能となる。
なお、降圧型チョッパー回路１３の出力電圧には、スイッチングリップルが重畳するが、ＤＣ／ＤＣコンバータ２に内蔵されたフィルタ回路によって、このスイッチングリップルは抑圧されるとともに、低周波のリップル電圧もさらに抑圧される。これによって、ＤＣ／ＤＣコンバータ２はリップルノイズを抑圧した直流電圧を出力する。

この発明による直流電源装置の実施の形態１を示す図である。 この発明による実施の形態１、２による直流電源装置の各種波形を説明するための図である。 この発明による直流電源装置の実施の形態２を示す図である。

符号の説明

１ 全波整流回路、２ ＤＣ／ＤＣコンバータ、３ ＲＦ送信装置、５ 昇圧型チョッパー回路、６ スイッチング素子、７ コイル、８ 平滑コンデンサ、９ 演算回路、１０ ＰＷＭ制御回路、１１ 出力電流検出素子、１２ 電流検出素子、１３ 降圧型チョッパー回路、１４ リップル検出回路、１５ コイル、１６ 電圧制御回路、１７ エラーアンプ、１００ ＰＷＭ制御回路。

Claims (4)

1. コイルと、複相の交流電源から供給され全整流された入力電力を、オン動作時に上記コイルに供給するスイッチング素子と、上記コイルの電流を検出する電流検出素子と、上記コイルに並列に接続され、上記スイッチング素子のオフ動作時にコイルの逆起電力で生じた電力を蓄積するコンデンサと、演算回路と、上記スイッチング素子のパルス幅を制御する制御回路と、を有した昇圧型チョッパー回路と、
   上記昇圧型チョッパー回路の出力が入力され、送信装置に対し送信電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
   上記制御回路は、上記電流検出素子で検出される電流が、上記昇圧型チョッパー回路の出力電流に基づいて、上記演算回路で算出されたコイルの上限電流値に到達したときに、上記スイッチング素子をオフ動作させることを特徴とする直流電源装置。
2. 上記昇圧型チョッパー回路は、上記スイッチング素子のスイッチング周波数よりも低い周波数のリップル電圧の振幅を低下させることを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。
3. 主巻線及び補助巻線を有するコイルと、複相の交流電源から供給され全整流された入力電力を、オン動作時に上記コイルに供給するスイッチング素子と、上記コイルの補助巻線からリップル電圧を検出するリップル検出回路と、上記コイルに並列に接続されたコンデンサと、上記スイッチング素子のパルス幅を制御する制御回路と、を有した降圧型チョッパー回路と、
   上記降圧型チョッパー回路の出力が入力され、送信装置に対し送信電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
   上記制御回路は、上記リップル検出回路からの信号に基づいて、上記降圧型チョッパー回路の出力電圧に含まれるリップル成分を打ち消すようにパルス幅を制御することを特徴とする直流電源装置。
4. 上記降圧型チョッパー回路は、上記スイッチング素子のスイッチング周波数よりも低い周波数のリップル電圧の振幅を低下させることを特徴とする請求項３記載の直流電源装置。

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