JP2006126796A - マッハツェンダ型光変調器の駆動方法及び光変調装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流成分を含む変調信号電圧で駆動してもDCドリフトが生じないマッハツェンダ型光変調器の駆動方法及びその駆動方法で実現することができる光変調装置を提供。
【解決手段】電気光学効果を有する基体３０にマッハツェンダ型光導波路１１が形成され、該マッハツェンダ型光導波路１１に変調信号電圧２１を印加するための変調用電極１２を備え、該変調用電極１２に印加される変調信号電圧２１に応じて出力光の強度を変調するマッハツェンダ型光変調器１の該変調用電極１２に、前記変調信号電圧として正の実効値２１１と負の実効値２１２とが等しい変調信号電圧２１を交互に供給することを特徴とするマッハツェンダ型光変調器の駆動方法。
【選択図】図２

Description

本発明は、入力光を強度変調する特性をもつマッハツェンダ型光変調器の駆動方法及びその駆動方法で駆動される光変調器を備える光変調装置に関するものである。

ＬｉＮｂＯ₃に代表される電気光学結晶を基板として作製されるマッハツェンダ型光変調器は、図８に示すように、一本の入力導波路８１をＹ分岐８５で二本の干渉腕導波路８２、８２’に分岐し、Ｙ分岐８５’で再び一本の出力導波路８１’に交差させ、二つの干渉腕導波路８２、８２’の間に形成された信号電極８３aと干渉腕導波路８２、８２’を挟むように設けられた対向電極８３b、８３’bで干渉腕導波路８２、８２’に逆向きの電界をかけるようになっている（例えば、特許文献１参照）。入力導波路８１に入力された信号光Ｉ₀はＹ分岐８５で二等分されてＩ₀／２となり、それぞれ干渉腕導波路８２、８２’を伝播する。そしてＹ分岐８５’で合波され、出力導波路８１’から出力される。二本の干渉腕導波路８２、８２’の長さは通常等しくなるように作られており、図９の実線で示す変調曲線で表される強度変調特性を示す。すなわち、対向電極８３b、８３’bを接地して信号電極８３aに光出力が最大になる変調信号電圧Ｅ₁＝０Vを印加すると、干渉腕導波路８２，８２’を伝播する二等分された信号光に位相差が生じないので、二等分された信号光はそのまま足し算され、出力導波路８１’から出力される信号光はＩ₀でオン（出力が”１”）となる。一方、信号電極８３ａに光出力が最小になる変調信号電圧Ｅ₀＝Vπ、すなわち二等分された信号光に位相差πが生じるＶπ電圧を印加すると、二等分された信号光がＹ分岐８５’で合波されても互いに打消し合い出力導波路８１’から信号光が出力されずオフ（出力が”０”）となる。したがって、変調信号電圧Ｅ₁を印加した場合と変調信号電圧Ｅ₀を印加した場合のオン−オフ消光比は最大である。

理想的には上記の通りであるが、実際は二本の干渉腕導波路８２，８２’を全く同じに、すなわち、導波路の長さ、断面形状及び屈折率、電極との位置関係、などを同じにできないため、マッハツェンダ型変調器は図９の実線で示す変調曲線が矢印方向（横軸に平行な方向）にシフトし、点線で示す変調曲線で表される強度変調特性を示すようになる。しかもそのシフト量は個々の変調器の製造プロセスなどの影響を受け一定にすることができない。そこで、一方の干渉腕導波路８２’の一部８４に干渉腕導波路８２’と異なるドーパントをドープしてシフト量を調節して実線の変調曲線に戻すことが行われている。

しかしながら、変調信号電圧Ｅ₁とＥ₀に直流成分が含まれると、動作点がシフトし消光比が劣化する所謂DCドリフト現象が生じるという問題があった。信号電極８３aに直流電圧Ｅ₀＝Vπが印加されると、信号電極８３ａから対向電極８３b、８３’bにそれぞれ向かう外部電界が生じると共に、信号電極８３ａと干渉腕導波路８２、８２’とのそれぞれの間には負の電荷が、対向電極８３b、８３’bと干渉腕導波路８２、８２’とのそれぞれの間には正の電荷が蓄積する。そうすると、正の電荷と負の電荷により対向電極８３b、８３’bから信号電極８３aに向かう内部電界が生じる。外部電界と内部電界の向きが逆向きであるため、内部電界をΔＥ₀とすると、信号電極８３aには（Ｅ₀−ΔＥ₀）≠Vπの電圧が印加されたときと等価になり、オフ状態（出力が”０”）とならず、消光比が劣化する。
特開平１１−５２３１５公報

上記のように、従来のマッハツェンダ型光変調器は直流成分を含む変調信号電圧で駆動されると、DCドリフトが生じ、消光比が劣化するという問題があった。

本発明は上記の問題に鑑みてなされたものであり、直流成分を含む変調信号電圧で駆動してもDCドリフトが生じないマッハツェンダ型光変調器の駆動方法及びその駆動方法で実現することができる光変調装置を提供することを課題とする。

課題を解決するためになされた請求項1に係る発明は、マッハツェンダ型光変調器の駆動方法であって、電気光学効果を有する基体にマッハツェンダ型光導波路が形成され、該マッハツェンダ型光導波路に交差する方向に変調信号電圧を印加するための変調用電極を備え、該変調用電極に印加される変調信号電圧に応じて出力光の強度を変調するマッハツェンダ型光変調器の該変調用電極に、前記変調信号電圧として正の実効値と負の実効値とが等しい変調信号電圧を交互に供給することを特徴としている。

たとえば、最初にマッハツェンダ型光導波路に交差する一方の方向（ここではこの方向を正の方向とし、正の方向の反対方向を負の方向とする）の直流電圧（正の直流電圧）が印加されると、マッハツェンダ型光導波路の正の方向側に位置する基体の一部に正の電荷が蓄積され、マッハツェンダ型光導波路の負の方向側に位置する基体の一部に負の電荷が蓄積される。その結果、マッハツェンダ型光導波路が形成される基体に、マッハツェンダ型光導波路を交差し、正の方向側から負の方向側に向かう内部電界ΔＥが発生する。次に、マッハツェンダ型光導波路に交差する他方の方向（ここではこの方向を負の方向とし、負の方向の反対方向を正の方向とする）の直流電圧（負の直流電圧）が印加されると、マッハツェンダ型光導波路の正の方向側に位置する基体の一部に負の電荷が蓄積し、マッハツェンダ型光導波路の負の方向側に位置する基体の一部に正の電荷が蓄積される。その結果、マッハツェンダ型光導波路を交差し、負の方向側から正の方向側に向かう内部電界ΔＥ’が発生する。

具体的には、マッハツェンダ型光導波路を挟んで一方に、変調用電極として信号電極を配置し、他方に変調用電極として対向電極を配置することで、マッハツェンダ型光導波路を交差する方向に電圧を印加させることができる。この場合、信号電極から対向電極に向かって正の直流電圧を印加すると、マッハツェンダ型光導波路と信号電極の間に負の電荷が蓄積され、マッハツェンダ型光導波路と対向電極の間に正の電荷が蓄積される。信号電極から対向電極に向かって負の直流電圧を印加すると、マッハツェンダ型光導波路と信号電極の間に正の電荷が蓄積され、マッハツェンダ型光導波路と対向電極の間に負の電荷が蓄積される。

このとき、正の直流電圧の実効値と負の直流電圧の実効値が等しいと、正の電圧が印加されたとき蓄積される電荷量と、負の電圧が印加されたとき蓄積される電荷量が等しいので、発生する内部電界ΔＥとΔＥ’は等しく向きが逆向きのため互いに相殺される。したがって、このような正の直流電圧と負の直流電圧とを交互に供給することにより、ＤＣドリフトが防止される。

また、請求項２に係る発明は、請求項１に記載のマッハツェンダ型光変調器の駆動方法であって、前記マッハツェンダ型光変調器の、前記変調用電極に印加される変調信号電圧と出力光の強度との関係である強度変調特性は、縦軸を光出力、横軸を変調信号電圧としたとき、横軸方向の周期がλの周期曲線であり、０Ｖを原点とする対称な（λ／２）電圧としてＶπと−Ｖπをもつ変調曲線で表されることを特徴としている。

変調信号電圧が振幅Ｖπの正負の繰り返しパルスでよいので、変調信号電圧発生が容易になる。

また、請求項３に係る発明は、請求項１に記載のマッハツェンダ型光変調器の駆動方法であって、前記マッハツェンダ型光変調器の、前記変調用電極に印加される変調信号電圧と出力光の強度との関係である強度変調特性は、縦軸を光出力、横軸を変調信号電圧としたとき、横軸方向の周期がλの周期曲線であり、０Ｖを原点とする対称な（λ／２）電圧としてＶπと−Ｖπをもつ変調曲線を（λ／４）の奇数倍だけ前記横軸方向にシフトさせた変調曲線で表されることを特徴としている。

変調信号電圧が振幅Ｖπ／２の正負の繰り返しパルスでよいので、変調信号電圧発生がより一層容易になる。

また、請求項４に係る発明は、請求項１に記載のマッハツェンダ型光変調器の駆動方法であって、前記変調信号電圧は、ベースラインが０Ｖの繰り返し信号パルスに該信号パルスの該ベースラインを負にシフトさせるＤＣバイアスシフト電圧を加えたものであることを特徴としている。

周期λの周期曲線である変調曲線が０Vを原点とする対称な（λ／２）電圧をもたない場合でも、光変調器のオン−オフ（”１”−”０”）のデューティ比を任意に設定できる正の実効値と負の実効値が等しい変調信号電圧を作ることができる。

また、請求項５に係る発明は、請求項１に記載のマッハツェンダ型光変調器の駆動方法であって、前記変調信号電圧は、前記出力光の強度が最大となる正の第１電圧を有する第１パルスと、該出力光の強度が最小となる負の第２電圧を有する第２パルスが交互に繰り返されることを特徴としている。

第１パルスのパルス幅と第２パルスのパルス幅で決まるデューティ比の光出力を得ることができる。

また、請求項６に係る発明は、請求項２に記載のマッハツェンダ型光変調器の駆動方法であって、前記変調信号電圧は、振幅が前記Ｖπである正パルスと、負パルスとが交互に繰り返され、該正パルスと該負パルスの間に０Ｖの区間が存在していることを特徴としている。

パルス幅とパルス間隔（０Ｖの区間）のデューティ比を制御することで、デューティ比を任意に制御することができる。

また、請求項７に係る発明は、請求項３に記載のマッハツェンダ型光変調器の駆動方法であって、前記変調信号電圧は、振幅が前記Ｖπの１／２である正パルスと、負パルスとが交互に繰り返されることを特徴としている。

変調信号電圧の振幅がＶπ／２であるので、蓄積される電荷量が少なく、より一層ＤＣドリフトが防止される。

課題を解決するためになされた請求項８に係る発明は、光変調装置であって、電気光学効果を有する基体にマッハツェンダ型光導波路が形成され、該マッハツェンダ型光導波路に交差する方向に変調信号電圧を印加するための変調用電極を備え、該変調用電極に印加される変調信号電圧に応じて出力光の強度を変調するマッハツェンダ型光変調器と、前記変調信号電圧として正の実効値と負の実効値とが等しい変調信号電圧を、前記変調用電極に交互に供給する変調信号電圧発生器と、を有することを特徴としている。

また、請求項９に係る発明は、請求項８に記載の光変調装置であって、前記マッハツェンダ型光変調器は、前記変調用電極に印加される変調信号電圧と出力光の強度との関係である強度変調特性として、縦軸を光出力、横軸を変調信号電圧としたとき、横軸方向の周期がλの周期曲線であり、０Ｖを原点とする対称な（λ／２）電圧としてＶπと−Ｖπをもつ変調曲線で表される強度変調特性をもつことを特徴としている。

また、請求項１０に係る発明は、請求項８に記載の光変調装置であって、前記マッハツェンダ型光変調器は、前記変調用電極に印加される変調信号電圧と出力光の強度との関係である強度変調特性として、縦軸を光出力、横軸を変調信号電圧としたとき、横軸方向の周期がλの周期曲線であり、０Ｖを原点とする対称な（λ／２）電圧としてＶπと−Ｖπをもつ変調曲線を（λ／４）の奇数倍だけ前記横軸方向にシフトさせた変調曲線で表される強度変調特性を有することを特徴としている。

また、請求項１１に係る発明は、請求項８に記載の光変調装置であって、前記変調信号電圧発生器は、ベースラインが０Ｖの繰り返し信号パルスを発生する信号パルス発生回路と、該信号パルス発生回路から発生された該繰り返し信号パルスに加えて該ベースラインを負にシフトさせるＤＣバイアスシフト電圧を発生するＤＣバイアスシフト回路と、を有することを特徴としている。

また、請求項１２に係る発明は、請求項８に記載の光変調装置であって、前記変調信号電圧は、前記出力光の強度が最大となる正の第１電圧を有する第１パルスと、該出力光の強度が最小となる負の第２電圧を有する第２パルスが交互に繰り返されることを特徴としている。

また、請求項１３に係る発明は、請求項９に記載の光変調装置であって、前記変調信号電圧は、振幅が前記Ｖπである正パルスと、負パルスとが交互に繰り返され、該正パルスと該負パルスの間に０Ｖの区間が存在していることを特徴としている。

また、請求項１４に係る発明は、請求項１０に記載の光変調装置であって、前記変調信号電圧は、振幅が前記Ｖπの１／２である正パルスと、負パルスとが交互に繰り返されることを特徴としている。

変調信号電圧の正の実効値と負の実効値が等しいので、正の実効値で発生する内部電界と負の実効値で発生する内部電界が等しく逆向きであり、それらは互いに相殺しあうのでＤＣドリフトが起こらなくなる。これによりオン／オフ消光比低下を抑えることができる。

本発明を実施するための最良の形態を図面を参照して説明する。図１は本発明の光変調装置の概略構成図、図２は光変調器の変調曲線が周期λの周期曲線で、０Vを原点とする対称な半波長電圧としてVπと−Vπをもつ場合の動作を説明するための図であり、図３は光変調器の変調曲線が周期λの周期曲線で０Vを原点とする対称な半波長電圧としてVπと−Vπをもつ変調曲線を（λ／４）の奇数倍だけシフトさせた場合の動作を説明するための図であり、図４は光変調器の変調曲線が周期λの周期曲線で０Vを原点とする対称な半波長電圧としてVπと−Vπをもつ変調曲線を（λ／４）の整数倍以外の量シフトさせた場合の動作を説明するための図である。

本発明の光変調装置１００は、電気光学効果を有する基体３０に、マッハツェンダ型光導波路１１が形成され、該マッハツェンダ型光導波路１１に変調信号電圧を印加するための変調用電極１２を備えたマッハツェンダ型光変調器１と、該変調用電極１２に変調信号電圧を供給する変調信号電圧発生器２とを有する。マッハツェンダ型光変調器１は、変調用電極１２に供給される変調信号電圧に応じて、出力光の強度を変調するものである。一方、変調信号電圧発生器２は、変調用電極１２に正の実効値と負の実効値とが等しい変調信号電圧を交互に供給するものである。マッハツェンダ型光導波路１１は一本の入力導波路１１１をＹ分岐１１２で二本の干渉腕導波路１１３、１１３’に分岐し、Ｙ分岐１１２’で再び一本の出力導波路１１１’に交差させたものである。変調用電極１２は二つの干渉腕導波路１１３、１１３’の間に形成された信号電極１２１aと干渉腕導波路１１３、１１３’を挟むように設けられた対向電極１２１b、１２１’bからなる。

ニオブ酸リチウム（ＬＮ：ＬｉＮｂＯ₃）、タンタル酸リチウム（ＬＴ：ＬｉＴａＯ₃）など電気光学効果を有する基体３０にマッハツェンダ型光導波路１１を形成するには、最初導波路パターンを転写形成するためのフォトレジストをスピンコータ等で塗布する。次に対称な導波路パターンが描画されているフォトマスクを用いて露光・現像を行い導波路パターンを形成する。次に導波路を形成するために例えばチタンを蒸着し、フォトレジストとその上のチタンを除去する。次に基体３０を９００〜１１００°Ｃに加熱処理して、チタンを熱拡散させることでマッハツェンダ型光導波路１１が形成される。

基体３０に変調用電極１２を形成するには、最初電極パターンを転写するためのフォトレジストをスピンコータで塗布し、電極パターンが描画されているフォトマスクを用いて露光・現像を行い電極パターンを形成する。次に例えば電気メッキ法で金メッキを行い、金電極（信号電極１２１a、対向電極１２１b、１２１’b）を形成する。

たとえば、干渉腕導波路１１３，１１３’の光学長さ（＝屈折率×長さ）を等しく作製することで、図２に示すようなＶπ電圧が原点に対称な変調曲線１３をもつ光変調器１とすることができる。また、干渉腕導波路１１３の光学長さをＬ，干渉腕導波路１１３’の光学長さをＬ’、変調曲線の周期をλとすると、たとえば、ｎを整数としたとき、Ｌ−Ｌ’＝（λ／４）×（２ｎ＋１）になるように干渉腕導波路１１３，１１３’を作製することで、図３に示すような（λ／４）×（２ｎ＋１）シフトした変調曲線１３’もつ光変調器１とすることができる。なお、ここで、ｎ＝０，１，２，３・・・で、図３はｎ＝０の場合である。さらに、たとえば、上記背景技術で説明した特開平１１−５２３１５公報のように、干渉腕導波路１１３’の一部に干渉腕導波路１１３’と異なるドーパントをドープしてシフト量を調節することで、図４に示すようなシフト量がλ／４の整数倍以外の任意の大きさシフトした変調曲線１３”をもつ光変調器１とすることができる。

変調信号電圧発生器２は、光変調器１の信号電極１２１aに正の実効値と負の実効値が等しい変調信号電圧を交互に供給するためのもので、正の実効値と負の実効値が等しい所定の変調信号電圧を発生する。光変調器１が図２に示すようなＶπ電圧が原点に対称な変調曲線１３をもつ場合は、図２に示すような振幅がＶπでパルス幅τ_pの正パルスとパルス幅τ_nの負パルスがτ’の間隔で交互に繰り返され、τ_p＝τ_nである変調信号電圧２１を発生する変調信号電圧発生器２を用いる。なお、本発明で用いている実効値は、たとえば、上記の場合、実効値２１１＝Ｖπ｛τ_p／（τ_p＋２τ’＋τ_n）｝^1/2、実効値２１２＝Ｖπ｛τ_n／（τ_p＋２τ’＋τ_n）｝^1/2である。

光変調器１が図３に示すような図２に示す変調曲線１３をλ／４シフトさせた変調曲線１３’をもつ場合は、図３に示すような振幅がＶπ／２でパルス幅τ_pの正パルスとパルス幅τ_nの負パルスが交互に繰り返され、τ_p＝τ_nである変調信号２１’を発生する変調信号電圧発生器２を用いる。

光変調器１が図４に示すような図２に示す変調曲線１３をλ／４の整数倍以外の任意の大きさシフトさせた変調曲線１３”をもつ場合は、図４に示すような振幅がＥ₁でパルス幅τ_pの正パルスと振幅がＥ₀でパルス幅τ_nの負パルスが交互に繰り返され、τ_p≠τ_nである変調信号電圧２１”を発生する変調信号電圧発生器２を用いる。なお、ここで、Ｅ₀（＜０）は光出力が”０”（最小）となる電圧であり、Ｅ₁は光出力が”１”（最大）となる電圧であり、且つＥ₁τ_p ^1/2＝Ｅ₀τ_n ^1/2である。

変調信号電圧発生器２は、ベースラインが０Ｖの繰り返し信号パルスを発生する信号パルス発生回路と、信号パルス発生回路から発生された繰り返し信号パルスに加えてベースラインを負にシフトさせるＤＣバイアスシフト電圧を発生するＤＣバイアスシフト回路と、を有することが好ましい。

たとえば、図４で変調曲線１３”のＥ₁＝２｜Ｅ₀｜の場合、４τ_p＝τ_n、すなわちデューティ比τ_p：τ_n＝１：４の変調信号２１”を発生させる必要があるが、それは次のように行われる。すなわち、信号パルス発生回路からベースラインが０Ｖで、振幅が（Ｅ₁−Ｅ₀）、パルス幅がτ_p、パルス間隔がτ_nの繰り返し信号パルスを発生させ、ＤＣバイアスシフト回路からＥ₀のバイアス電圧を発生させ、両者を加えあわせると、振幅がＥ₁でパルス幅τ_pの正パルスと振幅がＥ₀でパルス幅τ_nの負パルスが交互に繰り返される変調信号電圧２１”となる。なお、上記の例では、Ｅ₁が正でＥ₀が負の場合を例示しているが、これらの符号を逆にした場合、すなわち、Ｅ₁が負でＥ₀が正の場合でもよい。この場合には、振幅が、Ｅ₁でパルス幅がτ_nの正のパルスが交互に繰り返される変調信号電圧となる。以上の説明は、はじめに特定の変調曲線（Ｅ₁＝２｜Ｅ₀｜）を有する光変調器があることから出発して、ＤＣドリフトが発生しないように変調信号のデューティ比τ_p：τ_nを１：４にする変調信号電圧を発生させるものであったが、逆にしてもよい。すなわち、たとえば、変調信号および光出力特性のデューティ比τ_p：τ_nが１：１．５の光変調装置を構成するには、次のようにすればよい。信号パルス発生回路から振幅が（Ｅ₁−Ｅ₀）でパルス幅がτ_p、パルス間隔がτ_n（＝１．５τ_p）の繰り返し信号パルスが発生され、ＤＣバイアスシフト回路からＥ₀のバイアス電圧が発生され、両者が加え合わされて、振幅がＥ₁でパルス幅τ_pの正パルスと振幅がＥ₀でパルス幅τ_nの負パルスが交互に繰り返される変調信号電圧２１”が発生される変調信号発生器２を用意する。次に、Ｅ₁＝（１．５）^1/2｜Ｅ₀｜の変調曲線１３”をもつ光変調器１を用意することで、デューティ比１：１．５の光出力特性とすることができる。この場合も、Ｅ₁が正でＥ₀が負の場合を例示しているが、これらの符号を逆にした場合、すなわち、Ｅ₁が負でＥ₀が正の場合でもよい。

したがって、変調信号電圧発生器２が、信号パルス発生回路と、ＤＣバイアスシフト回路と、を有するようにすることで、任意のデューティ比で正の実効値と負の実効値が等しい変調信号電圧を作ることができ、任意のデューティ比の光出力特性をもつＤＣドリフトのない光変調装置とすることができる。

以上は信号パルス発生回路が、矩形波信号パルスを発生する場合について説明したが、矩形波信号パルスに限定されるものでない。たとえば、信号パルスとしては、三角波パルス、正弦波パルス、交流電圧を整流した全波又は半波整流波形、あるいは周期関数波でもよい。

次に、作用および効果について説明する。光変調器１が図２に示すようなＶπ電圧が原点に対称な変調曲線１３をもつ場合、変調器１の信号電極１２１ａに変調信号電圧発生器２から、振幅がＶπでパルス幅τ_pの正パルスとパルス幅τ_nの負パルスがτ’の間隔で交互に繰り返され、τ_p＝τ_nである変調信号電圧２１が供給されると、正パルスと負パルスの間すなわちτ_pとτ_nの時間はそれぞれＶπ、−Ｖπ電圧が印加されるので光出力が”０”、それ以外すなわちτ’の時間は０Ｖが印加されるので光出力が”１”となり、図２に示す光出力波形１４となる。τ_p＝τ_nであるので、正の実効値２１１＝Ｖπ｛τ_p／（τ_p＋２τ’＋τ_n）｝^1/2と負の実効値２１２＝Ｖπ｛τ_n／（τ_p＋２τ’＋τ_n）｝^1/2が等しく、正パルスが印加されたことによって蓄積された電荷による内部電界と、負パルスが印加されたことによって蓄積された電荷による内部電界が互いに逆向きで等しい大きさである。したがって、互いの内部電界が相殺され、ＤＣドリフトが防止される。また、この場合は、正パルスと負パルスの間隔τ’を任意に設定しても正の実効値２１１と負の実効値２１２を等しくできるので、任意のデューティ比τ’：τ_p＝τ’：τ_nの光出力特性とすることができる。なお、上記の場合は、マッハツェンダ型光変調器の強度変調特性が、電圧が０Ｖで出力光が最大となり、電圧がＶπ及び−Ｖπで出力光が最小となる場合を示すものであるが、これとは逆に、電圧が０Ｖで出力光が最小となり、電圧がＶπ及び−Ｖπで出力光が最大となる強度変調特性であってもよい。この場合にも、変調信号電圧を正の実効値と負の実効値とが等しい変調信号電圧とすることで、上記と同様の作用を得ることができる。

光変調器１が図３に示すような図２に示す変調曲線１３をλ／４の奇数倍シフトさせた変調曲線１３’をもつ場合、変調器１の信号電極１２１ａに変調信号電圧発生器２から、振幅がＶπ／２でパルス幅τ_pの正パルスとパルス幅τ_nの負パルスが交互に繰り返され、τ_p＝τ_nである変調信号電圧２１’が供給されると、正パルスの間すなわちτ_pの時間はＶπ／２の電圧が印加されるので光出力が”１”となり、負パルスの間すなわちτ_nの時間は−Ｖπ／２の電圧が印加されるので光出力が”０”となり、図３に示す光出力波形１４’となる。この場合も正の実効値２１１’＝（Ｖπ／２）｛τ_p／（τ_p＋τ_n）｝^1/2、負の実効値２１２’＝（Ｖπ／２）｛τ_n／（τ_p＋τ_n）｝^1/2 であり、τ_p＝τ_nであるので、実効値２１１’＝実効値２１２’である。したがって、正パルスが印加されたことによって蓄積された電荷による内部電界と、負パルスが印加されたことによって蓄積された電荷による内部電界が互いに逆向きで等しい大きさであるので、互いの内部電界が相殺され、ＤＣドリフトが防止される。また、この場合は、印可する電圧がＶπ電圧の半分でよく、絶縁対策、ノイズ対策が容易になると共に、蓄積される電荷量が少なく、より一層ＤＣドリフトが防止される。なお、この場合は、光出力特性１４’のデューティ比τ_p：τ_nは１：１に固定される。また、上記の場合は、マッハツェンダ型光変調器の強度変調特性が、電圧が−Ｖπ／２で出力光が最大となり、電圧がＶπ／２で出力光が最小となる場合を示すものであるが、これとは逆に、電圧が−Ｖπ／２で出力光が最小となり、電圧がＶπ／２で出力光が最大となるような強度変調特性であってもよい。この場合にも、変調信号電圧を正の実効値と負の実効値とが等しい変調信号電圧とすることで、上記と同様の作用を得ることができる。

光変調器１が図４に示すような図２に示す変調曲線１３をλ／４の整数倍以外の量シフトさせた変調曲線１３”をもつ場合、変調器１の信号電極１２１ａに変調信号電圧発生器２から、振幅がＥ₁でパルス幅がτ_pの正パルスと振幅がＥ₀でパルス幅がτ_nの負パルスが交互に繰り返され、Ｅ₁τ_p ^1/2＝｜Ｅ₀｜τ_n ^1/2である変調信号電圧２１”が供給されると、正パルスの間すなわちτ_pの時間はＥ₁の電圧が印加されるので光出力が”１”となり、負パルスの間すなわちτ_nの時間はＥ₀の電圧が印加されるので光出力が”０”となり、図４に示す光出力波形１４”となる。この場合も正の実効値２１１”＝Ｅ₁｛τ_p／（τ_p＋τ_n）｝^1/2 、負の実効値２１２”＝｜Ｅ₀｜｛τ_n／（τ_p＋τ_n）｝^1/2 であり、Ｅ₁τ_p ^1/2＝｜Ｅ₀｜τ_n ^1/2であるので、実効値２１１”＝実効値２１２”である。したがって、正パルスが印加されたことによって蓄積された電荷による内部電界と、負パルスが印加されたことによって蓄積された電荷による内部電界が互いに逆向きで等しい大きさであるので、互いの内部電界が相殺され、ＤＣドリフトが防止される。この場合の光出力特性のデューティ比τ_p：τ_nは、任意に選ぶことができる。

図５は、本実施例の光変調装置を用いた光送信装置の構成図であり、図６は本実施例装置における変調信号電圧発生器のブロック図、図７は本実施例装置における変調信号電圧発生器から発生された変調信号電圧波形である。

本実施例の光変調装置１００は、ＬＮ光変調器１と変調器１に変調信号電圧を供給する変調信号電圧発生器２と、変調信号電圧発生器２と光変調器１を連結するSMA（Ｓｕｂ Ｍｉｎｉａｔｕｒｅ Ｔｙｐｅ Ａ）コネクタ４と、変調信号電圧発生器２の電源３とからなる。光変調器１は、変調信号電圧発生器２からの変調信号電圧２５にマッチする変調曲線をもつように設計製作されたもので、信号電極（図１の１２１a）に接続されている変調信号入力ピン１２２aと対向電極（図１の１２１b、１２１’b）に接続されているグランドピン１２２bとを備えている。変調信号電圧発生器２は、信号パルス発生回路２２とＤＣバイアスシフト回路２３からなり、変調信号電圧を出力する出力端子２４aとアース端子２４bを備えている。変調信号電圧発生器２の出力端子２４aはSMAケーブル４１aとSMAコネクタ４を介して光変調器１の変調信号入力ピン１２２aに接続されている。アース端子２４bはSMAケーブル４１bとSMAコネクタ４を介して光変調器１のグランドピン１２２bに接続されている。なお、本実施例ではSMAケーブル４１a、４１bの長さが２０ｃｍのものを使用しているが、この長さはケーブルの許容電流、電圧降下、周波数特性を考慮して決められる。

図５において、２００は光変調器１に光を入力するための光発生器で、たとえばレーザダイオードなどを用いることができる。レーザダイオードを用いると、発生する光の偏波は直線編波している。２０１は光発生器２００からの光を伝搬させる光ファイバで、光発生器２００がレーザダイオードの場合、長さが５０ｃｍの偏波保存ファイバである。偏波保存ファイバを用いるのは、光発生器２００から発生した光の偏波面を保存するためで、その長さは特に使用上の不具合がなければいくらでもよい。２０３は、光変調器１に光を入力するための光ファイバで、２０２は光ファイバ２０１と２０３を繋ぐコネクタである。光ファイバ２０３も長さ５０ｃｍの偏波保存ファイバで、これはファイバ２０１からの光の偏波面を保存するためで、その長さは特に使用上の不具合がなければいくらでもよい。２０４は光変調器１から出射する光を出力するための光ファイバで、長さ５０ｃｍの偏波保存ファイバである。偏波保存ファイバを使用するのは、光変調器１から出射した光の偏波面を保存するためで、その長さは特に使用上の不具合がなければいくらでもよい。また、光変調器１から出射した光の偏波面を保存する必要がない場合は、偏波無依存のシングルモードファイバでもよい。

図７は、変調信号電圧発生器２が発生する変調信号電圧２５の説明図である。図の横軸は時間軸で、縦軸は電圧レベル軸で、τ_pは正信号パルスの時間幅（単位：秒）、τ_nは負信号パルスの時間幅（単位：秒）、Ｅ₁（＞０）はパルス電圧レベル（振幅、単位：Ｖ）、｜Ｅ₀｜はオフセット電圧レベル（単位：Ｖ）であり、Ｅ₁τ_p ^1/2＝｜Ｅ₀｜τ_n ^1/2という関係がある。

変調信号電圧２５は次のようにして発生される。パルス発生回路２２からＥ₁τ_p ^1/2＝｜Ｅ₀｜τ_n ^1/2の関係が成り立ち、ベースラインが０Ｖで、振幅が（Ｅ₁−Ｅ₀）、パルス幅がτ_p、パルス間隔がτ_nの繰り返し信号パルスを発生させ、ＤＣバイアスシフト回路２３からＥ₀（＜０）のバイアス電圧を発生させ、両者を加え合わせると、振幅がＥ₁でパルス幅τ_pの正パルスと振幅がＥ₀でパルス幅τ_nの負パルスが交互に繰り返される変調信号電圧２５となる。なお、ＤＣバイアスシフト回路２３はレギュレータと可変抵抗を有し、バイアス電圧Ｅ₀を変えることができるようになっているので、任意のデューティ比を達成することができる。

光変調器１に光出力が最大になる変調電圧がＥ₁で、光出力が最小になる変調電圧がＥ₀の変調曲線をもつように設計製作されたものを用いて、変調信号電圧発生器２から発生される振幅がＥ₁でパルス幅τ_pの正パルスと振幅がＥ₀でパルス幅τ_nの負パルスが交互に繰り返され、Ｅ₁τ_p ^1/2＝｜Ｅ₀｜τ_n ^1/2である変調信号電圧２５を供給することで、ＤＣドリフトが防止される。

次に本実施例での具体的な検証結果を説明する。変調信号電圧発生器２から発生される変調信号電圧が正パルスの実効値と負パルスの実効値が等しくなるようにした。すなわち、Ｅ₁τ_p ^1/2＝｜Ｅ₀｜τ_n ^1/2となるように、変調信号電圧発生器２のパルス発生回路２２からパルス幅τ_pが２０ｎｓ、パルス間隔τ_nが６μｓ、パルス振幅が（Ｅ₁−Ｅ₀）＝（４＋０．２３）Ｖの繰り返し信号パルスを発生させ、ＤＣバイアスシフト回路２３からＥ₀＝−０．２３Ｖのバイアス電圧を発生させ、両者を加え合わせて振幅が４Ｖでパルス幅が２０ｎｓの正パルスと、振幅が０．２３Ｖでパルス幅が６μｓの負パルスが交互に繰り返される変調信号電圧２５としている。

上記の変調信号電圧２５を光出力が最大になる変調電圧がＥ₁＝４Ｖで、光出力が最小になる変調電圧がＥ₀＝−０．２３Ｖの変調曲線をもつように設計製作された光変調器１に供給した。その結果、信号電極（図１の１２１a）に接続されている変調信号入力ピン１２２aに供給される変調信号電圧がＥ₁＝４．０Ｖのとき光出力が最大の”１”（光出力オン）となり、光ファイバ２０４から光が出力された。また、変調信号入力ピン１２２aに供給される変調信号電圧がＥ₀＝−０．２３Ｖのとき光出力が最小の”０”（光出力オフ）となり、光ファイバ２０４からの光出力が最小となった。オン−オフのデューティ比は１：３００であった。

また、本実施例の光変調装置１００を連続８時間動作させたがオン／オフ消光比の低下がみられず、消光比低下の原因となるＤＣドリフトが低減できた。なお、３０ｄＢという高い消光比が得られた。これは、Ｅ₁τ_p ^1/2＝４×（２０×１０^-9）^1/2＝５．６６×１０^-4で、｜Ｅ₀｜τ_n ^1/2＝０．２３×（６×１０^-6）^1/2 ＝５．６３×１０^-4であるので、Ｅ₁τ_p ^1/2＝｜Ｅ₀｜τ_n ^1/2がほぼ成立しているため、正パルスの実効値と負パルスの実効値が等しいためである。すなわち、実効値計算式で実効値を計算すると、正パルスの実効値＝Ｅ₁×｛τ_p／（τ_p＋τ_n）｝^1/2＝４×（２０×１０^-9／６０２０×１０^-9）^1/2＝０．２３であり、 負パルスの実効値＝Ｅ₀×｛τ_n／（τ_p＋τ_n）｝^1/2＝０．２３×（６０００×１０^-9／６０２０×１０^-9）^1/2＝０．２３であるので、両者に等式が成立するからである。

本発明を実施するための最良の形態の光変調装置の概略構成図である。 光変調器の変調曲線が周期λの周期曲線で、０Vを原点とする対象な半波長電圧Vπと−Vπをもつ場合の動作を説明するための図である。 光変調器の変調曲線が周期λの周期曲線で０Vを原点とする対象な半波長電圧Vπと−Vπをもつ変調曲線を（λ/４）の奇数倍だけシフトさせた場合の動作を説明するための図である。 光変調器の変調曲線が周期λの周期曲線で０Vを原点とする対象な半波長電圧Vπと−Vπをもつ変調曲線を（λ／４）の整数倍以外の量シフトさせた場合の動作を説明するための図である。 実施例の光変調装置を用いた光送信装置の概略構成図である。 実施例の光送信装置における変調信号電圧発生器のブロック図である。 実施例の光送信装置における変調信号発生器から発生された変調信号電圧波形である。 従来のマッハツェンダ型光変調器の平面図である。 変調信号電圧と出力光の関係を示す変調曲線である。

符号の説明

１・・・・・・・・・・・・・・マッハツェンダ型光変調器
２・・・・・・・・・・・・・・変調信号電圧発生器
１１・・・・・・・・・・・・・マッハツェンダ型光導波路
１２・・・・・・・・・・・・・変調用電極
１３、１３’、１３”・・・・・変調曲線
２１、２１’、２１”、２５・・変調信号電圧
２２・・・・・・・・・・・・・信号パルス発生回路
２３・・・・・・・・・・・・・ＤＣバイアスシフト回路
３０・・・・・・・・・・・・・基体
１００・・・・・・・・・・・・光変調装置
２１１、２１１’、２１１”・・正の実効値
２１２、２１２’、２１２”・・負の実効値

Claims (14)

1. 電気光学効果を有する基体にマッハツェンダ型光導波路が形成され、該マッハツェンダ型光導波路に交差する方向に変調信号電圧を印加するための変調用電極を備え、該変調用電極に印加される変調信号電圧に応じて出力光の強度を変調するマッハツェンダ型光変調器の該変調用電極に、前記変調信号電圧として正の実効値と負の実効値とが等しい変調信号電圧を交互に供給することを特徴とするマッハツェンダ型光変調器の駆動方法。
2. 前記マッハツェンダ型光変調器の、前記変調用電極に印加される変調信号電圧と出力光の強度との関係である強度変調特性は、縦軸を光出力、横軸を変調信号電圧としたとき、横軸方向の周期がλの周期曲線であり、０Ｖを原点とする対称な（λ/２）電圧としてＶπと−Ｖπをもつ変調曲線で表されることを特徴とする請求項１に記載のマッハツェンダ型光変調器の駆動方法。
3. 前記マッハツェンダ型光変調器の、前記変調用電極に印加される変調信号電圧と出力光の強度との関係である強度変調特性は、縦軸を光出力、横軸を変調信号電圧としたとき、横軸方向の周期がλの周期曲線であり、０Ｖを原点とする対称な（λ/２）電圧としてＶπと−Ｖπをもつ変調曲線を（λ/４）の奇数倍だけ前記横軸方向にシフトさせた変調曲線で表されることを特徴とする請求項１に記載のマッハツェンダ型光変調器の駆動方法。
4. 前記変調信号電圧は、ベースラインが０Ｖの繰り返し信号パルスに該信号パルスの該ベースラインを負にシフトさせるＤＣバイアスシフト電圧を加えたものであることを特徴とする請求項１に記載のマッハツェンダ型光変調器の駆動方法。
5. 前記変調信号電圧は、前記出力光の強度が最大となる正の第１電圧を有する第１パルスと、該出力光の強度が最小となる負の第２電圧を有する第２パルスが交互に繰り返されることを特徴とする請求項１に記載のマッハツェンダ型光変調器の駆動方法。
6. 前記変調信号電圧は、振幅が前記Ｖπである正パルスと、負パルスとが交互に繰り返され、該正パルスと該負パルスの間に０Ｖの区間が存在していることを特徴とする請求項２に記載のマッハツェンダ型光変調器の駆動方法。
7. 前記変調信号電圧は、振幅が前記Ｖπの１／２である正パルスと、負パルスとが交互に繰り返されることを特徴とする請求項３に記載のマッハツェンダ型光変調器の駆動方法。
8. 電気光学効果を有する基体にマッハツェンダ型光導波路が形成され、該マッハツェンダ型光導波路に交差する方向に変調信号電圧を印加するための変調用電極を備え、該変調用電極に印加される変調信号電圧に応じて出力光の強度を変調するマッハツェンダ型光変調器と、
   前記変調信号電圧として正の実効値と負の実効値とが等しい変調信号電圧を、前記変調用電極に交互に供給する変調信号電圧発生器と、
   を有することを特徴とする光変調装置。
9. 前記マッハツェンダ型光変調器は、前記変調用電極に印加される変調信号電圧と出力光の強度との関係である強度変調特性として、縦軸を光出力、横軸を変調信号電圧としたとき、横軸方向の周期がλの周期曲線であり、０Ｖを原点とする対称な（λ/２）電圧としてＶπと−Ｖπをもつ変調曲線で表される強度変調特性をもつことを特徴とする請求項８に記載の光変調装置。
10. 前記マッハツェンダ型光変調器は、前記変調用電極に印加される変調信号電圧と出力光の強度との関係である強度変調特性として、縦軸を光出力、横軸を変調信号電圧としたとき、横軸方向の周期がλの周期曲線であり、０Ｖを原点とする対称な（λ/２）電圧としてＶπと−Ｖπをもつ変調曲線を（λ/４）の奇数倍だけ前記横軸方向にシフトさせた変調曲線で表される強度変調特性を有することを特徴とする請求項８に記載の光変調装置。
11. 前記変調信号電圧発生器は、ベースラインが０Ｖの繰り返し信号パルスを発生する信号パルス発生回路と、該信号パルス発生回路から発生された該繰り返し信号パルスに加えて該ベースラインを負にシフトさせるＤＣバイアスシフト電圧を発生するＤＣバイアスシフト回路と、を有することを特徴とする請求項８に記載の光変調装置。
12. 前記変調信号電圧は、前記出力光の強度が最大となる正の第１電圧を有する第１パルスと、該出力光の強度が最小となる負の第２電圧を有する第２パルスが交互に繰り返されることを特徴とする請求項８に記載の光変調装置器。
13. 前記変調信号電圧は、振幅が前記Ｖπである正パルスと、負パルスとが交互に繰り返され、該正パルスと該負パルスの間に０Ｖの区間が存在していることを特徴とする請求項９に記載の光変調装置。
14. 前記変調信号電圧は、振幅が前記Ｖπの１／２である正パルスと、負パルスとが交互に繰り返されることを特徴とする請求項１０に記載の光変調装置。

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