JP2005348592A - 電源装置および車両用灯具 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の負荷に対して、所望の比率で電流を供給することができる電源装置を提供する。
【解決手段】レギュレータトランスと、レギュレータトランスに対して供給電流を供給するか否かをスイッチングする１次側スイッチと、１次側スイッチのスイッチング毎に、レギュレータトランスの２次側における出力電流の最小値を０に下げる制御回路と、レギュレータトランスの２次側へ、平行して複数接続されている負荷のそれぞれへの経路における電流の変化が、互いに磁束を打ち消しあう方向へ、それぞれの経路を磁気結合する結合トランスとを備える。この場合、制御回路は、２次側出力電流の最大値を、負荷に供給する電流の目標値の２倍より大きくする。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置および車両用灯具に関する。

従来、発光ダイオード素子を利用した車両用灯具が知られている（例えば、特許文献1参照。）。発光ダイオード素子は、点灯時において、両端に、所定の閾電圧に基づく順方向電圧を生じる。
特開２００２−２３１０１３号公報

発光ダイオード素子に生じる順方向電圧は、個体によるばらつきが大きい。そのため、車両用灯具においては、順方向電圧のばらつきに対応するため、発光ダイオード素子を、電流制御により点灯させる場合がある。しかし、車両用灯具においては、例えば配光設計等の関係上、並列に接続された複数の発光ダイオード素子を利用する場合がある。この場合に、並列の各列に供給する電流を、個別の回路により設定するとすれば、回路規模が増大する場合がある。また、これにより、車両用灯具のコストが増大する場合があった。

そこで本発明は、上記の課題を解決することのできる電源装置および車両用灯具を提供することを目的とする。この目的は特許請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。

このような課題を解決するために、本発明の第１の形態における電源装置は、レギュレータトランスと、レギュレータトランスに対して供給電流を供給するか否かをスイッチングする１次側スイッチと、１次側スイッチのスイッチング毎に、レギュレータトランスの２次側における出力電流の最小値を０に下げる制御回路と、レギュレータトランスの２次側へ、平行して複数接続されている負荷のそれぞれへの経路における電流の変化が、互いに磁束を打ち消しあう方向へ、それぞれの経路を磁気結合する結合トランスとを備える。制御回路は１次側スイッチのスイッチング毎に、レギュレータトランスの２次側における出力電流の最小値を０に下げるので、複数の負荷に対して、所望の比率で電流を供給することができる。

また、制御回路は、２次側出力電流の最大値を、負荷に供給する電流の目標値の２倍よりも大きくする。これにより、２次側電流の最小値が０になる場合であっても、出力電流の平均値を容易に目標値に近づけることができる。また、制御回路は、１次側の供給電圧に応じてスイッチングの周波数を変更することにより、１次側の供給電圧に依らずに２次側の平均電流を一定に保持する。これにより、１次側スイッチのスイッチング時における２次側電流の最大値を変更することなく、２次側電流の平均値を保持することができる。このためひいては、スイッチングレギュレータによる電力の損失を最小限に抑えることができる。

また、制御回路は、レギュレータトランスの２次側へ、平行して複数接続されている負荷に供給する電流の目標値が増加した場合に、１次側スイッチのスイッチング周波数を下げることにより２次側の平均電流を増加させる。これにより、１次側スイッチのスイッチング時における２次側電流の増加率を変更することなく、２次側電流の平均値を増加させることができる。

この場合、制御回路は、スイッチングのサイクル間における２次側出力電流が０である時間を、負荷に供給する電流の目標値または１次側の供給電圧に依らず略一定に保持する。これにより、電流の目標値が小さい場合または供給電圧が高い場合における電力損失を小さくすることができる。このためひいては、電源装置の温度上昇を抑え、電源装置の寿命の低下を抑えると共に、電源装置の信頼性を高めることができる。

本発明の他の形態における車両用灯具は、レギュレータトランスと、レギュレータトランスの２次側へ、平行して複数接続されている半導体発光素子と、レギュレータトランスに対して供給電流を供給するか否かをスイッチングする１次側スイッチと、１次側スイッチのスイッチング毎に、レギュレータトランスの２次側における出力電流の最小値を０に下げる制御回路と、半導体発光素子のそれぞれへの経路における電流の変化が、互いに磁束を打ち消しあう方向へ、それぞれの経路を磁気結合する結合トランスとを備える。この場合、制御回路は、スイッチングのサイクル間における２次側出力電流が０である時間を、半導体発光素子に供給する電流の目標値または１次側の供給電圧に依らず略一定に保持する。

なお上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなく、これらの特徴群のサブコンビネーションも又発明となりうる。

以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求にかかる発明を限定するものではなく、又実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の開発手段に必須であるとは限らない。

図１は、本発明の一実施形態に係る車両用灯具１０の構成を基準電圧電源５０と共に示す。基準電圧電源５０は、例えば車載のバッテリであり、電源装置１０２に所定の直流電圧を供給する。本例において、車両用灯具１０は、複数の光源部１０４ａおよびｂ、ならびに電源装置１０２を備える。本実施形態は、複数の光源部１０４に対して、所望の比率で電流を供給することができる電源装置１０２を提供することを目的とする。

複数の光源部１０４ａおよびｂは、電源装置１０２に接続される負荷の一例である。複数の光源部１０４ａおよびｂは、並列に接続されており、それぞれ1以上の発光ダイオード素子１２を有する。発光ダイオード素子１２は、本発明の半導体発光素子の一例であり、電源装置１０２から供給される電力に応じて、光を発生する。

尚、光源部１０４ａおよびｂは、それぞれ異なる数の発光ダイオード素子１２を有してよい。また、光源部１０４ａおよびｂは、並列に接続された複数の光源列を有してもよい。光源列とは、例えば、直列に接続された1以上の発光ダイオード素子１２の列である。

電源装置１０２は、電圧出力部２０２、複数の出力電流供給部２１０ａおよびｂ、電流比設定部２０４、電圧上昇検知部２０８、ならびに出力制御部２０６を有する。電圧出力部２０２は、コイル３０８、複数のコンデンサ３１０ａおよびｂ、スイッチング素子３１２、ならびに電源部用トランス３０６を含む。

コイル３０８は、電源部用トランス３０６の１次コイル４０２と直列に接続されており、基準電圧電源５０の出力電圧を、電源部用トランス３０６に供給する。コンデンサ３１０ａおよびｂは、コイル３０８の両端の電圧を平滑化する。本発明の１次側スイッチの一例であるスイッチング素子３１２は、電源部用トランス３０６の１次コイル４０２と直列に接続されており、出力制御部２０６の制御に応じてオンおよびオフすることにより、電源部用トランス３０６に対して供給電流を供給するか否かをスイッチングする。

本発明のレギュレータトランスの一例である電源部用トランス３０６は、１次コイル４０２、ならびに複数の２次コイル４０４ａおよびｂを有する。１次コイル４０２は、スイッチング素子３１２がオンになった場合に、コイル３０８を介して基準電圧電源５０から受け取る電流を流す。複数の２次コイル４０４ａおよびｂのそれぞれは、複数の光源部１０４ａおよびｂのそれぞれに対応して設けられており、１次コイル４０２に流れる電流および両端に加わる電圧に応じた電圧・電流を、対応する光源部１０４に、出力電流供給部２１０および電流比設定部２０４を介して印加する。これにより、電圧出力部２０２は、複数の光源部１０４ａおよびｂに電圧・電流を供給する。尚、複数の２次コイル４０４ａおよびｂは、それぞれ異なる巻数を有してよい。この場合、それぞれの２次コイル４０４ａおよびｂは、巻数に応じた異なる電圧をそれぞれ出力する。

複数の出力電流供給部２１０ａおよびｂのそれぞれは、複数の２次コイル４０４ａおよびｂのそれぞれに対応して設けられたダイオードであり、２次コイル４０４と電流比設定部２０４との間に、順方向接続されている。これにより、出力電流供給部２１０は、対応する２次コイル４０４が出力する電圧・電流を、電流比設定部２０４を介して、光源部１０４に供給する。

電流比設定部２０４は、複数のコンデンサ３１８ａおよびｂ、複数の直列抵抗３２０ａおよびｂ、出力側トランス３１４、複数の漏れインダクタンス電流供給部３１６ａおよびｂ、ならびに複数のコイル３２２ａおよびｂを含む。複数のコンデンサ３１８ａおよびｂ、ならびに複数の直列抵抗３２０ａおよびｂのそれぞれは、複数の光源部１０４ａおよびｂのそれぞれに対応して設けられる。そして、コンデンサ３１８は、対応する光源部１０４に流れる電流を平滑化する。また、直列抵抗３２０は、対応する光源部１０４と直列に接続されており、対応する光源部１０４に流れる電流に応じた電圧を、両端に生じる。

本発明の結合トランスの一例である出力側トランス３１４は、複数の出力側コイル４０６ａおよびｂを有する。複数の出力側コイル４０６ａおよびｂのそれぞれは、複数の光源部１０４ａおよびｂのそれぞれに対応して設けられる。出力側コイル４０６ａは、コイル３２２ａを介して光源部１０４ａに接続される。出力側コイル４０６ｂは、コイル３２２ｂを介して光源部１０４ｂに接続される。そして、複数の出力側コイル４０６ａおよびｂのそれぞれは、電圧出力部２０２が供給する電流を、対応する光源部１０４にそれぞれ流す。尚、それぞれの光源部１０４において、発光ダイオード素子１２は、対応するコイル３２２を介して、対応する出力側コイル４０６と直列に接続されている。

また、本例において、出力側コイル４０６ａおよびｂは互いに逆方向に巻かれたコイルである。そのため、複数の出力側コイル４０６ａおよびｂは、電圧出力部２０２がそれぞれの光源部１０４に供給する電流に応じて、互いに打ち消し合う方向の磁束を発生する。また、複数の出力側コイル４０６ａおよびｂは、互いにトランス結合されている。そのため、複数の出力側コイル４０６ａおよびｂは、巻線数の逆比となる大きさの電流を、それぞれ流す。複数のコイル３２２ａおよびｂのそれぞれは、出力側トランス３１４の漏れ磁束であってもよい。この場合、コイル３２２ａおよびｂのそれぞれは、対応する出力側コイル４０６ａおよびｂのそれぞれの巻数比の２乗に比例するインダクタンスを有する。

複数の漏れインダクタンス電流供給部３１６ａおよびｂのそれぞれは、複数の出力側コイル４０６ａおよびｂに対応して設けられたダイオードである。漏れインダクタンス電流供給部３１６は、アノードが２次コイル４０４の低電位側出力と接続され、出力電流供給部２１０を構成するダイオードのカソードと、２次コイル４０４の低電位側出力との間に逆方向接続される。この場合、漏れインダクタンス電流供給部３１６は、対応するコイル３２２に蓄積されるエネルギーを、対応する出力側コイル４０６を介して、コンデンサ３１８に放出する。これにより、漏れインダクタンス電流供給部３１６は、例えば、電圧出力部２０２から光源部１０４に供給される電流が減少した場合に、対応するコイル３２２に応じた電流を、光源部１０４に供給する。

本例において、漏れインダクタンス電流供給部３１６は、電源部用トランス３０６、スイッチング素子３１２、出力電流供給部２１０、出力側コイル４０６、およびコイル３２２と共に、フォワードコンバータを構成する。そして、漏れインダクタンス電流供給部３１６は、スイッチング素子３１２がオンの期間にコイル３２２に蓄積されたエネルギーを、スイッチング素子３１２がオフの期間に、コンデンサ３１８に放出する。

ここで、例えば漏れインダクタンス電流供給部３１６を用いないとすれば、コイル３２２に蓄積されたエネルギーは、スイッチング素子３１２がオフの期間に、損失となる。しかし、本例によれば、コイル３２２に蓄積されたエネルギーを、光源部１０４へ効率よく与えることができる。

電圧上昇検知部２０８は、光源部１０４ａおよびｂのそれぞれに印加される電圧の上昇を検知する。この電圧は、例えば、光源部１０４ａおよびｂのそれぞれと、その光源部１０４ａおよびｂに対応するコイル３２２ａおよびｂとの間のノードａおよびｂにおける電圧であり、例えば、ノード２１２の電位と接地電位との電位差の絶対値である。電圧上昇検知部２０８は、それぞれの光源部１０４に対して、ノード２１２の電圧が予め定められた値よりも上昇するのを検知する。電圧上昇検知部２０８は、ノード２１２の電位の絶対値の上昇を検知してよい。

本発明の制御回路の一例である出力制御部２０６は、電流検知部３０４およびスイッチ制御部３０２を含む。電流検知部３０４は、それぞれの直列抵抗３２０の両端に生じる電圧を検知することにより、その直列抵抗３２０に対応する光源部１０４に流れる電流を検知する。スイッチ制御部３０２は、電流検知部３０４が検知する電流に応じて、例えば公知のＰＷＭ制御またはＰＦＭ制御等により、スイッチング素子３１２がオンおよびオフとなる時間を制御する。これにより、スイッチ制御部３０２は、電流検知部３０４により検知される電流値が一定になるように、スイッチング素子３１２を制御する。ここで、光源部１０４ａおよびｂに流れる電流を両方とも検知しているが、予め出力側トランス３１４で電流比が定められているので、どちらか一方のみを電流検知してもよい。

また、光源部１０４ａおよびｂのいずれかについてのノード２１２ａおよびｂの電圧の上昇を電圧上昇検知部２０８が検知した場合、スイッチ制御部３０２は、スイッチング素子３１２をオフに保ち、電圧出力部２０２による電圧の出力を停止させる。これにより、出力制御部２０６は、異常が生じた場合に電源装置１０２を停止させるフェールセーフ機能を提供し、電源装置１０２の安全性を高める。

また、他の例において、スイッチ制御部３０２は、ノード２１２の電圧の上昇が検知された光源部１０４に対して、選択的に、電圧出力部２０２による電圧の出力を停止させてもよい。この場合、異常が発生していない光源部１０４を継続して点灯させることができる。これにより、故障に対する冗長性が高い車両用灯具１０を提供することができる。

ここで、車両用灯具１０においては、例えば配光設計の関係上、必要な電圧値及び電流値がそれぞれ異なる複数の光源部１０４ａおよびｂを用いる場合がある。この場合に、例えば光源部１０４毎に個別の電源装置１０２を設けるとすれば、コストの上昇を招くこととなる。しかし、本例によれば、一つの電源装置１０２において、複数の光源部１０４ａおよびｂ毎に個別の２次コイル４０４ａおよびｂを設けることにより、それぞれの光源部１０４に、個別に、適切な電圧を印加することができる。また、複数の出力側コイル４０６ａおよびｂを有する出力側トランス３１４を用いることにより、それぞれの光源部１０４ａおよびｂに供給する電流比を、適切に設定することができる。そのため、本例によれば、複数の光源部１０４を、低いコストで、適切に点灯させることができる。また、これにより、車両用灯具１０を低いコストで提供することができる。

なお、他の例において、出力側トランス３１４の出力側コイル４０６ａおよびｂは、同じ方向に巻かれたコイルであってもよい。この場合、複数の出力側コイル４０６ａおよびｂは、互いに強め合う方向の磁束を発生する。これにより、それぞれの出力側コイル４０６は、巻数の比に応じた電圧を両端に生じる。そのため、この場合、複数の出力側コイル４０６ａおよびｂは、対応する光源部１０４ａおよびｂに印加すべき電圧に応じた比の巻数を有することが好ましい。

図２は、電源装置１０２の動作の一例を説明する図である。本図では、電源装置１０２のうち、説明に必要な部分を抜き出して示してある。図２（ａ）は、複数の光源部１０４ａおよびｂが正常な場合における電源装置１０２を示す。図２（ｂ）は、一方の光源部１０４ａがオープン状態となった場合における電源装置１０２を示す。ここでオープン状態とは、例えば光源部１０４の断線等により、ノード２１２と接地電位との間がハイインピーダンスになる状態である。

ここで、本例において、１次コイル４０２の巻数はＮ_ｐであり、２次コイル４０４ａおよびｂのそれぞれの巻数はＮ_ｓ１およびＮ_ｓ２であり、出力側コイル４０６ａおよびｂのそれぞれの巻数はＮ_ｏ１およびＮ_ｏ２である。また、２次コイル４０４ａおよびｂのそれぞれは、対応する光源部１０４、ならびにその光源部１０４に対応する出力側コイル４０６およびコイル３２２と直列に接続されている。

そして、１次コイル４０２は、所定の供給電圧Ｖ_ｉｎを、コイル３０８を介して、基準電圧電源５０（図１参照）から受け取る。この場合、２次コイル４０４ａは、Ｖ_ｏａ＝Ｖ_ｉｎ・Ｎ_ｓ１／Ｎ_ｐとなる端子電圧Ｖ_ａを出力する。２次コイル４０４ｂは、Ｖ_ｏｂ＝Ｖ_ｉｎ・Ｎ_ｓ２／Ｎ_ｐとなる端子電圧Ｖ_ｂを出力する。

そして、図２（ａ）に示すような、複数の光源部１０４ａおよびｂが正常な場合、出力側コイル４０６ａおよびｂは、Ｉ_ｏ１／Ｉ_ｏ２＝Ｎ_ｏ２／Ｎ_ｏ１となる電流Ｉ_ｏ１およびＩ_ｏ２をそれぞれ流す。これにより、電流比設定部２０４（図１参照）は、複数の光源部１０４ａおよびｂのそれぞれに流れる電流の比を設定する。

そして、ノード２１２ａおよびｂには、それぞれ出力する出力側コイル４０６ａおよびｂは、Ｖ_ｏ１＝Ｖ_ａ−Ｖ_ｔ１―Ｖ_Ｌ１、Ｖ_ｏ２＝Ｖ_ｂ−Ｖ_ｔ２−Ｖ_Ｌ２なる電圧Ｖ_ｏ１およびＶ_ｏ２が発生する。ここで、Ｖ_ｔ１は出力側コイル４０６ａに発生する電圧であり、Ｖ_ｔ２は出力側コイル４０６ｂに発生する電圧であり、Ｖ_Ｌ１は出力側コイル４０６ａの漏れ磁束を示すコイル３２２ａに発生する電圧であり、Ｖ_Ｌ２は出力側コイル４０６ｂの漏れ磁束を示すコイル３２２ｂに発生する電圧である。

ここで、出力側コイル４０６ａおよびｂのそれぞれは、生じる磁束を互いに打ち消し合うように巻かれているので、出力側コイル４０６ａおよびｂのインダクタンスは略０となる。また、出力側コイル４０６ａと出力側コイル４０６ｂとは、例えばサンドイッチ巻等により、互いに近接して巻いて漏れ磁束を少なくし、漏れ磁束とは別の専用コイル３２２ａおよびｂを設けてもよい。あるいは、故意に漏れ磁束を大きくする巻き方とし、漏れ磁束３２２ａおよびｂを生じさせてもよい。そのため、それぞれの漏れ磁束を示すコイル３２２ａおよびｂのインダクタンスＬ_１およびＬ_２が、電流を制限し、上昇・下降の傾きを決める。従って、複数の光源部１０４ａおよびｂが正常な場合、電源部トランス３０６と光源部１０４との間に存在するインダクタンス成分はＬ_１およびＬ_２のみとなる。

一方、図２（ｂ）に示すような、一方の光源部１０４ａがオープン状態となった場合、２次コイル４０４ａおよびｂの端子電圧Ｖ_ａおよびＶ_ｂは、Ｖ_ｉｎおよび電源部用トランス３０６における巻線数比により決まるため、いずれかの光源部１０４がオープン状態となった場合でも変化しない。しかし、この場合、オープン状態となった光源部１０４ａに対応する出力側コイル４０６ａは、出力側コイル４０６ｂに流れる電流に応じたエネルギーを蓄積することとなる。この場合、出力側コイル４０６ａの両端には、Ｖ_ｔ１＝Ｖ_ｔ２・Ｎ_ｏ１／Ｎ_ｏ２となる電圧Ｖ_ｔ１が生じる。また、光源部１０４ａがオープン状態なので、コイル３２２ａには電流が流れず、Ｖ_Ｌ１は０となる。これにより、出力側コイル４０６ａは、ノード２１２ａに、Ｖ_ｏ１＝Ｖ_ａ＋Ｖ_ｔ１＝Ｖ_ａ＋Ｖ_ｔ２・Ｎ_ｏ１／Ｎ_ｏ２となる電圧Ｖ_ｏ１を出力する。そのため、オープン状態となった光源部１０４ａに対応するノード２１２ａの電圧は、この光源部１０４ａが正常な場合と比べ上昇する。また、光源部１０４ｂへのインダクタンス成分は、４０６ｂと３２２ｂ（Ｌ_２）との和となり、正常時と比べても大きくなる。

ここで、例えば２次コイル４０４ａおよびｂの端子電圧Ｖ_ａおよびＶ_ｂを検知したとしても、端子電圧Ｖ_ａおよびＶ_ｂは、いずれかの光源部１０４がオープン状態となった場合でも変化しないため、光源部１０４のオープン状態を検知するのは困難である。しかし、本例において、電圧上昇検知部２０８（図１参照）は、ノード２１２ａおよびｂの電圧Ｖ_ｏ１およびＶ_ｏ２の上昇を検知する。そして、電圧上昇検知部２０８がいずれかのノード２１２の電圧の上昇を検知した場合、スイッチ制御部３０２（図１参照）は、電源装置１０２を停止させる。そのため、本例によれば、光源部１０４のオープン状態を適切に検出することができる。また、これにより、光源部１０４のオープン状態に対するフェールセーフ制御、および/または複数の光源部１０４の冗長性の制御を適切に行うことができる。即ち、光源部１０４ｂのみを点灯制御する。このとき、インダクタンス成分が比較的大きな、単なる１出力のフォワードコンバータとして動作する。

図３は、電源部用トランス３０６の他の例を示す。尚、以下に説明する点を除き、図３において、図１と同じ符号を付した構成は、図１における構成と同一又は同様の機能を有するため、説明を省略する。電源部用トランス３０６は、１次コイル４０２および２次コイル４０４を有する。２次コイル４０４は、１次コイル４０２に流れる電流、および１次コイル４０２との巻数比に応じた電圧を発生する。２次コイル４０４の一端は複数の出力電流供給部２１０ａおよびｂのそれぞれのアノードに接続され、他端は接地される。

本例においても、一つの電源装置１０２において、複数の光源部１０４のそれぞれに、個別に、適切な電圧を印加することができる。また、１個の出力側コイル４０６を有する電源部用トランス３０６を用いて、それぞれの光源部１０４に電圧を供給することができるので、電源部用トランス３０６が複数の２次コイル４０４を有する場合に比べて、素子数を少なくすることができる。そのため、電源装置１０２を小型化することができると共に、電源装置１０２を安価に構成することができる。

図４は、スイッチング素子３１２のゲート電圧と２次コイル４０４の電流との関係の一例を説明する図である。図４（ａ）は、スイッチング素子３１２のゲート電圧と２次コイル４０４の電流との関係の一例を示す。図４（ｂ）は、図４（ａ）よりも電源部用トランス３０６に供給される供給電圧が低い場合のスイッチング素子３１２のゲート電圧と２次コイル４０４の電流との関係の一例を示す。図４（ｃ）は、図４（ａ）よりも供給電圧が高い場合のスイッチング素子３１２のゲート電圧と２次コイル４０４の電流との関係の一例を示す。

本例において、出力制御部２０６は、公知のＰＷＭ制御に基づいて、予め定められた周期でＨｉｇｈおよびＬｏｗの電圧をスイッチング素子３１２のゲート端子に印加する。図４において、Ｔ_ＯＮは、１周期中において、スイッチング素子３１２が出力制御部２０６からＨｉｇｈの電圧をゲート端子に受け取る時間を示し、Ｔ_ＯＦＦは、１周期中において、スイッチング素子３１２が出力制御部２０６からＬｏｗの電圧をゲート端子に受け取る時間を示す。これにより、スイッチング素子３１２は、Ｔ_ＯＮの期間にオンすることにより１次コイル４０２に電流を流し、Ｔ_ＯＦＦの期間にオフすることにより、Ｔ_ＯＦＦの期間に１次コイル４０２に電流を流さない。

図４（ａ）に示す場合において、スイッチング素子３１２は、Ｔ_ＯＮの期間に１次コイル４０２に電流を流すことにより、出力制御部２０６によってオフにされるまで２次コイル４０４に流れる電流を増加させる。この場合、２次コイル４０４、出力電流供給部２１０、出力側コイル４０６、コイル３２２、およびコンデンサ３１８に電流が流れる。また、２次コイル４０４の電流が増加する場合の変化率は、供給電圧Ｖ_ｉｎに依存する。そのため、供給電圧Ｖ_ｉｎが高い場合には、２次コイル４０４の電流は急峻に立ち上がるので、ΔＴ_１は短くなる。また、供給電圧Ｖ_ｉｎが低い場合には、２次コイル４０４の電流は緩やかに立ち上がるので、ΔＴ_１は長くなる。

また、スイッチング素子３１２が出力制御部２０６によってオフにされると、漏れインダクタンス電流供給部３１６、出力側コイル４０６、コイル３２２、およびコンデンサ３１８に電流が流れることにより、出力側コイル４０６に流れる電流は減少する。出力側コイル４０６の電流が減少する場合の変化率は、供給電圧Ｖ_ｉｎに依存せず、回路定数によって定まる。光源部１０４および直列抵抗３２０へは、コンデンサ３１８から平均電流Ｉ_ａｖｅが供給されることになる。

このように、出力制御部２０６は、Ｔ_ＯＮの期間に１次コイル４０２に電流を流し、Ｔ_ＯＦＦの期間に１次コイル４０２に流れる電流を停止することにより、２次コイル４０４に、ΔＴ_１の期間に増加し、ΔＴ_２の期間に減少する電流を流す。また、出力制御部２０６は、Ｔ_ＯＦＦの期間をΔＴ_２よりも長くするようにパルスのデューティー比を制御する。これにより、２次コイル４０４に流れる電流は、１周期中のΔＴ_３に示す期間に０になる。このように、スイッチング素子３１２は、スイッチ制御部３０２の制御に応じて、繰り返しオンおよびオフとなることにより、出力側コイル４０６は、図４（ａ）に示すような、電流が流れない期間を含む鋸波状の電流を流す。そして、出力側コイル４０６に流れる電流は、コイル３２２およびコンデンサ３１８によって、平滑化されて光源部１０４に供給される。また、出力側コイル４０６に流れる電流の最大値をＩ_ｍａｘ、平滑化されて光源部１０４に供給される平均電流をＩ_ａｖｅとすると、出力制御部２０６は、Ｉ_ｍａｘがＩ_ａｖｅの２倍よりも大きくなるようにＴ_ＯＮの時間を制御する。

ここで、図２（ａ）を参照して各部の電圧および電流の関係を詳細に説明する。スイッチング素子３１２がオンの場合のＶ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃ、およびＶ_ｄのそれぞれの電圧をＶ_ａｏｎ、Ｖ_ｂｏｎ、Ｖ_ｃｏｎ、およびＶ_ｄｏｎと仮定すると、以下の関係式が成り立つ。
Ｖ_ａｏｎ＝Ｖ_ｉｎ（Ｎ_Ｓ１／Ｎ_Ｐ）−Ｖ_ｆ ・・・式１
Ｖ_ｂｏｎ＝Ｖ_ｉｎ（Ｎ_Ｓ２／Ｎ_Ｐ）−Ｖ_ｆ ・・・式２
Ｎ_ｏ１／Ｎ_ｏ２＝（Ｖ_ｃｏｎ−Ｖ_ａｏｎ）／（Ｖ_ｂｏｎ−Ｖ_ｄｏｎ） ・・・式３
Ｎ_ｏ１／Ｎ_ｏ２＝（（Ｖ_ｄｏｎ−Ｖ_ｏ２）／Ｌ_２）／（（Ｖ_ｃｏｎ−Ｖ_ｏ１）／Ｌ_１） ・・・式４

また、スイッチング素子３１２がオフの場合のＶ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃ、およびＶ_ｄのそれぞれの電圧をＶ_ａｏｆｆ、Ｖ_ｂｏｆｆ、Ｖ_ｃｏｆｆ、およびＶ_ｄｏｆｆと仮定すると、以下の関係が成り立つ。
Ｖ_ａｏｆｆ＝Ｖ_ｂｏｆｆ＝−Ｖ_ｆ ・・・式５
Ｎ_ｏ１／Ｎ_ｏ２＝（Ｖ_ａｏｆｆ−Ｖ_ｃｏｆｆ）／（Ｖ_ｄｏｆｆ−Ｖ_ｂｏｆｆ） ・・・式６
Ｎ_ｏ１／Ｎ_ｏ２＝（（Ｖ_ｏ２−Ｖ_ｄｏｆｆ）／Ｌ_２）／（（Ｖ_ｏ１−Ｖ_ｃｏｆｆ）／Ｌ_１） ・・・式７
なおここで、Ｖ_ｆは、出力電流供給部と漏れインダクタンス電流供給部のダイオードの電圧ドロップである。

また、上記の式１〜４および５〜７において、Ｖ_ａｏｎとＶ_ｂｏｎとの比と、Ｖ_ｏ１とＶ_ｏ２との比が完全に一致する場合、スイッチング素子３１２がオンの期間に出力側コイル４０６ｂからａへ与えられたエネルギーと同量のエネルギーが、スイッチング素子３１２がオフの期間に出力側コイル４０６ａからｂへ戻される。しかし、光源部１０４に含まれる発光ダイオード素子１２の順方向電圧は個体毎のバラツキが大きい。さらに、発光ダイオード素子１２の順方向電圧は温度によって変化し、その変化量も個体毎にバラツキがある。そのため、Ｖ_ｏ１とＶ_ｏ２との比を、Ｖ_ａｏｎとＶ_ｂｏｎとの比と一致させることは困難である。これにより、Ｖ_ａｏｎとＶ_ｂｏｎとの比が、Ｖ_ｏ１とＶ_ｏ２との比と異なる場合、スイッチング素子３１２がオンの期間に出力側コイル４０６ｂからａへ与えられたエネルギーと異なる量のエネルギーが、スイッチング素子３１２がオフの期間に出力側コイル４０６ａからｂへ戻され、出力側コイル４０６ａとｂとの間にエネルギーの偏りが発生し、出力側トランス３１４が偏磁することになる。

出力側トランス３１４が偏磁すると、出力側コイル４０６ａおよびｂの一方に直流電流が残存する。これにより、電源装置１０２の消費電流が増加し、電源装置１０２の発熱により、電源装置１０２が破損する場合がある。また、偏磁が累積すると、電源部用トランス３０６や出力側トランス３１４のコアの磁束が飽和し、光源部１０４に供給される電流が低下し、光源部１０４を適切に点灯させることができない場合がある。さらに、出力制御部２０６は、光源部１０４に供給される電流を所望の値に保とうとスイッチング素子３１２を制御するので、スイッチング素子３１２が発熱等により破損する場合がある。

しかし、本例において、出力制御部２０６は、スイッチング素子３１２のスイッチング毎に、Ｔ_ＯＦＦをΔＴ_２よりも長くすることにより、２次コイル４０４における出力電流の最小値を０に下げる。これにより、出力側トランス３１４の電流が０になる瞬間が発生する。そのため、出力側トランス３１４に偏磁が発生することがなく、出力側トランス３１４に直流電流が残存しない。従って、電源装置１０２の発熱を抑えることができると共に、複数の光源部１０４に対して、所望の比率で電流を供給することができる。ただし、出力側コイルａとｂ間のエネルギーの授受量を極力一致させ、偏磁要因を防ぐと共に、それによるロスを低減させるために、Ｖ_ａｏｎとＶ_ｂｏｎとの比と、Ｖ_０１とＶ_０２との比を極力一致させるように設定するのは当然である。

また、出力側コイル４０６ａおよびｂのそれぞれに流れる電流の変化量をそれぞれΔＩ_１およびΔＩ_２とし、コイル３２２ａおよびｂのそれぞれのインダクタンスをＬ_１およびＬ_２とし、スイッチング素子３１２がオンしている時間をＴ_ｏｎとし、オフしている時間をＴ_ｏｆｆと仮定すると、以下の関係式が成り立つ。
ΔＩ_１＝（（Ｖ_ｃｏｎ−Ｖ_ｏ１）／Ｌ_１）Ｔ_ｏｎ＝（（Ｖ_ｏ１−Ｖ_ｃｏｆｆ）／Ｌ_１）Ｔ_ｏｆｆ
・・・式８
ΔＩ_２＝（（Ｖ_ｄｏｎ−Ｖ_ｏ２）／Ｌ_２）Ｔ_ｏｎ＝（（Ｖ_ｏ２−Ｖ_ｄｏｆｆ）／Ｌ_２）Ｔ_ｏｆｆ
・・・式９

出力制御部２０６は、２次コイル４０４の電流の最大値であるＩ_ｍａｘを、光源部１０４に供給する電流の目標値であるＩ_ａｖｅの２倍より大きくするように、Ｔ_ＯＮの期間を制御する。これにより、２次コイル４０４の電流の最小値が０になる場合であっても、光源部１０４に供給する電流の平均値を容易に目標値に近づけることができる。

また、本例において出力制御部２０６は、電源部用トランス３０６に供給される供給電圧（Ｖ_ｉｎ）が低下した場合、図４(ｂ)に示すように、Ｔ_ＯＮの期間を長くすることにより、光源部１０４に供給する平均電流を一定に保つ。しかし、この場合においても、Ｔ_ＯＦＦの期間は、２次コイル４０４の電流が減少するのにかかる時間であるΔＴ_２よりも長くなるように制御する。これにより、複数の光源部１０４に対して、所望の比率で電流を供給することができると共に、電源部用トランス３０６の供給電圧（Ｖ_ｉｎ）が低下した場合であっても、光源部１０４に供給する平均電流を一定に保つことができる。

さらに、本例において出力制御部２０６は、電源部用トランス３０６に供給される供給電圧が上昇した場合、図４(ｃ)に示すように、Ｔ_ＯＮの期間を短くすることにより、光源部１０４に供給する平均電流を一定に保つ。この場合、Ｔ_ＯＦＦの期間は、ΔＴ_２よりもずっと長くなるので、出力側トランス３１４に偏磁が発生しない。これにより、複数の光源部１０４に対して、所望の比率で電流を供給することができると共に、電源部用トランス３０６の供給電圧が変動した場合であっても、光源部１０４に供給する平均電流を一定に保つことができる。

図５は、スイッチング素子３１２のゲート電圧と２次コイル４０４の電流との関係の他の例を説明する図である。図５（ａ）は、スイッチング素子３１２のゲート電圧と２次コイル４０４の電流との関係を示す。図５（ｂ）は、図５（ａ）よりも電源部用トランス３０６に供給される供給電圧が高い場合のスイッチング素子３１２のゲート電圧と２次コイル４０４の電流との関係を示す。図５（ｃ）は、図５（ａ）よりも供給電圧が低い場合のスイッチング素子３１２のゲート電圧と２次コイル４０４の電流との関係を示す。

本例において、出力制御部２０６は、Ｌｏｗの電圧を出力する時間であるＴ_ＯＦＦが一定である公知のＰＦＭ制御に基づいて、ＨｉｇｈおよびＬｏｗの電圧をスイッチング素子３１２のゲート端子に印加する。本例においてＴ_ＯＦＦは、電源部用トランス３０６の供給電圧および光源部１０４に供給する電流に依らず、スイッチング素子３１２がオフの期間に電流が０になるまでの時間であるΔＴ_２と略同一の長さになるように設定される。そのため、図５(ａ)に示すように、２次コイル４０４に流れる電流が０になる時間は短い。このような設定にするためには、Ｔ_ＯＦＦの時間をＶ_Ｏ１およびＶ_Ｏ２や、Ｌ_１およびＬ_２等の値、即ち、式８および式９に基づき決定すればよい。

ここで、例えば、２次コイル４０４に流れる電流が０である時間が長いとすると、所望の平均電流を光源部１０４に供給するためには、スイッチング素子３１２がオン期間に２次コイル４０４に流れる電流の最大値Ｉ_ｍａｘを大きくする必要がある。２次コイル４０４に流れる電流の最大値Ｉ_ｍａｘが大きいと、電源部用トランス３０６の電力変換効率は低下する。しかし、本例において、出力制御部２０６は、２次コイル４０４に流れる電流が０である時間を短くなるように設定されたＰＦＭ信号をスイッチング素子３１２のゲート端子に印加するので、電源部用トランス３０６の電力変換効率の低下を抑えることができる。このためひいては、電源装置１０２の温度上昇を抑え、電源装置１０２の寿命の低下を抑えると共に、電源装置１０２の信頼性を高めることができる。

電源部用トランス３０６に供給される電圧が高くなった場合、スイッチング素子３１２がオンすると、２次コイル４０４の電流は、図５(ａ)に示した場合に比べて急峻に上昇する。一方、スイッチング素子３１２がオフすると、２次コイル４０４の電流は、図５(ａ)に示した場合と同様にΔＴ_２の時間で０になる。本例において、出力制御部２０６は、図５（ｂ）に示すように、電源部用トランス３０６に供給される電圧が高くなった場合に、Ｔ_ＯＦＦをΔＴ_２と略同一の長さに固定しながら、スイッチング素子３１２をオンおよびオフにするスイッチング周波数を高くする。これにより、電源部用トランス３０６に供給される電圧が高くなった場合であっても、光源部１０４に供給される電流を一定に保つことができる。

また、電源部用トランス３０６に供給される電圧が低くなった場合、スイッチング素子３１２がオンすると、２次コイル４０４の電流は、図５(ａ)に示した場合に比べて緩やかに上昇する。一方、スイッチング素子３１２がオフすると、２次コイル４０４の電流は、図５(ａ)に示した場合と同様にΔＴ_２の時間で０になる。本例において、出力制御部２０６は、図５（ｃ）に示すように、電源部用トランス３０６に供給される電圧が低くなった場合に、Ｔ_ＯＦＦをΔＴ_２と略同一の長さに固定しながら、スイッチング素子３１２のスイッチング周波数を低くすることにより、光源部１０４に供給される電流を一定に保つ。このように、スイッチング素子３１２のスイッチング時における２次コイル４０４の電流の最大値Ｉ_ｍａｘを変更することなく、光源部１０４に供給される平均電流Ｉ_ａｖｅを保持することができるので、ひいては電源部用トランス３０６による電力の損失を最小限に抑えることができる。

図６は、スイッチング素子３１２のゲート電圧と２次コイル４０４の電流との関係のさらなる他の例を説明する図である。図６（ａ）は、スイッチング素子３１２のゲート電圧と２次コイル４０４の電流との関係を示す。図６（ｂ）は、図６（ａ）よりも光源部１０４に供給すべき平均電流Ｉ_ａｖｅが上昇した場合のスイッチング素子３１２のゲート電圧と２次コイル４０４の電流との関係を示す。

本例において、出力制御部２０６は、Ｔ_ＯＦＦが一定である公知のＰＦＭ制御に基づいて、ＨｉｇｈおよびＬｏｗの電圧をスイッチング素子３１２のゲート端子に印加する。また、本例においてＴ_ＯＦＦは、電源部用トランス３０６の供給電圧および光源部１０４に供給する電流に依らず、ΔＴ_２と略同一の長さになるように設定される。なお、本例において、電源部用トランス３０６に供給される電圧Ｖ_ｉｎは略一定とする。

図６（ｂ）に示すように、出力制御部２０６は、光源部１０４に供給する電流の目標値がＩ_ａｖｅ１からＩ_ａｖｅ２に増加した場合に、Ｔ_ＯＦＦをΔＴ_２と略同一の長さに固定しながら、スイッチング素子３１２のスイッチング周波数を下げることにより、光源部１０４に供給する平均電流を増加させる。これにより、スイッチング素子３１２のスイッチング時における２次コイル４０４の電流の増加率を変更することなく、２次コイル４０４の電流の平均値を増加させることができる。なお、式８および式９からわかる通り、Ｉ_ａｖｅが増加した分、即ち、ΔＩが増加した分、Ｔ_ＯＦＦの時間が長くなるように制御を行えばよい。

図７は、電圧上昇検知部２０８の構成の一例を示す。本例において、電圧上昇検知部２０８は、複数のツェナーダイオード５０８ａおよびｂ、コンパレータ５０６、抵抗５１２、定電圧源５１０、カウンタ５０４、ならびにラッチ５０２を有する。複数のツェナーダイオード５０８ａおよびｂは、複数の光源部１０４ａおよびｂ（図１参照）と対応して設けられる。そして、ツェナーダイオード５０８のカソードは、対応する光源部１０４についてのノード２１２と接続され、アノードは、コンパレータ５０６の一方の入力端子と接続される。また、コンパレータ５０６において、この入力端子は、抵抗５１２を介して接地されている。そのため、対応するノード２１２の電圧がツェナー電圧よりも大きくなった場合、ツェナーダイオード５０８は、このノード２１２の電圧を、コンパレータ５０６に与える。

また、コンパレータ５０６において、他方の入力端子は、定電圧源５１０から、所定の電圧を受け取る。定電圧源５１０は、ツェナーダイオード５０８のツェナー電圧よりも小さな電圧を、コンパレータ５０６に与える。そのため、いずれかノード２１２の電圧がツェナーダイオード５０８のツェナー電圧よりも大きくなった場合、コンパレータ５０６は、出力を反転させる。これにより、ノード２１２が予め定められた値よりも上昇するのを、適切に検知することができる。

カウンタ５０４は、コンパレータ５０６の出力を遅延させて、ラッチ５０２に供給する。ラッチ５０２は、カウンタ５０４の出力をラッチして、ラッチした値をスイッチ制御部３０２に出力する。これにより、例えば光源部１０４がオープン状態となる等の異常を、例えばノイズ等による一時的な電圧変動による電圧上昇から、適切に区別できる。そのため、本例によれば、ノード２１２の電圧の上昇を、適切に検知できる。また、これにより、例えば光源部１０４のオープン状態を、適切に検知することができる。

他の例において、電圧上昇検知部２０８は、複数のツェナーダイオード５０８ａおよびｂに代えて、複数の抵抗を有してもよい。これらの抵抗は、ツェナーダイオード５０８の代わりに、ノード２１２とコンパレータ５０６との間に設けられる。この場合も、ノード２１２の電圧の上昇を、適切に検知することができる。

図８は、電流検知部３０４の構成の一例を、複数の直列抵抗３２０ａおよびｂと共に示す。本例において、電流検知部３０４は、複数の光源部１０４ａおよびｂに対応して設けられた、複数の断線検出部６０２ａおよびｂ、ならびに複数の抵抗６０４ａおよびｂを有する。

断線検出部６０２は、ＰＮＰトランジスタ６０６、ＮＰＮトランジスタ６０８、および複数の抵抗を含む。ＰＮＰトランジスタ６０６のベース端子は、抵抗を介してエミッタ端子と接続され、エミッタ端子は、対応する光源部１０４と直列抵抗３２０との間のノードと接続される。また、コレクタ端子は、対応する抵抗６０４と接続される。ＮＰＮトランジスタ６０８のベース端子は、抵抗を介して、対応する光源部１０４と直列抵抗３２０との間のノードと接続され、コレクタ端子は、抵抗を介して、ＰＮＰトランジスタ６０６のベース端子と接続される。また、ＮＰＮトランジスタ６０８のエミッタ端子は接地される。抵抗６０４は、対応する断線検出部６０２におけるＰＮＰトランジスタ６０６のコレクタ端子と、スイッチ制御部３０２とを接続する。

そのため、対応する光源部１０４がオープン状態になっていない場合、光源部１０４と直列抵抗３２０との間のノードの電位は、光源部１０４に流れる電流値と、直列抵抗３２０の抵抗値との積となる。この場合、ＮＰＮトランジスタ６０８及びＰＮＰトランジスタ６０６はオンになり、抵抗６０４は、直列抵抗３２０の両端に生じる電圧を、断線検出部６０２から受け取る。

また、対応する光源部１０４が断線等によりオープン状態になっている場合、直列抵抗３２０には電流が流れないため、光源部１０４と直列抵抗３２０との間のノードの電位は接地電位となる。この場合、ＮＰＮトランジスタ６０８及びＰＮＰトランジスタ６０６はオフになり、抵抗６０４は、ハイインピーダンスを、断線検出部６０２から受け取る。

これにより、いずれの光源部１０４ａおよびｂもオープン状態になっていない場合、電流検知部３０４は、検知した電流値として、直列抵抗３２０ａおよびｂの両端に生じる電圧の平均値を、スイッチ制御部３０２に供給する。また、いずれかの光源部１０４ａおよびｂがオープン状態になった場合、電流検知部３０４は、検知した電流値として、オープン状態になっていない直列抵抗３２０ａおよびｂの両端に生じる電圧を、スイッチ制御部３０２に供給する。スイッチ制御部３０２は、電流検知部３０４から受け取る電圧が一定になるように、スイッチング素子３１２（図１参照）を制御する。

ここで、直列抵抗３２０は、光源部１０４、およびその光源部１０４に対応する出力側コイル４０６（図１参照）と直列に接続されている。そのため、対応する光源部１０４がオープン状態になっていない場合、複数の直列抵抗３２０ａおよびｂは、出力側コイル４０６ａおよびｂにより設定された電流比の電流を流す。

また、本例において、それぞれの直列抵抗３２０は、対応する光源部１０４に流れる電流比と逆比となる抵抗値をそれぞれ有する。そのため、本例において、それぞれの直列抵抗３２０は、対応する光源部１０４に流れる電流に応じて、ほぼ等しい電圧を生じる。そのため、本例によれば、直列抵抗３２０の両端に生じる電圧の平均値を、複数の直列抵抗３２０に対して共通に定められた設定電圧と等しくなるように制御することにより、複数の光源部１０４ａおよびｂに流れる電流を、適切に制御することができる。出力制御部２０６（図１参照）は、それぞれの直列抵抗３２０の両端に生じる電圧が、設定電圧と等しくなるように、電圧出力部２０２の出力電圧を制御してよい。

尚、車両用灯具１０（図１参照）が３以上の光源部１０４を有しており、いずれかの光源部１０４がオープン状態になった場合、電流検知部３０４は、オープン状態になっていない直列抵抗３２０の両端に生じる電圧の平均値を、スイッチ制御部３０２に供給してよい。また、他の例において、電流検知部３０４は、それぞれの直列抵抗３２０の両端に生じる電圧の和を、スイッチ制御部３０２に供給してもよい。

ここで、更なる他の例においては、複数の光源部１０４を、それぞれに与える電圧を制御することにより点灯させることも考えられる。しかし、この場合、発光ダイオード素子１２（図１参照）の順方向電圧のばらつきにより、制御が複雑化する場合がある。しかし、本例によれば、それぞれの光源部１０４に流れる電流を制御することにより、複数の光源部１０４を、適切に点灯させることができる。

図９は、出力電流供給部２１０および漏れインダクタンス電流供給部３１６の構成の他の例を示す。本例において、出力電流供給部２１０は、ダイオード８０２およびＮＭＯＳトランジスタ８０４を有する。漏れインダクタンス電流供給部３１６は、ダイオード８０８およびＮＭＯＳトランジスタ８０６を有する。

ダイオード８０２およびダイオード８０８は、図１における出力電流供給部２１０および漏れインダクタンス電流供給部３１６と同一又は同様の機能を有する。ＮＭＯＳトランジスタ８０４およびＮＭＯＳトランジスタ８０６は、スイッチ制御部３０２の制御に応じて、スイッチング素子３１２（図１参照）と同期して、オンおよびオフとなる。本例において、ＮＭＯＳトランジスタ８０４は、スイッチング素子３１２がオンになっている期間にオンになり、ダイオード８０２と共に、出力側コイル４０６に電流を供給する。また、ＮＭＯＳトランジスタ８０６は、スイッチング素子３１２がオフになっている期間にオンになり、ダイオード８０８と共に、出力側コイル４０６に電流を供給する。これにより、ＮＭＯＳトランジスタ８０４およびＮＭＯＳトランジスタ８０６は、ダイオード８０２およびダイオード８０８と同期整流を行う。これにより、例えばダイオード８０２およびダイオード８０８のみを用いて整流を行う場合とくらべ、電力の損失を低減することができる。なお、ダイオード８０２および８０６は、ＮＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードで構成してもよい。

図１０は、電圧出力部２０２の構成の他の例を示す。本例において、電圧出力部２０２は、複数の光源部１０４ａおよびｂ（図１参照）に対応して設けられた複数のスイッチ７０２ａおよびｂを有する。それぞれのスイッチ７０２は、対応する出力側コイル４０６と、基準電圧電源５０とを、スイッチ制御部３０２の指示に応じて接続する。この場合、スイッチ制御部３０２は、複数のスイッチ７０２ａおよびｂを同期的に、同時にオンおよびオフにする。出力側コイル４０６は、スイッチ制御部３０２の制御に応じた矩形波を、対応するスイッチ７０２から受け取る。本例においても、複数の出力側コイル４０６ａおよびｂにより、複数の出力側コイル４０６ａおよびｂに流れる電流比を、適切に設定することができる。

図１１は、車両用灯具１０の構成の他の例を示す。尚、以下に説明する点を除き、図１１において、図１と同じ符号を付した構成は、図１における構成と同一又は同様の機能を有するため、説明を省略する。本例において、車両用灯具１０は、複数の光源部１０４ａ〜ｃを備える。電源部用トランス３０６は、複数の光源部１０４ａ〜ｃに対応して、複数の２次コイル４０４ａ〜ｃ、複数の出力電流供給部２１０ａ〜ｃ、複数の漏れインダクタンス電流供給部３１６ａ〜ｃ、複数のコンデンサ３１８ａ〜ｃ、および複数の直列抵抗３２０ａ〜ｃを有する。また、本例において電圧上昇検知部２０８は、ノード２１２ａおよびｂに加えて、光源部１０４ｃと、その光源部１０４ｃに対応するコイル３２２ｃとの間のノード２１２ｃにおける電圧を検出する。

また、電流比設定部２０４は、光源部１０４の個数よりも１個少ない複数の出力側トランス３１４ａおよびｂを有する。出力側トランス３１４ａは、複数の出力側コイル４０６ａ、ｂ、およびｃを含む。出力側トランス３１４ｂは、複数の出力側コイル４０８ｂおよびｃを含む。出力側コイル４０６ａは、光源部１０４ａに対応して設けられており、コイル３２２ａを介して光源部１０４ａと直列に接続されている。出力側コイル４０６ｂおよび出力側コイル４０８ｂは、光源部１０４ｂに対応して設けられており、コイル３２２ｂを介して光源部１０４ｂと直列に接続されている。出力側コイル４０８ｃおよび出力側コイル４０８ｃは、光源部１０４ｃに対応して設けられており、コイル３２２ｃを介して光源部１０４ｃと直列に接続されている。

以下、出力側トランス３１４ａおよびｂについて更に詳しく説明する。出力側トランス３１４ａにおいて、出力側コイル４０６ｂおよびｃは、出力側コイル４０６ａと逆方向に巻かれている。また、出力側コイル４０６ｂおよびｃは、同じ方向に巻かれている。そのため、出力側コイル４０６ａと、出力側コイル４０６ｂおよびｃとは、電圧出力部２０２がそれぞれの光源部１０４に供給する電流に応じて、互いに打ち消し合う方向の磁束を発生する。この場合、出力側コイル４０６ａは、光源部１０４ａに流れる電流と、光源部１０４ｂおよびｃに流れる電流の和との比を定める。また、これにより、出力側トランス３１４ａは、電源部用トランス３０６が出力する総電流のうちの、光源部１０４ａに供給される電流の割合を定める。

なお、例えば、出力側コイル４０６ａ、出力側コイル４０６ｂ、および出力側コイル４０６ｃのそれぞれの巻数がＮ_ｏ１、Ｎ_ｏ２、およびＮ_ｏ３の場合、光源部１０４ａ、ｂ、およびｃのそれぞれに流れる電流をＩ_ｏ１、Ｉ_ｏ２、およびＩ_ｏ３とすると、Ｉ_ｏ１＝（Ｎ_ｏ２・Ｉ_ｏ２＋Ｎ_ｏ３・Ｉ_ｏ３）／Ｎ_ｏ１の関係が成り立つ。Ｉ_ｏ２とＩ_ｏ３との比は、出力側トランス３１４ｂにより定められる。

出力側トランス３１４ｂにおいて、出力側コイル４０８ｂと出力側コイル４０８ｃとは、逆方向に巻かれている。そのため、出力側コイル４０８ｂと出力側コイル４０８ｃとは、電圧出力部２０２がそれぞれの光源部１０４に供給する電流に応じて、互いに打ち消し合う方向の磁束を発生する。これにより、出力側トランス３１４ｂは、光源部１０４ｂに流れる電流と、光源部１０４ｃに流れる電流との比を定める。また、これにより、出力側トランス３１４ｂは、電源部用トランス３０６が出力する総電流から光源部１０４ａに流れる電流を除いた電流における、光源部１０４ｂおよびｃに供給される電流の割合を定める。そのため、本例によれば、車両用灯具１０が３以上の光源部１０４を有する場合においても、それぞれの光源部１０４に流れる電流を適切に設定することができる。

また、他の例において、車両用灯具１０は、第１から第Ｎの、Ｎ個（Ｎは２以上の整数２、３、・・・のいずれか）の光源部１０４を備えてもよい。この場合、電圧出力部２０２は、並列に接続されたＮ個の光源部１０４に電圧を印加する。電源装置１０２は、電圧出力部２０２と、光源部１０４との間に、第１から第（Ｎ−１）の、（Ｎ−１）個の出力側トランス３１４を備える。

そして、第ｋ（ｋは１≦ｋ≦Ｎ−１を満たす整数）の出力側トランス３１４は、第ｋの光源部１０４と直列に接続された出力側コイル４０６と、（Ｎ−ｋ）個の出力側コイル４０６とを有する。この（Ｎ−ｋ）個の出力側コイル４０６は、第（ｋ＋１）から第Ｎの光源部１０４のそれぞれと直列に接続されている。そして、これらの出力側コイル４０６は、第ｋの光源部１０４と直列に接続された出力側コイル４０６が発生する磁束を打ち消す方向の磁束を、電圧出力部２０２から供給される電流に応じて発生する。これにより、Ｎ個の光源部１０４に流れる電流の比を適切に設定することができる。

図１２は、車両用灯具１０の構成のさらなる他の例を示す。なお、以下に説明する点を除き、図１２において、図１または図１１と同じ符号を付した構成は、図１または図１１における構成と同一または同様の機能を有するため、説明を省略する。本例において、出力側コイル４０６および４０８は、対応する光源部１０４の下流側に設けられる。この場合、出力側コイル４０６は、例えば対応する直列抵抗３２０よりも下流に設けられる。またこの場合、例えば直列抵抗３２０の下流端が接地される。この場合も、複数の光源部１０４に流れる電流の比を、適切に設定することができる。

なお、他の例においては、例えば出力電流供給部２１０のカソードを接地してもよい。この場合、電源部用トランス３０６は、２次コイル４０４の低電位側出力から、負電圧を出力する。この場合も、複数の光源部１０４に流れる電流の比を適切に設定することができる、

上記説明から明らかなように本実施形態によれば、出力制御部２０６は、スイッチング素子３１２のスイッチング毎に、２次コイル４０４の電流の最小値を０に下げるので、複数の光源部１０４に対して、所望の比率で電流を供給することができる。また、出力制御部２０６は、２次コイル４０４の電流の最大値を、出力電流の目標値の２倍より大きくするので、２次コイル４０４の電流の最小値が０になる場合であっても、光源部１０４に供給される電流の平均値を容易に目標値に近づけることができる。さらに、出力制御部２０６は、電源部用トランス３０６に供給される電圧に応じてスイッチングの周波数を変更することにより、２次コイル４０４の平均電流を一定に保持するので、スイッチング素子３１２のスイッチング時における２次コイル４０４の電流の最大値を変更することなく、２次コイル４０４の電流の平均値を保持することができる。また、出力制御部２０６は、光源部１０４に供給する目標電流が増加した場合に、スイッチング素子３１２のスイッチング周波数を下げることにより２次コイル４０４の平均電流を増加させるので、スイッチング素子３１２のスイッチング時における２次コイル４０４の電流の増加率を変更することなく、２次コイル４０４の電流の平均値を増加させることができる。

以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。

本発明の一実施形態に係る車両用灯具１０の構成を、基準電圧電源５０と共に示す図である。 電源装置１０２の動作の一例を説明する図である。 電源部用トランス３０６の他の例を示す図である。 スイッチング素子３１２のゲート電圧と２次コイル４０４の電流との関係の一例を説明する図である。 スイッチング素子３１２のゲート電圧と２次コイル４０４の電流との関係の他の例を説明する図である。 スイッチング素子３１２のゲート電圧と２次コイル４０４の電流との関係のさらなる他の例を説明する図である。 電圧上昇検知部２０８の構成の一例を示す図である。 電流検知部３０４の構成の一例を、複数の直列抵抗３２０ａおよびｂと共に示す図である。 出力電流供給部２１０および漏れインダクタンス電流供給部３１６の構成の他の例を示す図である。 電圧出力部２０２の構成の他の例を示す図である。 車両用灯具１０の構成の他の例を示す図である。 車両用灯具１０の構成のさらなる他の例を示す図である。

符号の説明

１０・・・車両用灯具、１２・・・発光ダイオード素子、５０・・・基準電圧電源、１０２・・・電源装置、１０４・・・光源部、２０２・・・電圧出力部、２０４・・・電流比設定部、２０６・・・出力制御部、２０８・・・電圧上昇検知部、２１０・・・出力電流供給部、２１２・・・ノード、３０２・・・スイッチ制御部、３０４・・・電流検知部、３０６・・・電源部用トランス、３０８、３２２・・・コイル、３１０、３１８・・・コンデンサ、３１２・・・スイッチング素子、３１４・・・出力側トランス、３１６・・・漏れインダクタンス電流供給部、３２０・・・直列抵抗、４０２・・・１次コイル、４０４・・・２次コイル、４０６、４０８・・・出力側コイル、５０２・・・ラッチ、５０４・・・カウンタ、５０６・・・コンパレータ、５０８・・・ツェナーダイオード、５１０・・・定電圧源、５１２、６０４・・・抵抗、６０２・・・断線検出部、６０６・・・ＰＮＰトランジスタ、６０８・・・ＮＰＮトランジスタ、７０２・・・スイッチ、８０２、８０８・・・ダイオード、８０４、８０６・・・ＮＭＯＳトランジスタ

Claims (7)

1. スイッチングレギュレータを有する電源装置であって、
   レギュレータトランスと、
   前記レギュレータトランスに対して供給電流を供給するか否かをスイッチングする１次側スイッチと、
   前記１次側スイッチのスイッチング毎に、前記レギュレータトランスの２次側における出力電流の最小値を０に下げる制御回路と、
   前記レギュレータトランスの２次側へ、平行して複数接続されている負荷のそれぞれへの経路における電流の変化が、互いに磁束を打ち消しあう方向へ、前記それぞれの経路を磁気結合する結合トランスと
   を備える電源装置。
2. 前記制御回路は、前記２次側出力電流の最大値を、前記負荷に供給する電流の目標値の２倍より大きくする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御回路は、前記１次側の供給電圧に応じて前記スイッチングの周波数を変更することにより、前記１次側の供給電圧に依らずに前記２次側の平均電流を一定に保持する請求項２に記載の電源装置。
4. 前記制御回路は、前記負荷に供給する電流の目標値が増加した場合に、前記１次側スイッチのスイッチング周波数を下げることにより前記２次側の平均電流を増加させる請求項３に記載の電源装置。
5. 前記制御回路は、前記スイッチングのサイクル間における前記２次側出力電流が０である時間を、前記負荷に供給する電流の目標値または前記１次側の供給電圧に依らず略一定に保持する請求項４に記載の電源装置。
6. スイッチングレギュレータを有する車両用灯具であって、
   レギュレータトランスと、
   前記レギュレータトランスの２次側へ、平行して複数接続されている半導体発光素子と、
   前記レギュレータトランスに対して供給電流を供給するか否かをスイッチングする１次側スイッチと、
   前記１次側スイッチのスイッチング毎に、前記レギュレータトランスの２次側における出力電流の最小値を０に下げる制御回路と、
   前記半導体発光素子のそれぞれへの経路における電流の変化が、互いに磁束を打ち消しあう方向へ、前記それぞれの経路を磁気結合する結合トランスと
   を備える車両用灯具。
7. 前記制御回路は、前記スイッチングのサイクル間における前記２次側出力電流が０である時間を、前記半導体発光素子に供給する電流の目標値または前記１次側の供給電圧に依らず略一定に保持する請求項６に記載の車両用灯具。

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